CN101114810B - 放大器级、运算放大器及放大信号的方法 - Google Patents

Abstract

一种放大器级，包括第一和第二信号路径，包括第一导电类型的第一晶体管和第二导电类型的第二晶体管的串联连接，所述第一晶体管形成控制输入以用于接收放大器级的输入信号。放大器级还包括第一和第二信号输出，其分别由该相应第一和第二晶体管的相应连接节点形成。对于各个第一和第二信号路径，放大器级分别包括第二导电类型的第三晶体管和第一导电类型的第四晶体管，第三晶体管连接到相应第二晶体管作为电流镜，第四晶体管连接到相应第一晶体管作为电流镜并用于控制另一个信号路径的第三晶体管。此外，对于各个第一和第二信号路径，提供电流源，该电流源并联连接到相应第一、第二、第三和第四晶体管之一。

Description

放大器级、运算放大器及放大信号的方法

技术领域

本发明涉及放大器级和具有该放大器级的运算放大器。本发明还涉及放大信号的方法。

背景技术

运算放大器通常包括输入级和至少一个输出级，该输出级经常配置成A类级。这种情况下，输出级内静态电流基本上对应于最大输出电流。特别是对于具有高峰值因数的信号，该高峰值因数是指交流信号峰值和均方根值之间的高比例，A类工作模式导致高的电流消耗并因此分别导致放大器级或运算放大器的低效率。

在用于移动通信的系统中，根据使用的移动通信系统，在接收路径中具有运算放大器的电路块高概率地处于所谓的监听模式。这种情况下，具有运算放大器的电路块是有效的但不接收信号，并因此未被提供输入信号。特别是对于A类工作模式的放大器，这导致高的电流消耗和低的效率。

图9示出了例如可以用于Miller运算放大器的常规A类输出级的示例性实施例。该放大器级包括两个信号路径，具有串联连接的相应NMOS晶体管NB1、NB2和PMOS晶体管PB1、PB2。放大器级的输入INP，INM是由晶体管NB1、NB2的控制输入形成。信号路径连接在电源电压抽头VDD和参考电压抽头GND之间。分别连接在NMOS晶体管NB1、NB2和PMOS晶体管PB1、PB2之间的抽头OUTM和OUTP提供放大的输出信号。流过PMOS晶体管PB1、PB2的静态电流受参考晶体管P0控制，该参考晶体管P0连接到PMOS晶体管PB1、PB2成为电流镜，且耦合到参考电流输入IB用于接收参考电流。该静态电流还对应于信号路径的最大输出电流。电流值取决于晶体管PB1、PB2和晶体管PB0之间的电流镜比例。通过例如由前置级或输入级将输入信号提供到输入抽头INP，INM，流过信号路径的电流以及因此输出OUTM、OUTP处的输出信号受到影响。如前所述，对于具有小的或者甚至零幅值的输入信号，仍有高的静态电流流动。

备选地，可使用多个AB类放大器级，以替代所示的A类放大器级作为输出级。已知存在不同的AB类输出级，其包括负反馈或者没有负反馈。

无负反馈的AB类输出级通常包括输出晶体管的附加寄生电容，这显著降低了放大器级的频率带宽。此外，对于静态电流模式的情形，用于调整输出晶体管控制电压的附加电流和电流路径的面积消耗具有不需要的影响。

另一方面，具有负反馈的AB类输出级需要高的带宽以用于该反馈电路。这又导致高的电流消耗。

对于在频率带宽方面具有严格要求的应用，例如无线局域网络，WLAN，例如根据802.11n，因此需要很大程度上增大电流消耗以补偿带宽损耗，这样与常规A类输出级相比在电流消耗方面不会产生显著的优点。因此，对于在频率带宽方面具有严格要求的应用，几乎单独使用A类运算放大器，这意味着具有A类输出级的运算放大器。

因此，既不使用A类也不使用AB类输出级以实现低的电流消耗，特别是对于静态电流模式，而不减小可能输出功率或可能频率带宽，这样的运算放大器并非已知。

发明内容

下文给出了简要概述，从而提供对本发明一个或多个方面的基本理解。该概述不是对本发明的综述，且既不旨在确定本发明的关键和重要要素，也不界定本发明的范围。相反，该概述的主要目的是以简单的形式给出本发明的一个或多个概念，作为稍后进行的更详细描述的序言。

一种放大器级包括第一和第二信号路径，各个信号路径分别包括第一导电类型的第一晶体管和第二导电类型的第二晶体管的串联连接，该第一晶体管包括配置成接收输入信号至该放大器级的控制输入。在一个实施例中，该第一和第二信号路径连接在电源电压抽头和参考电压抽头之间。第一和第二信号输出分别形成于该第一和第二路径内的相应第一和第二晶体管的相应连接节点。第二导电类型的第三晶体管连接到相应第二晶体管作为各个该第一和第二路径内的电流镜，而且第一导电类型的第四晶体管连接到相应第一晶体管作为电流镜，并配置成分别控制各个该第一和第二路径内的另一个信号路径的第三晶体管。电流源并联连接到各个该第一和第二路径内的相应第一、第二、第三和第四晶体管之一。

为了实现前述和相关目标，本发明包括在下文中全面描述且在权利要求中具体指出的特征。下述描述和附图详细地列出本发明的特定说明性方面和实施。然而这些示出了少许的本发明原理可应用的各种方式。结合附图考虑对本发明的如下详细描述，本发明的其他目标、优点和新颖特征将变得显而易见。

附图说明

下文参照附图通过示例性实施例详细地解释本发明，附图中：

图1为示出依据本发明的放大器级的第一示例性实施例的示意性图示；

图2为示出依据本发明的放大器级的第二示例性实施例的示意性图示；

图3为示出依据本发明的放大器级的第三示例性实施例的示意性图示；

图4为示出依据本发明的放大器级的第四示例性实施例的示意性图示；

图5为示出依据本发明的放大器级的第五示例性实施例的示意性图示；

图6为示出依据本发明的运算放大器的示例性实施例的示意性图示；

图7为示出常规运算放大器的谐波的示例性曲线图；

图8为示出依据本发明的运算放大器的谐波的示例性曲线图；以及

图9为示出常规放大器级的示意性图示。

具体实施方式

在本发明的示例性实施例中，放大器级包括第一和第二信号路径，各个信号路径分别包括第一导电类型的第一晶体管和第二导电类型的第二晶体管的串联连接，该第一晶体管包括用于提供输入信号至该放大器级的控制输入。第一和第二信号路径连接在电源电压抽头和参考电压抽头之间。第一和第二信号输出由相应第一和第二晶体管的相应连接节点形成。

此外，对于各个该第一和第二信号路径，第二导电类型的第三晶体管被提供作为电流镜，第三晶体管连接到相应第二晶体管。该放大器级包括分别用于各个该第一和第二信号路径的第一导电类型的第四晶体管，该第四晶体管连接到相应第一晶体管作为电流镜且用于控制另一个信号路径的第三晶体管。此外，对于各个该第一和第二信号路径，电流源并联连接到相应的第一、第二、第三和第四晶体管之一。

依据本发明一个实施例，例如通过向相应的第一晶体管提供差分输入信号来控制第一和第二信号路径内的电流。该受控电流在第一和第二辅助电流路径内按比例缩小第一因子。该第一和第二信号路径之一的相应第二晶体管按照这样的方式进行控制，即，使得相应的另一个信号路径的该辅助电流路径内的该按比例缩小电流按比例放大第二因子，该第二因子不同于该第一因子。通过向该第一和第二信号路径或者向该第一和第二辅助电流路径提供平衡电流，由此平衡该不同的因子。例如使用相应电流源可以完成这一点。根据该受控电流可以提供差分输出信号。

由于平衡电流是由附加电流源提供，信号路径内的静态电流也依赖于该平衡电流，这意味着相应第一晶体管未被提供输入信号。如果该电流镜和附加电流源相应地定制，则可以实现该放大器电路的低电流消耗，特别是对于静态电流模式，同时通过该放大器级可以获得高的频率带宽。

图1示出了依据本发明的放大器级的示例性实施例，该放大器级包括第一和第二信号路径SP1、SP2。信号路径SP1、SP2分别包括NMOS晶体管NB1、NB2和PMOS晶体管PB1、PB2的串联连接。信号路径SP1、SP2连接在电源电压抽头VDD和参考电压抽头GND之间。该放大器级的输出抽头OUTM、OUTP提供于晶体管NB1、PB1和NB2、PB2的相应连接节点处。

此外，分别提供第三晶体管NB1b、NB2b作为电流镜晶体管，用于与晶体管NB1、NB2形成相应电流镜。因此，晶体管NB1、NB1b和NB2、NB2b分别通过其源极和其栅极或控制输入分别连接。晶体管NB1、NB2的控制输入还形成该放大器级的信号输入INP、INM，用于提供差分输入信号。

第二晶体管PB1、PB2还分别耦合到电流镜晶体管PB1b、PB2b，并与其形成另外的电流镜。第二信号路径SP2的上电流镜PB2、PB2b在第一辅助电流路径AP1上耦合到第一信号路径SP1的下电流镜晶体管NB1b的输出。按照相同的方式，第一信号路径SP1的上电流镜PB1、PB1b通过第二辅助电流路径AP2耦合到第二信号路径SP2的下电流镜晶体管NB2b。

换言之，该第一和第二信号路径组合的一个信号路径的相应上电流镜分别耦合到该第一和第二信号路径组合的另一个信号路径的相应下电流镜。

电流源I1与第一信号路径SP1的第二晶体管PB1并联。固定电流可由该电流源I1供给到第一信号路径SP1。相应地，第二电流源I2提供于第二信号路径SP2内与第二晶体管PB2并联，该电流源可以供给电流到第二信号路径SP2。电流源I1、I2例如形成为恒定电流源，且通常定制为使得这些电流源分别提供相同数值的电流。

本实施例中的第一和第二信号路径SP1、SP2内的晶体管NB1、NB1b和NB2、NB2b定制为使得流过相应第一晶体管NB1、NB2的电流比流过相应第四晶体管或电流镜晶体管NB1b、NB2b大第一因子M倍。这样，流过相应第一晶体管NB1、NB2的电流可以按比例缩小第一因子M倍，使得流过电流镜晶体管NB1b、NB2b以及第一和第二辅助电流路径AP1、AP2的电流为相应按比例缩小的电流。

上电流镜的晶体管PB2、PB2b和PB1、PB1b可以按照确定方式类似地定制，使得流过相应第二晶体管PB1、PB2的电流比流过相应电流镜晶体管PB1b、PB2b的电流大第二因子N倍。

第一和第二因子M、N对应于电流镜的相应电流镜比例。由此，电流镜NB1、NB1b和电流镜NB2、NB2b的第一因子M通常相等，且电流镜PB1、PB1b和电流镜PB2、PB2b的第二因子N也相等。

在图1所示的使用场效应晶体管的示例性实施例中，第一和第二因子M、N或者电流镜比例例如对应于场效应晶体管的相应沟道宽度/长度比例。在一个示例性实施例中，第一和第二因子M、N不同。

通过所提供的具有第一对晶体管NB1、NB2和第二对晶体管PB1、PB2的第一和第二信号路径SP1、SP2，通过使用差分输入信号控制第一对晶体管NB1、NB2来控制第一和第二信号路径SP1、SP2内的电流。第一和第二信号路径SP1、SP2的受控电流分别在第一和第二辅助电流路径AP1、AP2中按比例缩小第一因子M倍。各个信号路径SP1、SP2的第二对晶体管PB1、PB2受到控制，使得相应另一个信号路径SP2、SP1的辅助电流路径AP1、AP2内按比例缩小的电流按比例放大第二因子N倍。通过向第一和第二信号路径提供平衡电流来平衡第一和第二因子M、N之间的差异。在本实施例中，这是通过第一和第二电流源I1、I2来实现。

通过电流镜晶体管PB1b、PB2b控制第二对晶体管PB1、PB2导致了对电流和信号路径SP1、SP2的进一步控制。取决于该受控电流，在输出抽头OUTM、OUTP提供差分输出信号。使用辅助电流路径AP1，AP2控制上电流镜PB1、PB1b和PB2、PB2b可以看作第一和第二信号路径SP1、SP2的交叉耦合。该电路例如可称为交叉耦合镜电路。

如果差分输入信号显示零幅值，则意味着如果输入INP，INM处的电压相等，则该放大器级处于平衡或均衡的状态，这对应于静态电流模式。使用下述方程可以计算本实施例的相应静态电流I_out。受PMOS晶体管控制的放大器级的信号路径SP1、SP2内的电流为

I_out＝N·I_par+I₀，(1)

由此I_par对应于辅助电流路径内的电流，I₀对应于电流源I1、I2的电流。受NMOS晶体管控制的信号路径SP1、SP2内的电流为：

I_out＝M·I_par.(2)

根据方程(1)和(2)，静态电流I_out可以计算成为I₀的函数且为：

$I_{\mathrm{out}}=I_0\·\frac{M}{M-N}.---\left(3\right)$

电流镜比例或第一和第二因子M、N分别可以选择为相对较大。这导致辅助电流路径AP1、AP2内相对较小的控制电流I_par。例如，M＝5且N＝4。因此M、N应不同，由此对于本实施例，第一因子M应大于第二因子N。

工作于AB类工作模式的本发明放大器级与无负反馈的常规输出级不同之处在于仅分别包括辅助电流路径AP1、AP2，由此可以设置输出晶体管PB1、PB2的控制电压。由于附加使用了按比例缩小的控制电流，则辅助电流路径AP1、AP2内的附加电流消耗通常小得可以忽略，这导致根据本发明该示例性实施例的放大器级的高效率。

由于通过电流镜来完成对PMOS晶体管PB1、PB2的控制，PMOS晶体管PB1、PB2的栅极连接器或控制输入显示低的电阻负载且因此提供了高的频率带宽。当使用场效应晶体管时，输出晶体管的晶体管宽度可以选择为相对较小，这是因为输出晶体管的栅极源电压与控制电压无关。这又导致减小的寄生栅极电容以及有利地高的频率带宽。

通过分别选择电流镜比例或者第一和第二因子M、N并通过选择第一和第二电流源I1、I2的值I₀，由此实现对第一和第二信号路径SP1、SP2内静态电流的调整。第一和第二因子M、N通常不同。与具有负反馈的常规AB类输出级相反，在根据本发明的放大器级中可以省略用于设置放大器级内静态电流的附加控制回路。节省控制回路又导致该配置的减小的电流消耗以及改善的频率带宽，该频率带宽通常由于这种控制回路而减小。放大器级的信号路径SP1、SP2内的最大电流主要依赖于该放大器级的输入INP，INM处的控制电压。

根据图1的示例性实施例，电流可以达到高的值。根据本发明的放大器级因此包括高的驱动能力以及高的幅值范围。

通过图1的示例，还可以有利地实现根据本发明的放大器级可以工作于低电源电压，这意味着电源电压抽头和参考电压抽头之间低的电压差。最小电源电压V_SUP可以由下式确定：

V_SUP≥V_dsat(NB1b)+V_th(PB1b)+V_dsat(PB1b)(4)

其中V_dsat(NB1b)分别为下电流镜晶体管NB1b或NB2b的饱和电压。V_dsat(PB1b)为上电流镜晶体管PB1b、PB2b的饱和电压，V_th(PB1b)为上电流镜晶体管PB1b、PB2b的阈值电压。饱和电压通常数值约为0.2V且阈值电压通常数值约为0.4V，根据方程(4)的电源电压V_SUP下限的值约为0.8V。常规AB类放大器级通常取决于2倍的阈值电压，因此需要显著更高的电源电压。根据图1的实施例，该实施例中所示的晶体管可以分别用互补导电类型的晶体管替代。例如，所有第一导电类型例如n沟道的晶体管可以用第二导电类型例如p沟道的晶体管替代。同样，这种情况下所有第二导电类型的晶体管应该用第一导电类型的晶体管替代。由此，需要考虑电源电压抽头和参考电压抽头VDD、GND处的电源电压的极性。

根据本发明备选实施例，除了场效应晶体管，还可以使用双极晶体管、BICMOS晶体管、或者其他晶体管类型。

在本发明另一个示例性实施例中，放大器级包括第一和第二信号路径SP1、SP2，该信号路径分别包括第一导电类型的第一晶体管NB1、NB2和第二导电类型的第二晶体管PB1、PB2。相应第一晶体管NB1、NB2包括控制输入INP，INM，用于提供该放大器级的输入信号。第一和第二信号输出OUTP，OUTM分别由第一和第二晶体管NB1、NB2、PB1、PB2的相应连接节点形成。

另外提供了用于按比例缩小的装置，该装置将在第一和第二辅助电流路径AP1、AP2内流过相应第一晶体管NB1、NB2的电流缩小第一因子M倍。此外提供了用于按比例放大的装置，该装置控制各个该信号路径内的第二晶体管，使得相应另一个信号路径内的第一和第二辅助电流路径AP1、AP2内按比例缩小的电流放大第二因子N倍。第一和第二因子M、N不同。放大器级还包括用于平衡不同的因子M、N的装置，该装置提供平衡电流至第一和第二信号路径SP1、SP2或至第一和第二辅助电流路径AP1、AP2。

用于按比例缩小的装置和用于按比例放大的装置可分别包括电流镜，然而可以采用配置成或者其它方式设为提供这种电路功能的其他电路，且这些备选视为落在本发明的范围内。

图2示出了根据本发明的放大器级的另一个示例性实施例。与图1所示实施例不同，第一和第二电流源I1、I2在本实施例中并联连接到上电流镜晶体管PB1b、PB2b。因此，电流由电流源I1、I2供给到第一和第二辅助电流路径AP1、AP2内。

在本实施例中，同样提供第一和第二信号路径SP1、SP2，其包括第一导电类型的第一晶体管NB1、NB2和第二导电类型的第二晶体管PB1、PB2的串联连接。该第一和第二信号路径SP1、SP2的相应第一晶体管NB1、NB2提供有输入信号。同时，第一导电类型的相应第四晶体管NB1b、NB2b提供有该输入信号，该相应第四晶体管作为电流镜连接到相应第一晶体管NB1、NB2。通过第二导电类型的相应第三晶体管PB1b、PB2b来实现对该第一和第二信号路径SP1、SP2的相应第二晶体管PB1、PB2的控制，该相应第三晶体管作为电流镜连接到相应第二晶体管PB1、PB2。取决于流过相应第四晶体管NB2b，NB1b的电流来实现对相应第二晶体管PB1、PB2的控制。通过与相应第三晶体管PB1b、PB2b并联的电流源I1、I2来实现静态电流的设置。放大的信号分别提供于第一和第二晶体管NB1、NB2、PB1、PB2的相应连接节点。

备选地，静态电流可以由并联连接到第一、第二、第三、或第四晶体管NB1、NB2、PB1、PB2、NB1b、NB2b、PB1b、PB2b之一的电流源来设置。

类似方程(3)，根据图2该实施例中的静态电流I_out由下述方程提供：

$I_{\mathrm{out}}=I_0\·\frac{M\·N}{N-M}.---\left(5\right)$

由此，第二因子M应小于第一因子N。例如可以选择对于第一因子M的值为4，第二因子N的值为5。所示放大器级可以称之为具有交叉耦合信号路径SP1、SP2的AB类放大器级。同样通过辅助电流路径AP1、AP2内的电流来实施对相应电流镜的控制。由于该按比例放大和按比例缩小，电流可以有利地保持小。因此，所示放大器级与常规放大器级区别在于同时实现低的电流消耗和高的频率带宽。

同样在本实施例中，晶体管可以被互补导电类型的相应晶体管替代。还可以由相应双极晶体管或其他晶体管类型来替代该场效应晶体管。例如，可以使用NPN晶体管替代NMOS晶体管并使用PNP晶体管替代PMOS晶体管。

图3示出了根据本发明的放大器级的另一个示例性实施例。在本实施例中，第一和第二电流源I1、I2并联连接到第一和第二信号路径SP1、SP2的相应第一晶体管NB1、NB2。这样，第一和第二信号路径SP1、SP2内的电流又直接受影响。

由此，差分输入信号被放大成差分电流。该差分电流按比例缩小第一因子M倍。第一因子M例如分别是由晶体管NB1、NB1b或NB2、NB2b之间的电流镜比例确定。

通过将该按比例缩小的差分电流按比例放大第二因子N倍，则可以交叉控制该差分电流，其中该第二因子N不同于第一因子M。提供平衡电流以影响该差分电流。依据该差分电流而传递差分输出信号。

备选实施例中，也可以提供该平衡电流以影响按比例缩小的差分电流。

通过选择第一因子M和第二因子N的值同样可以设置该放大器级的静态电流I_out，在本示例中这些因子对应于晶体管PB1、PB1b和PB2、PB2b的电流镜比例。I₀为流过第一和第二电流源I1、I2的电流，类似于方程(3)或(5)，静态电流I_out为：

$I_{\mathrm{out}}=I_0\·\frac{N}{N-M}.---\left(6\right)$

这种情况下，第二因子N应大于第一因子M。因此，同样对于本实施例，可以实现具有高的频率带宽和低的电流消耗的放大器级。

图4示出了根据本发明的放大器级的另一个示例性实施例。第一和第二电流源I1，I2分别并联连接到电流镜晶体管NB1b、NB2b，且能够影响辅助电流路径AP1、AP2内的控制电流。本实施例中可设置的静态电流I_out为：

$I_{\mathrm{out}}=I_0\·\frac{M\·N}{M-N}.---\left(7\right)$

这种情况下，第一因子M应选择为大于第二因子N。

为了能够实现高的频率带宽，在一个示例中，输出晶体管栅极节点处的寄生电容应保持为尽可能小。例如通过使用短的或最小沟道长度的晶体管可以实现这一点。相应电流镜NB1、NB1b、NB2、NB2b、PB1、PB1b、PB2、PB2b在这种情况下由于短沟道效应可能包括误调整。这是因为属于各个电流镜的相应晶体管潜在地未看到相同的源/漏电压。这分别会导致电流镜比例或第一和第二因子M、N的有效变化。

由此，根据方程(3)、(5)、(6)和(7)的静态电流也会不利地改变，因此无法满足低的静态电流。

图5示出了根据本发明的放大器级的另一个示例性实施例，涉及例如具有短沟道效应的晶体管。然而，也可以使用所示配置用于具有更长沟道长度的晶体管或其他类型的晶体管，且这些备选视为落在本发明的范围之内。

除了图1所示实施例之外，图5的放大器级包括相应第五晶体管PB1h、PB2h和相应第六晶体管NB5、NB6，其分别形成串联连接的电流路径且并联连接到相应第三晶体管PB1b、PB2b的控制路径。相应第五晶体管PB1h、PB2h以及相应第二和第三晶体管PB1、PB1b、PB2、PB2b为第二导电类型，其在该情形中为p沟道。相应第六晶体管NB5、NB6形成为与第一晶体管NB1、NB2相同的第一导电类型的晶体管，其在该情形中为n沟道。

用于第一和第二信号路径SP1、SP2的相应第五晶体管PB1h、PB2h连接到相应第二和第三晶体管PB1、PB2、PB1b、PB2b作为电流镜。由此，对于各个该第一和第二信号路径SP1、SP2，晶体管PB1b、PB2b、PB1h、PB2h通常定制为使得流过相应第五晶体管PB1h、PB2h的电流比流过相应第三晶体管PB1b、PB2b的电流至少小一个数量级。例如，相应电流差别约20倍。

分别通过第六晶体管NB5、NB6上的控制电流，分别实现对晶体管PB1、PB1b、PB1h和PB2、PB2b、PB2h的控制输入的控制。相应第六晶体管NB5、NB6分别连接在该第一和第二信号路径SP1、SP2组合的一个信号路径的第四晶体管NB1b、NB2b以及该第一和第二信号路径SP1、SP2组合的相应另一个信号路径的第二、第三和第五晶体管PB1、PB1b、PB1h、PB2、PB2b、PB2h之间。

控制电压可以提供到相应第六晶体管NB5、NB6的控制输入VBN。由此该控制电压应选择为使得，耦合到相应第三晶体管PB1b、PB2b的漏极连接器的相应第六晶体管NB5、NB6的源极连接器显示的电压电平近似对应于在静态电流模式中在信号输出OUTM、OUTP有效的共模电压电平。由此，可以实现漏极和源极连接器之间晶体管PB1b、PB2b处的电压比例与对应的输出晶体管PB1、PB2的电压比例相似。因此，可以有利地实现具有第二因子N的期望电流镜比例。

相应地，分别通过第三晶体管PB1b、PB2b实现按比例放大，由此相应第三晶体管PB1b、PB2b的控制电压依赖于该按比例缩小的电流和控制输入VBN处的控制电压而被设置。

通过插入相应第六晶体管NB5、NB6，因此可以实现相应第三晶体管PB1b、PB2b的漏极电压和栅极电压相互去耦合。例如通过相应第五晶体管PB1h、PB2h实现了对第三晶体管PB1b、PB2b的控制电压分别设置。如果第五晶体管PB1h、PB2h的沟道宽度分别选择为显著小于第三晶体管PB1b、PB2b的沟道宽度，则辅助电流路径AP1、AP2内的控制电流以这样的方式分为，即，该控制电流的较大部分流过相应第三晶体管PB1b、PB2b且较小部分流过相应第五晶体管PB1h、PB2h。例如，该控制电流以这样的方式分为，即，该控制电流的99％流过相应第三晶体管PB1b、PB2b且1％流过相应第五晶体管PB1h、PB2h。因此，相应第二晶体管PB1、PB2的控制电压进一步由第三晶体管PB1b、PB2b的沟道宽度确定。

因此，根据流过相应第四晶体管NB2b、NB1b的电流，相应第三晶体管PB1b、PB2b的控制电压是由连接到相应第三晶体管PB1b、PB2b作为电流镜的第五晶体管PB1h、PB2h来调整。

由此，相应第二和第三晶体管PB1、PB2、PB1b、PB2b的相应电流镜比例可以依据分别提供到第六晶体管NB5、NB6的控制电压来调整。

在备选实施例中，提供了用于稳定第二因子的装置，其并联连接到用于按比例放大的装置，并依据按比例缩小的电流和控制电压来控制该用于按比例放大的装置。在所示实施例中，可以使用具有小沟道长度的晶体管。因此可以减小该电路的寄生电容。这使得可以获得更高的频率带宽。此外，电流镜比例可保持稳定，因此在静态电流模式中可以设置低的静态电流。根据本发明的所示放大器级因此可以工作于低电流消耗。针对用于稳定电流镜比例的电路的额外努力由于微小而可以忽略。

图6示出了根据本发明的运算放大器的示例性实施例。该运算放大器包括作为运算放大器输入级的差分放大器2、作为运算放大器输出级的放大器级1、以及用于调整放大器级1的共模电压的共模控制电路3。

放大器级1在一个示例中基本上对应于图5所示依据本发明的放大器级的实施例。备选地，图1至4所示实施例中的一个可用作该输出级。

电流源I1、I2在本示例中形成为PMOS晶体管PB01、PB02。PMOS晶体管PB01、PB02的控制输入耦合到参考电流源P0，该参考电流源还形成为PMOS晶体管。电流源I1、I2分别与参考电流源P0形成电流镜，该参考电流源P0被供给了参考电流输入IB上的参考电流。

差分放大器2包括实施为PMOS晶体管PA0的电流源，该PMOS晶体管PA0还耦合到参考电流源P0。两个信号路径包括一对晶体管PA1、PA2，其控制输入IMP1和IM1形成该运算放大器的差分输入。此外，提供了分别串联到晶体管PA1、PA2的共源共栅晶体管(cascodetransistor)PA3、PA4。共源共栅晶体管PA3、PA4的栅极连接器耦合到输入VBPCAS以提供第一级连电压(cascode voltage)。

此外，该两个信号路径中的每个都包括串联连接的NOMS晶体管NA1、NA3和NA2、NA4。晶体管NA1、NA2还形成为共源共栅晶体管，其控制连接耦合到另外的输入VBNCAS以提供第二级连电压。晶体管NA3、NA4的控制连接连接到共模控制电路3以控制共模电压。

分别由晶体管NA1、PA3和NA2、PA4的连接节点形成的输入级2的差分输出耦合到输出级1的输入INP、INM。此外，输出级1的第一和第二信号路径SP1、SP2在电阻器R1、R2和电容器C1、C2上与输入级2的输出耦合。

共模控制电路3包括使用PMOS晶体管来实施的电流源PC0以及连接成一对差分电流路径的晶体管PC1、PC2、NC1、NC2、NC3、NC4。晶体管PC2的控制输入耦合到参考输入VCMREF，以提供用于共模控制的参考电压。相应晶体管PC1的控制连接通过包括电阻器R3、R4和电容器C3、C4的耦合电路而耦合到输出级1的信号输出OUTM、OUTP。

在输入级2中，提供于输入INP1、INM1的差分输入信号被该差分放大器预放大。也可以使用任何其他差分放大器电路，替代使用共源共栅配置的该差分放大器。根据前文所述的本发明原理，该预放大输入信号在输出级1内被放大。当放大输入信号并连续地放大输出级1内的信号时，会在输入信号和输出信号之间产生相移。为了能够保证该运算放大器的稳定性，通常需要将该相移限制为小于180°的角度。因此在所示实施例中，提供了电容器C1、C2，这些电容器补偿了输入和输出信号之间的相移并因此改善了运算放大器的相位余量。

按照此处所示方式连接的电容器C1、C2也可以称为Miller电容器。根据本发明的运算放大器在这一点上与常规Miller运算放大器相当。电阻器R1、R2实现了相位余量的进一步改善，但是也可以省略而不改变该电路配置的基本原理。

如前文所述，通过选择第一和第二因子M、N并选择由恒定电流源I1、I2提供的电流的值，由此实现该运算放大器输出级1内静态电流的设置。差分运算放大器的共模控制用于调整共模电压，并用于设置输出级1内的静态电流。由于电流源I1、I2不是例如由交叉耦合和共模控制形成的控制回路的一部分，因此输出级1内的静态电流与晶体管的控制电压无关。

如前所述，通过分别提供晶体管NB5、NB6控制输入处的控制电压，相应晶体管PB1b和PB2b的漏极电压受到控制，使得所述漏极电压对应于由共模控制电路3提供且在静态电流模式中在输出OUTM、OUTP有效的共模电压。

在图7和8中，具有常规输出级和根据本发明输出级的双级运算放大器的线性行为在频域内进行比较。因此幅值A分别视为依赖于频率f。图7示出了具有常规输出级的运算放大器的谐波曲线图。在图8中，示出了具有根据本发明输出级的运算放大器的谐波示例性曲线图。在这两种情形中，运算放大器按照倒相方式连接，这意味着电阻器提供于输入路径以及反馈路径内。在本示例中，运算放大器的输出连接到包括电阻性和电容性负载并联连接的负载。这两个运算放大器的相应输入级和共模控制电路由相似类型形成。为了比较线性行为，均向两个电路配置提供20MHz正弦输入信号。

从图7和8可以得知，常规运算放大器和具有本发明输出级的运算放大器的非线性行为相当，尽管使用交叉耦合的电流路径。为了更详细的比较，结果归纳成表格形式。

	常规A类输出级	根据本发明的输出级
			基波(20MHz)	-10.7dB	-10.7dB
3次谐波(60MHz)	-63.8dB	-65.8dB
			5次谐波(100MHz)	-65.1dB	-64.2dB
7次谐波(140MHz)	-71.4dB	-69.1dB
			信号/总失真	-50.28dB	-50.45dB

可以看出，尽管根据本发明的运算放大器的AB类工作模式，上升谐波是类似的，由此信号失真率得到略微改善。然而，与常规A类输出级的静态电流相比，包括辅助电流路径内电流的本发明放大器级静态电流可以减小70％。

尽管本发明已经参考一个或多个实施例进行说明和描述，但是在不背离本发明精神和范围的情况下可对所示示例进行变更和/或改进。尤其对于上述元件或结构(块、单元、组件、器件、电路、系统等)执行的各种功能，用于描述这些元件的术语(包括称为“装置”)如果没有另外指出则旨在对应执行所述元件指定功能的任何元件或结构(例如，功能上等同)，即使在结构上不等同于在本发明所示示例性实施例中执行该功能的所公开结构。此外，尽管已经参考多个实施例中的仅仅一个来公开本发明的具体特征，该特征可以与任一指定或特定应用所期望和优选的其他实施例的一个或多个其他特征组合。

Claims (18)

1.一种放大器级，包括：

第一和第二信号路径，分别包括第一导电类型的第一晶体管和第二导电类型的第二晶体管的串联连接，所述第一晶体管包括配置成接收所述放大器级的输入信号的控制输入，所述第一和第二信号路径分别连接在电源电压抽头和参考电压抽头之间；

在所述第一信号路径中的所述第一晶体管和所述第二晶体管连接节点处形成的第一信号输出和在所述第二信号路径中所述第一晶体管和所述第二晶体管连接节点处形成的第二信号输出；

第二导电类型的第三晶体管，在各个所述第一和第二路径内连接到所述第二晶体管作为电流镜；

第一导电类型的第四晶体管，在各个所述第一和第二路径内连接到所述第一晶体管作为电流镜并配置成控制另一个信号路径的所述第三晶体管；以及

在所述第一信号路径和所述第二信号路径的每一个中的电流源，其中所述电流源并联连接到所述第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管和第四晶体管之一，

其中对于所述第一信号路径和所述第二信号路径的每一个，所述第一晶体管、所述第二晶体管、所述第三晶体管和所述第四晶体管定制为使得流过所述第一晶体管的电流比流过所述第四晶体管的电流大第一因子，并且流过所述第二晶体管的电流比流过所述第三晶体管的电流大第二因子，其中所述第一和第二因子不同。

2.如权利要求1所述的放大器级，其中所述第一晶体管、所述第二晶体管、所述第三晶体管和所述第四晶体管包括场效应晶体管且定制为使得所述第一因子和第二因子是由所述第一晶体管、所述第二晶体管、所述第三晶体管和所述第四晶体管的相应沟道宽度-长度比例产生。

3.如权利要求1所述的放大器级，其中所述电流源分别包括恒定电流源。

4.如权利要求1所述的放大器级，还包括：

第二导电类型的第五晶体管，在各个所述第一和第二信号路径内分别连接到所述第二和第三晶体管作为电流镜；

第一导电类型的第六晶体管，在各个所述第一和第二信号路径内分别连接在所述信号路径之一的第四晶体管和另一个信号路径的第二、第三和第五晶体管之间，和

其中所述第五和第六晶体管的电流路径并联连接到所述第三晶体管的控制路径。

5.如权利要求4所述的放大器级，其中对于各个所述第一和第二信号路径，所述第一晶体管、所述第二晶体管、所述第三晶体管和所述第四晶体管定制为使得流过相应第五晶体管的电流比流过相应第三晶体管的电流小至少一个数量级。

6.一种放大器级，包括：

第一和第二信号路径，具有第一导电类型的相应第一晶体管和第二导电类型的相应第二晶体管，所述第一晶体管包括配置成接收所述放大器级的输入信号的控制输入；

第一和第二信号输出，分别形成于所述第一和第二晶体管的相应连接节点；

用于以第一因子按比例缩小流过所述相应第一晶体管的电流的装置，按比例缩小的电流在第一和第二辅助电流路径内流动；

用于按比例放大所述按比例缩小的电流的装置，按比例放大装置可操作地分别控制所述信号路径之一的第二晶体管，使得与相应另一个信号路径相关联的第一和第二辅助电流路径内的所述按比例缩小电流被按比例放大第二因子，所述第二因子不同于第一因子；以及

用于平衡不同因子的装置，以提供平衡电流至所述第一和第二信号路径或至所述第一和第二辅助电流路径。

7.如权利要求6所述的放大器级，其中所述按比例缩小装置和所述按比例放大装置都包括电流镜。

8.如权利要求6所述的放大器级，还包括与所述按比例放大装置并联连接的用于稳定所述第二因子的装置，所述稳定装置可操作地依据所述按比例缩小电流和控制电压来控制所述按比例放大装置。

9.用于放大信号的方法，包括：

提供第一和第二信号路径，分别具有第一导电类型的相应第一晶体管和第二导电类型的相应第二晶体管，所述第一晶体管包括配置成接收输入信号的控制输入；

通过使用差分输入信号控制所述第一晶体管，由此控制所述第一和第二信号路径内的电流；

将第一和第二辅助电流路径内的受控电流按比例缩小第一因子；

分别控制所述信号路径之一的第二晶体管，使得相应另一个所述信号路径内的辅助电流路径内的按比例缩小电流被按比例放大第二因子，所述第二因子不同于第一因子；

通过提供平衡电流至所述第一和第二信号路径或者至所述第一和第二辅助电流路径来平衡不同因子；以及

根据所述受控电流传递差分输出信号。

10.如权利要求9所述的方法，其中所述按比例放大或者按比例缩小之一或二者通过电流镜完成。

11.如权利要求9所述的方法，其中所述按比例放大包括提供相应另一个晶体管和所述相应另一个晶体管的控制电压，以及依据所述按比例缩小电流和所述控制电压来调整所述按比例放大。

12.一种用于放大信号的方法，包括：

提供第一和第二信号路径，分别包括第一导电类型的第一晶体管和第二导电类型的第二晶体管的串联连接，所述第一和第二信号路径连接在电源电压抽头和参考电压抽头之间；

使用输入信号分别控制所述第一和第二信号路径的所述第一晶体管；

使用所述输入信号控制第一导电类型的相应第四晶体管，所述相应第四晶体管连接到所述第一晶体管作为电流镜；

使用第二导电类型的相应第三晶体管控制所述第一和第二信号路径的相应第二晶体管，所述第三晶体管连接到相应第二晶体管作为电流镜，所述控制是根据流过所述第四晶体管的电流；

在所述第一信号路径和所述第二信号路径的每一个中使用电流源调整静态电流，其中所述电流源并联连接到所述第一晶体管、所述第二晶体管、所述第三晶体管和所述第四晶体管之一；以及

分别在所述第一和第二晶体管的相应连接节点处提供放大信号；

其中对于所述第一信号路径和所述第二信号路径的每一个，所述第一晶体管、所述第二晶体管、所述第三晶体管和所述第四晶体管定制为使得流过所述第一晶体管的电流比流过所述第四晶体管的电流大第一因子，并且流过所述第二晶体管的电流比流过所述第三晶体管的电流大第二因子，其中所述第一和第二因子不同。

13.如权利要求12所述的方法，其中对于各个所述第一和第二信号路径，流过所述第一晶体管的电流比流过所述相应第四晶体管的电流大第一因子。

14.如权利要求13所述的方法，其中对于各个所述第一和第二信号路径，流过所述相应第二晶体管的电流比流过所述相应第三晶体管的电流大第二因子。

15.如权利要求14所述的方法，其中所述第一和第二因子不同。

16.如权利要求12所述的方法，还包括使用第二导电类型的第五晶体管控制所述相应第三晶体管的控制电压，所述第五晶体管连接到所述相应第三晶体管作为电流镜，所述控制是根据流过所述第四晶体管的电流。

17.如权利要求16所述的方法，包括基于提供到第一导电类型的相应第六晶体管的控制电压，控制所述相应第二和第三晶体管的相应电流镜性能。

18.一种用于放大信号的方法，包括：

提供第一和第二信号路径，

在所述第一和第二信号路径中将差分输入信号放大为差分电流；

在第一和第二辅助电流路径中将所述差分电流按比例缩小第一因子；

通过以第二因子按比例放大按比例缩小的差分电流来交叉控制所述差分电流，所述第二因子不同于第一因子；

提供平衡电流用于影响所述差分电流或所述按比例缩小的差分电流；以及

根据所述差分电流传递差分输出信号。

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