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Die Erfindung betrifft eine Verstärkerausgangsstufe in A-Betrieb, wobei aktive Verstärkerelemente mit einer bestmöglich linearen Übertragungscharakteristik arbeiten. Daher ist die Ausgangsstufe bezeichnet als „ultra-lineare”. In einfacher Ausführung kann die Erfindung als einstufige Eintakt-Verstärkerstufe (mit theoretisch maximaler Effizienz von 25%) oder vorzugsweise als eine einstufige Gegentakt-Verstärkerstufe in komplementär-symmetrischer Halbleitertechnik mit BJT- oder MOS-Transistoren (mit theoretisch maximaler Effizienz von 50%) realisiert werden, und zwar mit unsymmetrischem oder symmetrischem Ausgang und z. B. als Audio-Endstufe zum Betreiben von Lautsprechern dienen. Auch andere Anwendungen kommen in Frage, wo Linearität eine wichtige Rolle spielt. Obwohl die Erfindung auch in einem mehrstufigen Verstärker generell als Verstärkerstufe oder als Ausgangsstufe (Treiberstufe vor der Last) eingesetzt werden kann, meine Intention ist in erster Linie geblieben, die Erfindung im Kontext eines Leistungsverstärkers in A-Betrieb für Audioanwendungen zu betrachten. Neu in Bezug auf den Stand der Technik ist die Tatsache, dass als aktives Verstärkerelement kein Einzeltransistor dient (damit ist auch eine Kombination davon, wie z. B. Darlington-Schaltung usw. gemeint), sondern ein Transistor-Paar geschaltet als Differenzverstärker, wobei eine neue Differenzverstärkerschaltung genannt Differenzverstärker mit gekreuzter Anordnung von zwei Stromspiegeln angewandt ist. Die gekreuzte Anordnung im gemeinsamen Sourcezweig angewandt in der Erfindung bewirkt eine Kopplung zwischen den Einzeltransistoren des Differenz-Transistorpaars, das als Verstärkerelement dient. Diverse Kopplungsarten angewandt an einem Differenz-Transistorpaar, welche funktionelle Verbesserungen bewirken sollten, sind bereits aus der Literatur bekannt, siehe dazu die folgenden Patentschriften:
DE 10 2012 009 099 A1 (dort
4 – negatives Eingangsimpedanz-Verhalten, im Text „Gütetranskondunktanz” genannt, durch eine Mitkopplung realisiert mit einer Kreuzanordnung von den Kollektoranschlüssen der beiden Transistoren T3),
US 2005/0218983 A1 (Kompensation der Signallaufzeit-Verspätung durch die Einschaltzeit des Transistors infolge von seiner ”Treshold”-Spannung),
US 2010/0001797 A1 (parallele Schaltung von zwei Differenz-Transistorpaaren mit aktiver Last im Gegenphase) und
US 201370076440 A1 (gekreuzte Anordnung von zwei Stromspiegeln als aktive Last zur Abstimmung der Verstärkung).
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Warum also ein Differenzverstärker als ein Verstärkerelement zu benutzen? Nach Kriterium der besten Linearität in A-Betrieb in der Nähe vom DC-Arbeitspunkt ist zwischen einer exponentiellen Kennlinie (wie bei BJT), einer quadratischen Kennlinie (wie bei MOST), die Kennlinie eines Differenzverstärkers als bestmögliche Wahl genommen, wie das aus der Vergleichsdarstellung von Intermodulation(IM)-Verzerrungswerten in 1 hervorgeht, wobei Up = Spitzenwert des relativen Ausgangsstromhubes und Vip = maximale Eingangsspannung, siehe [Ref. 1]: W. Sansen, „Distortion in Elementary Transistor Circuits”, IEEE Trans. CAS II Vol 46, No 3, March 1999, pp. 315–324. Der neue Differenzverstärker (ND) in 3 kann mehr Laststrom bei gleichem Ruhestrom liefern im Vergleich mit dem Differenzverstärker in 2 (weil dort die statischen Stromquellen, CS2 und CS3, eine Strombegrenzung und dadurch ein härteres Übersteuerungsverhalten bewirken). So können im Signalspektrum am Ausgang die ungeradzahligen Harmonischen, nämlich k3, k5, k7 usw. – welche ein härteres Übersteuerungsverhalten indizieren – reduziert werden. Und gerade der Teil von Spektrumkomponenten lässt sich auch mit symmetrischer Topologie (symmetrischer Gegentaktverstärker) nicht eliminieren. Der kubisch verlaufende Anteil in der Übertragungskennlinie, welcher vor allem IM3-Verzerrungskomponenten verursacht, wird dadurch kleiner, vergleiche die Verzerrungswerte in 1 für MOS-Transistorpaar. Der Vorteil der Erfindung dürfte also in der Tatsache liegen, dass ein Eintaktverstärker mit dem neuen Differenzverstärker (ND) in 3 mehr geradzahlige Harmonischen zu erzeugen tendiert, als wenn er mit einem herkömmlichen Differenzverstärker in 2 realisiert wäre, infolgedessen die geradzahligen Spektralkomponenten in einem Gegentaktverstärker aus zwei solchen Eintaktstufen gegenseitig ausgelöscht werden können und die gesamte Verzerrungen dadurch verringert. Also eine Ausführung der Erfindung als eine symmetrische Gegentaktstufe ist vorteilhaft, da praktisch ein weicheres Übersteuerungsverhalten, sogenanntes Soft-Clipping, erreicht werden kann. Die Anwendung vom Transistorpaar in A-Betrieb würde leider zu einer doppelten Verlustleistung führen und geringe Effizienz des A-Klasse-Verstärkers weiter verschlechtern. Zweite Aufgabe der Erfindung ist also die Effizienzsteigerung des Differenzeingangspaars in A-Betrieb.
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Die neue Ausgangsstufe ist bezeichnet als „hocheffizient”, weil ihre Verslustleistung im Vergleich mit der Verlustleistung eines herkömmlichen Differenzverstärkers mit Transistor-Paar wesentlich reduziert ist. Der Grundgedanke der Erfindung ist es, eine derartige Optimierung des Verstärkungsfaktors durch die Einstellung des Arbeitspunktes (siehe PA2-b) durchzuführen, dass an der Laststromlieferung nur eins von den beiden Transistoren im Differenzeingangspaar beteiligt wird. Das heißt, dass der andere Transistor während des AC-Betriebs praktisch im DC-Arbeitspunkt „ruht”, möglichst kleine AC-Stromkomponente aufweist, und daher zur gesamten Verstärkung geringfügig beiträgt, weswegen seine Kollektor- oder Drainvorspannung möglichst niedrig gehalten werden soll (PA3-b). Die Maßnahme reduziert also die Verlustleistung, welche der Transistor im herkömmlichen Differenzverstärker üblicherweise erzeugt hätte, ohne dafür Verstärkung opfern zu müssen. Denn wenn PA2 erfüllt ist (z. B. für n = 1 und RG = RE1 = RE2), entspricht die Spannung-Verstärkung des Verstärkers in 3 der Verstärkung eines herkömmlichen Differenzverstärkers in 2 aber mit aktiver Last, und zwar unter den Konditionen (eine PSpice-Simulation mit dem Ergebnis liegt beim Verfasser vor): bei gleichem Gain-Widerstand (RG), gleichem Ruhestrom und gleicher Last. Das heißt, dass sich mit der Anwendung vom PA2-b und PA3-b eine Schaltung mit aktiver Last erübrigt, wobei im Gegenzug die Verlustleistung reduziert wird. Das ist einer der wichtigsten Vorteile der Erfindung in 3.
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Darüber hinaus ist gemäß PA6 eine weitere Effizienzsteigerung eines Audio-Leistungsverstärkers in A-Betrieb in 4 vorgesehen. Nämlich, dass der Ruhestrom im AC-Betrieb nicht wie üblich konstant bleibt, sondern sich in Abhängigkeit vom Lautstärkepegel ändert: je kleiner die Lautstärke desto geringer Ruhestrom. Das macht die Ausgangstufe in A-Betrieb einzigartig in ihrer Ausführung. Die neue Funktionalität geht aus der Eigenschaft des Differenzverstärkers hervor, dass die Symmetrie seiner Übertragungscharakteristik in Bezug auf den Ruhestromwert immer erhalten bleibt, und zwar bei beliebig eingestelltem Ruhestromwert.
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Der Begriff „Ultra-linearer Verstärker” findet man im Artikel [Ref. 2]: Hafler, D. and H. I. Kernes, „An ultra-linear amplifier”, Audio Engineering, November 1951. Der Vorteil des dort vorgestellten Röhrenverstärkers beruht auf dem Prinzip genannt „Linearizing the Output Stage”, welches im Blumleins Patent [Ref. 3]:
US 2,218,902 beschrieben ist. Natürlich kann eine derartige Linearisierung von Halbleiterelementen physikalisch bedingt nicht umgesetzt werden, aber eine möglichst lineare Übertragungscharakteristik bleibt der Leitgedanke der Erfindung und ihre erste Aufgabe. Das in der Erfindung angewandte Designprinzip (kurz DP) der Linearisierung kann wie folgt zusammengefasst werden: Die beste Methode um die jegliche Art von Verzerrungen in einem Starkstrom-Leistungsverstärker zu reduzieren, und damit die Qualität zu erhöhen ohne Stabilität zu beeinträchtigen, besteht darin, seine Open-Loop Übertragungskennlinie symmetrisch zu linearisieren. Dabei finden alle Maßnahmen zur Linearisierung ausschließlich im Eingangskreis eines Verstärkerelements statt, wobei eine Kopplung zwischen dem Ausgang- und dem Eingangskreis des Verstärkerelements über eine Last am Ausgang zu vermeiden ist. Dem Designprinzip zufolge sind Verstärkerelemente in Kollektor- oder Drainschaltung (als Spannungsfolger) am Ausgang zu vermeiden – ganz im Gegenteil von der Empfehlung aus [Ref. 4]:
DE 1138107 . Einer der Gründe gegen einen Spannungsfolger zur direkten Ansteuerung eines elektrodynamischen Lautsprecher-Chassis (mit Schwingspule im Magnetfeld) liegt in der Tatsache, dass die Linearität des Schallwandlers besser ist, wenn er strombetrieben ist (Transkonduktanz-Treiberstufe, siehe PA3-c und PA4-c) als wenn er spannungsbetrieben wäre (d. h. mit Spannungsfolger in Kollektor- oder Drainschaltung), siehe [Ref. 5]: P. Mills, M. Hawksford, „Transconductance Power Amplifier Systems for Current-driven Loudspeakers”, JEAS, vol. 37, No. 10, 1989 October.
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Ein A-Klasse-Verstärkertransistor leitet im DC-Betriebspunkt einen konstanten Ruhestrom I0. Im AC-Betrieb entsteht einen Ausgangsstrom indem positive und negative Stromzunahme um den Ruhestromwert in eine Last abgeführt werden. Der Ruhestrom beträgt typischerweise 1.5 bis 3 A (Audio-Endstufe), wobei die maximale Amplitude des Ausgangsstromes etwa doppelte Werte erreicht. Die Korrelation kann für eine Effizienzsteigerung gemäß PA6 ausgenutzt werden, vorausgesetzt, dass die Symmetrie der Kennlinie von den Verstärkerelementen für verschiedene Ruhestromwerte erhalten bleibt. Für eine bestmöglich lineare Signalübertragung ist ein Arbeitspunkt in A-Betrieb notwendig aber nicht ausreichend. Und zwar nimmt mit größer Amplitude des Laststromes die Variation (Dynamikumfang) des Stromes des Verstärkerelements um den Arbeitspunkt zu, sodass breitere Abschnitte der Übertragungskennlinie in Bezug auf den Arbeitspunkt beansprucht werden, d. h. immer mehr Nichtlinearität und Asymmetrie in der Übertragungskennlinie zur Geltung kommen. Die Abschnitte der Übertragungskennlinie müssen im Idealfall geradlinig gewesen sein, oder bei einer Abweichung davon zumindest symmetrisch, d. h. mit identischer Abweichung für positive und negative Lastströme. Übertragungskennlinien von einzelnen Verstärkertransistoren in herkömmlichen Verstärkern, vor allem mit Single-Ended-Topologie, genügen der Anforderung nicht. Jedoch symmetrische Übertragungskennlinie eines Differenz-Transistorpaares in Bezug auf den Ruhestrom-Punkt, und zwar unabhängig vom Ruhestromwert, ist bestens geeignet für eine Verstärkerstufe in A-Betrieb. Außerdem kann konform mit dem Designprinzip (DP) eine weitere Linearisierung der Übertragungskennlinie mit einfachem Mittel (lokale Stromgegenkopplung mit Emitterwiderständen – wohlgemerkt ausschließlich im Eingangskreis des Verstärkerelements) umgesetzt werden. Eine „Über-alles-Gegenkopplung” für globale Linearisierung muss nicht angewandt werden. Denn eine Gegenkopplung über mehrere Verstärkerelemente bewirkt keine Linearisierung von einzelnen Übertragungscharakteristiken, verbirgt aber die Gefahr, die Stabilität aufgrund einer komplexen Open-Loop-Übertragungsfunktion außer Kontrolle geraten werden zu lassen. Die besten Ergebnisse mit dem Feedback-Konzept können erst durch die möglichst linearen einzelnen Verstärkerstufen erzielt werden, wobei entweder keine oder eine schwache „Über-alles-Gegenkopplung” angewendet wird.
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Stand der Technik: Zur Familie von Eintaktverstärkern mit Single-Ended-Topologie gehört beispielsweise „Sauermann”-Design offenbart in der Patenschrift [Ref. 6]:
DE 10 2009 057 225 B4 . Dort ist eine Rückführung des Ausgangssignals zum Eingang (voltage feedback amplifier) mit dem Vorteil angewandt, dass eine größere maximale Amplitude des Eingangssignals zulässig ist (MOS-Transistoren lassen im Vergleich zu BJT größere Eingangsspannungen zu). Für eine maximale Spannungsverstärkung arbeitet der Verstärkertransistor T1 (siehe
1 in Ref. 6) mit konstantem Kollektorstrom. Folgende Nachteile können festgestellt werden: Unsymmetrische Übertragungskennlinie-Abschnitte für positive und negative Laststromamplitude vom Transistor T2, positive Laststromamplitude liefert ein Transistor (T2) in der Kollektorschaltung, wodurch der Eingangskreis nicht allein vom Eingangssignal inklusive dem Signal der Gegenkopplung, sondern auch noch vom Ausgangskreis mit der Last geregelt wird, sowie geringe Effizienz.
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Bekannte Maßnahme zur Effizienzsteigerung in A-Betrieb ist eine aktive Steuerung der Laststromquelle (aktive load), sodass ein Gegentaktverstärker mit zwei Verstärkerelementen entsteht, wodurch die maximale Amplitude des Ausgangsstromes einen doppelten Wert (2I0) erreicht. Zu dieser Familie von Gegentaktverstärkern gehört beispielsweise das in der Patenschrift [Ref. 7]:
US 5,710,522 offenbarte „Pass”-Design, mit einer theoretischen Effizienz von 50%. Wegen einer aktiven Stromquelle-Ansteuerung geht es hier um einen unsymmetrischen Gegentaktverstärker mit zwei verschiedenen Verstärkerelementen für positive und negative Lastströme, sodass sich einzelne Nichtlinearitäten gegenseitig nicht kompensieren können (zum Prinzip der Kompensation von Nichtlinearitäten siehe die Offenlegungsschrift [Ref. 8]:
DE 3610252A1 ). Damit gelten auch hier aufgezählten Nachteilen vom „Sauermann”-Design. Die Erfindung kann in der Ausführung als Verstärker mit komplementärer Symmetrie als eine Weiterentwicklung der Verstärkerschaltung aus Ref. 7 betrachtet werden (symmetrischer Gegentaktverstärker mit zwei identischen Verstärkerelementen).
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Im Folgenden werden Nachteile ausgegangen vom Stand der Technik in 2 zusammengefasst. Nämlich 2 zeigt eine Grundschaltung eines Eintakt-Verstärkers mit Single-Ended-Topologie in A-Betrieb mit einem Verstärkerelement und mit einer Konstantstromquelle (CS1), welche unabhängig von der Spannung zwischen ihren Anschlüssen einen konstanten Ruhestrom I0 liefert und den DC-Arbeitspunkt definiert. Als Verstärkerelement dient ein herkömmlicher Differenzverstärker mit einem MOS-Transistorpaar (M11 und A11), zwei statischen Konstantstromquellen (CS2 und CS3) in den Emitterzweigen und einem Gain-Widerstand (RG). Mit der Anwendung von MOS-Transistoren kann die beste Linearität erreicht werden, siehe 1 (Differenzverstärker mit MOS-Transistoren). Maximale Stromamplitude durch die Last (RL) beträgt entweder +I0 oder –I0 und ergibt sich durch einfache Anwendung der Kirchhoffschen Knotenregel. Lokale Stromgegenkopplung mit dem Gain-Widerstand (RG) bewirkt eine Linearisierung der Übertragungskennlinie. Keine Rückführung des Ausgangssignals zum Eingang (voltage feedback amplifier) ist angewandt. Der Verstärker in 2 zeigt folgende Nachteile: a) geringe Effizienz (von höchstens 25%) ist durch die zusätzliche Verlustleistung vom Transistor A11 etwa halbiert, b) Verstärkungsverlust, da keine aktive Last (active load) vorhanden (Wechselstromkomponente vom Transistor A11 trägt dem Ausgangstrom nicht bei), c) der Ruhestrom kann nicht mit der Bias-Vorspannungsquelle (VB1 und VB2) verändert werden, und d) der maximale negative Laststrom ist mit den Stromquellen CS2 und CS3, sowie der maximale positive Laststrom ist mit der Stromquelle CS1 begrenzt.
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Die Hauptaufgabe der Erfindung besteht darin, all diese Nachteile mit einer modifizierten Differenzverstärkerschaltung zu beseitigen, und eine bessere Art des eingangs genannten Leistungsverstärkers in A-Betrieb zu finden. Die erfindungsgemäße Lösung der Hauptaufgabe ist durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1 gegeben. Die Unteransprüche 2 bis 4 enthalten vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung.
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Beschreibung der Erfindung: Tabellarische Darstellung in 1 und erfindungsgemäße Schaltungen, welche in den Zeichnungen dargestellt sind, werden nachfolgend beschrieben:
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1 zeigt tabellarisch die IM-Verzerrungswerte berechnet in [Ref. 1] für die Fälle, wenn in einem Verstärker in A-Betrieb als Verstärkerelement entweder Transistoren (BJT und MOST) oder daraus gebildete Differenz-Transistorpaare eingesetzt werden.
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2 zeigt eine Grundschaltung eines herkömmlichen Single-Ended-Verstärkers, in welchem als Verstärkerelement ein Standard-Differenzverstärker dient.
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3 zeigt erfindungsgemäße Verbesserung des Verstärkers in 2, indem als Verstärkerelement ein neuer Differenzverstärker (ND) mit gekreuzter Anordnung von zwei Stromspiegeln gemäß Hauptanspruch eingesetzt aber unsymmetrisch betrieben ist, wobei die Spannungsquelle VB3 für eine Reduzierung der Verlustleistung gemäß PA3-b vorgesehen ist.
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4 zeigt eine detaillierte Prinzipschaltung eines zweistufigen Leistungsverstärkers für Audioanwendungen, der als hocheffiziente und ultra-lineare Ausgangstufe mit Single-Ended Push-Pull Topologie mit MOSFET gemäß der Erfindung ausgeführt ist und bei welchem der Ruhestrom automatisch in Abhängigkeit vom Lautstärkepegel gemäß PA6 eingestellt wird.
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Die Funktionsweise des neuen Differenzverstärkers (ND) und seine Vorteile werden nachstehend in Bezug auf 3 und 4 genauer untersucht. Weiter im Text sind nur MOS Transistoren (in Bezug auf Zeichnungen 3 und 4) referenziert, dürfen aber auch JFET, BJT, Darlington-Schaltung usw. eingesetzt werden. Die Sourcezweige von den Transistoren M11 und A11 in 3 sind wie üblich über einen Gain-Wiederstand (RG) aber auch erfindungsgemäß über eine gekreuzte Anordnung von zwei Stromspiegeln (CM1 und CM2) miteinander elektrisch gekoppelt. Die beiden Stromspiegel sind gleichartig aufgebaut und jeder besitzt einen Eingang zum Empfang eines Referenzstromes und einen Ausgang mit einer mit dem Referenzstrom stromgesteuerten Ausgangstromquelle mit einem Verstärkungsfaktor (n). Der Ausgangstrom entspricht also dem Referenzstrom durch den zugehörigen Eingangszweig aber multipliziert mit einem Verstärkungsfaktor (n). Im Idealfall besitzen die beiden Eingänge Null-Impedanz, wie das in 3 dargestellt ist. So sind die Referenzströme mit zwei Widerständen (RE1 und RE2) eingestellt. Ebenso besitzen die beiden Ausgangstromquellen eine endliche Ausgangskonduktanz, welche schematisch nicht dargestellt ist. Im Realfall geht man davon aus, dass der Ruhestrom tatsächlich vom Verstärkungsfaktor, n, vom Widerstandswert, REX, und vom DC-Potential der beiden Gateanschlüsse abhängig ist. Die neue gekreuzte Anordnung von zwei Stromspiegeln bewirkt, dass die beiden Drainströme identisch werden, wenn die Transistoren M11 und A11 identische Parameter haben (durch den Zweig mit RG fließt dann kein Strom). Praktisch werden aber die Transistoren verschiedene Parameter haben, sodass durch den Zweig mit RG einen Ausgleichstrom fließt, um welchen sich die Drainströme voneinander unterscheiden werden. Die gekreuzte Anordnung besitzt keine statische Wirkung, wie die Konstantstromquellen CS2 und CS3 in 2. Das heißt, der Ruhestrom im Eingangskreis des Verstärkerelements lässt sich beeinflussen, z. B. durch eine einfache Änderung der Bias-Vorspannung im Eingangskreis des Verstärkerelements (VB1 und VB2). Mit dem erfindungsgemäß modifizierten Differenzverstärker (ND) in 3. sind folgende Alleinstellungsmerkmale erreicht:
- a) Der Ruhestrom kann spannungsgesteuert ausschließlich im Eingangskreis des Verstärkerelements, z. B. mit der Bias-Vorspannungsquelle (VB1 und VB2) eingestellt werden, wobei möglich ist, mit der Vorspannungsquelle VB1 ausschließlich den Drainstrom vom M11, und/oder mit der Vorspannungsquelle VB2 ausschließlich den Drainstrom vom A11, und zwar unabhängig voneinander einzustellen.
- b) Drain-Wechselstromkomponente kann vom Aux-Transistor (A11) „vollständig auf Drainstrom vom Main-Transistor (M11)” übertragen werden, siehe PA2-b, und
- c) Verlustleistung vom Aux-Transistor (A11) kann über eine Reduzierung von der Spannungsdifferenz zwischen seinem Source- und seinem Drainanschluß minimiert werden, siehe PA3-b.
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In der A-Klasse-Ausgangsstufe in 4 sind zwei komplementär-symmetrischen Verstärkerelementen gemäß PA3 kombiniert, um einen invertierenden symmetrischen Gegentaktverstärker mit zwei identischen Verstärkerelementen mit einem unsymmetrischen Eingang bzw. Ausgang auszubilden. Mit der A-Klasse-Ausgangsstufe in 4 können folgende weitere Alleinstellungsmerkmale erreicht werden:
- d) Bei gleichem Ruhestrom können größere Spitzenstromwerte an eine Last (RL) geliefert werden als mit dem herkömmlichen Differenzverstärker in 2.
- e) Weitere Verlustleistungsreduzierung ist durch sachgemäße Einstellung des Ruhestromes abhängig vom Lautstärkepegel umgesetzt, siehe PA6.
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Die Funktionsweise der Schaltung in 4 wird nachstehend beschrieben. Mit einem Tandem-Potentiometer P1 (zwei Mono-Drehpotentiometer P1A und P1B mit einer gemeinsamen Drehachse) werden der Lautstärkepegel (P1A), und gleichzeitig der Ruhestrom (P1B) von den beiden Verstärkerelementen (N-Typ ND und P-Typ ND) gemäß PA6 geregelt. Die beiden Verstärkerelemente sind gemäß PA3 ausgelegt. Wenn man z. B. für den Stromverstärkungsfaktor (n) von den beiden Stromspiegeln den Wert eins wählt, also n = 1, dann gilt die Relation RG = REx, damit P2-b erfüllt ist. Gleichmäßige Stromverteilung für n = 1 bewirkt eine balancierte Wärmeverteilung, da die beiden Stromspiegel mit Transistoren realisiert sind (z. B. mit symmetrischen Stromspiegel mit zwei Transistoren). Für die Regelungslogik (PA6) ist eine korrekte Orientierung von den Endanschlüssen des Tandem-Potentiometers wichtig; daher sind die funktionsidentischen Endanschlüsse mit einem Punkt markiert. Wenn der Potentiometer P1A so gedreht wird, dass z. B. das Eingangssignal von der Signalquelle Vin an seinem Mitteanschluß zunimmt, reduziert sich der Widerstandswert von P1B in Serie mit dem Widerstand R5, sodass das Potential an den Basisanschlüssen von Q21 und Q22 zunimmt (in Bezug auf Masseanschluss, SM = Signalmasse), und das Potential an den Basisanschlüssen von Q11 und Q12 abnimmt. So nehmen in gleichem Maß gleichzeitig die Kollektorströme von den Transistoren Q1x und Q2x zu, wodurch alle Spannungen an den Widerstanden R9x zunehmen. Das bewirkt zeitgleiche Zunahme von den Ruheströmen durch die Verstärkerelemente (N-Typ ND und P-Typ ND). Die Ruheströme stellen sich unterschiedlich ein, infolge von unterschiedlichen Parametern von den Ausgangstransistoren. Damit am Verstärkerausgang (Vout) ein DC-Nullpotential (auch nach jeder Verstellung des Arbeitspunktes durch P1) weiterhin erhalten bleibt, regelt ein Spannung-Operationsverstärker (OV), beschaltet als ein Integrator mit einer Zeitkonstante = R3 × C3, über seinen Ausgang und über die Widerständen R101 und R102 das Sollpotential an seinem nichtinvertierenden Eingang (verbunden mit dem Referenzpotential = Signalmasse). Im Idealfall, wenn die Symmetrie der Schaltung erreicht ist, stellt sich ein Nullpotential am Ausgang des OVs ein. Im Realfall stellt sich aber am Ausgang des OVs eine Offsetspannung ein, welche die beiden Drainströme im Ausgangsstromkreis der Last (RL) auf etwa gleiche Werte einstellt. Widerstände R3 und R4 sind typischerweise gleich und werden für minimale Temperaturdrift-Werte ausgewählt. Die Zeitkonstante R3 × C3 ist so groß gewählt, dass im AC-Betrieb der OV keine dynamische Wirkung hat und lediglich nur einen DC-Arbeitspunkt mit einer großen Schleifenverstärkung im „Closen-Loop” einstellt und stabilisiert. Die Widerstände R1 und R2 definieren die Spannungsverstärkung der A-Klasse-Ausgangsstufe mit einer schwachen Spannungsgegenkopplung. Die Kondensatoren C1x sollten so dimensioniert werden, dass der Frequenzgang im Tieftonbereich entsprechend geradlinig bleibt. Die Transistoren Q11 und Q21 funktionieren als Verstärkerstufen in Basisschaltung (Basisanschlüsse sind mit C21 und C22 auf Messepotential gelegt) aber mit einer lokalen Stromgegenkopplung in den Emitterzweigen durch die Widerstände R81 und R82, mit welchen einen Verstärkungsfaktor (≈ R9x/R8x) von typischerweise 10–20 einzustellen ist. Auf diese Weise ist eine „ausreichende” Open-Loop-Schleifenverstärkung erreicht, um den Verstärkungsfaktor im „Closen-Loop”-Betrieb bei üblicher Eingangssignal-Empfindlichkeit gerade noch stabilisieren zu können, nämlich in Bezug auf Komponente-Toleranzen sowie jegliche Art von Schwankungen der Lastimpedanz (wodurch die Verstärkung von den Ausgangstransistoren beeinflusst ist).
