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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen Operationsverstärker, insbesondere
für ein
batteriebetriebenes Funksystem.
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Verstärker werden
für eine
Vielzahl von Anwendungsfällen
benötigt.
So werden Verstärker
für Filterschaltungen
oder zur Verstärkung
von Messsignalen, beispielsweise in Sensorsystemen verwendet. Eine
bekannte Verstärkerschaltung
ist beispielsweise der Operationsverstärker. Für ein weites Anwendungsgebiet
können
Verstärker
vorteilhafterweise ein breites Frequenzband verstärken. Für einige
Anwendungen ist es auch ausreichend, dass der Verstärker als
Selektivverstärker
lediglich ein schmales Frequenzband im Bereich einer Betriebsfrequenz
verstärkt.
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Ein
Operationsverstärker
kann einen Eingangsdifferenzverstärker und eine Ausgangsstufe aufweisen.
Ein Operationsverstärker
ist beispielsweise in „Analoge
Schaltungen", Seifart;
4. Aufl.; Verlag Technik Berlin; 1994; Seiten 276 bis 286 offenbart. Die
Eingangsstufe eines Operationsverstärkers ist beispielsweise ein
Differenzverstärker.
Ein Differenzverstärker
ist beispielsweise in „Analoge
Schaltungen" Seifart;
4. Aufl.; Verlag Technik Berlin; 1994; Seiten 107 ff. offenbart.
Die Ausgangsspannung des Differenzverstärkers ist proportional zur
Differenzspannung zwischen beiden Eingangsklemmen. Gleichtaktspannungen,
die an beiden Eingängen
in gleicher Amplitude und Phasenlage wirken, werden vom idealen
Differenzverstärker
nicht verstärkt.
Die vorteilhaften Eigenschaften erhält der Differenzverstärker durch
seinen weitgehend symmetrischen Aufbau. Die Emitter der beiden Eingangstransistoren können miteinander
und mit einer Eingangskonstantstromquelle verbunden sein.
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In
IEEE Journal of Solid-State Circuits, VOL. 38, NO. 2, Feb. 2003;
Seiten 176 ff. ist ein Niederleistungs – 2,4 GHz – Sender/Empfänger – CMOS IC
mit einem Differenzverstärker
bekannt. Aus IEEE Journal of Solid-State Circuits, VOL. 38, NO.
4, April 2003 ist ein 5,2 GHz Nieder-Rauschen-Verstärker in
0,35 μm
CMOS-Technologie mit einem Differenzverstärker bekannt.
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In
IEEE International Solid-State Circuits Conference, 1994, Paper
FA 14.1 ist ein 3V CMOS Rail-to-Rail Input/Output Operational Amplifier
for VLSI Cell Libraries offenbart. In IEEE Journal of Solid-State
Circuits, VOL. 35, NO. 4, APRIL 2000 ist ein 1.2 V CMOS Operational
Amplifier with Dynamically Biased Output Stage offenbart.
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Der
Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde, einen möglichst einfachen Operationsverstärker für eine möglichst
hohe Stromtreiberfähigkeit
zu entwickeln.
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Diese
Aufgabe wird durch einen Operationsverstärker mit den Merkmalen des
Patentanspruchs 1 gelöst.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand von Unteransprüchen.
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Demzufolge
ist ein Operationsverstärker
mit mindestens einem Eingangsdifferenzverstärker und mindestens einer Ausgangsstufe
vorgesehen. Der Eingangsdifferenzverstärker ist mit einem ersten Eingang
und mit einem zweiten Eingang verbunden. Die Ausgangsstufe ist differentiell
ausgebildet, so dass diese mit einem ersten Ausgang und einem zweiten Ausgang
verbunden ist. Ein durch den Operationsverstärker verstärktes Nutzsignal ist an dem
ersten Ausgang und an dem zweiten Ausgang dabei gegenphasig.
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Die
Ausgangsstufe kann mit dem Eingangsdifferenzverstärker indirekt über eine
weitere Stufe verbunden sein. Vorzugsweise ist die Ausgangsstufe mit
dem Eingangsdifferenzverstärker
jedoch direkt verbunden.
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Die
differentielle Ausgangsstufe weist eine Vollbrücke auf. Die Vollbrücke ist
vorzugsweise aus zwei push-pull-Stufen (Gegentaktverstärker) gebildet.
Jede push-pull-Stufe bildet dabei einen Zweig der Vollbrücke. Die
beiden Zweige sind vorteilhafterweise im Rahmen von Fertigungstoleranzen
gleich ausgebildet. Die Lastanschlüsse an der Vollbrücke sind
in der Brückendiagonalen
ausgebildet.
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Weiterhin
weist die differentielle Ausgangsstufe eine Konstantstromquelle
auf. Die Konstantstromquelle ist mit der Vollbrücke zur Speisung eines Stromes
durch die Vollbrücke
verbunden. Werden beispielsweise Feldeffekttransistoren in der Vollbrücke verwendet,
fließt
der Konstantstrom durch die Speisung mittels der Konstantstromquelle über Drain-Source-Strecken der Transistoren.
Ein kleiner Anteil fließt
bei hohen Frequenzen zudem als Verschiebestrom über die Gate-Kapazitäten und
die Gate-Anschlüsse ab oder
zu. Werden beispielsweise Bipolartransistoren in der Vollbrücke verwendet, fließt der Konstantstrom
durch die Speisung mittels der Konstantstromquelle über Kollektor-Emitter-Strecken
der Transistoren. Ein kleiner Anteil fließt zudem als Basisstrom über die
Basis-Anschlüsse
der Bipolartransistoren ab oder zu. Unter einer Konstantstromquelle
ist dabei je nach Flussrichtung des Stromes eine Stromquelle oder
eine Stromsenke zu verstehen.
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Gemäß einer
vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung ist vorgesehen, dass die
Vollbrücke
einen ersten Zweig mit zwei ersten Transistoren und einen zweiten
Zweig mit zwei zweiten Transistoren aufweist. Die ersten Gates beziehungsweise
die ersten Basen der zwei ersten Transistoren sind im ersten Zweig
der Vollbrücke
miteinander und mit einem ersten Ausgang des Eingangsdifferenzverstärkers verbunden.
Die zweiten Gates beziehungs weise die zweiten Basen der zwei zweiten
Transistoren im zweiten Zweig der Vollbrücke sind miteinander und mit
einem zweiten Ausgang des Eingangsdifferenzverstärkers verbunden. Demzufolge
liegt an beiden Gate-Anschlüssen beziehungsweise
an beiden Basis-Anschlüssen
der Transistoren eines der Zweige der Vollbrücke stets dieselbe Spannung
an. Es sind keine Stufen zur Einstellung einer für die zwei Gates beziehungsweise
zwei Basen eines Zweiges der Vollbrücke unterschiedlichen Bias-Spannung
vorgesehen.
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Gemäß einer
ersten Ausgestaltungsvariante sind die zwei ersten Transistoren
komplementäre
Bipolartransistoren und die zwei zweiten Transistoren komplementäre Bipolartransistoren.
Gemäß einer zweiten
Ausgestaltungsvariante sind die zwei ersten Transistoren komplementäre Feldeffekttransistoren und
die zwei zweiten Transistoren komplementäre Feldeffekttransistoren.
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In
einer bevorzugten Weiterbildung der Erfindung ist vorgesehen, dass
der Arbeitspunkt der Vollbrücke
derart eingestellt ist, dass im Arbeitspunkt der Konstantstrom der
Konstantstromquelle zur einen Hälfte
durch die zwei ersten Transistoren des ersten Zweiges der Vollbrücke und
zur anderen Hälfte
durch die zwei zweiten Transistoren des zweiten Zweiges der Vollbrücke fließt. Unter
der Hälfte
des Stromes wird dabei nicht eine mathematische Hälfte sondern eine
hälftige
Aufteilung des Stromes im Rahmen der Fertigungstoleranzen des Operationsverstärkers verstanden.
Der Ausgangsstrom oder die Ausgangspannung des Operationsverstärkers weist
aufgrund dieser Fertigungstoleranzen üblicherweise einen geringen
Offset auf.
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Vorzugsweise
weist der Eingangsdifferenzverstärker
einen ersten Eingangstransistor und einen zweiten Eingangstransistor
auf. Vorzugsweise sind zudem ein erster Source-Anschluss beziehungsweise
ein erster Emitteranschluss des ersten Eingangstransistors und ein
zweiter Source- Anschluss
beziehungsweise ein zweiter Emitteranschluss des zweiten Eingangstransistors
mit einer Eingangskonstantstromquelle verbunden. Gemäß einer
vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung sind die Konstantstromquelle
der differentiellen Ausgangsstufe und die Eingangskonstantstromquelle
des Eingangsdifferenzverstärkers
an demselben Versorgungsspannungsanschluss des Operationsverstärkers angeschlossen.
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Im
Folgenden wird die Erfindung in Ausführungsbeispielen anhand von
Zeichnungen näher
erläutert.
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Dabei
zeigen
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1 einen
ersten schematischen Schaltplan eines ersten Ausführungsbeispiels
eines Operationsverstärkers;
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2 einen
zweiten schematischen Schaltplan eines zweiten Ausführungsbeispiels
eines Operationsverstärkers;
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3 einen
dritten schematischen Schaltplan eines dritten Ausführungsbeispiels
eines Operationsverstärkers;
und
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4 einen
vierten schematischen Schaltplan eines vierten Ausführungsbeispiels
eines Operationsverstärkers.
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1 zeigt
ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel
eines Operationsverstärkers.
Ziel dieses Ausführungsbeispiels
des Operationsverstärkers
ist es, einen möglichst
geringen Stromverbrauch oder eine möglichst hohe Stromtreiberfähigkeit
bei gegebenem Betriebsstrom zu erreichen. Der Operationsverstärker weist
einen Eingangsdifferenzverstärker
A1 auf, der mit einem ersten Eingang In11 und
mit einem zweiten Eingang In21 des Operationsverstärkers verbunden
ist. Weiterhin weist der Operationsverstärker eine differentielle Ausgangsstufe
D1 auf, die mit dem Eingangsdifferenzverstärker A1 und einem ersten Ausgang
O11 und einem zweiten Ausgang O21 verbunden
ist. Die Versorgungsspannung V+ im Ausführungsbeispiel der 1 beträgt 1,8 V.
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Die
differentielle Ausgangsstufe D1 weist eine Vollbrücke mit
den Transistoren MP211, MN211, MP212, und MN212 auf.
Im Ausführungsbeispiel
der 1 werden als Transistoren MP211,
MN211, MP212, und
MN212 MOSFETs einer CMOS-Technologie verwendet.
Alternativ können
auch Sperrschichtfeldeffekttransistoren verwendet werden.
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Einer
der beiden Transistoren, im Ausführungsbeispiel
der 1 ist dies der PMOS-Feldeffekttransistor eines
Zweiges der Vollbrücke
ist dabei nicht mehr mit dem Source-Anschluss an der Betriebsspannung
V+ angeschlossen.
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Ein
erster Zweig der Vollbrücke
weist einen PMOS-Transistor MP211 und einen
NMOS-Transistor MN211 auf, die vorzugsweise
komplementär
sind. Die Gate-Anschlüsse
beider Transistoren MP211 und MN211 sind
direkt miteinander verbunden. Weiterhin sind die Gate-Anschlüsse beider
Transistoren MP211 und MN211 mit
einem Ausgang OD11 des Eingangsdifferenzverstärkers A1
verbunden.
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Ebenfalls
sind die Drain-Anschlüsse
beider Transistoren MP211 und MN211 direkt
miteinander und mit einem Ausgang O21 der
Ausgangsstufe D1 verbunden. Der Source-Anschluss des NMOS-Transistor
MN211 ist mit Masse verbunden. Hingegen
ist der Source-Anschluss des PMOS-Transistors MP211 mit einer
Konstantstromquelle CS21 verbunden.
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Ein
zweiter Zweig der Vollbrücke
weist ebenfalls einen PMOS-Transistor MN211 und
einen NMOS-Transistor MN212 auf, die vorzugsweise
ebenfalls komplementär
sind. Die Gate-Anschlüsse
beider Transistoren MP212 und MN212 sind
direkt miteinander verbunden. Weiterhin sind die Gate- Anschlüsse beider
Transistoren MP212 und MN212 mit
einem Ausgang OD12 des Eingangsdifferenzverstärkers A1
verbunden.
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Ebenfalls
sind die Drain-Anschlüsse
beider Transistoren MP212 und MN212 direkt
miteinander und mit einem Ausgang O22 der
Ausgangsstufe D1 verbunden. Der Source-Anschluss des NMOS-Transistor
MN212 ist mit Masse verbunden. Hingegen
ist der Source-Anschluss des PMOS-Transistors MN212 mit dem
Source-Anschluss des PMOS-Transistors MP211 des
anderen Zweiges der Vollbrücke
und mit der Konstantstromquelle CS21 verbunden.
Die Konstantstromquelle CS21 ist mit dem
positiven Versorgungsspannungsanschluss V+ verbunden.
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Die
differentielle Ausgangsstufe D1 weist daher die Konstantstromquelle
CS21 auf, die mit der Vollbrücke zur
Speisung eines Stromes I21 durch die Vollbrücke verbunden
ist. Der Strom I21 durch die Vollbrücke ist
dabei ausschließlich
durch die Konstantstromquelle CS21 festgelegt,
sofern durch die Ausgänge
O11 oder O21 der
Ausgangsstufe D1 kein zusätzlicher
Strom den Strom I21 der Konstantstromquelle
CS21 überlagert.
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Die
Konstantstromquelle CS21 dient weiterhin
der Arbeitspunkteinstellung der Vollbrücke. Die Spannung VD1 stellt sich selbstständig ein, indem die Vollbrücke mit
der Konstantstromquelle CS21 betrieben ist.
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Der
Eingangsdifferenzverstärker
A1 weist zwei Eingangstransistoren MP111 und
MP112 auf, die im Ausführungsbeispiel der 1 als
PMOS-Feldeffekttransistoren
ausgebildet sind. Alternativ können selbstverständlich auch
andere Transistortypen, wie Sperrschichtfeldeffekttransistoren verwendet
werden. Der Gate-Anschluss des ersten Eingangstransistors MN211 ist mit einem Eingang In21 des
Operationsverstärkers
verbunden. Der Gate-Anschluss des zweiten Eingangstransistors MP112 ist mit dem anderen Eingang In11 des Operationsverstärkers verbunden. Die Source-Anschlüsse beider
Eingangstransistoren MP111 und MP112 sind direkt miteinander und mit einer
Eingangskonstantstromquelle CS11 verbunden. Die
Eingangskonstantstromquelle CS11 ist wiederum mit
dem positiven Versorgungsspannungsanschluss V+ verbunden.
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Der
Drain-Anschluss des ersten Eingangstransistors MP111 ist
mit einer weiteren Stromquelle und mit einem ersten Ausgang OD11 des Eingangsdifferenzverstärkers A1
und somit direkt mit den Gate-Anschlüssen der Transistoren MP211 und MN211 der
Vollbrücke
verbunden. Der Drain-Anschluss
des zweiten Eingangstransistors MP112 ist
mit einer wiederum weiteren Stromquelle und mit einem zweiten Ausgang
OD12 des Eingangsdifferenzverstärkers A1 und
somit direkt mit den Gate-Anschlüssen
der Transistoren MP212 und MN212 der
Vollbrücke
verbunden.
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Für die mit
der Konstantstromquelle CS21 verbundene
Vollbrücke
des Ausführungsbeispiels der 1 wird
im Gegensatz zu einem AB-Verstärker kein
Ansteuerschaltkreis zur Bereitstellung von Bias- und Signalspannung
an den Gates der Ausgangstransistoren MP211,
MN211, MP212, und
MN212 benötigt. Dies hat den Vorteil
dass push-pull-Betrieb dieser Gegentaktstufe erreicht wird, ohne
zusätzlichen
Aufwand für
die Ansteuerung der Ausgangstransistoren MP211,
MN211, MP212, und
MN212 zu benötigen. Die maximal zu verstärkende Frequenz
wird durch die elektrischen Eigenschaften der Ausgangstransistoren MP211, MN211, MP212, und MN212 bestimmt
und nicht durch zusätzliche
Verstärkerstufen
verringert.
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Die
maximale Treiberstärke
wird erreicht, wenn die Steilheiten der PMOS-Feldeffekttransistoren und der NMOS-Feldeffekttransistoren
im Rahmen von Fertigungstoleranzen gleich sind. In diesem Fall kann
eine Signalamplitude (Spitze-Spitze) von maximal 2 × I21 von der Vollbrücke an den Ausgängen ...
abgegeben werden, wobei in jedem der beiden Zweige ein Ruhestrom
von I21/2 fließt.
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Für einen
zuverlässigen
Betrieb des Eingangsdifferenzverstärkers ist es im Ausführungsbeispiel
der 1 nur schlecht möglich die Eingangs-Gleichtaktspannung
auf die halbe Versorgungsspannung V+/2 von 0,9V zu legen. Die Summe aus
Schwellspannung, Vdsat des Verstärkertransistors
und Vdsat der Eingangskonstantstromquelle CS11 sind
im Ausführungsbeispiel
der 1 größer als
0,9 V. Somit kann die praktische Eingangs-Gleichtaktspannung bei 0,6V bis 0,7V
liegen, womit eine symmetrische Aussteuerung der Ausgangsstufe D1
nicht erforderlich ist.
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Die
Gleichtaktregelschaltung, die für
den differentiellen Operationsverstärker der 1 bevorzugt
verwendet wird, ist in der 1 zur vereinfachten
Darstellung nicht gezeigt.
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In 2 ist
ein weiteres Ausführungsbeispiel für einen
Operationsverstärker
als Schaltplan schematisch dargestellt. Die Ausgangsstufe D2 mit
der Konstantstromquelle CS22 und den Transistoren MP221, MN221, MP222, und MN222 unterscheidet
sich nicht von der Ausgangsstufe D1 in 1. Hingegen
weist der Eingangsdifferenzverstärker
A2 einen ersten NMOS-Feldeffekttransistor
MN121 und einen zweiten NMOS-Feldeffekttransistor
MN122 auf, deren Gate-Anschlüsse mit
Eingängen
In12 und In22 des
Operationsverstärkers
verbunden sind. Zudem sind die Source-Anschlüsse der Transistoren MN122, MN121 mit einer Eingangskonstantstromquelle
CS12 verbunden. Die Eingangskonstantstromquelle
CS12 ist wiederum mit Masse GND verbunden.
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An
den Eingängen
In12 und In22 liegt
ein Eingangssignal an, das sowohl einen Gleichtaktsignalanteil als
auch einen Gegentaktsignalanteil aufweisen kann. Unter einem Gleichtaktsignal
wird dabei ein Signal verstanden, dass an beiden Eingängen In12 und In22 des Eingangsdifferenzverstärkers A2
mit gleicher Frequenz und gleicher Phasenlage und gleicher Amplitude
anliegt. Unter einem Gegentaktsignal wird ein an den Eingängen In12 und In22 anliegendes Signal
mit gleicher Frequenz, gleicher Amplitude und einer um 180° verschobenen
Phase verstanden. Gleichtaktsignale und Gegentaktsignale können auch
einander überlagert
sein. Das Gegentaktsignal ist dabei üblicherweise das Nutzsignal.
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Das
Gegentaktsignal wird durch den Eingangsdifferenzverstärker A2
spannungsverstärkt
und gelangt über
die Ausgänge
OD12 und OD22 des
Eingangsdifferenzverstärkers
A2 an die Gate-Anschlüsse
der Transistoren MP221, MN221,
MP222, und MN222 der Ausgangsstufe
D2. Die Gate-Elektroden der Transistoren MP221,
MN221, MP222, und
MN222 stellen dabei eine kapazitive Impedanz
als zusätzliche
Last des Eingangsdifferenzverstärkers
A2 dar. Je kleiner diese kapazitive Last ausgebildet ist, desto
höher kann
eine maximale Verstärkungsfrequenz
des Eingangsdifferenzverstärkers
A2 erzielt werden. Mit Verringerung der kapazitiven Last wird jedoch
auch die Gate-Weite der
Transistoren MP221, MN221,
MP222, und MN222 der Ausgangsstufe
D2 verringert. Dies wiederum verringert die Stromtreibfähigkeit
der Ausgangsstufe D2.
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In 3 ist
ein weiteres Ausführungsbeispiel für einen
Operationsverstärker
in Form eines Schaltplans schematisch dargestellt. In der 3 werden für den Eingangsdifferenzverstärker A3
und für
die Ausgangsstufe D3 Bipolartransistoren QP231,
QN231, QP231, QP232, QN232, QN131 und QN132 verwendet.
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Der
Eingangsdifferenzverstärker
A3 weist npn-Bipolartransistoren QN232 und
QN131 als Eingangstransistoren auf. Die
Basen der Eingangstransistoren QN232 Und
QN131 sind mit den Eingängen In13 Und In23 des Operationsverstärkers verbunden. Die Emitter
der Eingangstransistoren QN232 und QN131 sind mit einer Eingangskonstantstromquelle
CS13 verbunden, die wiederum mit Masse GND
verbunden ist.
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Die
Ausgangsstufe D3 weist einen ersten Zweig mit einem komplementären npn-Bipolartransistor
QN231 und pnp-Bipolartransistor QP231 auf, deren Basen miteinander und mit
einem Ausgangs OD13 des Eingangsdifferenzverstärkers A3
verbunden sind. Weiterhin sind die Kollektoren des npn-Bipolartransistors
QN231 und des pnp-Bipolartransistors QP231 miteinander und mit einem Ausgang O13 der Ausgangsstufe D3 verbunden. Der Emitter
des npn-Bipolartransistors
QN231 Ist mit einer Konstantstromquelle CS23 verbunden, die wiederum mit Masse GND
verbunden ist. Der Emitter des pnp-Bipolartransistors QP231 ist
hingegen mit der positiven Versorgungsspannung V+ verbunden.
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Weiterhin
weist die Ausgangsstufe D3 einen zweiten Zweig mit einem komplementären npn-Bipolartransistor
QN232 und pnp-Bipolartransistor QP232 auf. Der Emitter des npn-Bipolartransistors
QN232 Ist mit dem Emitter des npn-Bipolartransistors
QN231 und mit der Konstantstromquelle CS23 verbunden. Demzufolge ist sowohl die Konstantstromquelle
CS23 der Ausgangsstufe D3 als auch die Eingangskonstantstromquelle
CS13 des Eingangsdifferenzverstärkers A3
mit demselben Versorgungsspannungspotential (hier GND) verbunden.
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Das
Ausführungsbeispiel
der 3 ist besonders für kleine Versorgungsspannungen
durch eine Batterie geeignet. Hierzu sind vorzugsweise besonders
kleine Basis-Emitter-Spannungen im Arbeitspunkt und hohe Stromverstärkungsfaktoren
der Bipolartransistoren vorteilhaft. Für besonders hohe Frequenzen
werden vorteilhafterweise Heterobipolartransistoren, beispielsweise
mit einem Mischkristall aus Silizium-Germanium verwendet.
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4 zeigt
ein wiederum anderes Ausführungsbeispiel
eines Operationsverstärkers
anhand eines schematischen Schaltplans. Im Unterschied zu 3 weist
der Eingangsdifferenzverstärker
A4 pnp-Bipolartransistoren
QP141 und QP142 als
Eingangstransistoren auf. Die Basen der Eingangstransistoren QP141 und QP142 sind
mit den Eingängen
In14 und In24 des
Operationsverstärkers
verbunden. Die Emitter der Eingangstransistoren QP141 und
QP142 sind mit einer Eingangskonstantstromquelle CS14 verbunden, die wiederum mit der positiven
Versorgungsspannung V+ verbunden ist. Das Ausführungsbeispiel der 4 weist
den Vorteil auf, dass die Basisströme der Transistoren QP241, QN241, QP242 Und QN242 nicht
durch Extrastufen separat eingestellt werden müssen, sondern durch die Stromverteilung
des Stromes I24 der Konstantstromquelle
CS24 automatisch in ihrem Arbeitspunkt eingestellt
werden. Vorteilhafterweise weisen die Transistoren QP241,
QN241, QP242 und
QN242 hierzu eine im Rahmen der Fertigungstoleranzen
gleiche Stromverstärkung
auf.
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Die
Erfindung ist jedoch nicht auf die Ausführungsbeispiele der vier Figuren
beschränkt.
Ebenfalls können
in dem Eingangsdifferenzverstärker
und/oder in der Ausgangsstufe auch gemischt Bipolartransistoren
und Feldeffekttransistoren verwendet werden. Ebenfalls ist es möglich im
Eingangsdifferenzverstärker
und/oder in der Ausgangsstufe Transistoren in Kaskodeschaltung oder
in Darlingtonschaltung zu verwenden um eine höhere Spannungsverstärkung oder
Stromverstärkung
zu erzielen.
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Der
Eingangsdifferenzverstärker
ist vorteilhafterweise zusammen mit der differentiellen Ausgangsstufe
auf einem Halbleiterchip als integrierte Schaltung ausgebildet.
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- MN211, MN212, MN121, MN122,
- Feldeffekttransistoren (NMOS,
N-SFET)
- MN221, MN222
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- MP111, MP112, MP211, MP212,
- Feldeffekttransistoren (PMOS,
P-SFET)
- MP221, MP222
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- QN131, QN132, QN231, QN232,
- npn-Bipolartransistor
- QN241, QN242
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- QP231, QP232, QP141, QP142,
- pnp-Bipolartransistor
- QP241, QP242
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- CS11, CS21, CS12, CS22,
- Stromquelle,
Stromsenke
- CS13, CS23, CS14, CS24
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- V+
- positiver
Versorgungsspannungsanschluss
- GND
- Masse-Anschluss
- In11, In21, In12, In22, In13,
- Eingang
des Eingangsdifferenzverstärkers;
- In23, In14, In24
- Eingang
des Operationsverstärkers
- OD11, OD21, OD12, OD22,
- Ausgang
des Eingangsdifferenzverstärkers
- OD13, OD23, OD14, OD24
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- O11, O21, O12, O22, O13,
- Ausgang
der Ausgangsstufe; Ausgang des
- O23, O14, O24
- Operationsverstärkers
- A1,
A2, A3, A4
- Eingangsdifferenzverstärker
- D1,
D2, D3, D4
- Ausgangsstufe
- I
- Strom
- V
- Spannung