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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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1. Gebiet der Erfindung
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Die vorliegende Erfindung betrifft
eine Verstärkerschaltung
zum Verstärken
von internen Signalen oder Eingangs-/Ausgangssignalen von elektronischen
Geräten
und Vorrichtungen oder, im besonderen, eine Verstärkerschaltung,
die eine Ausgangsstufe eines Operationsverstärkers bildet, der zur Signalverarbeitung
in einer analogen elektronischen Schaltung verwendet wird.
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2. Beschreibung der verwandten
Technik
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In herkömmlichen Operationsverstärkerschaltungen
der Klasse A wird das lastfreie Ausgangspotential auf einen Punkt
festgelegt, der zwischen einer zugeführten Spannung unter Verwendung
von einem Strom einer Konstantstromquelle und einem Strom liegt,
der von einem Stromkonvertierungstransistor zum Konvertieren des
Stromes der Ausgangsspannung einer Differenzverstärkerschaltung
zugeführt
wird. Der Strom des Stromkonvertierungstransistors und der Strom
der Konstantstromquelle bestimmen das Treibervermögen des
Ausgangs der besonderen Verstärkerschaltung.
Je größer der
Betrag dieser Ströme
ist, um so mehr kann deshalb die Impedanz reduziert werden, die
die Signalamplitude als Last steuern kann. Ohne Last, oder bei einer
Spannungslast, die keinen Ausgangsstrom erfordert, fließen die
Ströme
eines Stromkonvertierungstransistors von der Seite des hohen Potentials jedoch
direkt zur Erde, wodurch der Strom zunimmt, der durch die Schaltung
verbraucht wird. Diese Ströme
müssen
reduziert werden, um den Energieverbrauch der Verstärkerschaltung
zu reduzieren. Das Problem liegt jedoch darin, daß ein reduzierter
Strom zu einem reduzierten Treibervermögen führt.
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Des weiteren wird ein Versuch zum
Erhöhen des
dynamischen Bereiches (Amplitudenbereich) des Ausgangsstromes von
dem Erfordernis zum erheblichen Verändern der Ausgangsspan nung
der Differenzverstärkerschaltung
begleitet, die dem Stromkonvertierungstransistor eine Gatespannung
zuführt. Beim
Erhöhen
der Ausgangsspannungsamplitude der Differenzverstärkerschaltung
nimmt andererseits die Versetzungsspannung zwischen zwei Eingangssignalanschlüssen zwangsläufig zu.
Als Resultat tritt eine Versetzung auch in dem durch die Schaltung
angewendeten Signal auf, wodurch sich das Problem einer Halbperiodenverzerrung
ergibt.
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Die Publikation "Low Voltage Performance of a Low Noise
Operational Amplifier in a 1.2 μ Digital CMOS
Technology" von
HOLMANN W. T. et al in PROCEEDINGS OF THE 37th MIDWEST
SYMPOSIUM ON CIRCUITS AND SYSTEMS, Bd. 1, 3.–5. August 1994, Seiten 111–114, offenbart
eine Verstärkerschaltung,
in der eine erste Stromverstärkerschaltung
und eine zweite Stromverstärkerschaltung
seriell verbunden sind.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Demzufolge ist es eine Aufgabe der
vorliegenden Erfindung, eine Verstärkerschaltung vorzusehen, die
einen breiten Amplitudenbereich des Ausgangssignals bei einem niedrigen
Stromverbrauch hat, wie sie in Anspruch 1 definiert ist.
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In der Verstärkerschaltung gemäß der Erfindung
wird der Differenzstrom verstärkt.
Selbst wenn die Ströme,
die in der Signalkonvertierungsschaltung und der Differenzstromerzeugungsschaltung
fließen, klein
sind, kann deshalb der dynamische Bereich des Ausgangs erweitert
werden. Ferner fließt
in dem Fall, wenn die Verstärkerschaltung
so konstruiert ist, daß der
Ausgangsstrom ohne Last nicht zugeführt wird, unter solch einer
Bedingung ein kleiner stationärer Strom
nur in der Signalkonvertierungsschaltung und der Differenzstromerzeugungsschaltung,
wodurch es möglich
wird, den Gesamtstromverbrauch zu reduzieren.
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KURZE BESCHREIBUNG DER
ZEICHNUNGEN
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Die vorliegende Erfindung wird aus
der folgenden Beschreibung unter Bezugnahme auf die beiliegenden
Zeichnungen besser verstanden, in denen:
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1 ein
Schaltungsdiagramm ist, das eine Konfiguration einer herkömmlichen
Verstärkerschaltung
zeigt;
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2A bis 2C Diagramme zum Erläutern der Operation
einer herkömmlichen
Verstärkerschaltung sind;
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3 ein
Diagramm zum Erläutern
der Basiskonfiguration der vorliegenden Erfindung ist;
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4 ein
Schaltungsdiagramm ist, das ein Beispiel für eine Verstärkerschaltung
zeigt;
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5A und 5B Diagramme zum Erläutern der
Operation der Verstärkerschaltung
von 4 sind;
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6 ein
Diagramm ist, das eine Abwandlung der Verstärkerschaltung von 4 zeigt;
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7 ein
Schaltungsdiagramm ist, das eine Verstärkerschaltung gemäß einer
ersten Ausführungsform
der Erfindung zeigt;
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8A und 8B Diagramme zum Erläutern der
Operation der Verstärkerschaltung
gemäß der ersten
Ausführungsform
sind;
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9A und 9B Schaltungsdiagramme sind, die
Abwandlungen der Verstärkerschaltung
gemäß der ersten
Ausführungsform
zeigen; und
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10 ein
Schaltungsdiagramm ist, das eine Verstärkerschaltung gemäß einer
zweiten Ausführungsform
zeigt.
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BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN
AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Bevor eine eingehende Beschreibung
der bevorzugten Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung erfolgt, wird eine Verstärkerschaltung
nach Stand der Technik unter Bezugnahme auf die diesbezüglichen
beiliegenden Zeichnungen zum besse ren Verstehen der Unterschiede
zwischen dem Stand der Technik und der vorliegenden Erfindung beschrieben.
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1 ist
ein Diagramm, das eine Schaltungskonfiguration einer herkömmlichen
Verstärkerschaltung
bezüglich
der vorliegenden Erfindung zeigt. Diese Schaltung stellt ein typisches
Beispiel für eine
Operationsverstärkerschaltung
der Klasse A dar. Dabei bezeichnet das Bezugszeichen IP einen nichtinvertierten
Eingangsanschluß,
das Bezugszeichen IM einen invertierten Eingangsanschluß, das Bezugszeichen
VB einen Operationsvorspannungseingangsanschluß und das Bezugszeichen 0 einen Ausgangsanschluß. Transistoren
M1 bis M5 bilden eine Differenzverstärkerschaltung mit unsymmetrischem
Ausgang Vx. Ein Transistor M6 konvertiert die Ausgangsspannung Vx
der Differenzverstärkerschaltung
Vx in einen Drainstrom. Ein Transistor M7 dient als Konstantstromquelle
und funktioniert so, daß das Potential
des Ausgangs 0 ohne Last etwa auf dem Zwischenpegel zwischen der
zugeführten
Spannung von dem Konstantstrom, der von dem Transistor M7 zugeführt wird,
und dem Strom liegt, der in dem Transistor M6 fließt.
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Ein Kondensator C1 ist ein phasenkompensierendes
kapazitives Element. Die vorliegende Erfindung bezieht sich nicht
auf die Operation des phasenkompensierenden kapazitiven Elementes,
und deshalb wird der Kondensator C1 in der folgenden Beschreibung
weder erläutert
noch dargestellt.
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2A bis 2C sind Diagramme zum Erläutern der
Operation der Verstärkerschaltung
von 1. 2A zeigt den Zustand, wenn keine Ausgabe
erzeugt wird, 28 zeigt den Zustand,
wenn ein Strom aus der Verstärkerschaltung
fließt,
und 2C zeigt den Zustand,
wenn ein Strom in der Verstärkerschaltung
absorbiert wird. Der Transistor M7 dient als Konstantstromquelle.
Die Verstärkerschaltung
muß so
konstruiert sein, um ein Ausgangspotential zu haben, das im wesentlichen
halb so groß wie
die zugeführte
Spannung in dem Fall ist, wenn die Signaleingangsanschlüsse IP und
IM dasselbe Potential haben. Dadurch wird es dann wieder erforderlich,
daß die
Ströme
I6 und I7, die in dem Transistor M6 und M7 fließen, untereinander gleich sind. Dieser
Zustand ist in 2A gezeigt,
in der der Strom I6, der in dem Transistor M6 fließt, als
Strom I7 direkt dem Transistor M7 zugeführt wird, und deshalb erscheint
kein Ausgangsstrom. In dem Fall, wenn durch das Fließen des
Stromes aus dieser Verstärkerschaltung
eine Last angetrieben wird, wird die Spannung, die auf den Eingangsanschluß IP angewendet
wird, erhöht
oder wird die Spannung, die auf den Eingangsanschluß IM angewendet
wird, verringert, um die Spannung zu verringern, die auf das Steuerelektrodengate
des Transistors M6 angewendet wird. Als Resultat nimmt I6 zu und
fließt
ein Strom I, welcher der Differenz zwischen I6 und I7 äquivalent ist,
in die Last, wie in 2B gezeigt.
In dem Fall, wenn die Verstärkerschaltung
den Strom von der Last absorbiert, wird andererseits die Spannung,
die auf IP angewendet wird, verringert oder die Spannung, die auf
IM angewendet wird, erhöht,
wodurch die Spannung vergrößert wird,
die auf das Steuerelektrodengate des Transistors M6 angewendet wird. Demzufolge
nimmt I6 ab, wie in 2C gezeigt,
so daß der
Strom I, welcher der Differenz zwischen I7 und I6 äquivalent
ist, aus der Last herausfließt.
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Auf diese Weise bestimmen die Ströme I6 und
I7 das Treibervermögen
des Ausgangs dieser Verstärkerschaltung.
Je größer die
Ströme
I6 und I7 sind, um so mehr kann die Impedanz verringert werden,
die als Last zum Steuern der Signalamplitude in der Lage ist. Ohne
Last, oder bei einer Spannungslast, die keinen Ausgangsstrom erfordert,
fließt
jedoch ein Strom, der I6 (I7) äquivalent
ist, von der Seite des hohen Potentials der Energiezufuhr direkt
zur Erde. Bei der Erhöhung
von I6 und I7 wird deshalb durch die Schaltung ein größerer Strom
verbraucht. In tragbaren elektronischen Geräten und Vorrichtungen, deren
Verwendung in den letzten Jahren weite Verbreitung gefunden hat,
ist bei den Schaltungen die LSI eingeführt worden, um die Größe und das
Gewicht zu reduzieren, und wird eine Batterie zur Energiezufuhr
verwendet. Die Lebensdauer der Batterie ist ein entscheidender Faktor
für die
tragbaren elektronischen Geräte,
und es werden Vorrichtungen mit verringertem Energieverbrauch gewünscht. Angesichts
dessen ist es erforderlich, den Stromverbrauch von jeder Schaltung
zu reduzieren. Die Reduzierung des Stromverbrauchs der Verstärkerschaltung
macht es erforderlich, die beiden oben beschriebenen Ströme I6 und
I7 zu reduzieren. Trotzdem wirft die Reduzierung von I6 und I7 das
Problem eines niedrigeren Treibervermögens auf.
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Als Beispiel soll der Fall betrachtet
werden, bei dem ein Strom aus der Verstärkerschaltung fließt, um eine
Last anzutreiben. Was solch einen Fall betrifft, ist der Ausgangsstrom
I als I6–I7
gegeben, mit der Bedeutung, daß ein
größerer I6
und ein kleinerer I7 wünschenswert
sind. Eine übermäßig große Differenz
zwischen I6 und I7 vergrößert unerwünschterweise
jedoch die Differenz von I6 zwischen dem Fall, wenn die Verstärkerschaltung
lastfrei ist, wobei I6 gleich I7 ist, und dem Fall, wenn die Ausgabe
maximal ist. Auf diese Weise erfordert ein Versuch zum Vergrößern des
dynamischen Bereiches (Amplitudenbereich) des Ausgangsstromes I
eine große
Veränderung
der Ausgangsspannung der Differenzverstärkerschaltung Vx, welche die
Gatespannung des Transistors M6 liefert. Ein Versuch, die Ausgangsspannungsamplitude
der Differenzverstärkerschaltung
zu vergrößern, vergrößert andererseits
zwangsläufig
die Versetzungsspannung zwischen den zwei Eingangssignalanschlüssen IP
und IM. Durch die Vergrößerung der
Versetzungsspannung der Operationsverstärkerschaltung enthält auch
das Signal, welches die Schal tung durchläuft, eine Versetzung, wodurch
eine Halbperiodenverzerrung verursacht wird.
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Dasselbe gilt in dem Fall, wenn ein
Strom von einer Last in der Verstärkerschaltung absorbiert wird.
Wie in 2C gezeigt, kann
I6 zum Beispiel nur auf etwa drei Zehntel seines Wertes im stationären Zustand
minimiert werden (wenn I6 = 1 ist). Der dynamische Bereich des Ausgangsstromes
I ist daher begrenzt.
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3 ist
ein Diagramm, das ein Beispiel für eine
Verstärkerschaltung
zeigt. Die Verstärkerschaltung
umfaßt,
wie in 3 gezeigt, eine
Signalkonvertierungsschaltung 1 zum Konvertieren des Eingangssignals
in ein erstes Stromsignal, eine Differenzstromerzeugungsschaltung
2 zum Erzeugen des Differenzstromes zwischen einem vorbestimmten Stromwert
und dem ersten Stromsignal und eine Stromverstärkerschaltung 3 zum Verstärken des
Differenzstromes. Die Signalkonvertierungsschaltung 1 enthält einen
Transistor, und ein Eingangssignal wird auf die Steuerelektrode
des Transistors angewendet, während
das erste Stromsignal von einer der gesteuerten Elektroden des Transistors
ausgegeben wird. Die Differenzstromerzeugungsschaltung 2 umfaßt eine
Konstantstromquelle zum Erzeugen und Produzieren eines Differenzstromes
zwischen dem Stromwert der Konstantstromquelle und dem ersten Stromsignal.
Die Stromverstärkerschaltung 3 enthält eine Stromspiegelschaltung.
In der Verstärkerschaltung wird
der Differenzstrom verstärkt.
Auch in dem Fall, wenn der Strom, der in der Signalkonvertierungsschaltung 1 und
der Stromberechnungsschaltung 2 fließt, klein ist, kann deshalb
der dynamische Bereich des Ausgangs erweitert werden. Bei einer
Verstärkerschaltung,
die so konstruiert ist, daß ohne
Last kein Ausgangsstrom fließt,
ist weiterhin der Strom, der unter solch einer Bedingung stationär fließt, der
kleine Strom, der in der Signalkonvertierungsschaltung 1 und
der Strom- Berechnungsschaltung 2 fließt, wodurch
es möglich
wird, den Stromverbrauch zu reduzieren.
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4 ist
ein Diagramm, das eine weitere Schaltungskonfiguration zeigt. Der
Schaltungsabschnitt, der die Transistoren M1 bis M7 enthält, ist
mit dem entsprechenden Abschnitt von 1 identisch, wie
in 4 gezeigt. Der Verbindungspunkt
zwischen den Transistoren M6 und M7 ist mit einer Verstärkerschaltung
verbunden, die aus den Transistoren M8 und M9 gebildet ist. Die
Transistoren M1 bis M5 bilden eine Differenzverstärkerschaltung,
wie oben beschrieben, mit unsymmetrischem Ausgang. Der Transistor
M6 ist der Abschnitt zum Konvertieren der Ausgangsspannung der Differenzverstärkerschaltung
in einen Strom und entspricht der Signalkonvertierungsschaltung 1 von 3. Der Transistor M7, der
als Konstantstromquelle zum Zuführen
eines Konstantstromes arbeitet, ist der Abschnitt, der zum Absorbieren
der Summe aus dem Konstantstrom und dem Strom des Transistors M6
von dem Transistor M8 dient, und entspricht der Stromberechnungsschaltung 2 von 3. Der Abschnitt 5,
der aus den Transistoren M8 und M9 gebildet ist, verkörpert andererseits
eine Stromverstärkerschaltung,
die als Stromspiegelschaltung bezeichnet wird, zum Bestimmen des
Verhältnisses
des Stromes I9, der aus dem Transistor M9 herausfließt, bezüglich des
Stromes I8, der aus dem Transistor M8 herausfließt, gemäß der Größe des Transistors oder dergleichen.
In dem betrachteten Fall beträgt
das Verhältnis
I8 : I9 = 1 : m. Das erste Beispiel betrifft zum Beispiel den Wert
m = 10. 5A und 5B sind Diagramme zum Erläutern der
Operation. der Verstärkerschaltung,
die in 4 gezeigt ist.
Der Transistor M7 arbeitet als Konstantstromquelle, wie oben beschrieben.
Die Beziehung I7 = I6 + I8 gilt zwischen dem Strom I7, der in dem
Transistor M7 fließt,
und dem Strom I8. Zum Erleichtern des Verstehens der Schaltungen
von 1 und 4 wird ange nommen, daß alle Transistoren
M1 bis M7 untereinander gleich sind, bei einer gleichen Vorspannung
VB. Diese Beziehung führt
zu I8 = I7 – I6 und
I9 = m x I8 = m x (I7 – I6)
. Wie im Fall von 1 werden
die Bedingungen so festgelegt, um zu gewährleisten, daß I6 = I7
ist, wenn das Potential zwischen IP und IM gleich ist. In dem Fall,
wenn I6 = I7 ist, ist I8 null, so daß I9 auch null ist, wie in 5A gezeigt. Deshalb wird
kein Ausgangsstrom erzeugt. Mit anderen Worten, wenn die Ausgabe
fehlt, wie im Fall von (1) in 5,
ist I6 (I7) der einzige Strom, der in der Schaltung fließt, und
er wird als derselbe wie der Strom angesehen, der in der Schaltung
von 1 fließt.
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Wie unter Bezugnahme auf 2C gezeigt, ist andererseits
die Reduzierung des Ausgangsstromes von M6 begrenzt, falls die Eingangsversetzungsspannung
innerhalb eines vorbestimmten Wertes liegen sollte. Es wird angenommen,
daß die
Reduzierung –ΔI6 beträgt. In 2C ist ΔI6 gegeben als 7/10 × I7. Ähnlich wird
die Reduzierung ΔI6
in 5B als 7/10 × I7 ausgedrückt. In
dem Fall, wenn I6 als 3/10 × I7
gegeben ist, wie in 5B gezeigt,
ist I8 7/10 × I7
und ist I9 m × ΔI6. Der Strom
I, der aus der Verstärkerschaltung
fließt,
kann somit ausgedrückt
werden als m × I7 – m × (I6 – ΔI6) = m × ΔI6 (hierbei
ist I7 = I6). Mit anderen Worten, der dynamische Bereich des Ausgangs
wird um den Faktor m vergrößert. Die
Absorptionsamplitude beträgt
0,7 bei der Schaltung von 2C,
und die Flußamplitude beträgt 7 bei
der Schaltung von 5B.
In beiden Fällen
ist m zehnmal so groß.
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Wie oben beschrieben, kann der dynamische
Bereich (Amplitudenbereich) des Ausgangsstromes vergrößert werden,
ohne den Stromverbrauch zu vergrößern. Bei
der in 4 gezeig ten Schaltung
ist die Logik zum Steuern des Ausgangsstromes I von der Differenzverstärkerschaltung
zu jener bei der Schaltung von 1 umgekehrt,
und damit auch die Beziehung zwischen den Eingangsanschlüssen IP
und IM.
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In der unter Bezugnahme auf 5A und 5B beschriebenen Situation unterliegt
nur der Betrag des Stromes, der von der Verstärkerschaltung zu der Last fließt, einer
Veränderung,
während
der Strom nicht von der Last in die Verstärkerschaltung fließt. Ein
einfaches Verfahren zum Lösen
dieser Schwierigkeit ist das Einfügen einer Stromquelle zwischen VSS
und dem Ausgang 0 der in 4 gezeigten Schaltung.
Ein Beispiel mit solch einer Konfiguration ist in 6 gezeigt. Ein Transistor M10 dient als solch
eine Stromquelle.
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7 ist
ein Diagramm, das eine Konfiguration einer Verstärkerschaltung gemäß einer
ersten Ausführungsform
zeigt. Die Schaltung der ersten Ausführungsform enthält zusätzlich zu
den Schaltungskomponenten der in 4 gezeigten
Schaltung eine Stromspiegelschaltung 6, die aus Transistoren 1410
und M11 konfiguriert ist, die N-Kanal-MOSFETs als Komplementärkonfiguration
zu den Transistoren M8 und M9 vorsehen. Diese Stromspiegelschaltung 6 ist
der Stromspiegelschaltung 5 äquivalent, welche die Transistoren
M8 und M9 enthält,
die einen P-Kanal-MOSFET bilden. Diese Konfiguration ergibt eine Gegentaktanordnung
der Ausgangsstufe, die zum Zuführen
des Ausgangsstromes in der gewünschten von
den Richtungen von der und in die Verstärkerschaltung arbeiten kann.
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In der Verstärkerschaltung gemäß der ersten Ausführungsform
sind I8 und I10 beide null, wenn I6 = I7 ist. Daher sind I9 und
I11 auch null. Der Strom, der ohne Last fließt, ist deshalb I6 (I7) und
damit derselbe wie im Fall der herkömmlichen Schaltung, die in 1 gezeigt ist. Dies ist
ein Idealfall, und in Wirklichkeit fließt ein gewisser Strom auf Grund
von Veränderungen
von Charakteristiken zwischen den Transistoren. Trotzdem ist solch
ein Strom normalerweise winzig.
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8A zeigt
den Zustand der Verstärkerschaltung
gemäß der ersten
Ausführungsform,
die auf solch eine Weise arbeitet, daß der Ausgangsstrom in die
Verstärkerschaltung
fließt. 3B zeigt den Zustand der
Verstärkerschaltung
gemäß der ersten
Ausführungsform,
die auf solch eine Weise arbeitet, daß der Ausgangsstrom aus der
Verstärkerschaltung
herausfließt.
In dieser Schaltung gilt die Beziehung, daß I6 + I8 = I7 + I10 ist. Es
wird angenommen, daß I8
: I9 = I10 : I11 = 1 : m ist. Der Faktor m wird in 8A und 8B zum
Beispiel auf 20 festgelegt. Aus diesen Gleichungen ergibt
sich die Beziehung, daß der
Ausgangsstrom I = I9 – I11
= –m(I6 – I7) ist.
In dieser Schaltung dient der Transistor M7 als Konstantstromquelle.
Bei der Verringerung von I6 nimmt deshalb I8 zu, während I10
abnimmt. Demzufolge nimmt I9 zu und nimmt I11 ab, mit dem Resultat,
daß ein größerer Ausgangsstrom
I aus der Verstärkerschaltung
herausfließt.
Bei der Erhöhung
von I6 nimmt im Gegensatz dazu I8 ab und nimmt I10 zu. Gleichzeitig nimmt
I9 ab und nimmt I11 zu, so daß ein
größerer Strom
I in die Verstärkerschaltung
hineinfließt.
Wenn angenommen wird, daß die
Eingangsversetzungsspannung nicht größer als ein vorbestimmter Wert
in dem Fall ist, wenn die Veränderung
des Ausgangsstromes des Transistors M6 ±ΔI6 ist, ist deshalb die Schwankung
des Ausgangsstromes der Schaltung gegeben als ±m × ΔI6. In der herkömmlichen
Verstärkerschaltung,
die in 1 gezeigt ist,
beträgt
die Schwankung ±ΔI6, mit der
Bedeutung, daß die
Veränderung
des Ausgangsstromes um einen Faktor m vergrößert wird. Auf diese Weise
gestattet die Verstärkerschaltung
gemäß der ersten
Ausfüh rungsform eine:
Vergrößerung des
Amplitudenbereiches des Ausgangsstromes in den zwei Richtungen des
Hineinfließens
und Herausfließens
in die bzw. aus der Verstärkerschaltung
ohne Erhöhung
des Stromverbrauchs. Bei der Schaltung der ersten Ausführungsform
ist die Logik zum Steuern des Ausgangsstromes I von der Differenzverstärkerschaltung
zu jener bei der Schaltung von 1 umgekehrt,
und damit auch die Beziehung zwischen den Eingangsanschlüssen IP
und IM.
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In der Schaltung gemäß der ersten
Ausführungsform,
die in 7 gezeigt ist,
fließt
der Strom von der Seite des hohen Potentials VDD der Energiezufuhr
durch die Transistoren M8 und M10 zu der Seite des niedrigen Potentials
VSS der Energiezufuhr, und es steht kein Mittel zum Steuern dieses Stromes
zur Verfügung.
Aus diesem Grund fließt
ein großer
Strom auf diesem Weg bei einem erhöhten Stromverbrauch, woraus
manchmal ein Ausfall des Transistors oder dergleichen auf Grund
der erzeugten Wärme
resultiert. Um diesem Problem zu begegnen, ist es erforderlich,
eine Stromvorspannungsregelungsschaltung zum Begrenzen des Stromes
auf diesem Weg vorzusehen. 9A und 9B sind Diagramme, die Abwandlungen
der Verstärkerschaltung gemäß der ersten
Ausführungsform
zeigen, die eine Stromvorspannungsregelungsschaltung enthalten, die
auf dem obengenannten Weg eingefügt
ist. 9A zeigt ein Beispiel,
bei dem ein Widerstand als Stromvorspannungsregelungsschaltung eingefügt ist,
und 9B zeigt ein Beispiel,
bei dem Transistoren MB1 und MB2, denen geeignete Vorspannunger VB1
und VB2 zugeführt
werden, als Stromvorspannungsregelungsschaltung eingefügt sind.
Die Stromvorspannungsregelungsschaltung ist nicht auf diese Beispiele
begrenzt, sondern sie kann irgendeine Form haben, die den Strom
begrenzten kann.
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10 ist
ein Diagramm, das eine Verstärkerschaltung
gemäß einer
zweiten Ausführungsform zeigt.
Die Differenzver stärkerschaltung
und der Abschnitt, der die Transistoren M6 bis M9 dieser Verstärkerschaltung
enthält,
sind mit den entsprechender. Bestandteilen der ersten Ausführungsform
identisch. Die Stromspiegelschaltung 6, die aus den Transistoren
M10 und M11 gebildet ist, hat auch dieselbe Funktion wie die entsprechende
Schaltung der ersten Ausführungsform.
Diese Ausführungsform
unterscheidet sich von der ersten Ausführungsform darin, daß eine Signalkonvertierungsschaltung
und eine Differenzstromerzeugungsschaltung, die Transistoren M6' und M7' enthalten, zusätzlich zu
der Signalkonvertierungsschaltung und der Differenzstromerzeugungsschaltung
mit M6 bzw. M7 eingefügt
sind, so daß der
Stromspiegelschaltung 5, die die Transistoren M8 und M9 enthält, ein
Eingangsstrom von der Signalkonvertierungsschaltung und der Differenzstromerzeugungsschaltung
mit M6 und M7 zugeführt wird,
während
der Stromspiegelschaltung mit den Transistoren M10 und M11 ein Eingangsstrom
von der Signalkonvertierungsschaltung und der Differenzstromerzeugungsschaltung
mit M6' bzw. M7' zugeführt wird.
Diese Konfiguration macht es möglich, daß die zwei
Stromspiegelschaltungen kombiniert eine Gegentaktoperation ausführen, wie
die Stromspiegelschaltung der ersten Ausführungsform. Da der Vorspannungsstromwert
von jeder Stromspiegelschaltung eindeutig bestimmt werden kann,
ist es nicht erforderlich, die Stromvorspannungsregelungsschaltung
vorzusehen, die in der Schaltung gemäß der ersten Ausführungsform
von Fiq. 7 erforderlich ist. Dies geschieht jedoch auf Kosten eines
Stromverbrauchs, der um den Betrag vergrößert wird, der auf dem Weg
fließt,
der aus M6' und
M7' gebildet ist. Aber
der durch M6' und
M7' verursachte
Stromverbrauch ist dennoch viel kleiner als in dem Fall, wenn der
dynamische Bereich durch das Vergrößern von I6 und I7 bei der
Schaltung von 6 erweitert
wird.
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Aus der obigen Beschreibung geht
somit hervor, daß gemäß der vorliegenden
Erfindung eine Verstärkerschaltung
vorgesehen wird, durch die der Veränderungsbereich des Ausgangsstromes
im Vergleich zu der herkömmlichen
Verstärkerschaltung vergrößert werden
kann. Demzufolge können
ohne weiteres leistungsstarke tragbare elektronische Geräte oder
Vorrichtungen mit kleinerem Energieverbrauch realisiert werden.