DE102006034560B4

DE102006034560B4 - Verstärkerstufe, Operationsverstärker und Verfahren zur Signalverstärkung

Info

Publication number: DE102006034560B4
Application number: DE102006034560A
Authority: DE
Inventors: Peter Laaser
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Apple Inc
Priority date: 2006-07-26
Filing date: 2006-07-26
Publication date: 2012-04-26
Anticipated expiration: 2026-07-27
Also published as: CN101114810A; US7443238B2; US20080024218A1; DE102006034560A1; CN101114810B

Abstract

Verstärkerstufe, umfassend: – eine erste und eine zweite Serienschaltung eines ersten Transistors (NB1, NB2) eines ersten Leitungstyps, der einen Steuereingang (INP, INM) zur Zuführung eines Eingangssignals der Verstärkerstufe aufweist, und eines zweiten Transistors (PB1, PB2) eines zweiten Leitungstyps, die erste und die zweite Serienschaltung geschaltet zwischen einen Versorgungspotenzialanschluss (VDD) und einen Bezugspotenzialanschluss (GND); – einen ersten und einen zweiten Signalausgang (OUTP, OUTM), die durch einen jeweiligen Verbindungsknoten des jeweils ersten und zweiten Transistors (NB1, NB2, PB1, PB2) gebildet sind; – jeweils einen dritten Transistor (PB1b, PB2bum jeweiligen zweiten Transistor (PB1, PB2) geschaltet ist; – jeweils einen vierten Transistor (NB1b, NB2b) des ersten Leitungstyps, der als Stromspiegel zum jeweiligen ersten Transistor (NB1, NB2) geschaltet ist und der vorgesehen ist zur Steuerung des dritten Transistors, der die jeweils andere Serienschaltung steuert; und – jeweils eine Stromquelle (I1, I2), die parallel...

Description

Erfindungsgebiet
Die Erfindung betrifft eine Verstärkerstufe sowie einen Operationsverstärker mit der Verstärkerstufe. Die Erfindung betrifft ferner ein Verfahren zur Signalverstärkung.
Hintergrund der Erfindung
Operationsverstärker umfassen üblicherweise eine Eingangsstufe und wenigstens eine Ausgangsstufe. Diese ist oft für einen Klasse-A-Betrieb ausgelegt. Dabei entspricht ein Ruhestrom in der Ausgangsstufe in etwa dem maximal möglichen Ausgangsstrom. Gerade bei Signalen mit einem hohen Scheitelfaktor beziehungsweise Crestfaktor, also einem hohen Verhältnis zwischen einem Scheitelwert und einem Effektivwert des elektrischen Wechselsignals, führt ein Klasse A-Betrieb zu einer hohen Stromaufnahme und somit zu einer niedrigen Effizienz der Verstärkerstufe beziehungsweise des Operationsverstärkers.
Im Mobilfunkbereich befinden sich Schaltungsblöcke mit Operationsverstärkern im Empfangspfad mit einer hohen Wahrscheinlichkeit, die vom verwendeten Mobilfunksystem abhängt, in einem so genannten Hörmodus, englisch Listen Mode. Dabei sind die Schaltungsblöcke mit den Operationsverstärkern aktiv, empfangen jedoch kein Nutzsignal und werden somit nicht ausgesteuert. Dies führt insbesondere bei Verstärkern im Klasse A-Betrieb zu einem hohen Stromverbrauch und niedriger Effizienz.
9 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer dem Erfinder bekannten herkömmlichen Klasse A-Ausgangsstufe, die beispielsweise in einem Miller-Operationsverstärker eingesetzt werden kann. Die Verstärkerstufe weist zwei Signalpfade mit jeweils in Reihe geschalteten NMOS-Transistoren NB1, NB2 und PMOS-Transistoren PB1, PB2 auf. Die Steueranschlüsse der Transistoren NB1, NB2 stellen den Eingang INP, INM der Verstärkerstufe dar. Die Signalpfade sind zwischen einen Versorgungspotenzialanschluss VDD und einen Bezugspotenzialanschluss GND geschaltet. Anschlüsse OUTM und OUTP, die jeweils zwischen die NMOS-Transistoren NB1, NB2 und die PMOS-Transistoren PB1, PB2 geschaltet sind, dienen zur Abgabe eines verstärkten Ausgangssignals. Über einen Referenztransistor P0, der als Spiegeltransistor zu den PMOS-Transistoren PB1, PB2 geschaltet ist und mit einem Referenzstromeingang IB zur Zuführung eines Referenstroms gekoppelt ist, wird ein Ruhestrom durch die PMOS-Transistoren PB1, PB2 eingestellt. Dieser stellt gleichzeitig den maximalen Ausgangsstrom eines Signalpfads dar und ist in seiner Höhe von einem Stromspiegelverhältnis zwischen den Transistoren PB1, PB2 und dem Transistor P20 abhängig. Durch das Ansteuern der Eingangsanschlüsse INP, INM mit einem Eingangssignal, das beispielsweise von einer Vorstufe geliefert wird, wird der Strom durch die Signalpfade und damit ein Ausgangssignal am Ausgang OUTM, OUTP beeinflusst. Wie zuvor angesprochen, fließt der hohe Ruhestrom auch bei geringer oder keiner Aussteuerung durch das Eingangssignal.
Alternativ können verschiedene Klasse AB-Verstärkerstufen anstelle der gezeigten Klasse A-Verstärkerstufe als Ausgangsstufe eingesetzt werden. Dabei sind verschiedene Klasse AB-Ausgangsstufen bekannt, die eine negative Rückkopplung aufweisen oder aber ohne negative Rückkopplung auskommen.
Beispielsweise zeigt das Dokument DE 2603164 einen Transkonduktanzverstärker, welcher einen Differenzverstärker mit zwei Transistoren umfasst, die über einen gemeinsamen Stromspiegel mit Strom versorgt werden. Der Differenzverstärker umfasst ferner jeweilige Ausgangstransistoren, deren Basen miteinander gekoppelt sind und die eine Ausgangsstufe ansteuern.
im Dokument DE 10021928 sind verschiedene Stromspiegelschaltungen in differentieller Bauweise beschrieben, bei denen ein Eingangsstrom in eine Spannung gewandelt wird, wobei die Spannung zur Ansteuerung einer Ausgangsstromquelle verwendet wird.
Klasse AB-Ausgangsstufen ohne negative Rückkopplung weisen dabei aber üblicherweise zusätzliche parasitäre Kapazitäten an den Ausgangstransistoren auf, was die Frequenzbandbreite der Verstärkerstufe deutlich reduziert. Zudem wirken sich ein zusätzlicher Strom und Flächenverbrauch der Strompfade zur Einstellung eines Steuerpotenzials der Ausgangstransistoren im Ruhestromfall ungünstig aus.
Klasse AB-Ausgangsstufen mit negativer Rückkopplung zeichnen sich hingegen durch eine hohe Bandbreitenanforderung der Rückkoppelschaltung aus. Diese resultiert wiederum in einem hohen Stromverbrauch.
Bei Anwendungen mit sehr hohen Anforderungen an die Frequenzbandbreite, beispielsweise bei Wireless Local Area Network, WLAN, zum Beispiel gemäß 802.11n, ist es demnach erforderlich, bei den bisher bekannten Klasse AB-Ausgangsstufen den Stromverbrauch zur Kompensation der Bandbreitenverluste so stark zu erhöhen, dass sich kein nennenswerter Vorteil in der Stromaufnahme gegenüber herkömmlichen Klasse A-Ausgangsstufen ergibt. Aus diesem Grund werden bei Anwendungen mit hohen Anforderungen an die Frequenzbandbreite nahezu ausschließlich Klasse A-Operationsverstärker eingesetzt, d. h. Operationsverstärker mit einer Klasse A-Verstärkerstufe.
Bei herkömmlichen Operationsverstärkern ist es folglich weder mit Klasse A- noch mit bekannten Klasse AB-Ausgangsstufen möglich, einen niedrigen Stromverbrauch, insbesondere im Ruhestromfall, zu erreichen, ohne die mögliche Ausgangsleistung oder die mögliche Frequenzbandbreite zu reduzieren.
Aufgabe der Erfindung
Es ist Aufgabe der Erfindung, eine Verstärkerstufe anzugeben, bei der der Stromverbrauch, insbesondere im Ruhestromfall, auch bei einer hohen Frequenzbandbreite der Verstärkerstufe reduziert ist. Weiterhin ist es Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren anzugeben, mit dem eine Signalverstärkung mit reduziertem Stromverbrauch, insbesondere im Ruhestromfall ermöglicht wird. Es ist zudem Aufgabe der Erfindung, einen Operationsverstärker mit der Verstärkerstufe aufzuzeigen.
Diese Aufgaben werden mit den Gegenständen der unabhängigen Patentansprüche gelöst. Ausgestaltungsformen und Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
Kurze Zusammenfassung der Erfindung
In einer beispielhaften Ausführungsform der Erfindung umfasst eine Verstärkerstufe einen ersten und einen zweiten Signalpfad, die jeweils eine Serienschaltung eines ersten Transistors eines ersten Leistungstyps, der einen Steuereingang zur Zuführung eines Eingangssignals der Verstärkerstufe aufweist, und eines zweiten Transistors eines zweiten Leitungstyps aufweisen. Der erste und der zweite Signalpfad sind dabei zwischen einen Versorgungspotenzialanschluss und einen Bezugspotenzialanschluss geschaltet. Ein erster und ein zweiter Signalausgang sind durch einen jeweiligen Verbindungsknoten des jeweils ersten und zweiten Transistors gebildet.
Ferner ist jeweils für den ersten und zweiten Signalpfad ein dritter Transistor des zweiten Leitungstyps vorgesehen, der als Stromspiegel zum jeweiligen zweiten Transistor geschaltet ist. Weiterhin umfasst die Verstärkerstufe jeweils für den ersten und zweiten Signalpfad einen vierten Transistor des ersten Leitungstyps, der als Stromspiegel zum jeweiligen ersten Transistor geschaltet ist und der vorgesehen ist zur Steuerung des dritten Transistors des jeweils anderen Signalpfads. Zudem ist jeweils für den ersten und zweiten Signalpfad eine Stromquelle vorgesehen, die parallel zu einem der jeweils ersten, zweiten, dritten und vierten Transistoren geschaltet ist.
Beispielsweise wird ein Strom im ersten und im zweiten Signalpfad durch Ansteuern der jeweils ersten Transistoren mit einem differentiellen Eingangssignal gesteuert. Der gesteuerte Strom wird in einem ersten und in einem zweiten Hilfsstrompfad um einen ersten Faktor herunterskaliert. Die jeweils zweiten Transistoren werden für jeweils einen Signalpfad derart angesteuert, dass der herunterskalierte Strom im Hilfsstrompfad des jeweils anderen Signalpfads um einen zweiten Faktor, der verschieden vom ersten Faktor ist, heraufskaliert wird. Ein Ausgleichen des unterschiedlichen Faktors erfolgt durch Zuführen eines Ausgleichstroms an den ersten und zweiten Signalpfad oder an den ersten und zweiten Hilfsstrompfad. Dies kann beispielsweise über eine jeweilige Stromquelle erfolgen. Ein differenzielles Ausgangssignal kann in Abhängigkeit des gesteuerten Stroms abgegeben werden.
Da über die zusätzlichen Stromquellen ein Ausgleichstrom eingespeist wird, hängt ein Ruhestrom in den Signalpfaden, d. h. bei keiner Ansteuerung der jeweils ersten Transistoren, auch von den Ausgleichsströmen ab. Bei entsprechender Dimensionierung der Stromspiegel und der zusätzlichen Stromquellen kann somit erreicht werden, dass der Stromverbrauch der Verstärkeranordnung insbesondere im Ruhestromfall niedrig ist und dennoch eine hohe Frequenzbandbreite mit der Verstärkerstufe erreicht werden kann.
Kurze Beschreibung von einigen Ansichten der Erfindung
Die Erfindung wird nachfolgend an mehreren Ausführungsbeispielen anhand der Figuren näher erläutert. Funktions- beziehungsweise wirkungsgleiche Bauelemente tragen dabei gleiche Bezugszechen.
Es zeigen:
1 ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Verstärkerstufe,
2 ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Verstärkerstufe,
3 ein drittes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Verstärkerstufe,
4 ein viertes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Verstärkerstufe,
5 ein fünftes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Verstärkerstufe,
6 ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Operationsverstärkers,
7 ein beispielhaftes Oberwellendiagramm eines herkömmlichen Operationsverstärkers,
8 ein beispielhaftes Oberwellendiagramm eines erfindungsgemäßen Operationsverstärkers und
9 ein Ausführungsbeispiel einer herkömmlichen Verstärkerstufe.
Ausführliche Beschreibung der Erfindung
1 zeigt ein Ausführungsbeispiel für eine erfindungsgemäße Verstärkerstufe, die einen ersten und zweiten Signalpfad SP1, SP2 umfasst. Jeder der Signalpfade SP1, SP2 weist eine Serienschaltung eines NMOS-Transistors NB1, NB2 und eines PMOS-Transistors P31, P32 auf. Die Signalpfade SP1, SP2 sind zwischen einen Versorgungspotenzialanschluss VDD und einen Bezugspotenzialanschluss GND geschaltet. Ausgangsanschlüsse OUTM, OUTP der Verstärkerstufe sind an einem Verbindungsknoten der Transistoren NB1, PB1 und NB2, PB2 vorgesehen.
Ferner sind jeweils vierte Transistoren NB1b, NB2b als Spiegeltransistoren zur Bildung eines jeweiligen Stromspiegels mit den ersten Transistoren NB1, NB2 vorgesehen. Dabei sind die Transistoren NB1, NB1b und NB2, NB2b jeweils über ihren Source- und ihren Gate- beziehungsweise Steueranschluss miteinander verbunden. Die Steueranschlüsse der Transistoren NB1, NB2 bilden gleichzeitig den Signaleingang INP, INM der Verstärkerstufe zur Zuführung eines differenziellen Eingangssignals.
Auch die zweiten Transistoren PB1, PB2 weisen einen jeweiligen Stromspiegeltransistor PB1b, PB2b auf und bilden mit diesen weitere Stromspiegel. Der obere Stromspiegel PB2, PB2b des zweiten Signalpfads SP2 ist über einen ersten Hilfsstrompfad AP1 mit einem Ausgang des unteren Stromspiegeltransistors NB1b des ersten Signalpfads SP1 gekoppelt. In gleicher Weise ist der obere Stromspiegel PB1, PB1b des ersten Signalpfads SP1 über einen zweiten Hilfsstrompfad AP2 mit dem unteren Stromspiegeltransistor NB2b des zweiten Signalpfads SP2 gekoppelt.
Es ist also jeweils der obere Stromspiegel des jeweils einen Signalpfads aus der Menge des ersten und zweiten Signalpfads mit dem unteren Stromspiegel des jeweils anderen Signalpfads aus der Menge des ersten und zweiten Signalpfads gekoppelt.
Parallel zum zweiten Transistor PB1 des ersten Signalpfads SP1 ist eine Stromquelle I1 vorgesehen, die einen konstanten Strom in den ersten Signalpfad SP1 einspeisen kann. Analog dazu ist im zweiten Signalpfad SP2 parallel zum zweiten Transistor PB2 eine zweite Stromquelle I2 vorgesehen, die einen Strom in den zweiten Signalpfad SP2 einspeisen kann. Die Stromquellen I1, I2 sind dabei beispielsweise als Konstantstromquellen ausgeführt und üblicherweise so dimensioniert, dass sie jeweils einen Strom gleicher Höhe liefern.
Die Transistoren NB1, NB1b und NB2, NB2b des ersten und zweiten Signalpfads SP1, SP2 sind in dem Ausführungsbeispiel so dimensioniert, dass ein Strom durch den jeweils ersten Transistor NB1, NB2 um einen ersten Faktor M größer ist als ein Strom durch den jeweiligen vierten Transistor beziehungsweise Spiegeltransistor NB1b, NB2b. Dadurch kann ein Strom durch den jeweils ersten Transistor NB1, NB2 um den ersten Faktor M herunterskaliert werden, so dass durch die Spiegeltransistoren NB1b, NB2b und den ersten und zweiten Hilfsstrompfad AP1, AP2 der jeweilige herunterskalierte Strom fließen kann.
Die Transistoren der oberen Stromspiegel PB2, PB2b und PB1, PB1b können ebenfalls in bestimmter Weise dimensioniert sein, so dass ein Strom durch den jeweiligen zweiten Transistor PB1, PB2 um einen zweiten Faktor N größer ist als ein Strom durch den jeweiligen Stromspiegeltransistor PB1b, PB2b.
Der erste und der zweite Faktor M, N stellen das jeweilige Stramspiegelverhältnis der Stromspiegel dar. Dabei sind der erste Faktor M für den Stromspiegel NB1, NB1b und den Stromspiegel NB2, NB2b üblicherweise gleich, ebenso wie der zweite Faktor N für den Stromspiegel PB1, PB1b und den Stromspiegel PB2, PB2b.
In dem hier gezeigten Ausführungsbeispiel mit Feldeffekttransistoren ergeben sich der erste und der zweite Faktor M, N beziehungsweise die Stromspiegelverhältnisse beispielsweise aus den jeweiligen Kanal-Weiten-Längenverhältnissen der Feldeffekttransistoren. In einer bevorzugten Ausführungsform sind der erste und der zweite Faktor M, N verschieden.
Mit dem bereitgestellten ersten und zweiten Signalpfad SP1, SP2 mit einem ersten Transistorpaar NB1, NB2 und einem zweiten Transistorpaar PB1, PB2 wird ein Strom im ersten und zweiten Signalpfad SP1, SP2 durch Ansteuern des ersten Transistorpaars NB1, NB2 mit einem differenziellen Eingangssignal gesteuert. Der gesteuerte Strom wird jeweils für den ersten und zweiten Signalpfad SP1 in dem ersten und zweiten Hilfsstrompfad AP1, AP2 um den ersten Faktor M herunterskaliert. Das zweite Transistorpaar PB1, PB2 wird für jeweils einen Signalpfad SP1, SP2 derart angesteuert, dass der herunterskalierte Strom im Hilfsstrompfad AP1, AP2 des jeweils anderen Signalpfads SP2, SP1 um den zweiten Faktor N heraufskaliert wird. Ein Unterschied zwischen erstem und zweitem Faktor M, N wird durch Zuführen eines Ausgleichsstroms an den ersten und zweiten Signalpfad ausgeglichen. Dies erfolgt in diesem Ausführungsbeispiel durch die erste und zweite Stromquelle I1, I2.
Das Ansteuern des zweiten Transistorpaars PB1, PB2 über die Stromspiegeltransistoren PB1b, PB2b bewirkt eine weitere Steuerung des Stroms in den Signalpfaden SP1, SP2. In Abhängigkeit des gesteuerten Stroms wird an den Signalausgängen OUTM, OUTP ein differenzielles Ausgangssignal abgegeben. Die Ansteuerung der oberen Stromspiegel PB1, PB1b und PB2, PB2b über die Hilfsstrompfade AP1, AP2 kann auch als Kreuzkopplung des ersten und zweiten Signalpfads SP1, SP2 betrachtet werden. Die Schaltung lässt sich beispielsweise auch als kreuzgekoppelte Spiegelschaltung bezeichnen.
Wenn das differenzielle Eingangssignal keine Auslenkung hat, das heißt, wenn ein Potenzial an den Eingängen INP, INM gleich ist, befindet sich die Verstärkerstufe in einem Gleichgewichtszustand, der einem Ruhestromfall entspricht. Ein entsprechender Ruhestrom I_out kann für dieses Ausführungsbeispiel mit folgenden Gleichungen berechnet werden. Als Strom in den Signalpfaden SP1, SP2 der Verstärkerstufe, der über die PMOS-Transistoren eingestellt wird, ergibt sich I_out = N·I_par + I₀, (1) wobei I_par dem Strom im Hilfsstrompfad und I₀ dem Strom der Stromquellen I1, I2 entspricht. Der Strom in den Signalpfaden SP1, SP2, der über die NMOS-Transistoren eingestellt wird, ergibt sich zu I_out = M·I_par. (2)
Aus den Gleichungen (1) und (2) lässt sich der Ruhestrom I_out als Funktion von I₀ berechnen und ergibt sich zu I_out = I₀· M / M – N (3)
Die Übersetzungsverhältnisse beziehungsweise der erste und zweite Faktor M, N können relativ groß gewählt werden, so dass sich der Steuerstrom I_par in den Hilfsstrompfaden AP1, AP2 als relativ klein ergibt. Beispielsweise beträgt M = 5 und N = 4. Die Faktoren M, N sollten unterschiedlich sein, wobei für dieses Ausführungsbeispiel der erste Faktor M größer als der zweite Faktor N zu wählen ist.
Die erfindungsgemäße Verstärkerstufe, die nach dem vorgeschlagenen Prinzip im Klasse AB-Betrieb betrieben wird, weist gegenüber den bisher bekannten Ausgangsstufen ohne negative Rückkopplung nur jeweils einen Hilfsstrompfad AP1, AP2 auf, über den ein Steuerpotenzial der Ausgangstransistoren PB1, PB2 eingestellt werden kann. Da zudem ein herunterskalierter Steuerstrom verwendet wird, ist der zusätzliche Stromverbrauch in den Hilfsstrompfaden AP1, AP2 üblicherweise vernachlässigbar gering, was zu einer hohen Effizienz der erfindungsgemäßen Verstärkerstufe führt.
Weil die Ansteuerung der PMOS-Transistoren PB1, PB2 über einen Stromspiegel erfolgt, wirken die Gate-Knoten, d. h. die Steueranschlüsse der PMOS-Transistoren PB1, PB2 als niederohmig und ermöglichen somit eine hohe Frequenzbandbreite. Beim Einsatz von Feldeffekttransistoren können aufgrund der aussteuerabhängigen Gate-/Source-Spannung der Ausgangstransistoren die Transistorweiten der Ausgangstransistoren relativ klein gewählt werden. Dies resultiert wiederum in verringerten parasitären Gate-Kapazitäten und somit vorteilhaft in hohen Frequenzbandbreiten.
Die Einstellung des Ruhestroms im ersten und zweiten Signalpfad SP1, SP2 erfolgt im wesentlichen über die Wahl der Übersetzungsverhältnisse beziehungsweise des ersten und zweiten Faktors M, N und über den Wert I0 der ersten und zweiten Stromquelle I1, I2. Erster und zweiter Faktor M, N sind dabei üblicherweise verschieden. Im Gegensatz zu herkömmlichen Klasse AB-Ausgangsstufen mit negativer Rückkopplung kann bei der erfindungsgemäßen Verstärkerstufe auf eine zusätzliche Regelschleife zur Einstellung des Ruhestroms in der Verstärkerstufe verzichtet werden. Die Einsparung der Regelschleife bewirkt wiederum einen verringerten Stromverbrauch der Anordnung sowie eine verbesserte Frequenzbandbreite, die üblicherweise durch eine derartige Regelschleife verringert wird. Ein maximaler Strom in den Signalpfaden SP1, SP2 der Verstärkerstufe hängt im Wesentlichen von der Steuerspannung am Eingang INP, INM der Verstärkerstufe ab. Nach dem vorgeschlagenen Prinzip kann der Strom dabei hohe Werte annehmen. Die erfindungsgemäße Verstärkerstufe weist somit eine hohe Treiberfähigkeit und einen hohen Aussteuerbereich auf.
Mit dem vorgestellten Prinzip wird auch vorteilhaft erreicht, dass die erfindungsgemäße Verstärkerstufe mit einer geringen Versorgungsspannung, d. h. dem Potenzialunterschied zwischen dem Versorgungspotenzialanschluss und dem Bezugspotenzialanschluss auskommt. Dabei ergibt sich die minimale Versorgungsspannung V_SUP zu V_SUP ≥ V_dsat(NB1b) + V_th(PB1b) + V_dsat(PB1b), (4) wobei V_dsat(NB1b) die Sättigungsspannung der unteren Stromspiegeltransistoren NB1b beziehungsweise NB2b ist, V_dsat(PB1b) die Sättigungsspannung der oberen Spiegeltransistoren PB1b, PB2b und V_th(PB1b) die Einsatz- oder Threshhold-Spannung der oberen Spiegeltransistoren PB1b, PB2b. Mit üblichen Werten für Sättigungsspannungen von circa 0,2 Volt und Einsatzspannungen von 0,4 Volt ergibt sich gemäß Gleichung (4) als untere Grenze für eine Versorgungsspannung V_SUP ein Wert von circa 0,8 Volt. Herkömmliche Klasse AB-Verstärkerstufen sind üblicherweise mit einem Faktor 2 von einer Einsatzspannung abhängig und benötigen daher eine deutlich höhere Versorgungsspannung.
Nach dem erfindungsgemäßen Prinzip können die in dem Ausführungsbeispiel gezeigten Transistoren auch jeweils durch einen Transistor vom komplementären Leitungstyp ersetzt werden. Beispielsweise lassen sich alle Transistoren eines ersten Leitungstyps, beispielsweise N-Kanal, durch einen Transistor eines zweiten Leitungstyps, etwa P-Kanal, ersetzen. Analog dazu werden in diesem Fall alle Transistoren des zweiten Leitungstyps durch Transistoren des ersten Leitungstyps ersetzt. Dabei ist gleichzeitig auf eine Polarität einer Versorgungsspannung am Versorgungspotenzial- und Bezugspotenzialanschluss VDD, GND zu achten.
Anstelle von Feldeffekttransistoren können nach dem erfindungsgemäßen Prinzip auch Bipolartransistoren, BICMOS-Transistoren oder andere Transistortypen eingesetzt werden.
In einer anderen beispielhaften Ausführungsform der Erfindung umfasst eine Verstärkerstufe einen ersten und einen zweiten Signalpfad SP1, SP2 mit jeweils einem ersten Transistor NB1, NB2 eines ersten Leitungstyps und jeweils einen zweiten Transistor PB1, PB2 eines zweiten Leitungstyps. Die jeweils ersten Transistoren NB1, NB2 weisen einen Steuereingang INP, INM zur Zuführung eines Eingangssignals der Verstärkerstufe auf. Ein erster und ein zweier Signalausgang OUTP, OUTM sind wiederum durch einen jeweiligen Verbindungsknoten des jeweils ersten und zweiten Transistors NB1, NB2, PB1, PB2 gebildet.
Ferner sind Mittel zum Herunterskalieren vorgesehen, die einen Strom, der durch den jeweils ersten Transistor NB1, NB2 fließt, in einem ersten und einem zweiten Hilfsstrompfad AP1, AP2 um einen ersten Faktor herunterskalieren. Weiterhin sind Mittel zum Heraufskalieren vorgesehen, die den zweiten Transistor PB1, PB2 des jeweils einen Signalpfads aus der Menge des ersten und zweiten Signalpfads SP1, SP2 derart ansteuern, dass der herunterskalierte Strom im ersten und zweiten Hilfsstrompfad AP1, AP2 des jeweils anderen Signalpfads aus der Menge des ersten und zweiten Signalpfads SP2, SP1 um einen zweiten Faktor N heraufskaliert wird. Der erste und der zweite Faktor M, N sind dabei unterschiedlich. Zudem weist die Verstärkerstufe Mittel zum Ausgleichen der unterschiedlichen Faktoren M, N auf, die einen Ausgleichstrom an den ersten und zweiten Signalpfad SP1, SP2 oder an den ersten und zweiten Hilfsstrompfad AP1, AP2 abgeben.
Die Mittel zum Herunterskalieren und die Mittel zum Heraufskalieren können jeweils einen Stromspiegel aufweisen.
2 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Verstärkerstufe. Im Gegensatz zu der in 1 gezeigten Ausführungsform sind die erste und zweite Stromquelle I1, I2 in diesem Ausführungsbeispiel parallel zu den oberen Stromspiegeltransistoren PB1b, PB2b geschaltet, so dass jeweils ein Strom in den ersten und zweiten Hilfsstrompfad AP1, AP2 eingespeist wird.
In dem Ausführungsbeispiel ist wiederum ein erster und ein zweiter Signalpfad SP1, SP2 bereitgestellt, die jeweils eine Serienschaltung eines ersten Transistors NB1, NB2 eines ersten Leitungstyps und eines zweiten Transistors PB1, PB2 eines zweiten Leitungstyps aufweisen. Der jeweils erste Transistor NB1, NB2 des ersten und zweiten Signalpfades SP1, SP2 wird mit einem Eingangssignal angesteuert. Gleichzeitig wird ein jeweiliger vierter Transistor NB1b, NB2b des ersten Leitungstyps, der als Stromspiegel zum jeweiligen ersten Transistor NB1, NB2 geschaltet ist, mit dem Eingangssignal angesteuert. Ein Steuern des jeweils zweiten Transistors PB1, PB2 des ersten und zweiten Signalpfads SP1, SP2 erfolgt über einen jeweiligen dritten Transistor PB1b, PB2b des zweiten Leitungstyps, der als Stromspiegel zum jeweiligen zweiten Transistor PB1, PB2 geschaltet ist. Das Steuern des jeweils zweiten Transistors PB1, PB2 erfolgt dabei in Abhängigkeit eines Stroms durch den vierten Transistor NB2b, NB1b. Das Einstellen eines Ruhestroms erfolgt über eine Stromquelle I1, I2, die parallel zum jeweils dritten Transistor PB1b, PB2b geschaltet ist. Ein verstärktes Signal wird an einem jeweiligen Verbindungsknoten des jeweils ersten und zweiten Transistors NB1, NB2, PB1, PB2 bereitgestellt.
Alternativ kann der Ruhestrom auch über eine Stromquelle eingestellt werden, die parallel zu einem der jeweils ersten, zweiten oder vierten Transistoren NB1, NB2, PB1, PB2, NB1b, NB2b geschaltet ist.
Analog zur Gleichung (3) ergibt sich ein Ruhestrom I_out in dem Ausführungsbeispiel gemäß 2 zu I_out = I₀· M·N / N – M (5)
Dabei sollte der zweite Faktor N größer als der erste Faktor M sein. Beispielsweise kann für den ersten Faktor M der Wert vier und für den zweiten Faktor N der Wert fünf gewählt werden. Die gezeigte Verstärkerstufe kann wiederum als Klasse AB-Verstärkerstufe mit kreuzgekoppelten Signalpfaden SP1, SP2 bezeichnet werden. Die Steuerung über Kreuz der jeweiligen Stromspiegel erfolgt wiederum über Ströme in den Hilfsstrompfaden AP1, AP2, die durch das Herunterskalieren und Heraufskalieren vorteilhaft gering gehalten werden können. Somit zeichnet sich die gezeigte Verstärkerstufe wiederum durch einen geringen Stromverbrauch bei hoher Frequenzbandbreite aus.
Auch hier lassen sich die Transistoren durch jeweilige Transistoren eines komplementären Leitungstyps ersetzen. Ebenso können auch in diesem Ausführungsbeispiel die Feldeffekttransistoren durch entsprechende Bipolartransistoren oder andere Transistortypen ersetzt werden. Beispielsweise treten anstelle der NMOS-Transistoren NPN-Transistoren und anstelle der PMOS-Transistoren PNP-Transistoren.
3 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Verstärkerstufe. In dieser Ausführungsform sind die erste und zweite Stromquelle I1, I2 parallel zu den jeweils ersten Transistoren NB1, NB2 des ersten und zweiten Signalpfads SP1, SP2 geschaltet. Dadurch erfolgt wiederum eine direkte Beeinflussung des Stroms im ersten und zweiten Signalpfad SP1, SP2.
Dabei wird ein differenzielles Eingangssignal zu einem differenziellen Strom verstärkt. Der differenzielle Strom wird um einen ersten Faktor M herunterskaliert. Der erste Faktor M ergibt sich beispielsweise wiederum aus dem Stromspiegelverhältnis zwischen den Transistoren NB1, NB1b beziehungsweise NB2, NB2b.
Der differenzielle Strom wird über Kreuz gesteuert, indem der herunterskalierte differenzielle Strom um einen zweiten Faktor N heraufskaliert wird, der verschieden vom ersten Faktor M ist. Ein Ausgleichsstrom wird zur Beeinflussung des differenziellen Stroms zugeführt. In Abhängigkeit des differenziellen Stroms wird ein differenzielles Ausgangssignal abgegeben.
Der Ausgleichsstrom kann in einer alternativen Ausführungsform auch zur Beeinflussung des herunterskalierten differenziellen Stroms zugeführt werden.
Über die Werte des ersten Faktors M und des zweiten Faktors N, der in diesem Beispiel dem Stromspiegelverhältnis der Transistoren PB1, PB1b und PB2, PB2b entspricht, kann wiederum der Ruhestrom I_out der Verstärkerstufe eingestellt werden. Mit I₀ als Strom durch die erste und zweite Stromquelle I1, I2 ergibt sich analog zu Gleichung (3) beziehungsweise (5) der Ruhestrom I_out als I_out = I₀· N / N – M (6)
In diesem Fall sollte der zweite Faktor N wiederum größer als der erste Faktor M sein. Somit lässt sich auch mit diesem Ausführungsbeispiel eine Verstärkerstufe mit hoher Frequenzbandbreite und niedrigem Stromverbrauch realisieren.
4 zeigt eine weitere beispielhafte Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Verstärkerstufe. Die erste und zweite Stromquelle I1, I2 sind hierbei parallel zu den Stromspiegeltransistoren NB1b, NB2b angeordnet und können somit den Steuerstrom in den Hilfsstrompfaden AP1, AP2 beeinflussen. Der einstellbare Ruhestrom I_out ergibt sich für dieses Ausführungsbeispiel zu I_out = I₀ M·N / M – N (7)
Dabei sollte der erste Faktor M größer als der zweite Faktor N gewählt werden.
Um hohe Frequenzbandbreiten erzielen zu können, sollten die parasitären Kapazitäten an den Gate-Knoten der Ausgangstransistoren möglichst gering gehalten werden. Dies kann beispielsweise durch den Einsatz von Transistoren mit kleiner beziehungsweise minimaler Kanallänge erreicht werden. Die jeweiligen Stromspiegel NB1, NB1b, NB2, NB2b, PB1, PB1b, PB2, PB2b können in diesem Fall jedoch aufgrund von Kurzkanaleffekten eine Fehlanpassung aufweisen, da die zueinander gehörenden Transistoren eines Stromspiegels unter Umständen nicht die gleiche Drain-Source-Spannung sehen. Dadurch kann es zu einer effektiven Veränderung des Stromspiegelverhältnisses beziehungsweise des ersten und zweiten Faktors M, N kommen.
Dadurch verändern sich üblicherweise auch die Ruheströme gemäß den Gleichungen (3), (5), (6) und (7) ungünstig, so dass ein gewünschter niedriger Ruhestrom nicht eingehalten werden kann.
5 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Verstärkerstufe, bei der das erfindungsgemäße Prinzip auch für Transistoren mit Kurzkanaleffekten einsetzbar ist. Die gezeigte Schaltung kann jedoch auch für Transistoren mit größeren Kanallängen oder andere Transistortypen eingesetzt werden.
Zusätzlich zu dem in 1 gezeigten Ausführungsbeispiel weist die Verstärkerstufe jeweils einen fünften Transistor PB1h, PB2h und jeweils einen sechsten Transistor NB5, NB6 auf, die jeweils als Serienschaltung einen Strompfad bilden und parallel zur gesteuerten Strecke des jeweiligen dritten Transistors PB1b, PB2b geschaltet sind. Die jeweiligen fünften Transistoren PB1h, PB2h weisen wie die zweiten und dritten Transistoren PB1, PB1b, PB2, PB2b den zweiten Leitungstyp auf, in diesem Fall p-Kanal. Die jeweiligen sechsten Transistoren NB5, NB6 sind wie die ersten Transistoren NB1, NB2 vom ersten Leitungstyp, hier als n-Kanal ausgeführt.
Der jeweils fünfte Transistor PB1h, PB2h für den ersten und zweiten Signalpfad SP1, SP2 ist als Stromspiegel zum jeweiligen zweiten und dritten Transistor PB1, PB2, PB1b, PB2b geschaltet. Dabei sind jeweils für den ersten und zweiten Signalpfad SP1, SP2 die Transistoren PB1b, PB2b, PB1h, PB2h üblicherweise derart dimensioniert, dass ein Strom durch den jeweils fünften Transistor PB1h, PB2h um wenigstens eine Größenordnung kleiner ist als ein Strom durch den jeweils dritten Transistor PB1b, PB2b. Beispielsweise unterscheiden sich die Ströme um etwa den Faktor 20.
Eine Ansteuerung der Steueranschlüsse der Transistoren PB1, PB1b, PB1h beziehungsweise PB2, PB2b, PB2h erfolgt durch Steuerströme über den sechsten Transistor NB5, NB6, der zwischen den vierten Transistor NB1b, NB2b des jeweils einen Signalpfads aus der Menge des ersten und zweiten Signalpfads SP1, SP2 und dem zweiten, dritten und fünften Transistor PB1, PB1b, PB1h, PB2, PB2b, PB2h des jeweils anderen Signalpfads aus der Menge des ersten und zweiten Signalpfads SP2, SP1 geschaltet ist.
Über einen Steueranschluss VBN kann den jeweils sechsten Transistoren NB5, NB6 eine Steuerspannung zugeführt werden. Dabei sollte die Steuerspannung so gewählt werden, dass sich am Source-Anschluß des jeweiligen sechsten Transistors NB5, NB6, der mit dem Drain-Anschluß des jeweils dritten Transistors PB1b, PB2b gekoppelt ist, ein Potenzial einstellt, das ungefähr einem Gleichtaktpotenzial entspricht, welches im Ruhestromfall an den Signalausgängen OUTM, OUTP anliegt. Dadurch wird erreicht, dass an den Transistoren PB1b, PB2b ähnliche Spannungsverhältnisse zwischen Drain- und Source-Anschluß herrschen wie bei den zugehörigen Ausgangstransistoren PB1, PB2. Somit können die gewünschten Stromspiegelverhältnisse mit dem zweiten Faktor N vorteilhaft eingehalten werden.
Das Heraufskalieren erfolgt demnach jeweils durch den dritten Transistor FB1b, PB2b, wobei ein Steuerpotenzial des jeweils dritten Transistors PB1b, PB2b in Abhängigkeit des heruntergeteilten Stroms und der Steuerspannung eingestellt wird.
Durch das Einfügen der jeweiligen sechsten Transistoren NB5, NB6 kann also erreicht werden, dass das Drain-Potenzial und das Gate-Potenzial der jeweiligen dritten Transistoren PB1b, PB2b voneinander entkoppelt sind. Die Einstellung des Steuerpotenzials der dritten Transistoren PB1b, PB2b erfolgt unter anderem über die jeweiligen fünften Transistoren PB1h, PB2h. Wenn die Kanalweite der fünften Transistoren PB1h, PB2h deutlich kleiner als die Weite der dritten Transistoren PB1b, PB2b gewählt wird, so erfolgt eine Aufteilung des Steuerstroms in den Hilfsstrompfaden AP1, AP2 derart, dass ein Großteil des Steuerstroms über den jeweils dritten Transistor PB1b, PB2b und ein kleiner Anteil über den jeweils fünften Transistor PB1h, PB2h fließt. Beispielsweise teilt sich der Steuerstrom derart auf, dass 99% des Steuerstroms durch den jeweils dritten Transistor PB1b, PB2b und 1% durch den jeweils fünften Transistor PB1h, PB2h fließen. Somit wird das Steuerpotenzial des jeweils zweiten Transistors PB1, PB2 weiterhin durch die Kanalweite des dritten Transistors bestimmt.
Es wird also ein Steuerpotenzial des jeweils dritten Transistors PB1b, PB2b über den fünften Transistor PB1h, PB2h, der als Stromspiegel zum jeweiligen dritten Transistor PB1b, PB2b geschaltet ist, in Abhängigkeit des Stroms durch den vierten Transistor NB2b, NB1b eingestellt.
Dabei kann ein jeweiliges Stromspiegelverhalten des jeweiligen zweiten und dritten Transistors PB1, PB2, PB1b, PB2b in Abhängigkeit der Steuerspannung eingestellt werden, die an dem jeweiligen sechsten Transistor NB5, NB6 zugeführt wird.
In einer alternativen Ausführungsform sind Mittel zum Stabilisieren des zweiten Faktors N vorgesehen, die jeweils parallel zu den Mitteln zum Heraufskalieren geschaltet sind und die Mittel zum Heraufskalieren in Abhängigkeit des heruntergeteilten Stroms und einer Steuerspannung ansteuern.
Da es bei dem gezeigten Ausführungsbeispiel möglich ist, Transistoren mit geringer Kanallänge zu verwenden, lassen sich parasitäre Kapazitäten in der Schaltung verringern. Dies führt zu einer höheren erreichbaren Frequenzbandbreite. Gleichzeitig können die Stromspiegelverhältnisse stabil gehalten werden, so dass sich ein geringer Ruhestrom im Ruhestromfall einstellen lässt. Die gezeigte erfindungsgemäße Verstärkerstufe zeichnet sich demnach wiederum durch einen geringen Stromverbrauch aus. Ein zusätzlicher Schaltungsaufwand zur Stabilisierung der Stromspiegelverhältnisse ist als gering zu vernachlässigen.
6 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Operationsverstärkers gemäß der Erfindung. Der Operationsverstärker umfasst einen differenziellen Verstärker 2 als Eingangsstufe des Operationsverstärkers, eine Verstärkerstufe 1 als Ausgangsstufe des Operationsverstärkers sowie eine Gleichtaktregelungsschaltung 3 zur Einstellung einer Gleichtaktspannung der Verstärkerstufe.
Die Verstärkerstufe 1 entspricht im Wesentlichen der in 5 gezeigten Ausführungsform einer Verstärkerstufe gemäß der Erfindung. Alternativ könnte auch eine der in den 1 bis 4 gezeigten Ausführungsformen als Ausgangsstufe verwendet werden. Die Stromquellen I1, I2 sind dabei als PMOS-Transistoren PBO1, PBO2 ausgeführt. Sie sind an ihren Steuereingang mit einer Referenzstromquelle P0, die ebenfalls als PMOS-Transistor ausgeführt ist, gekoppelt. Die Stromquellen I1, I2 bilden jeweils mit der Referenzstromquelle P0 einen Stromspiegel, der durch einen über den Referenzstromeingang IB zugeführten Referenzstrom gespeist wird.
Der differenzielle Verstärker 2 umfasst eine als PMOS-Transistor PA0 ausgeführte Stromquelle, die ebenfalls mit der Referenzstromquelle P0 gekoppelt ist. Es sind zwei Signalpfade mit einem Transistorpaar PA1, PA2 vorgesehen, die mit ihren Steueranschlüssen INP1 und INM1 den differenziellen Eingang des Operationsverstärkers bilden. Ferner sind jeweils in Reihe zu den Transistoren PA1, PA2 Kaskodetransistoren PA3, PA4 vorgesehen, deren Steuereingänge mit einem Eingang VBPCAS zur Zuführung eines ersten Kaskodepotenzials gekoppelt sind.
Weiterhin umfasst jeder der beiden Signalpfade eine Reihenschaltung aus NMOS-Transistoren NA1, NA3 beziehungsweise NA2, NA4. Die Transistoren NA1, NA2 sind wiederum als Kaskodetransistoren ausgeführt und mit ihrem Steueranschluss mit einem weiteren Eingang VBNCAS zur Zuführung eines zweiten Kaskodepotenzials gekoppelt. Die Steueranschlüsse der Transistoren NA3, NA4 sind zur Regelung der Gleichtaktspannung mit der Gleichtaktregelungsschaltung 3 verbunden.
Der differenzielle Ausgang der Eingangsstufe 2, der jeweils durch den Verbindungsknoten der Transistoren NA1, PA3 beziehungsweise NA2, PA4 gebildet wird, ist mit dem Eingang INP, INM der Ausgangsstufe 1 gekoppelt. Ferner sind der erste und zweite Signalpfad SP1, SP2 der Ausgangsstufe 1 über die Widerstände R1, R2 und Kondensatoren C1, C2 mit dem Ausgang der Eingangsstufe 2 verbunden.
Die Gleichtaktregelungsschaltung 3 weist eine als PMOS-Transistor ausgeführte Stromquelle PCO sowie Transistoren PC1, PC2, NC1, NC2, NC3, NC4 auf, die in zwei differenziellen Strompfaden verschaltet sind. Der Steueranschluss des Transistors PC2 ist mit einem Referenzeingang VCMREF zur Zuführung einer Bezugsspannung für die Gleichtaktregelung gekoppelt. Der Steueranschluss des zugehörigen Transistors PC1 ist über eine Koppelschaltung, welche Widerstände R3, R4 und Kondensatoren C3, C4 umfasst, mit den Signalausgängen OUTM, OUTP der Ausgangsstufe 1 gekoppelt.
In der Eingangsstufe 2 wird ein differenzielles Eingangssignal an den Eingängen INP1, INM1 durch den differenziellen Verstärker vorverstärkt. Anstelle des Differenzverstärkers mit Kaskodeschaltung könnte auch eine andere Differenzverstärkerschaltung eingesetzt werden. Das vorverstärkte Eingangssignal wird in der Ausgangsstufe 1 nach dem vorher beschriebenen Prinzip verstärkt. Beim Verstärken des Eingangssignals und Weiterverstärken der Signale in der Ausgangsstufe kann es zu einer Phasenverschiebung zwischen dem Eingangssignal und dem Ausgangssignal kommen. Um eine Stabilität des Operationsverstärkers gewährleisten zu können, ist es üblicherweise erforderlich, diese Phasendrehung auf einen Winkel zu begrenzen, der kleiner als 180° ist. Aus diesem Grund sind in dem Ausführungsbeispiel die Kondensatoren C1, C2 vorgesehen, die eine Kompensation der Phasendrehung zwischen Eingangs- und Ausgangssignal erreichen sollen und somit die Phasenreserve des Operationsverstärkers verbessern. Derartig verschaltete Kondensatoren C1, C2 werden auch als Miller-Kapazitäten bezeichnet. Der erfindungsgemäße Operationsverstärker ist diesbezüglich mit einem herkömmlichen Miller-Operationsverstärker vergleichbar. Die Widerstände R1, R2 dienen einer weiteren Verbesserung der Phasenreserve, könnten aber ohne Veränderung der prinzipiellen Funktion der Schaltungsanordnung weggelassen werden.
Die Einstellung des Ruhestroms in der Ausgangsstufe 1 des Operationsverstärkers erfolgt, wie zuvor beschrieben, über die Wahl des ersten und zweiten Faktors M, N sowie über den Wert des Stroms, der von den konstanten Stromquellen I1, I2 abgegeben wird. Die Gleichtaktregelung des differenziellen Operationsverstärkers dient sowohl zur Einstellung der Gleichtaktspannung als auch zur Einstellung des Ruhestroms in der Ausgangsstufe 1. Da die Stromquellen I1, I2 nicht Teil des Regelkreises sind, der unter anderem durch die Kreuzkopplung und die Gleichtaktregelung gebildet wird, ist der Ruhestrom in der Ausgangsstufe 1 unabhängig von einer Ansteuerung der Transistoren.
Wie zuvor erläutert, wird über die Steuerspannung am Eingang der Transistoren NB5 beziehungsweise NB6 das Drain-Potenzial der Transistoren PB1b beziehungsweise PB2b derart eingestellt, dass es dem von der Gleichtaktregelungsschaltung 3 gelieferten Gleichtaktspannung, die im Ruhefall an den Ausgängen OUTM, OUTP anliegt, entspricht.
In den 7 und 8 wird das Linearitätsverhalten eines zweistufigen Operationsverstärkers mit herkömmlicher und erfindungsgemäßer Ausgangsstufe im Frequenzbereich verglichen. Dabei sind jeweils die Amplituden A in Abhängigkeit der Frequenz f dargestellt. 7 zeigt dabei ein Oberwellendiagramm des Operationsverstärkers mit herkömmlicher Klasse-A-Ausgangsstufe. In 8 ist ein beispielhaftes Oberwellendiagramm eines Operationsverstärkers mit einer Ausgangsstufe gemäß der Erfindung gezeigt. In beiden Fällen erfolgt eine invertierte Beschaltung der Operationsverstärker, d. h., sowohl im Eingangspfad, als auch im Rückkoppelpfad sind Widerstände angeordnet. Am Ausgang des Operationsverstärkers erfolgt eine Belastung mit einer Parallelschaltung aus resistiver und kapazitiver Last. Die jeweiligen Eingangsstufen und Gleichtaktregelungsschaltungen der beiden Operationsverstärker sind gleichartig aufgebaut. Für den Vergleich des Linearitätsverhaltens werden beide Schaltungen am Eingang mit einem 20 MHz Sinussignal beaufschlagt.

Aus den 7 und 8 kann man erkennen, dass das nichtlineare Verhalten des herkömmlichen Operationsverstärkers und des Operationsverstärkers mit der erfindungsgemäßen Ausgangsstufe trotz kreuzgekoppelter Strompfade vergleichbar ist. Für einen genaueren Vergleich sind die Ergebnisse auch tabellarisch zusammengefasst. Tabelle 1

	Herkömmliche Klasse A Ausgangsstufe	Erfindungsgemäße Ausgangsstufe
Grundwelle (20 MHz)	–10,7 dB	–10,7 dB
3. Oberwelle (60 MHz)	–63,8 dB	–65,8 dB
5. Oberwelle (100 MHz)	–65,1 dB	–64,2 dB
7. Oberwelle (140 MHz)	–71,4 dB	–69,1 dB
Signal/Gesamtverzerrung	–50,28 dB	–50,45 dB

Dabei sieht man, dass trotz des Klasse AB-Betriebs des erfindungsgemäßen Operationsverstärkers ungefähr gleiche Oberwellenanteile auftreten und es zu einer leichten Verbesserung des Signal-Gesamtverzerrungs-Abstands ergibt. Dennoch kann der Ruhestrom der erfindungsgemäßen Verstärkerstufe einschließlich der Ströme in den Hilfsstrompfaden um 70% gegenüber dem Ruhestrom der herkömmlichen Klasse A-Ausgangsstufe reduziert werden.
Bezugszeichenliste

SP1, SP2: Strompfad
AP1, P2: Hilfsstrompfad
NB1, NB1b, NB2, NB2b: Transistor
NB5, NB6: Transistor
PB1, PB1b, PB1h: Transistor
PB2, PB2b, PB2h: Transistor
PS01, PB02: Transistor
P0, PA0, PC0: Transistor
PH1, PH2, PH3, PH4: Transistor
NA1, NA2, NA3, NA4: Transistor
PC1, PC2: Transistor
NC1, NC2, NC3, NC4: Transistor
R1, R2, R3, R4: Widerstand
C1, C2, C3, C3: Kondensator
I1, I2: Stromquelle
VDD: Versorgungspotenzialanschluss
GND: Bezugspotenzialanschluss
INP, INM: Signaleingang
INP1, INM1: Signaleingang
IB, VBN, VCMREF: Referenzeingang
VBPCAS, VBNCAS: Referenzeingang
OUTM, OUTP: Signalausgang
1: Verstärkerstufe
2: Eingangsstufe
3: Gleichtaktregelungsschaltung
A: Amplitude
M, N: Faktor

Claims

Verstärkerstufe, umfassend: – eine erste und eine zweite Serienschaltung eines ersten Transistors (NB1, NB2) eines ersten Leitungstyps, der einen Steuereingang (INP, INM) zur Zuführung eines Eingangssignals der Verstärkerstufe aufweist, und eines zweiten Transistors (PB1, PB2) eines zweiten Leitungstyps, die erste und die zweite Serienschaltung geschaltet zwischen einen Versorgungspotenzialanschluss (VDD) und einen Bezugspotenzialanschluss (GND); – einen ersten und einen zweiten Signalausgang (OUTP, OUTM), die durch einen jeweiligen Verbindungsknoten des jeweils ersten und zweiten Transistors (NB1, NB2, PB1, PB2) gebildet sind; – jeweils einen dritten Transistor (PB1b, PB2b) des zweiten Leitungstyps, der als Stromspiegel zum jeweiligen zweiten Transistor (PB1, PB2) geschaltet ist; – jeweils einen vierten Transistor (NB1b, NB2b) des ersten Leitungstyps, der als Stromspiegel zum jeweiligen ersten Transistor (NB1, NB2) geschaltet ist und der vorgesehen ist zur Steuerung des dritten Transistors, der die jeweils andere Serienschaltung steuert; und – jeweils eine Stromquelle (I1, I2), die parallel zu einem der jeweils ersten, zweiten, dritten und vierten Transistoren (NB1, NB2, PB1, PB2, PB1b, PB2b, NB1b, NB2b) geschaltet ist.
Verstärkerstufe nach Anspruch 1, bei der jeweils die Transistoren (NB1, NB2, NB1b, NB2b) derart dimensioniert sind, dass ein Strom durch den jeweils ersten Transistor (NB1, NB2) um einen ersten Faktor (M) größer ist als ein Strom durch den jeweils vierten Transistor (NB1b, NB2b).
Verstärkerstufe nach Anspruch 2, bei der jeweils die Transistoren (PB1, PB2, PB1b, PB2b) derart dimensioniert sind, dass ein Strom durch den jeweils zweiten Transistor (PB1, PB2) um einen zweiten Faktor (N) größer ist als ein Strom durch den jeweils dritten Transistor (PB1b, PB2b) und der erste und der zweite Faktor (M, N) verschieden sind.
Verstärkerstufe nach Anspruch 3, bei der die Transistoren (NB1, NB2, PB1, PB2, PB1b, PB2b, NB1b, NB2b) als Feldeffekttransistoren ausgeführt sind und derart dimensioniert sind, dass sich der erste und der zweite Faktor (M, N) aus den jeweiligen Kanal-Weiten-Längen-Verhältnissen der Transistoren (NB1, NB2, PB1, PB2, PB1b, PB2b, NB1b, NB2b) ergeben.
Verstärkerstufe nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei der die Stromquelle (I1, I2) jeweils als Konstantstromquelle ausgebildet ist.
Verstärkerstufe nach einem der Ansprüche 1 bis 5, weiter umfassend: – jeweils einen fünften Transistor (PB1h, PB2h) des zweiten Leitungstyps, der als Stromspiegel zum jeweiligen zweiten Transistor einer Serienschaltung und einem jeweiligen dritten Transistor (PB1, PB2, PB1b, PB2b) geschaltet ist; und – jeweils einen sechsten Transistor (NB5, NB6) des ersten Leitungstyps, der zwischen den vierten Transistor (NB1b, NB2b), der mit dem ersten Tranistor der anderen Serienschaltung als Stromspiegel geschaltet ist und den zweiten, Transistor (PB1, PB2) der jeweils einen Serienschaltung geschaltet ist; und – bei der ein Strompfad aus jeweils fünftem und sechstem Transistor (NB5, PB1h, NB6, PB2h) parallel zur gesteuerten Strecke des jeweils dritten Transistors (PB1b, PB2b) geschaltet ist.
Verstärkerstufe nach Anspruch 6, bei der die Transistoren (PB1b, PB2b, PB1h, PB2h) derart dimensioniert sind, dass ein Strom durch den jeweils fünften Transistor (PB1h, PB2h) um wenigstens eine Größenordnung kleiner ist als ein Strom durch den jeweils dritten Transistor (PB1b, PB2b).
Verstärkerstufe, umfassend: – eine erste und eine zweite Serienschaltung mit jeweils einem ersten Transistor (NB1, NB2) eines ersten Leitungstyps, der einen Steuereingang (INP, INM) zur Zuführung eines Eingangssignals der Verstärkerstufe aufweist, und jeweils einem zweiten Transistor (PB1, PB2) eines zweiten Leitungstyps; – einen ersten und einen zweiten Signalausgang (OUTP, OUTM), die durch einen jeweiligen Verbindungsknoten des jeweils ersten und zweiten Transistors (NB1, NB2, PB1, PB2) gebildet sind; – Mittel (NB1b, NB2b) zum Herunterskalieren eines Stroms, der durch den jeweils ersten Transistor (NB1, NB2) fließt, in einem ersten und einem zweiten Hilfsstrompfad (AP1, AP2) um einen ersten Faktor (M); – Mittel (PB1b, PB2b) zum Heraufskalieren eines Stroms, die den zweiten Transistor (PB1, PB2) der jeweils einen Serienschaltung derart ansteuern, dass der herunterskalierte Strom im ersten und zweiten Hilfsstrompfad (AP1, AP2) der jeweils anderen Serienschaltung um einen zweiten Faktor (N), der verschieden vom ersten Faktor (M) ist, heraufskaliert wird; und – Mittel zum Ausgleichen der durch die unterschiedlichen Faktoren (M, N) gebildeten Ströme, die einen Ausgleichsstrom an die erste und zweite Serienschaltung oder an den ersten und zweiten Hilfsstrompfad (AP1, AP2) abgeben.
Verstärkerstufe nach Anspruch 8, bei der die Mittel (NB1b, NB2b) zum Herunterskalieren und die Mittel (PB1b, PB2b) zum Heraufskalieren jeweils einen Stromspiegel aufweisen.
Verstärkerstufe nach Anspruch 8 oder 9, bei der Mittel (NB5, NB6, PB1h, PB2h) zum Stabilisieren des zweiten Faktors (N) vorgesehen sind, die jeweils parallel zu den Mitteln (PB1b, PB2b) zum Heraufskalieren geschaltet sind und die Mittel (PB1b, PB2b) zum Heraufskalieren in Abhängigkeit des heruntergeteilten Stroms und einer Steuerspannung ansteuern.
Operationsverstärker mit einer Verstärkerstufe (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 10, umfassend: – einen differenziellen Verstärker (2) als Eingangsstufe des Operationsverstärkers, bei dem ein Ausgang zur Abgabe des Eingangssignals der Verstärkerstufe (1) vorgesehen ist; und – eine Gleichtaktregelungsschaltung (3) zur Einstellung einer Gleichtaktspannung der Verstärkerstufe, die Gleichtaktregelungsschaltung (3) gekoppelt mit dem Signalausgang (OUTP, OUTM) der Verstärkerstufe (1).
Verfahren zur Signalverstärkung, umfassend die Schritte: – Bereitstellen einer ersten und einer zweiten Serienschaltung jeweils aufweisend einen ersten Transistor (NB1, NB2) eines ersten Leitungstyps und einen zweiten Transistor (PB1, PB2) eines zweiten Leitungstyps, wobei die erste und die zweite Serienschaltung zwischen einen Versorgungspotenzialanschluss (VDD) und einen Bezugspotenzialanschluss (GND) geschaltet ist; – Ansteuern des jeweils ersten Transistors (NB1, NB2) der ersten und zweiten Serienschaltung mit einem Eingangssignal; – Ansteuern eines jeweiligen vierten Transistors (NB1b, NB2b) des ersten Leitungstyps, der als Stromspiegel zum jeweiligen ersten Transistor (NB1, NB2) geschaltet ist, mit dem Eingangssignal; – Steuern des jeweils zweiten Transistors (PB1, PB2) einer Serienschaltung über einen jeweiligen dritten Transistor (PB1b, PB2b) des zweiten Leitungstyps, der als Stromspiegel zum jeweiligen zweiten Transistor (PB1, PB2) geschaltet ist, in Abhängigkeit eines Stroms durch den vierten Transistor (NB2b, NB1b)der als Stromspiegel mit dem ersten Transistor der anderen Serienschaltung geschaltet ist; – Einstellen eines Ruhestroms über eine Stromquelle (I1, I2), die parallel zu einem der jeweils ersten, zweiten, dritten und vierten Transistoren (NB1, NB2, PB1, PB2, PB1b, PB2b, NB1b, NB2b) geschaltet ist; und – Bereitstellen eines verstärkten Signals an einem jeweiligen Verbindungsknoten des jeweils ersten und zweiten Transistors (NB1, NB2, PB1, PB2).
Verfahren nach Anspruch 12 bei dem jeweils ein Strom durch den jeweils ersten Transistor (NB1, NB2) um einen ersten Faktor (M) größer ist als der Strom durch den jeweils vierten Transistor (NB1b, NB2b).
Verfahren nach Anspruch 13 bei dem jeweils ein Strom durch den jeweils zweiten Transistor (PB1, PB2) um einen zweiten Faktor (N) größer ist als ein Strom durch den jeweils dritten Transistor (PB1b, PB2b).
Verfahren nach Anspruch 14, bei dem der erste und der zweite Faktor (M, N) verschieden sind.
Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 15, bei dem ein Steuerpotenzial des jeweils dritten Transistors (PB1b, PB2b) über einen fünften Transistor (PB1h, PB2h) des zweiten Leitungstyps, der als Stromspiegel zum jeweiligen dritten Transistor (PB1b, PB2b) geschaltet ist, in Abhängigkeit des Stroms durch den vierten Transistor (NB2b, NB1b) eingestellt wird.
Verfahren nach Anspruch 16, bei dem ein jeweiliges Stromspiegelverhalten des jeweiligen zweiten und dritten Transistors (PB1, PB2, PB1b, PB2b) in Abhängigkeit einer Steuerspannung eingestellt wird, die an einen jeweiligen sechsten Transistor (NB5, NB6) des ersten Leitungstyps zugeführt wird.