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QUERVERWEIS AUF EINE VERWANDTE ANMELDUNG
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Das vorliegende Patent beansprucht gemäß 35 U.S.C. §119 (e) den Nutzen aus der vorläufigen US-Patenanmeldung Nr. 61/752538, die am 15. Januar 2013 eingereicht wurde und den Titel „Telescopic Op-amp with Slew rate Control” [Teleskopischer Operationsverstärker mit Anstiegsratensteuerung] trägt und deren Inhalt hier durch Bezugnahme darauf vollumfänglich enthalten ist.
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TECHNISCHES GEBIET
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ie vorliegende Anmeldung bezieht sich auf Sigma-Delta-Modulatoren und die in diesen Modulatoren verwendeten Komponenten.
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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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Digitale Mikrofone müssen den analogen Eingang von der Membran (z. B. eine MEMS-Vorrichtung) in einen digitalen Bitstrom umwandeln, und dafür wird in fast allen Fällen ein Sigma-Delta-Wandler als Wandler gewählt. Die Einschränkungen für digitale Mikrofone, die für mobile Telekommunikations- und Hörinstrumente verwendet werden, sind im Hinblick auf Signal-Rausch-Verhältnis (signal to noise ratio; SNR), Stromverbrauch, Spannungszufuhrpegel und Netzstörunterdrückung sehr hoch.
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Es ist vorteilhaft, einen sehr effizienten Sigma-Delta-Wandler zu verwenden, der sehr geringes Rauschen hat und Leistung unter Milliwatt verwendet, und der mit niedrigen Versorgungsspannungen, z. B. ca. 0,8 V–1,5 V arbeiten kann. Die besondere Ausgestaltung der Operationsverstärker in einem Sigma-Delta-Modulator ist für die Leistung des gesamten Sigma-Delta-Modulators wichtig, z. B. Beibehalten adäquater Signal-Rausch-Verhältnisse, Stromverbrauch, THD und Fähigkeit, bei sehr niedrigen Versorgungsspannungen zu arbeiten.
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Dies trifft insbesondere für den Operationsverstärker zu, der im ersten Integrator in solchen Vorrichtungen verwendet wird.
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Es wurden Versuche angestellt, um Operationsverstärker mit diesen Eigenschaften zu entwickeln, sowohl differenzielle und nicht-differenzielle Systeme, wobei verschiedene Arten von Operationsverstärkern in den Integratoren verwendet wurden. Nicht differenzielle Systeme sind empfindlich für Rauschinjektionen und haben eine niedrigere Netzstörunterdrückung, können jedoch stromeffizient gemacht werden, insbesondere wenn ein Operationsverstärker des Invertertyps in den Integratoren verwendet wird. Die differenziellen Systeme sind robuster, verbrauchen aber normalerweise aufgrund der komplexeren Struktur des Operationsverstärkers mehr Strom. In allen Fällen haben jedoch die früheren Systeme weniger effiziente Lösungen geboten.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Für ein umfassenderes Verständnis der Offenbarung soll auf die folgende ausführliche Beschreibung und auf die beigefügten Zeichnungen Bezug genommen werden, in denen:
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1 ein Schaltungsdiagramm eines Operationsverstärkers (Opamp) gemäß verschiedenen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung aufweist;
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2 ein Schaltungsdiagramm eines Spannungsreglers zur Verwendung mit dem Operationsverstärker von 1 gemäß verschiedenen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung aufweist;
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3 ein Schaltungsdiagramm eines Integrators aufweist, der den Operationsverstärker von 1 verwendet, und der zum Beispiel in einem Sigma-Delta-Modulator verwendet wird, gemäß verschiedenen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung;
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4 ein Schaltungsdiagramm eines Gleichtakt-Rückkopplungsnetzwerks gemäß verschiedenen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung aufweist.
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Fachleute werden erkennen, dass Elemente in den Figuren aus Gründen der Einfachheit und der Klarheit veranschaulicht sind. Es ist weiter zu erkennen, dass bestimmte Aktionen und/oder Schritte in einer bestimmten Reihenfolge des Auftretens beschrieben oder dargestellt sein können, wohingegen die Fachleute auf dem Gebiet verstehen werden, dass solch eine spezielle Reihenfolge nicht wirklich erforderlich ist. Es wird auch verstanden werden, dass die hier benutzten Begriffe und Ausdrücke die gewöhnliche Bedeutung haben, wie sie solchen Begriffen und Ausdrücken in Bezug auf ihre entsprechenden jeweiligen Forschungsgebiete und Fachgebiete zukommt, außer dort, wo hier spezielle Bedeutungen gesondert definiert sind.
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AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
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In den vorstehend beschriebenen Lösungsansätzen wird ein Integrator-Operationsverstärker bereitgestellt, der differenziell, gleichzeitig aber leistungseffizient ist und geringes Rauschen hat und mit niedriger Versorgungsspannung, z. B. 0,8 V–1,5 V, arbeiten kann. Es wird verstanden werden, dass allgemein ausgedrückt der effizienteste Typ von Operationsverstärker ein einstufiger Operationsverstärker der Klasse AB ist, d. h. dass er einpolig ist, wodurch für eine vorgegebene Bandbreite und Einstellzeit geringerer Stromverbrauch benötigt wird. Des Weiteren stellt für geschaltete Schaltungen, beispielsweise in Schalter-Kondensator-Schaltungen, die Operation der Klasse AB sicher, dass kein Anstieg auftritt, was den Bedarf an Ruhestrom erhöhen würde.
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Die vorliegend beschriebenen Lösungsansätze verwenden einen teleskopischen Operationsverstärker wegen der einstufigen Beschaffenheit dieses Operationsverstärkers und seiner differenziellen Konfiguration. Dasselbe trifft für ein Differenzialpaar ohne angewendete Kaskodentransistoren zu. Wegen der Kaskadentransistoren hat der teleskopische Operationsverstärker eine höhere (30–40 dB) Leerlaufverstärkung. Dies ist insbesondere von Vorteil, wenn der Operationsverstärker als Integrator in einem Sigma-Delta-Modulator verwendet wird. Der teleskopische Verstärker ist für Niederspannungsbetrieb nicht die offensichtliche Wahl, aber die vorliegend beschriebenen Lösungsansätze erreichen dies durch eine sorgfältige Regelung der Gleichstrom-Vorspannungen, insbesondere durch Regeln der Eingangs-Vorspannung unabhängig von der Ausgangsvorspannung. Diese Grundsätze können auch mit großem Nutzen für einen einfachen Differenzialpaar-Operationsverstärker verwendet werden. Für einen teleskopischen Operationsverstärker sind sie jedoch absolut zwingend.
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Folglich ist der Operationsverstärker dazu konfiguriert, über Temperatur und Prozesse betrieben zu werden, mit der Fähigkeit, mit einer maximalen Ausgangsspannungsschwankung umzugehen. Dies stellt für den Operationsverstärker die beste THD-Leistung sicher, was für Sigma-Delta-Modulatoren ein Schlüsselparameter zum Erreichen eines großen Dynamikbereichs ist, z. B. führen Nicht-Linearitäten bei den Operationsverstärkern zu Intermodulationsprodukten des rauschgeformten Quantisierungsrauschens. Diese Intermodulationsprodukte landen im Audioband und steigern somit das Rauschen und verkleinern den Dynamikbereich des Modulators. Der vorliegend beschriebene teleskopische Operationsverstärker ist des Weiteren eine stromeffiziente Implementierung, insbesondere im Vergleich zu früheren Operationsverstärkern mit gefalteter Kaskode, die häufig in differenziellen Implementierungen verwendet werden.
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Um die Anstiegsrate zu erhöhen, wird das Eingangssignal (über Cp, Cn) an die Gates von M8 und M9 gekoppelt, was es diesen ermöglicht, bei Bedarf mehr Strom zu liefern (siehe 1). Normalerweise ist der Strom in diesen Transistoren (M8, M9) fest und begrenzt somit die Anstiegsrate. Die Anstiegsratenbegrenzung ist problematisch, wenn der Operationsverstärker in einem Sigma-Delta-Modulator verwendet wird. Anstiegsratenbegrenzungen im Operationsverstärker führen zu nicht-linearem Einschwingen, was dieselbe Wirkung hat wie eine Störung, d. h. Anstieg des Audioband-Rauschens und Verkleinerung des Dynamikbereichs des Modulators.
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In anderen Aspekten verwenden die vorliegenden Lösungsansätze einen differenziellen Operationsverstärker in einem differenziellen Niederspannungs-Sigma-Delta-Wandler, der Doppelabtastung verwendet, wie in 3 dargestellt ist. Die Doppelabtastung wird von den Kondensatoren C1, C2 und den verbundenen Schaltern implementiert. Doppelabtastung verdoppelt das Eingangssignal effektiv und steigert somit das erreichbare Signal-Rausch-Verhältnis für einen gegebenen Strom um ca. 3 dB. Dies kann auch verwendet werden, um den Stromverbrauch zu reduzieren, wenn ein vorgegebenes Signal-Rausch-Verhältnis benötigt wird. Doppelabtastung kombiniert mit einer differenziellen Struktur ergibt das bestmögliche Signal-Rausch-Verhältnis.
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In anderen Aspekten verwenden die vorliegenden Lösungsansätze einen teleskopischen Operationsverstärker in einem differenziellen Niederspannungs-Sigma-Delta-Wandler. Die vorliegenden Lösungsansätze stellen auch die Gleichstrom-Gleichtakt-Eingangsspannung (V(CMI)) ein, um den Operationsverstärkerbetrieb an Prozess- und Temperaturbetriebseckbereichen bei niedriger Spannung zu ermöglichen. In anderen Aspekten wird auch die Verwendung von Anstiegsratensteigerung vorteilhaft eingesetzt.
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Unter Bezug auf 1 weist die Anstiegsraten-Burstschaltung eine Vielzahl von Schaltern 102 (S1), 104 (S2), 106 (S3) und 108 (S4) auf. Mit „Anstiegsrate” ist die Rate gemeint, mit der sich die Ausgangsspannung innerhalb einer vorgegebenen Zeit verändern kann (dV/dt). Vorliegend wird sie durch den maximalen Strom bestimmt, den der Operationsverstärker aufnehmen oder abgeben kann. Unter weiterer Bezugnahme auf 1 weist die Schaltung einen ersten Transistor 110 (M1), einen zweiten Transistor 112 (M2), einen dritten Transistor 114 (M3), einen vierten Transistor 116 (M4), einen fünften Transistor 118 (M5), einen sechsten Transistor 120 (M6), einen siebten Transistor 122 (M7), einen achten Transistor 124 (M8) und einen neunten Transistor 126 (M9) auf.
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Die Anstiegsratenerhöhung wird erreicht, indem die Transistoren 112 (M2) und 124 (M8) (und 114 (M3) und 126 (M9)) gezwungen werden, in einer Gegentakt-Konfiguration zu arbeiten, wobei die Gate-Spannung von 124 (M8) durch den Eingang (INP) moduliert wird, so dass er mehr Strom an den Ausgang liefern kann, als er sonst fähig wäre (wenn der Transistor 124 (M8) als konstante Stromquelle fungiert). Ein Kondensator 130 (CN) (und ein Kondensator 132 (CP)) können als konstante Spannungsquellen mit einer Spannung von V(BP) – V(INP) betrachtet werden.
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Die Anstiegsratensteigerung weist auch einen Kondensator 128 (C1) auf. Der Zweck von C1 ist es, Ladung an den Kondensator 130 (CN) (und den Kondensator 132 (CP)) zu übertragen, um V(BP2) (V(BP1)) auf V(BP) vorzuspannen. Dies wird erreicht, indem die Schalter 102 (S1) und 104 (S2) durch zwei nicht überlappende Takte φ1 und φ2 getaktet werden. Dies führt effektiv dazu, dass das System, das aus S1–S2 und dem Kondensator 128 (C1) besteht, als (Switched Capacitor) Widerstand arbeitet.
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Die Anstiegsratensteigerung arbeitet folgendermaßen. Wenn die Schalter 102 und 106 (S1 und S3) geschlossen sind, wird der Kondensator 128 (C1) auf die Spannung V(BP) geladen. Wenn die Schalter 104 und 108 (S2 und S4) geschlossen sind, werden Ladungen zwischen den Kondensatoren 128, 130 und 132 (C1 und CN und CP) übertragen, so dass im Lauf der Zeit (viele Taktzyklen) die Spannung an dem V(BP), V(BP1) und V(BP2)-Knoten in der Taktphase φ1 identisch wird, wobei V(INN) und V(INP) im Integratorsystem (siehe 3 unten) auf die (identisch mit der) Spannung V(CMI) eingeschwungen sind. Durch Laden dieser Kondensatoren wird die Anstiegsrate erhöht, weil die Transistoren 112 (M2) und 124 (M8) (114 (M3) und 126 (M9)) in der Taktphase φ1 in einer Gegentakt-Konfiguration arbeiten, wobei die Gatespannung von M8 durch den Eingang (INP) moduliert wird, so dass mehr Strom an den Ausgang geliefert werden kann, als es ansonsten möglich wäre (wenn M8 als konstante Stromquelle fungiert). Das Erhöhen der Anstiegsrate ist von Vorteil, weil es die Einschwingzeit und den Einschwingfehler des Integratorsystems verringert. Anstiegsratensteigerung ist besonders vorteilhaft, weil es die Anstiegsrate erhöht, ohne den Gesamtstromverbrauch im Operationsverstärker zu erhöhen, was ansonsten nötig wäre, um eine ähnliche Anstiegsrate zu erhalten. Wie erwähnt werden die Schalter 102, 104, 106 und 108 durch zwei nicht überlappende Takte φ1 und φ2 gesteuert.
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Wie erwähnt, werden die Transistoren 124 und 126 (M8 und M9) durch die Vorspannung V(BP1) und V(BP2) gesteuert und arbeiten zusammen mit den Transistoren 110 und 112 (M1 und M2) als Teil einer differenziellen Gegentaktstufe. V(BP1) ist im Folgenden die Eingangsspannung V(INP), jedoch durch CP spannungsverschoben (VBP – V(INP)), und wird daher wechselstromweise durch V(INP) geregelt. Die Dauerbetriebsspannung bei V(BP1) und V(BP2) wird von VBP durch die Switched Capacitor Widerstandsschaltung (Schalter 102–108 S1–S4 und Kondensator 128 (C1)) wie oben beschrieben eingestellt.
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Die Transistoren 120 und 122 (M6 und M7) werden durch die Spannung V(CASP) gesteuert. V(CASP) ist eine konstante Spannung, die veranlasst, dass 120 und 122 (M6 und M7) als Kaskoden für M8 und M9 arbeiten. Die Funktion dieser Transistoren ist es, die Leerlaufverstärkung des Operationsverstärkers zu erhöhen. Die von den Eingangstransistoren 112 und 114 (M2 und M3) eingestellte Operationsverstärker-Verstärkung ist Gate-Kanal-Transkonduktanz (gm) mal Ausgangsimpedanz, und da die Kaskadentransistoren die Ausgangsimpedanz erhöhen, wird auch die Verstärkung effektiv erhöht. Die Operationsverstärker-Verstärkung wird benötigt, um den Einschwingfehler des Integrators (siehe 3 unten) gering zu machen.
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Die Transistoren 116 und 118 (M4 und M5) werden durch die Spannung V(CASN) gesteuert. V(CASN) kann durch die Schaltung von 2 erzeugt werden. Die Funktion dieser Transistoren ist es, als Kaskoden für die Transistoren 112 und 114 (M2 und M3) zu fungieren. Die Funktion und der Zweck der Transistoren 116 und 118 (M4 und M5) sind dieselben wie für die Transistoren 120 und 122 (M6 und M7), nämlich die Leerlaufverstärkung des Operationsverstärkers zu erhöhen, was für eine praktische Implementierung erforderlich ist.
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Die Transistoren 112 und 114 (M2 und M3) werden durch INP und INN gesteuert, welche die Eingänge des Operationsverstärkers sind. Funktion der Transistoren 112 und 114 (M2 und M3) ist es, die Übertragungsfunktion des Operationsverstärkers zu implementieren, nämlich das an den Eingängen (INP und INN) empfangene differenzielle Eingangssignal für den Ausgang des Operationsverstärkers (OUTP und OUTN) zu verstärken. Das durch Gate-Kanal Transkonduktanz (gm) mal Ausgangsimpedanz des Operationsverstärkers verstärkte differenzielle Eingangssignal implementiert die Leerlaufverstärkung des Operationsverstärkers.
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Der Transistor 110 (M1) wird durch V(BN) gesteuert. Funktion von M1 ist es, eine spannungsgesteuerte Stromquelle bereitzustellen, die von einer Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung gesteuert wird. 4 (unten) ist ein Beispiel für eine solche Schaltung. Der Zweck der Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung ist es, den Transistor 101 (M1) derart zu steuern, dass der Gleichtakt-Ausgangspegel V(CMO) ist, welcher unabhängig vom Gleichtakt-Eingangspegel eingestellt wurde. Typischerweise wird V(CMO) auf die Hälfte der Versorgungsspannung eingestellt, um eine maximale Ausgangsschwingung des Operationsverstärkers erzielen zu können.
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Die Spannung über V(BN) wird in der Anwendung durch V(CMI) streng gesteuert. Grund für diese strenge Steuerung ist, dass die Spannung über dem Transistor 110 (M1) eine maximale Ausgangsschwingung des Operationsverstärkers bereitstellen muss. Um eine maximale Ausgangsschwingung erzielen zu können und den Operationsverstärker bei niedrigen Spannungen voll funktionsfähig zu haben, trotz Siliziumprozessvariationen und über einen weiten Temperaturbereich, sollte die Spannung über dem Transistor 110 (M1) auf einem Minimum gehalten werden, jedoch trotzdem auf einem Pegel, auf dem der Transistor 110 (M1) als annehmbare Stromquelle fungiert. Ein Pegel von 100 mV–200 mV über dem Transistor 110 (M1) ist typischerweise ausreichend, um einen korrekten Betrieb von M1 aufrecht zu erhalten. Die Spannung (über M1) am Drain von M1 wird durch die Spannung bei INP und INN eingestellt, weil die Gate-Source-Spannung (Vgs) von M2 (M3) konstant und ungefähr eine Schwellenspannung ist. Der Spannungspegel des Dauerbetriebsgleichstroms an den Eingängen INP und INN ist V(CMI).
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Folglich ist in 1 ein teleskopischer Operationsverstärker mit Anstiegsratensteigerung gezeigt. Die Kaskodentransistoren (M4–7) werden verwendet, um ausreichende Verstärkung zu erzielen. Die Kondensatoren und Schalter implementieren die Anstiegsratensteigerung, die in Taktphase 2 arbeitet (φ2), indem der Quellenstrom in dem Zweig, der ihn benötigt, erhöht wird, und in demjenigen, der ihn nicht benötigt, reduziert wird.
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Die Dauerbetriebsgleichstromspannung an dem Operationsverstärker V(BP1,2) ist V(BP), aber gleichzeitig ist die Spannung über den Kondensatoren 130 und 132 (Cp und Cn) konstant. Da das Eingangssignal auch an dem Gate der Transistoren 124 und 126 (M8 und M9) durch die Kondensatoren 132 und 130 (Cp und Cn) empfangen wird, tragen diese Vorrichtungen dazu bei, den Ausgang aktiver zu treiben als nur einfache Stromquellen, wie es ansonsten der Fall wäre. Der Wert des Kondensators 128 (C1) wird in einem Aspekt niedrig gehalten, aber die Werte der Kondensatoren 130 und 132 (Cp und Cn) sollten typischerweise größer als die Gate-Kapazitäten der Transistoren 112 und 124 (M2, M8) und 114 und 126 (M3, M9) sein, damit die Anstiegsratensteigerung wirksam ist.
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Bei einem Beispiel des Betriebs des Netzwerks von 1 werden die Signale (INP und INN) oder (V(CMI) oder V(CMO)) empfangen. φ1 und φ2 sind nicht überlappende Takte. Die Signale V(CMI) und V(CMO) können auch durch die Schaltung von 2 erzeugt werden. Das Signal V(CMI) behält über M1 eine im Allgemeinen konstante Spannung bei.
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Unter Bezug auf 2 wird ein Beispiel der Erzeugung von V(CMI) beschrieben. Die Schaltung hat einen ersten Transistor 202 (MW), einen zweiten Transistor 204 (M11), einen Widerstand 210 (R2), einen Transistor 206 (M12), eine Stromquelle 212 (I1) und einen Widerstand 208 (R1).
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2 zeigt die Erzeugung der Gleichstrombetriebsspannungen für den Operationsverstärker. Die Stromquelle 212 (I1) ist eine Stromquelle, welche die Widerstände 208 und 210 (R1 und R2) verfolgt. Der Widerstand 208 (R1) legt die Spannung über der unteren Stromquelle (siehe Transistor 110 (M1) in 1) fest. M1 sollte auf irgendeine Art an die Eingangstransistoren in dem Operationsverstärker (siehe die Transistoren 112 und 114 (M2 und M3 in 1)) angepasst werden und definiert eine Gleichstrom-Eingangsspannung (V(CMI)), bei der der Operationsverstärker gut arbeitet. Die Kaskodenspannung (V(CASN)) kann durch den Widerstand 210 (R2) einfach als die obige feste Spannung V(CMI) erzeugt werden. Die Erzeugung von V(CASP) ist nicht gezeigt, kann jedoch auf traditionelle Art und Weise, die dem Fachmann bekannt ist, erzeugt werden.
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Funktion der Transistoren 202 und 204 (M10 und M11) ist es, einen Stromspiegel bereitzustellen, welcher den Strom durch die Transistoren 202 und 204 (M10 bis M11) spiegelt. Das heißt, der Strom durch die Transistoren 202 und 204 (M10 und M11) ist gleich, wenn die Transistoren 202 und 204 (M10 und M11) Transistoren gleicher Größe sind.
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Funktion des Widerstands 208 (R1) ist es, die Spannung zu erzeugen, die man gerne über M1 hätte (1) V = R1·I1. Funktion der Stromquelle 212 (I1) ist es, einen Strom zu liefern. Funktion des Widerstands 210 (R2) ist es, V(CASP) zu erzeugen, was eine feste Spannung über V(CMI) sein sollte, z. B. 200 mV. V(CASP) = V(CMI) + R2·I1.
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Funktion des Transistors 206 (M12) ist es, eine ähnliche Spannung wie Vgs für die Transistoren 112 (M2) und 114 (M3) in 1 zu erzeugen. Aus diesem Grund sollte der Transistor 206 (M12) ähnlich (oder identisch mit) den Transistoren 112 (M2) (und 114 (M3)) sein, und der durch den Transistor 206 (M12) fließende Strom (I2 in 2) sollte ähnlich dem durch den Transistor 112 (M2) fließenden Strom (I(M2)) sein. Skalieren von M12 und I2 bezüglich M2 und I(M2) kann angewandt werden.
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Das Einstellen einer konstanten Spannung über dem Transistor 110 M1 (in 1) wird durch Erzeugen einer konstanten Spannung über R1 (VR1 = R1·I2) und Hinzufügen von Vgs des Transistors 206 (M12) erreicht, wodurch V(CMI) erzeugt wird. Diese Spannung wird auch als Dauerbetriebsspannung auf INP und INN gesehen, und da die Spannung über dem Transistor 110 (M1) (VMI) für den Transistor 112 (M2) (Transistor 114 (M3)) V(CMI)-Vgs ist, ist sie gleich VR1 (Vgs für den Transistor 206 (M12), den Transistor 112 (M2) und den Transistor 114 (M3) ist gleich).
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Wenn die Stromquelle 212 (I1) von Prozessänderungen in den Widerständen 208 und 210 (R1 und R2) abhängig ist, ändert sich die Spannung über diesen nicht mit Prozess und Temperatur. Dies wird sehr einfach implementiert, indem I1 von einer gewöhnlich verwendeten PTAT-Schaltung, die dem Fachmann bekannt ist, abgeleitet wird. Da sich Vgs der Transistoren 206 (M12), 112 (M2) und 114 (M3) in gleicher Weise über Prozess und Temperatur verändert, bleibt die Spannung über dem Transistor 110 (M1) ebenfalls konstant.
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Unter Bezug auf 3 wird nun ein Beispiel einer Schaltung beschrieben, die den Operationsverstärker von 1 verwendet. Die Schaltung von 3 selbst kann in einem Sigma-Delta-Modulator verwendet werden. Die Schaltung von 3 weist einen Operationsverstärker 322, ein Gleichtaktnetzwerk 328, Schalter 302 (S5), 304 (S6), 306 (S7), 308 (S8), 310 (S9), 312 (S10), 314 (S11) und 316 (S12) und Kondensatoren 324 und 326 (C1 und C2) auf. Obwohl sie in Sigma-Delta-Modulatoren verwendet wird, sind andere Verwendungen ebenfalls möglich.
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3 zeigt ein Beispiel für einen Sigma-Delta-Integrator, der den teleskopischen Operationsverstärker 322 verwendet. Die Erzeugung von V(BP), V(CASN) und V(CMI) wurde bereits unter Bezug auf 2 gezeigt. V(CMO) ist die Gleichstrom-Gleichtakt-Ausgangsspannung (typischerweise die Hälfte der Versorgungsspannung) und unterscheidet sich vorliegend von der Gleichstrom-Gleichtakt-Eingangsspannung, die streng gesteuert werden und von Prozess und Temperatur abhängig sein sollte, damit der teleskopische Operationsverstärker arbeitet. Die Dauerbetriebsgleichstromspannung über den Vorsteuerungskondensatoren 324 und 326 (C1, C2) ist V(CMO) – V(CMI), was 0 V ist, wenn V(CMI) gleich der Gleichstrom-Gleichtakt-Ausgangsspannung der vorhergehenden Stufe ist. Dies macht die Gleichstrom-Eingangsspannung am Eingang des Operationsverstärkers effektiv zu V(CMI). Das Gleichtakt-Rückkopplungsnetzwerk 328 arbeitet am V(BN) Eingang des Operationsverstärkers (siehe Operationsverstärker von 1), und ein Beispiel einer für gewöhnlich verwendeten Implementierung ist in 4 gezeigt. Die Kondensatoren 330 und 332 sind vorgesehen, um die Integratorfunktion der Schaltung zu implementieren. Funktion eines Gleichtakt-Rückkopplungsnetzwerks 328 ist es, den Gleichtakt-Ausgangspegel auf V(CMO) einzustellen.
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Es wird verstanden werden, dass die in 3 gezeigte Integrator-Schaltung so arbeitet, dass sie Signale integriert, wie es für den Fachmann bekannt ist, und ihre weitere Funktionsweise wird vorliegend nicht im Einzelnen beschrieben.
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Unter Bezug auf 4 wird ein Gleichtakt-Rückkopplungsnetzwerk beschrieben. Das Netzwerk weist Schalter 402, 404, 406, 408, 410 und 412 (S13, S14, S15, S16, S17 und S18) und Kondensatoren 414, 416, 418 und 420 (C5, C6, C7 und C8) auf. Taktsignale steuern das selektive Öffnen und Schließen der Schalter.
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Gleichtakttechniken sind eine bekannte Technik zum Bereitstellen von Gleichtaktstabilität zum Betreiben einer Schaltung. Es gibt zwei Phasen des Takts. Im Allgemeinen wird der Operationsverstärker während der zweiten Phase des Takts verwendet. Während einer ersten Phase des Takts werden die Kondensatoren auf den gewünschten Ausgangspegel der Gleichtaktspannung geladen. Der Ausgang des Netzwerks wird während dieser Phase mit dem Operationsverstärker verbunden. Während der zweiten Phase sind die Kondensatoren geladen und sind mit einem Knoten des Operationsverstärkers verbunden. Obwohl am Operationsverstärker eine differenzielle Ausgangsspannung anliegen kann, ist die durchschnittliche an den Knoten angelegte Spannung die Gleichtaktspannung. Die weitere Funktionsweise dieser Schaltung wird vorliegend nicht beschrieben, weil sie für den Fachmann bereits bekannt ist.
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Insbesondere ist die Funktion des Transistors 110 (M1) in 1, eine spannungsgesteuerte Stromquelle bereitzustellen, welche von einer Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung, die in 4 gezeigt ist, gesteuert wird. Zweck der Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung ist es, den Transistor 110 (M1) derart zu steuern, dass der Gleichtakt-Ausgangspegel, der unabhängig vom Gleichtakt-Eingangspegel eingestellt wird, V(CMO) ist. Typischerweise wird V(CMO) auf die Hälfte der Versorgungsspannung eingestellt, um eine maximale Ausgangsschwingung des Operationsverstärkers erreichen zu können.
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Es sind hier bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung beschrieben worden, einschließlich der besten Weise, die den Erfindern für die Ausführung der Erfindung bekannt ist. Es sollte aber klar sein, dass die veranschaulichten Ausführungsformen nur Beispiele sind und nicht als den Schutzumfang der Erfindung beschränkend betrachtet werden sollen.
