DE4200738C2

DE4200738C2 - Digital/Analog-Wandler mit Filter hoher Ordnung

Info

Publication number: DE4200738C2
Application number: DE4200738A
Authority: DE
Inventors: Navdeep Singh Sooch
Original assignee: Crystal Semiconductor Corp
Current assignee: Crystal Semiconductor Corp
Priority date: 1991-01-15
Filing date: 1992-01-14
Publication date: 1995-09-21
Anticipated expiration: 2012-01-15
Also published as: GB2253754B; US5245344A; GB2253754A; GB9200510D0; JPH0575471A; JPH0817330B2; DE4200738A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Digital/Analog-Wandler, mit einem Digitalteil zum Empfangen eines digitalen n-Bit-Worts und Umwandeln dieses digitalen n-Bit-Worts in einen digitalen m- Bit-Datenstrom, der wertmäßig dem digitalen n-Bit-Wort ent spricht, mit einem m-Bit-Digital/Analog-Wandler, der den digita len m-Bit-Datenstrom aufnimmt und in einen Analogwert umwandelt, und mit einem Analogteil, der das Ausgangssignal des m-Bit-Digi tal/Analog-Wandlers aufnimmt und filtert.

Bei herkömmlichen Digital/Analog-Konvertern folgt auf eine erste Konvertierstufe eine mehrstufige Tiefpaßfilterung zur Ausfilte rung unerwünschter Störsignale. Bei einem Typ eines Digital/Ana log-Wandlers kommt ein digitaler Delta-Sigma-Modulator zum Ein satz. Der Delta-Sigma-Modulator empfängt ein digitales Eingangs signal und wandelt es in ein digitales 1-Bit-Ausgangssignal um. Dieses Ausgangssignal wird dann typischerweise durch einen 1- Bit-DA-Wandler geleitet und anschließend auf ein aktives RC- Tiefpaßfilter gegeben. Das aktive RC-Tiefpaßfilter benutzt eine Reihe von Widerständen und verschiedene aktive Bauelemente zwecks Realisierung der gewünschten Filterfunktion. Der Nachteil bei dieser Art von Filtern besteht in deren Empfindlichkeit ge genüber Streuungen bei den Einzelkomponenten. Es wird deshalb oft ein beträchtlicher Wert an Trimmung benötigt.

Bei einem anderen Typ von Filteraufbau wurde ein aus geschalte ten Kondensatoren aufgebautes Filter optimiert. Allerdings konn te das Rauschverhalten bei diesem Filtertyp deshalb nicht auf bestmögliche Werte optimiert werden, weil Filter mit geschalte ten Kondensatoren in DA-Wandlern, welche Delta-Sigma-Modulatoren verwenden, durch in Kaskade geschaltete Filter mit 2×4 (bi-quad) geschalteten Kondensatoren realisiert wurden. Der Nachteil hier bei ist, daß die mehrfachen 2×4-Stufen der Überalles-Filterfunk tion eine signifikante Störkomponente hinzufügen, was uner wünscht ist.

Ein Digital/Analog-Wandler mit Sigma-Delta-Konversion der ein gangs erwähnten Art ist beispielsweise aus IEEE Journal of Soli de-State Circuits, 1989, Nr. 4 (August), Seiten 969-975, be schrieben. Ausgehend von diesem Stand der Technik soll mit der vorliegenden Erfindung ein Digital/Analog-Wandler mit signifi kant verbessertem Rauschverhalten geschaffen werden.

Bei einem Digital/Analog-Wandler mit den Merkmalen des Oberbe griffs des Patentanspruchs 1 wird die gestellte Aufgabe dadurch gelöst, daß der Analogteil ein mit geschalteten Kondensatoren aufgebautes Filter mit mehr als zwei Integrierstufen enthält, und daß das Ausgangssignal wenigstens einer nachfolgenden Stufe ab der Ordnung 2 zu dem Ausgangssignal der ersten Integrierstufe hinzuaddiert wird. Hierdurch ergibt sich die gewünschte Wirkung, nämlich eine wesentliche Verminderung des von der letzten Stufe erzeugten Rauschens.

Vorteilhafte und zweckmäßige Weiterbildungen des erfindungsgemä ßen DA-Wandlers können den Patentansprüchen 2 bis 11 entnommen werden.

Aufbau, Funktionsweise und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden nachstehend anhand der beigefügten Zeichnungen näher be schrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein mit geschalteten Kondensatoren aufgebau tes, zeitkontinuierliches Filter mit hoher Rauschfreiheit und niedriger Verzerrung, in einem schematischen Blockschaltbild;

Fig. 2 ein Logik-Blockschaltbild des Filters mit geschalteten Kondensatoren;

Fig. 3 ein mehr ins Detail gehendes Blockschaltbild des Filters von Fig. 2;

Fig. 4 ein detailliertes Logik-Diagramm der Eingangs stufe des Filters von Fig. 2;

Fig. 5 ein Zeitsteuer-Diagramm für den in die Ein gangsstufe des Filters integrierten 1-Bit-DA- Wandler;

Fig. 6 ein Blockschaltbild des Schaltkondensatoren/ Zeitkontinuitäts-Puffers;

Fig. 7 ein Diagramm zur Erläuterung der Konvertie rungsfunktion;

Fig. 8 ein Schaubild zur Erläuterung der durch den Puffer von Fig. 7 bewirkten Glättung;

Fig. 9 eine aus dem Stand der Technik bekannte Puf ferschaltung, die an ihrem Eingang Datenwerte vom Ausgang eines Filters mit geschalteten Kondensatoren empfängt und diese in ein ana loges zeitkontinuierliches Eingangssignal für ein aktives Filter umwandelt;

Fig. 10 ein Logik-Schaltbild der Pufferschaltung für den DA-Wandler;

Fig. 11 ein Schaltschema eines herkömmlichen Puffers mit Verstärkungsfaktor 1;

Fig. 12 ein vereinfachtes Schaltschema des Puffers mit Verstärkungsfaktor 1;

Fig. 13 ein detailliertes Schaltbild des Puffers mit Verstärkungsfaktor 1;

Fig. 14 ein Schaltbild des Anlauf-Schaltkreises für den Puffer mit Verstärkungsfaktor 1;

Fig. 15 ein Schaltschema einer herkömmlichen Aus gangsstufe für einen DA-Wandler;

Fig. 16 ein vereinfachtes Schaltschema der Ausgangs stufe des DA-Wandlers;

Fig. 17 ein detailliertes Schaltbild der Ausgangs stufe des DA-Wandlers;

Fig. 18 ein Schaltbild einer ersten Ausführungsform des Bias-Schaltkreises zur Erzeugung des AB- Bias für die Ausgangsstufe; und

Fig. 19 eine zweite Ausführungsform der Schaltung zur Erzeugung des AB-Bias.

In Fig. 1 ist der Digital/Analog-Wandler (DAC) in einem Über sichts-Blockschaltbild dargestellt. In diesem kommt ein Zeit kontinuitäts-Filter mit geschalteten Kondensatoren zum Ein satz, das sich durch hohen Rauschabstand (low noise) sowie niedrige Verzerrungen auszeichnet.

Am Eingang eines Interpolationsfilters 11 wird ein digitales n-Bit-Eingangssignal empfangen. Das Ausgangssignal des Inter polationsfilters 11 wird auf einen Digitalmodulator 10 gege ben, welcher das n-Bit-Eingangssignal in ein digitales m-Bit- Ausgangssignal umwandelt, wobei m kleiner ist als n. Bevor zugt umfaßt der Digitalmodulator 10 einen mit oversampling arbeitenden und rauschunterdrückend ausgelegten Schaltkreis mit einem digital arbeitenden Delta-Sigma-Modulator, der das n-Bit-Digitalwort effektiv in ein digitales m-Bit-Ausgangs signal umwandelt. Bevorzugt beträgt der Wert von m "Eins".

Jedoch kann selbstverständlich auch ein Digitalmodulator mit Multi-Bit-Ausgang verwendet werden.

Obwohl hier ein Delta-Sigma-Modulator vorgesehen ist, kann selbstverständlich auch jeder andere Typ eines 1-Bit-Digital modulators oder ein äquivalenter Schaltkreis verwendet wer den, um die Umwandlung des n-Bit-Digitalworts in einen digi talen 1-Bit-Datenstrom durchzuführen. Der Delta-Sigma-Modu lator wird hier deshalb verwendet, da er sich durch ein gutes Betriebsverhalten bei Niedrigspannung sowie differentielle Nichtlinearität auszeichnet. Die Arbeitsweise des Digitalmodu lators 10 ist an sich bekannt.

Der vom Digitalmodulator 10 abgegebene, digitale 1-Bit-Daten strom wird auf den Eingang eines mit geschalteten Kondensato ren aufgebauten Tiefpaßfilters 12 vierter Ordnung gegeben. Das Filter 12 ist als Butterworth-Filter ausgebildet und hat in seinem Eingang einen 1-Bit-DA-Wandler integriert, was spä ter noch beschrieben wird. Das Ausgangssignal des Filters 12 wird auf den Eingang eines Schaltkondensator/Zeitkontinui täts-Puffers 14 gegeben, welcher das mittels geschalteter Kondensatoren erzeugte Ausgangssignal des Filters 12 in ein zeitkontinuierliches Signal mit relativ niedriger Verzerrung umwandelt. Letzteres wird dann einem Puffer 16 mit Verstär kungsfaktor Eins eingegeben, welcher sich durch hohe Impedanz und geringen Klirrfaktor auszeichnet; dessen Ausgangssignal wird dann weiter an ein aktives RC-Tiefpaßfilter 18 geleitet. Der Ausgang des aktiven RC-Tiefpaßfilters 18 stellt den nie derimpedanten analogen Ausgang des gesamten Digital/Analog- Wandlers gemäß Fig. 1 dar.

In Fig. 2 ist das Tiefpaßfilter 12 mit geschalteten Konden satoren in einem schematischen Blockschaltbild dargestellt. Das digitale 1-Bit-Ausgangssignal des Delta-Sigma-Modula tors 10 wird auf einen 1-Bit-DA-Wandler 20 gegeben. Das Aus gangssignal des 1-Bit-DA-Wandlers 20 ist gleichzeitig Ein gangssignal für den positiven Eingang einer Summierstelle 22, deren Ausgang mit einer ersten Integrierstufe 24 verbunden ist. Der negative Eingang der Summierstelle 22 ist mit dem Ausgangspunkt 26 des gesamten Tiefpaßfilters 12 verbunden.

Das Ausgangssignal der ersten Integrierstufe 24 ist gleichzei tig Eingangssignal am positiven Eingang einer Summierstel le 28, deren negativer Eingang mit dem Ausgangspunkt 26 ver bunden ist. Der Ausgang der Summierstelle 28 ist gleichzeitig Eingang einer zweiten Integrierstufe 30. Das Ausgangssignal der zweiten Integrierstufe 30 wird auf den positiven Eingang einer Summierstelle 32 gegeben. Der negative Eingang der Sum mierstelle 32 ist mit dem Ausgangspunkt 26 verbunden. Der Aus gang der Summierstelle 32 ist mit dem Eingang einer dritten Integrierstufe 34 verbunden. Das Ausgangssignal der dritten Integrierstufe 34 ist gleichzeitig Eingangssignal für den positiven Eingang einer weiteren Summierstelle 36. Der nega tive Eingang der Summierstelle 36 ist mit dem Ausgangs punkt 26 verbunden. Das Ausgangssignal der Summierstelle 36 ist Eingangssignal für eine vierte Integrierstufe 38, deren Ausgang ebenfalls zum Ausgangspunkt 26 geschaltet ist.

In bevorzugter Ausführung haben die Summierstellen 22, 28 und 32 positive Eingänge, wobei die Integrierstufe 34 als inver tierend konfiguriert ist. Dies führt zu einem invertierten Ausgangssignal an der Integrierstufe 38. Somit ergibt sich ein Äquivalent zu der in Fig. 2 dargestellten Struktur.

Das Filter gemäß Fig. 2 stellt ein Butterworth-Filter vier ter Ordnung dar; es ist in der Topologie mit geschalteten Kondensatoren (switched capacitor topology) ausgeführt. Durch die Verwendung dieser Topologie mit geschalteten Kondensato ren wird die Herstellung des Filters unter den derzeit gege benen Fertigungsverhältnissen auf einfache Weise ermöglicht. Die Verwendung eines Filters hoher Ordnung mit einem Rückkopp lungspfad von seiner Ausgangs stufe zurück zur Eingangs stufe führt zu einem relativ rauschfreien Betrieb. Die Übertragungs funktion des Filters gemäß Fig. 2 lautet:

Anhand des in Fig. 3 dargestellten, mehr ins Detail gehenden Blockschaltbilds des Filters gemäß Fig. 2 soll nun die be nutzte Topologie mit geschalteten Kondensatoren erläutert werden.

Das digitale 1-Bit-Eingangssignal wird auf einen DA-Wandler- Block 40 mit geschalteten Kondensatoren gegeben, dessen Aus gang gleichzeitig Eingang einer Summierstelle 42 ist. Die Summierstelle 42 korrespondiert mit der Summierstelle 22. Das Ausgangssignal der Summierstelle 42 wird als Eingangssignal auf den negativen Eingang eines Verstärkers 44 gegeben, des sen positiver Eingang mit Masse verbunden ist. Ein Kondensa tor 46 ist zwischen den negativen Eingang des Verstärkers 44 und dessen Ausgang geschaltet. Das vom Verstärker 44 abgege bene Ausgangssignal ist gleichzeitig Eingangssignal für einen Block 48 von geschalteten Kondensatoren, wobei dessen Ausgang mit einer Summierstelle 50 verbunden ist. Die Summierstel le 50 korrespondiert mit der Summierstelle 28 und ist Eingang für den negativen Eingang des Verstärkers 52. Der positive Eingang des Verstärkers 42 ist mit Masse verbunden. Ein Kon densator 54 ist zwischen den negativen Eingang des Verstär kers 52 und dessen Ausgang geschaltet. Der Verstärker 52 und der Kondensator 54 entsprechen der zweiten Integrierstufe 30.

Der Ausgang des Verstärkers 52 ist gleichzeitig Eingang für einen Block 56 mit geschalteten Kondensatoren, wobei dessen Ausgang mit einer Summierstelle 58 verbunden ist. Die Sum mierstelle 58 entspricht der Summierstelle 32. Die Sum mierstelle 58 ist gleichzeitig Eingang für den negativen Eingang des Verstärkers 60, dessen positiver Eingang mit Masse verbunden ist. Ein Kondensator 62 ist mit dem negativen Eingang des Verstärkers 60 sowie mit dessen Ausgang verbun den. Verstärker 60 und Kondensator 62 entsprechen der dritten Integrierstufe 34. Der Ausgang des Verstärkers 60 ist gleich zeitig Eingang zu einem Block 64 von geschalteten Kondensa toren, wobei dessen Ausgang mit einer der Summierstelle 36 entsprechenden Summierstelle 66 verbunden ist. Die Summier stelle 66 ist Eingang für den negativen Eingang eines Verstär kers 68, dessen positiver Eingang mit Masse verbunden ist. Ein Kondensator 70 ist zwischen den negativen Eingang des Verstärkers 68 und dessen Ausgang geschaltet. Verstärker 68 und Kondensator 70 entsprechen der vierten Integrierstufe 38. Der Ausgang des Verstärkers 38 ist mit dem Ausgangspunkt 26 verbunden.

Der Ausgangspunkt 68 ist über Blöcke 72, 74, 76 und 78 mit geschalteten Kondensatoren zu den Summierstellen 42, 50, 58 und 66 rückgekoppelt. Durch die Rückkopplung des Ausgangs signals der letzten Integrierstufe vom Ausgangspunkt 26 zu rück zum Eingang des Verstärkers 44 kann die Eingangs-Inte grierstufe 24 nunmehr das Ausgangsrauschen der letzten In tegrierstufe 38 beeinflussen. Auf diese Weise reduziert der Verstärkungsfaktor der ersten, dem Verstärker 44 und dem Kon densator 46 entsprechenden Integrierstufe 24 das auf den Eingang bezogene Rauschen aller nachfolgenden Stufen, ein schließlich der Ausgangs-Integrierstufe 38. Hierdurch ergibt sich ein mit geschalteten Kondensatoren aufgebautes Filter, das sich durch einen sehr geringen Rauschpegel auszeichnet.

Das Filter arbeitet bei einer Abtastrate von 3.072 MHz mit einer -3 dB Bandbreite von 25 Khz, und die auf eine 1/2 π -3 dB Bandbreite normierte Übertragungsfunktion lautet:

Den Kapazitätswerten der in den Blöcken 40, 48, 56, 64, 72, 74, 76, 78 verwendeten Kondensatoren sowie für die Kondensa toren 46, 54, 62 und 70 sind den Kondensator-Bezugszeichen C1-C12 zugeordnet. Dabei entspricht C1 dem Block 40, C2 dem Block 72, C3 dem Block 46, C4 dem Block 48, C5 dem Block 74, C6 dem Kondensator 54, C7 dem Kondensator 56, C8 dem Kondensa tor 76, C9 dem Kondensator 62, C10 dem Kondensator 64, C11 dem Kondensator 78 und C12 dem Kondensator 70. Die Werte für die Kapazitäten C1 bis C12 lauten folgendermaßen:

Kapazität
Größe (pf)
C1
2.0
C2	2.0
C3	118.048
C4	3.39
C5	3.0
C6	76.689
C7	2.0
C8	2.0
C9	29.37
C10	1.0
C11	1.0
C12	6.996

Fig. 4 enthält ein detailliertes Logik-Schaltbild des ge schaltete Kondensatoren enthaltenden DA-Wandlerblocks 40, des Blocks 72 mit geschalteten Kondensatoren sowie des Verstär kers 44. Eine Referenzspannung ist an den Knotenpunkt 80 an gelegt, wobei dieser Knotenpunkt 80 über einen Schalter 82 mit einem Knotenpunkt 84 verbunden ist. Der Knotenpunkt 84 ist mit einer Seite eines Kondensators 86 und gleichzeitig über einen Schalter 88 mit Masse verbunden. Die andere Seite des Kondensators 86 steht mit einem Knotenpunkt 90 in Ver bindung; der Knotenpunkt 90 ist über einen Schalter 92 mit einer Summierstelle 42 verbunden. Der Knotenpunkt 90 ist gleichzeitig über einen Schalter 94 mit Masse verbunden, und er ist über einen weiteren Schalter 96 nochmals mit Masse verbunden.

Der Schalter 82 wird durch einen Taktimpuls Φ1 angesteuert, ebenso der Schalter 94. Der Schalter 88 ist durch einen Takt impuls Φ2 angesteuert. Der Schalter 96 wird gesteuert durch die logische AND-Funktion des Taktimpulses Φ2 und des inver tierten digitalen Einzelbit-Signals "1 Bit". Der Schalter 92 wird durch die AND-Funktion des Taktimpulses Φ2 und des Ein gangssignals "1 Bit" gesteuert.

Die Referenzspannung am Knotenpunkt 18 liegt auch über einen Schalter 98 an einem Knotenpunkt 100 an. Der Knotenpunkt 100 ist mit der einen Seite eines Kondensators 102 verbunden und gleichzeitig über einen Schalter 104 mit Masse. Die andere Seite des Kondensators 102 ist mit einem Knotenpunkt 106 verbunden. Der Knotenpunkt 106 ist über einen Schalter 108 mit der Summierstelle 42 verbunden und gleichzeitig über einen Schalter 110 sowie einen Schalter 112 jeweils mit Masse.

Die Schalter 104 und 110 werden durch den Taktimpuls Φ1 und der Schalter 98 durch den Taktimpuls Φ2 angesteuert. Der Schalter 112 ist durch die AND-Funktion des Taktsignals Φ2 und des Eingangssignals "1 Bit" gesteuert. Der Schalter 108 ist durch die AND-Funktion des Taktimpulses Φ2 und des in vertierten Eingangssignals "1 Bit" gesteuert. Als Ergebnis dieses Schaltschemas ist der dem Kondensator 86 zugeordnete Pfad nichtinvertierend und der dem Kondensator 102 zugeord nete Pfad invertierend.

Das am Ausgangspunkt 26 anstehende Ausgangssignal wird über einen Schalter 116 auf einen Knotenpunkt 118 gegeben. Der Knotenpunkt 118 ist mit einer Seite eines Kondensators 120 sowie über einen Schalter 122 mit Masse verbunden. Die andere Seite des Kondensators 120 ist mit einem Knotenpunkt 124 ver bunden. Der Knotenpunkt 124 ist über einen Schalter 126 mit der Summierstelle 42 und gleichzeitig über einen Schalter 128 mit Masse verbunden. Die Schalter 116, 122, 126 und 128 sowie der Kondensator 120 bilden den Block 72 mit geschalteten Kondensatoren. Die Schalter 116 und 128 werden durch den Taktimpuls Φ1 und die Schalter 122 und 126 durch den Takt impuls Φ2 getaktet, was, wie hier beschrieben, eine nicht invertierende Topologie ergibt. Ferner sind die Bauteile, welche den Block 72 mit geschalteten Kondensatoren konfi gurieren, ähnlich denjenigen, welche die Schaltkondensatoren- Blöcke 48, 56, 64, 74, 76 und 78 bilden, wobei die Werte der darin enthaltenen Kapazitäten abweichen und die Blöcke 64 und 78 als invertierend konfiguriert sind. Es handelt sich hier bei um einen herkömmlichen Schaltungsaufbau mit geschalteten Kondensatoren.

Das Zeitdiagramm von Fig. 5 erläutert die Wirkungsweise der Taktimpulse Φ1 und Φ2 sowie des Einzelbit-Eingangs. Ist Φ1 "hoch", so sind die Schalter 82 und 94 geschlossen, wodurch sich die mit dem Knotenpunkt 84 verbundene Elektrode des Kon densators 86 auf die Referenzspannung aufladen kann. Wenn nun Φ2 den Wert "hoch" annimmt, so wird der Knotenpunkt 84 auf Massepotential gezogen und der Knotenpunkt 86 wird mit der Summierstelle 42 nur dann verbunden, wenn der digitale Einzel bit-Eingang auf logisch "1" liegt, wodurch der Schalter 92 schließt. Ist dies nicht der Fall, bleibt der Schalter 92 offen, und der Schalter 96 verbindet den Knotenpunkt 90 mit Masse, wobei sich der Kondensator 86 entlädt. Die Schalter 108 und 112 funktionieren in entgegengesetzter Weise so, daß bei entgegengesetztem logischen Zustand von "1 Bit" als lo gisch "1" der Kondensator C2 dazu benutzt wird, die Spannung an der Summierstelle 42 zu bestimmen. Zur gleichen Zeit wie Ladung vom Kondensator 86 bzw. 102 zur Summierstelle 42 transportiert wird, wird selbstverständlich auch Ladung vom Kondensator 120 zur Summierstelle 42 transportiert. Dies ist der Rückkopplungspfad, der dazu benutzt wird, daß die erste Integrierstufe das Rauschen an der Ausgangsstufe herabsetzt. Dies ergibt in der Gesamttopologie ein Butterworth-Filter vierter Ordnung unter Verwendung eines in den Eingang zur ersten Stufe des Filters integrierten 1-Bit-DA-Wandlers.

Der eine der Kondensatoren 86 bzw. 102, welcher gerade nicht in Betrieb ist, wird an Masse geschlossen, so daß die Ladung über beiden Kondensatoren 86 und 102 am Ende von Φ2 im we sentlichen die gleiche ist, ohne Rücksicht darauf, ob Ladung zu dem virtuellen Masse-Knotenpunkt 42 übertragen wird oder nicht. Somit liefert die Referenzspannung am Knotenpunkt 80 den gleichen Betrag von Ladung über alle Zyklen, was bedeu tet, daß die zugeführte Ladung im wesentlichen unabhängig von dem 1-Bit-Datenmuster ist. Um einen hohen Signal/Rausch-Ab stand zu erhalten, muß die Spannung V_REF im wesentlichen unabhängig von dem 1-Bit-Muster sein.

Das in Fig. 6 enthaltene Blockschaltbild des Digital/Analog- Wandlers dient zur Erläuterung der Funktionsweise des Puf fers 14 zwischen geschalteten Kondensatoren und zeitkonti nuierlichem Bereich. Im allgemeinen sind die digitalen Delta- Sigma-Modulatoren 10 in einem analogen Signalwandler 130, der ein Digitalsignal in Abtastwerte umsetzt, enthalten. Das Aus gangssignal dieses Blocks 130 entspricht dem analogen Wert des digitalen Eingangssignals im Bereich der abgetasteten Datenwerte. Dieses ist dann Eingangssignal für den Puffer 14 zwischen geschalteten Kondensatoren und Zeitkontinuität und wird in ein zeitkontinuierliches analoges Signal umgewandelt, wobei durch den Puffer 14 im wesentlichen keine Verzerrung hinzugefügt wird. Der Verstärker 16 mit Verstärkungsfaktor 1 sorgt für eine hohe Impedanz für die Wirkungsweise des Puf fers 14. Das Ausgangssignal des Verstärkers 16 wird an schließend auf das aktive Tiefpaßfilter 18 gegeben, welches einen Ausgang von relativ niedriger Impedanz in der Größen ordnung von 600 Ohm treiben kann.

Das Diagramm von Fig. 7 erläutert die Arbeitsweise des Puf fers 14. Im Bereich der Abtastwerte ist jeder Abtastwert durch eine diskrete Stufe dargestellt. Zum Zwecke dieser Darstellung wurde eine Sinuswelle ausgewählt. Die einzige wichtige Stelle im Bereich der Abtastzeit ist das Ende der Abtastwerte, wobei dies die Stelle ist, an welcher die Abtast werte gültig sind. Es ist notwendig, diese abgetasteten Daten werte in eine gleichmäßige analoge Signalform umzuwandeln, welche das Ausgangssignal des Puffers 14 darstellt. Aller dings sollte diese Umwandlung möglichst verzerrungsfrei er folgen, was mit Schwierigkeiten verbunden sein kann, wenn die Abtastwerte infolge eines nicht ganz idealen Schaltkondensa tor-Filters mit etwas Verschiebung erzeugt werden. Dies ist typischerweise die Signalart, wie sie vorliegt. Wird eine her kömmliche Pufferschaltung verwendet, so kann dies zu einer weiteren Verschiebung im Bereich der Abtastwerte führen, woraus sich zusätzliche Verzerrungen bei der Umwandlung in den zeitkontinuierlichen Bereich ergeben.

Das Schaubild in Fig. 8 erläutert den Signalverlauf der Ab tastwerte. Die abgetasteten Datenwerte werden durch eine Vielzahl diskreter Stufen 132 dargestellt. Am Ende einer jeden dieser Stufen 132 findet sich der Wert für das gültige analoge Datum. Diese Punkte müssen in einer solchen Weise miteinander verbunden werden, daß keine Verzerrung auftritt.

In Fig. 9 ist ein herkömmliches, Parasit-unempfindliches, nicht invertierendes Tiefpaßfilter erster Ordnung mit ge schalteten Kondensatoren dargestellt. Ein Verstarker 134 ist vorgesehen, dessen positiver Eingang an Masse liegt. Eine durch geschaltete Kondensatoren erzeugte (abgetastete) Ein gangsspannung wird auf die eine Seite eines Schalters 136 gegeben, wobei dessen andere Seite mit der einen Seite eines Kondensators 138 verbunden ist. Die andere Seite des Konden sators 138 ist mit der einen Seite eines Schalters 142 ver bunden, dessen andere Seite mit dem negativen Eingang des Verstärkers 134 in Verbindung steht. Die andere Seite des Kondensators 138 ist über einen Schalter 144 ebenso mit Masse verbunden. Die Schalter 136 und 144 sind von dem Taktimpuls Φ1, die Schalter 140 und 142 durch den Taktimpuls Φ2 ge steuert.

Es ist eine Rückkopplungs-Schaltung vorgesehen, bei der ein Rückkopplungs-Kondensator 146 zwischen den negativen Eingang des Verstärkers 134 und dessen Ausgang geschaltet ist. Der negative Eingang des Verstärkers 134 ist zudem mit der einen Seite eines Kondensators 148 verbunden, dessen andere Seite mit der einen Seite eines weiteren Kondensators 150 verbunden ist. Die andere Seite des Kondensators 150 liegt gleichzeitig über einen Schalter 152 an Masse. Die andere Seite des Konden sators 150 ist über einen Schalter 154 mit Masse verbunden und gleichzeitig mit der einen Seite eines Schalters 156. Die andere Seite des Schalters 156 ist mit dem Ausgang des Ver stärkers 134 verbunden. Die Schalter 152 und 154 werden durch den Taktimpuls Φ1, die Schalter 148 und 156 durch den Takt impuls Φ2 gesteuert.

Vorausgesetzt, daß das in Fig. 9 dargestellte Filter für tie fe Frequenzen einen Verstärkungsfaktor von 1 aufweist (z. B. die Werte des eingangsseitig vorgesehenen Abtast-Kondensa tors 138 und des geschalteten Rückkopplungs-Kondensators 150 gleich sind), so lautet die Übertragungsfunktion im Z-Bereich wie folgt:

Nachdem das Filter einen stabilen Zustand bezüglich des Gleichspannungs-Eingangs erreicht hat, wird sein Ausgang den Wert des Gleichspannungs-Eingangs annehmen, kurz bevor ein Abtastereignis auftritt. Mit geschalteten Kondensatoren von gleichem Wert, und wenn die Ausgangsspannung gleich der Ein gangsspannung ist, welche der Gleichspannung entspricht, so wird dieses Abtastereignis die Ladung auf dem nicht geschal teten Rückkopplungs-Kondensator 146 nicht stören. Dieses wird jedoch den Verstärker 134 dazu veranlassen, eine Ausgangsspan nung abzugeben, welche die durch den Polaritätswechsel der Spannung an der in Serie geschalteten Kapazität der Kondensa toren 138 und 150 verlangte Ladung erzeugt, wobei der Konden sator 150 betragsmäßig im wesentlichen gleich dem Kondensa tor 138 ist. Diese Ladungsanforderung kann zeitweise den Ver stärker 134 in einen nichtlinearen Betriebszustand treiben, welcher dann als Verzerrung zwischen aufeinanderfolgenden Zeitkontinuitäts-Blöcken zu beobachten ist.

Fig. 10 enthält nun ein schematisches Schaltbild des erfin dungsgemäßen Puffer 14 (vgl. Fig. 1) zwischen dem Bereich der geschalteten Kondensatoren und dem zeitkontinuierlichen Bereich. Es ist ein Verstärker 160 vorgesehen, dessen positiver Eingang an Masse liegt. Sein negativer Eingang ist mit einem Eingangs- Knotenpunkt 162 verbunden. Eine mittels geschalteter Konden satoren erzeugte (abgetastete) Eingangsspannung wird an der einen Seite eines Schalters 164 empfangen, dessen andere Seite mit der einen Seite des Kondensators 166 verbunden ist. Die eine Seite des Kondensators 166 ist gleichzeitig über einen Schalter 168 mit dem Ausgang des Verstärkers 160 ver bunden. Die andere Seite des Kondensators 166 ist über einen Schalter 170 mit Masse verbunden und gleichzeitig über einen Schalter 172 mit dem Eingangsknotenpunkt 164. Ein Rückkopp lungs-Kondensator 174 ist zwischen den Eingangs-Knotenpunkt 162 und den Ausgang des Verstärkers 160 geschaltet.

Im Betrieb vermeidet der Puffer von Fig. 10 den vorstehend anhand von Fig. 9 beschriebenen Mechanismus der Spannungs verzerrung durch Entlastung des Verstärkers 160 von einer Ladungsanforderung während des stabilen Betriebs im Bereich niedriger Frequenzen. Ein einzelner Eingangs-Kondensator, näm lich der Kondensator 166, ist direkt zwischen den Eingang und den Ausgang geschaltet, so daß dann, wenn die Ausgangsspan nung der Eingangsspannung entspricht, und wenn die Eingangs spannung gleich einer niederfrequenten Spannung, wie Gleich spannung, ist, keine Änderung der Netzspannung an einem der Kondensatoren auftritt. Aus diesem Grunde wird der Ausgang des Verstärkers 160 nicht mit einer Spannungsanforderung be aufschlagt. Hieraus folgt eine relativ niedrige Verzerrung. Dies wird durch die Tatsache gewährleistet, daß er eine hochimpedante Last in Form des Puffers 16 mit Verstärkungs faktor 1 treibt.

Das Schaltdiagramm von Fig. 11 zeigt einen vorbekannten Puffer mit Verstärkungsfaktor 1. Es sind zwei Differenz- Eingangstransistoren 170 und 172 vorgesehen, deren Source- Elektroden mit einem gemeinsamen Knotenpunkt 174 verbunden sind. Der Knotenpunkt 174 ist über einen Source-Drain-Pfad eines N-Kanal-Transistors 176 an eine Versorgungsspannung V_SSA angeschlossen. Dessen Gate-Elektrode ist mit einer Bias- Spannung beaufschlagt, wobei der Transistor 176 als Wechsel spannungsquelle wirkt. Die Drain-Elektrode des Transi stors 170 ist mit der einen Seite des Source-Drain-Pfads eines P-Kanal-Transistors 178 verbunden, dessen andere Seite mit einer positiven Versorgungsspannung V_DDA an einem Kno tenpunkt 180 verbunden ist. Die Gate-Elektrode und die Drain- Elektrode des Transistors 178 sind zusammengeschaltet. In gleicher Weise ist die Drain-Elektrode des Transistors 172 mit der einen Seite des Source-Drain-Pfads eines Transi stors 182 verbunden, während dessen andere Seite mit dem Knotenpunkt 180 in Verbindung steht. Die Gate-Elektrode des Transistors 182 ist mit der Gate-Elektrode des Transi stors 178 verbunden. Die Gate-Elektrode des Transistors 170 bildet den negativen Eingang, und die Gate-Elektrode des Transistors 172 bildet den positiven Eingang, wobei die Drain-Elektrode des Transistors 172 gleichzeitig den Ausgang des Differentialverstärkers darstellt, der mit der Gate- Elektrode eines Ausgangs-Treibertransistors 184 verbunden ist, welcher ein P-Kanaltranistor ist, dessen eine Seite sei nes Sources-Drain-Pfads mit dem Knotenpunkt 180 und dessen andere Seite mit dem Ausgangsknotenpunkt 186 verbunden ist. Der Ausgangsknotenpunkt 186 ist rückgeführt auf die Gate- Elektrode des Transistors 170, der den Eingang des Verstär kers darstellt. Es ist ferner ein eine Wechselspannungsquelle darstellender Transistor 188 vorgesehen, dessen Source-Drain- Pfad zwischen den Knotenpunkt 186 und die Spannung V_SSA ge schaltet ist. Die Gate-Elektrode des Transistors 188 liegt an einer Bias-Spannung.

Wird der aus dem Paar von Transistoren 170 und 172 gebildete Differenzeingang des vorbekannten Verstärkers gemäß Fig. 11 mit einem großen Signal üblicher Schwingungsart beaufschlagt, so werden hierdurch zwei Verzerrungsmechanismen ausgelöst. Der erste hat seine Ursache in der großen, signalbedingten Schwankung der Spannung zwischen Drain- und Source-Elektrode (V_DS) der paarweisen Differenzelemente 170, 172. Liegt dabei eine Fehlanpassung zwischen I_D und V_DS oder den Ausgangskon duktanz-Charakteristiken dieser Bauelemente vor, so muß eine Differenz bezüglich der Spannung V_GS zwischen Gate- und Source-Elektroden dieser Elemente eingeführt werden, um glei che Drain-Ströme (I_D) aufrechtzuerhalten. Diese V_DS-Differenz kann sich selbst als Verzerrung in der Eingangs/Ausgangs- Charakteristik des Puffers manifestieren. Der zweite, bei diesem herkömmlichen Verstärker-Puffer unter den Bedingungen eines großen Gleichtaktsignals am Eingang auftretende Verzer rungsmechanismus hat seine Ursache in der signalbedingten Schwankung der Spannung zwischen Drain- und Source-Elektrode des als Wechselspannungsquelle dienenden Transistors 176. Infolge der endlichen Ausgangsimpedanz des Transistors 176 führt die Schwankung von V_DS beim Transistor 176 zu einer Schwankung des Wechselspannungs-Bias am Differenzpaar mit dem Eingangssignal. Liegt eine Fehlanpassung zwischen I_D und V_DS oder der Transkonduktanz-Charakteristiken des Paares von Dif ferenzelementen vor, so muß wiederum eine Differenz betref fend die Spannung zwischen Gate- und Source-Elektrode dieser Elemente eingeführt werden, um eine ausgewogene Wechselspan nungs-Bilanz aufrechtzuerhalten. Es ist wichtig hervorzu heben, daß kein Leerlaufverstärkungs-Faktor diese negativen Effekte während des Betriebs mit geschlossener Regelschleife reduzieren kann, da beide erwähnte Verzerrungsmechanismen an der Differenz-Eingangsstufe des Verstärkers auftreten.

Das vereinfachte Schaltbild von Fig. 12 erläutert die Puffer schaltung mit Verstärkungsfaktor 1 für den DA-Wandler. Es sind zwei Differenzeingangsglieder 190 und 200 vorgesehen, beides N-Kanal-Glieder, deren Source-Elektroden mit einem gemeinsamen Knotenpunkt 202 verbunden sind. Die Gate-Elek trode des Transistors 190 stellt einen positiven Eingang des Puffers dar; die Gate-Elektrode des Transistors 200 dient als negativer Eingang. Eine Stromquelle 204 ist mit der Drain- Elektrode des Transistors 190 verbunden und liefert einen Strom I′; in gleicher Weise ist eine Stromquelle 206 mit der Drain-Elektrode des Transistors 200 verbunden und liefert einen gleich großen Strom I′; eine Stromquelle 208 ist zwi schen den gemeinsamen Knotenpunkt 202 und die Versorgungs spannung V_SSA geschaltet und stellt eine Stromsenke von 21 dar. Eine weitere Stromquelle, nämlich die Stromquelle 210, ist direkt an den Knotenpunkt 202 angeschlossen und liefert einen Strom ΔI. Die Stromquelle 220 wird durch zwei Steuer glieder 212 gesteuert, welche jeweils zwischen den Drain- Elektroden der Transistoren 190 und 200 sowie den zugehörigen Stromquellen 204 und 206 angeordnet sind, um die dort fließen den Ströme zu erfassen. Die Steuerglieder 212 steuern die Stromquelle 210 im Sinne einer Einstellung des Wertes von ΔI so, daß der Strom durch die Transistoren 190 und 200 unab hängig von Stromschwankungen in der Stromquelle 208 auf einen konstanten Strom I_D gehalten wird. Somit wird das Paar von Differenzeingangs-Transistoren 190 und 200 mit konstantem I_D betrieben, selbst bei Auftreten eines großen Gleichtaktsig nals am Eingang. Die Stromquellen 204 und 206 halten im Be trieb gleiche Drain-Ströme in den zwei Transistoren 190 und 200 aufrecht, während die Stromquelle 210 die am gemein samen Knotenpunkt 202 auftretende Stromdifferenz absorbiert.

Es wird nun auf Fig. 13 Bezug genommen, welche ein detail lierteres Schaltschema des Puffers mit Verstärkungsfaktor 1 für den DA-Wandler enthält. Der gemeinsame Source-Knoten punkt 202 ist mit der einen Seite des Source-Drain-Pfads eines Transistors 214 verbunden, während dessen andere Seite mit V_SSA verbunden ist. Der Transistor 214 entspricht der Stromquelle 208 (vergleiche Fig. 12). Dessen Gate-Elektrode liegt an einer Vorspannung. Die Drain-Elektrode des Transi stors 190 ist über den Source/Drain-Pfad eines Kaskoden-N- Kanal-Transistors 216 mit einem Knotenpunkt 218 verbunden. Die Gate-Elektrode des Transistors 216 ist mit einem Knoten punkt 220 verbunden, an dem ein dynamischer Bias anliegt. Der Knotenpunkt 218 ist mit der einen Seite des Source/Drain- Pfads eines P-Kanal-Transistors 222 verbunden; dessen andere Seite ist mit einem an V_DDA angeschlossenen Versorgungs- Knotenpunkt 224 verbunden. Die Gate-Elektrode des Transi stors 222 liegt an einer Versorgungsspannung und funktioniert als Stromquelle 204. In gleicher Weise ist die Drain-Elektro de des Transistors 200 über den Source-Drain-Pfad eines N- Kanal-Kaskodentransistors 226 an einen Knotenpunkt 228 ge schaltet. Die Gate-Elektrode dieses Transistors 226 ist mit dem Knotenpunkt 220 verbunden. Der Knotenpunkt 228 ist an die eine Seite des Source/Drain-Pfads eines P-Kanal-Transi stors 230 angeschlossen, dessen andere Seite mit dem Knoten punkt 224 verbunden ist. Die Gate-Elektrode des Transi stors 230 liegt an einer Vorspannung, so daß der Transi stor 230 als Stromquelle 206 (vergleiche Fig. 12) funktio niert.

Ein P-Kanal-Rückkopplungs-Transistor 232 ist mit seiner einen Seite über seinen Source/Drain-Pfad mit dem Knotenpunkt 224 und mit seiner anderen Seite mit dem Knotenpunkt 220 verbun den. Die Gate-Elektrode des Transistors 232 ist mit dem Kno tenpunkt 218 verbunden. In gleicher Weise ist ein P-Kanal- Rückkopplungs-Transistor 234 mit seiner einen Seite über seinen Source/Drain-Pfad mit dem Knotenpunkt 224 und mit seiner anderen Seite mit dem Knotenpunkt 220 verbunden. Die Gate-Elektrode des Transistors 234 ist mit dem Knoten punkt 228 verbunden. Es ist ferner ein N-Kanal-Transistor 236 vorgesehen, dessen Drain- und Gate-Elektroden miteinander so wie mit dem Knotenpunkt 220 verbunden sind, und dessen Source-Elektrode mit dem Knotenpunkt 202 verbunden ist, so daß der Strom ΔI an den Knotenpunkt 202 gelegt wird und auch die dynamische Gate-Vorspannung für die Transistoren 216 und 226 bereitgestellt wird.

Der Knotenpunkt 228 ist mit der Gate-Elektrode des P-Kanal- Transistors 237 verbunden, dessen Source/Drain-Pfad zwischen den Knotenpunkt 224 und einen Ausgangsknotenpunkt 238 ge schaltet ist. In gleicher Weise ist der Knotenpunkt 238 mit der einen Seite des Source/Drain-Pfads eines N-Kanal-Transi stors 240 und mit seiner anderen Seite mit V_SSA verbunden. Die Gate-Elektrode des Transistors 240 ist mit der Gate- Elektrode eines zweiten N-Kanal-Transistors 242 verbunden, während dessen Gate-Elektrode und Drain-Elektrode miteinander verbunden sind und die Source-Elektrode an V_SSA angeschlossen ist, um als Strom-Spiegel zu funktionieren. Die Gate- bzw. Drain-Elektrode des Transistors 242 ist mit einer Seite des Source/Drain-Pfads eines P-Kanal-Transistors 244 verbunden, dessen andere Seite ist mit dem Knotenpunkt 224 verbunden. Die Gate-Elektrode des Transistors 244 ist mit dem Knoten punkt 218 verbunden. Die Transistoren 237, 240, 242 und 244 bilden von der Funktion her die zweite Verstärkerstufe und stellen eine allgemeine Umdreh-Ausgangsstufe dar. Die Transistoren 240 und 242 wirken lediglich als Strom-Spiegel, wohingegen die Transistoren 237 und 244 die eigentliche Aus gangsstufe darstellen; bei dieser Struktur handelt es sich um einen zweistufigen Verstärker. Der Ausgangsknotenpunkt 238 ist mit der Gate-Elektrode des Transistors 190 verbunden, welcher den Eingang des Verstärkers bildet.

Im Betrieb wird der Strom ΔI gesteuert durch die Transi storen 232 und 234, welche Rückkopplungs-Funktion haben. Die Transistoren 216 und 226 sind Kaskoden-Bauelemente, wobei der Transistor 236 ein Vorspannungs-Bauelement darstellt. Die Transistoren 216 und 226 gewährleisten ein konstantes Dif ferenz-Paar V_DS bei Betrieb mit großem Gleichtaktsignal am Eingang. Die Shunt-Rückkopplungs-Transistoren 232 und 234 absorbieren im Betrieb die Stromdifferenz am gemeinsamen Quellen-Knotenpunkt 202. Da der Bias-Strom im Transistor 214 infolge der endlichen Ausgangsimpedanz schwankt, wird sich auch die Spannung zwischen Gate- und Source-Elektroden der Rückkopplungs-Transistoren 232 und 234 ändern, um diese Strom schwankung auszugleichen; jedoch wird die Schwankung von V_GS in den Transistoren 232 und 234 um einen Faktor (gm/go) »1 niedriger sein (gm = Transkonduktanz der Shunt-Rückkopplungs- Bauelemente 232 und 234; go = Ausgangs-Konduktanz des Strom quellen-Transistors 214). Als Folge hiervon erfahren die Stromquellen-Bauelemente, die tatsächlich den paarweisen Bias-Eingangsstrom der Transistoren 190 und 200 bestimmen, eine Schwankung von V_DS, welche wesentlich kleiner ist als das übliche Eingangssignal.

In Fig. 14 ist nun der Start-up-Schaltkreis des Puffers von Fig. 13 dargestellt. In Fig. 13 ist der Knotenpunkt 218 ge kennzeichnet mit "B", der Knotenpunkt 220 ist gekennzeichnet mit "A", und der Knotenpunkt 228 ist gekennzeichnet mit "C". Ein P-Kanal-Transistor 246 ist mit seinem Source/Drain-Pfad zwischen den Knotenpunkt 224 und einem Knotenpunkt 248 ge schaltet. Die Gate-Elektrode des Transistors 246 ist an den Verbindungspunkt "C" beim Knotenpunkt 220 angeschlossen. Ein P-Kanal-Transistor 250 ist mit seinem Source/Drain-Pfad zwi schen den Knotenpunkt 224 und den Knotenpunkt 248 geschaltet; dessen Gate-Elektrode ist mit dem Verbindungspunkt "B" beim Knotenpunkt 218 verbunden. Ein P-Kanal-Transistor 252 ist mit seinem Source/Drain-Pfad zwischen den Knotenpunkt 124 und den Verbindungspunkt "A" beim Knotenpunkt 228 geschaltet; dessen Gate-Elektrode ist mit dem Knotenpunkt 248 verbunden. Ein Transistor 254 ist mit seinem Source/Drain-Pfad zwischen den Knotenpunkt 248 und V_SSA geschaltet; dessen Gate-Elektrode ist an einen Bias-Strom gelegt. Der Schaltkreis von Fig. 14 gibt auf eine Initialisierung hin einen Start-up-Strom auf den Knotenpunkt "A".

In Fig. 15 ist ein Schaltschema der Ausgangsstufe eines Operationsverstärkers dargestellt, welcher in einem herkömm lichen aktiven Filter für Digital/Analog-Wandler Verwendung findet. Ein N-Kanal-Source-Folgetransistor 258 ist mit seinem Source/Drain-Pfad mit der Spannung V_DDA sowie einem Knoten punkt 160 verbunden. Der Knotenpunkt 260 ist an eine Nieder spannungs-Referenz mit einer Stromquelle 262 angeschlossen. Der Knotenpunkt 260 bildet den Ausgangsanschluß, der über einen Widerstand 264, welcher der Ladewiderstand ist, an Masse liegt. Durch den Widerstand 264 fließt der Strom I_L, und der durch den Transistor 248 fließende Strom ergibt sich als Summe des Drain-Stroms I_D und des Ladestroms I_L.

Bei der herkömmlichen Schaltung gemäß Fig. 15 verursacht der signalabhängige Laststrom I_L eine Schwankung des Stroms im Source-Folgetransistor 258. Dies führt zu einer quadratischer Kennlinie unterworfenen Änderung von V_GS dieses Bauelements, welche sich in eine Verzerrung der V_out/V_in-Übertragungs charakteristik umsetzt. Überdies arbeitet der Standard- Source-Folgetransistor im Klasse-A-Betrieb, was bedeutet, daß die Gleichspannungs-Stromquelle I_D mindestens so groß sein muß wie der maximal erwartete Laststrom.

In Fig. 16 ist ein vereinfachtes Schaltbild der Ausgangs stufe des aktiven RC-Tiefpaßfilters 18 für den DA-Wandler dargestellt. Ein mit N-leitendem Kanal versehener Source- Folgetransistor ist mit seinem Source/Drain-Pfad zwischen einen Knotenpunkt 268 und dem Knotenpunkt 260 geschaltet; dessen Source-Elektrode ist mit dem Knotenpunkt 160 verbun den. Die Gate-Elektrode des Transistors 266 nimmt die Ein gangsspannung der Ausgangsstufe auf. Eine Konstantstrom- Quelle 270 ist zwischen den Knotenpunkt 260 und die Spannung V_SSA geschaltet, und die Konstantstrom-Quelle 272 ist zwi schen den Knotenpunkt 268 und die positive Spannung V_DDA ge schaltet. Der Strom durch die Stromquellen 270 und 272 ist gleich dem Drain-Strom I_D durch den Transistor 266; letzterer wird konstant und unabhängig von dem Laststrom I_L gehalten. Eine veränderliche Stromquelle 274 ist zwischen V_DDA und den Knotenpunkt 260 geschaltet, und eine veränderliche Strom quelle 276 ist auch zwischen den Knotenpunkt 260 und die Span nung V_SSA geschaltet. Die Stromquelle 274 liefert Strom an den Lastwiderstand 264 für Schwingungen am Knotenpunkt 260 im Hochspannungsbereich, und die Stromquelle 276 wirkt als Senke für den Strom vom Ladewiderstand 264 für negative Signal schwingungen im Niederspannungsbereich. Die Stromquellen 274 und 276 werden durch einen Rückkopplungs-Schaltkreis 278 ge steuert, welcher eine durch die Spannung am Knotenpunkt 268 gesteuerte Klasse-AB-Rückkopplung erzeugt. Auf diese Weise wird Laststrom durch die Stromquellen 274 und 276 bereitge stellt, wobei die Stromquellen 274 und 276 im Betrieb mehr Laststrom I_L abgeben bzw. aufnehmen als die Bias-Ströme im Betrieb.

Während des Betrieb wird der Source-Folgetransistor 266 mit konstantem Strom betrieben. Der Drain-Strom wird von der Stromquelle 272 dazu gezwungen, lastunabhängig zu sein. Da der Drain-Strom des N-Kanal-Transistors 266 konstant ist, ist die Gate/Source-Spannung lastunabhängig, und eine verzerrungs freie Spannung wird an die Lastwiderstände 264 abgegeben. Der von den Lastwiderständen 264 bezogene Strom I_L wird von den Stromquellen 274 und 276 geliefert. Von dem AB-Rückkopplungs netzwerk 278, das durch die Spannung am Knotenpunkt 178 ge steuert wird, wird somit ein Klasse-AB-Betrieb ausgeführt.

In Fig. 17 ist ein mehr ins Detail gehendes Schaltschema der Ausgangsstufe gemäß Fig. 16 dargestellt. Die Stromquelle 272 ist mittels eines P-Kanal-Transistors 280 realisiert, dessen Source/Drain-Pfad zwischen den Knotenpunkt V_DDA und den Kno tenpunkt 268 geschaltet ist. In gleicher Weise ist die Strom quelle 270 mittels eines N-Kanal-Transistors 282 realisiert, dessen Source/Drain-Pfad zwischen den Knotenpunkt 260 und die Spannung V_SSA geschaltet ist. Die Gate-Elektroden der Transi storen 280 und 282 sind jeweils separat an Vorspannungen Bias gelegt.

Die Stromquelle 274 ist mittels eines P-Kanal-Transistors 284 realisiert, dessen Source-Drain-Pfad zwischen den Knotenpunkt V_DDA und den Knotenpunkt 260 geschaltet ist; die Gate-Elek trode des Transistors 284 ist mit dem Knotenpunkt 268 verbun den. Die Stromquelle 276 ist mittels eines N-Kanal-Transi stors 286 realisiert, dessen Source/Drain-Pfad zwischen den Knotenpunkt 260 und die Spannung V_SSA geschaltet ist. Der Transistor 286 wird durch eine Stromspiegelungs-Funktion gesteuert.

Das Rückkopplungs-Netzwerk ist gebildet durch einen P-Kanal- Transistor 288, der mit seinem Source/Drain-Pfad zwischen den Emitter eines bipolaren NPN-Transistors 290 und die Drain- Elektrode eines N-Kanal-Transistors 292 geschaltet ist. Der Transistor 292 hat seine Gate-Elektrode und seine Drain- Elektrode miteinander verbunden, und die Gate-Elektrode des Transistors 286 sowie seine Source-Elektrode sind mit V_SSA verbunden, um die andere Seite des Stromspiegels darzustel len. Die Gate-Elektrode des Transistors 288 ist an ein ex ternes AB-Bias-Signal geschaltet. Die Basis des Transi stors 290 ist mit dem Knotenpunkt 268 verbunden, und an des sen Kollektor liegt V_DDA an.

Im Betrieb arbeiten der Transistor 288 und der Bipolar-Transi stor 290 im Klasse-AB-Betrieb, wobei der Transistor 290 eine Niederimpedanz-Steuerung der Source-Elektrode des Transi stors 288 ausführt. Der Bipolar-Transistor wird hier anstelle eines N-Kanal-Transistors verwendet wegen der größeren Trans konduktanz, wobei keine back-gate-Probleme auftreten. Der Bias-Strom in den Transistoren 284 und 286 wird gesteuert durch das AB-Bias-Signal, das die Gate-Vorspannung für den Transistor 288 liefert. Die Signalverarbeitung basiert auf der Rückkopplungs-Steuerung des Gate-Potentials am Transi stor 284 durch die Spannung am Knotenpunkt 268. Sobald das Gate-Potential am Transistor 284 absinkt, wächst der Strom durch den Transistor 284 an und versorgt den Lastwider stand 264 mit Strom. Gleichzeitig sinkt die Spannung V_GS des Transistors 288, welche den Strom in den gespiegelten Transi storen 286 und 292 herabsetzt. Wenn nun das Gate-Potential des Transistors 284 am Knotenpunkt 268 steigt, vermindert sich der Strom im Transistor 284, während der Strom durch den Transistor 288 und die gespiegelten Transistoren 286 und 292 steigen, damit der Laststrom abfällt. Dabei ist zu beachten, daß Klasse-AB-Betrieb herrscht, da die Transistoren 284 und 286 mehr Laststrom I_L abgeben bzw. aufnehmen können als deren Arbeits-Bias-Strom.

Fig. 18 enthält das Schaltschema einer ersten Ausführung des Schaltkreises zur Erzeugung des AB-Bias-Signals. Ein P-Kanal- Transistor 294 ist mit seinem Source/Drain-Pfad zwischen den Knotenpunkt V_DDA und eine Seite einer Stromquelle 296 ge schaltet. Die andere Seite der Stromquelle 296 ist mit dem Knotenpunkt V_SSA verbunden, wobei durch die Stromquelle 296 ein Strom I_B fließt. Ein bipolarer Transistor 298 ist mit sei nem Kollektor mit V_DDA verbunden, während sein Emitter mit der Source-Elektrode eines P-Kanal-Transistors verbunden ist. Die Basis des Transistors 298 ist mit der Gate-Elektrode und der Drain-Elektrode des Transistors 294 verbunden. Die Gate- Elektrode und die Drain-Elektrode des Transistors 300 sind miteinander und mit der einen Seite einer Stromquelle 302 verbunden, deren andere Seite mit dem Knotenpunkt, an welchem V_SSA anliegt, verbunden ist. Die Stromquelle 302 bringt den Strom I_B auf. Der in Fig. 18 dargestellte Schaltkreis er zeugt einen Leerlaufstrom im Signalpfad der Transistoren 284 und 286, welcher proportional dem Storm I_B ist, wobei folgen de Beziehung gilt:

In Fig. 19 ist eine alternative Ausführung des Bias-Schalt kreises zur Erzeugung des AB-Bias dargestellt. Ein P-Kanal- Transistor 304 ist mit seinem Source/Drain-Pfad zwischen den Knoten, an dem V_DDA anliegt, und einen Knotenpunkt 306 ge schaltet. Der Knotenpunkt 306 ist über den Source-Drain-Pfad eines N-Kanal-Transistors 308 mit dem Knotenpunkt, an dem V_SSA anliegt, verbunden. Die Gate-Elektrode des Transi stors 308 ist in einer Stromspiegelungs-Konfiguration mit der Gate-Elektrode und der Drain-Elektrode eines N-Kanal-Transi stors 310 verbunden, dessen Source-Elektrode mit dem Knoten punkt, an dem V_SSA anliegt, verbunden ist. Die Drain-Elek trode des Transistors 310 ist mit der Drain-Elektrode eines P-Kanal-Transistors 312 verbunden, dessen Source-Elektrode mit dem Emitter eines bipolaren Transistors 314 verbunden ist, dessen Basis mit der Gate-Elektrode des Transistors 304 in Verbindung steht. Der Kollektor des Transistors 314 ist an V_DDA angeschlossen. Die Gate-Elektrode des Transistors 312 ist mit dem Ausgang eines Operationsverstärkers 316 verbun den. Der negative Eingang des Verstärkers 316 ist mit dem Knotenpunkt 306 verbunden; dessen positiver Eingang liegt an Masse. Ein P-Kanal-Transistor 318 ist mit seinem Source- Drain-Pfad zwischen den Knoten, an dem V_DDA anliegt, und einem Knotenpunkt 320 geschaltet. Die Gate-Elektrode des Transistors 318 ist mit dem Ausgang eines Operationsver stärkers 322 verbunden, dessen positiver Eingang mit dem Knotenpunkt 320 und dessen negativer Eingang mit Masse ver bunden ist. Der Knotenpunkt 320 ist über eine Stromquel le 324, durch welche ein Strom I_B fließt, mit einer Spannung V_SSA verbunden. Bei diesem Schaltkreis werden alle ins Ver hältnis gesetzten Bias-Ströme in Bauelementen eingerichtet, welche mit den gleichen Spannungen V_GS und V_DS wie die ent sprechenden Bauelemente im Signalpfad arbeiten.

Zusammengefaßt wird hier ein geschaltete Kondensatoren ent haltendes Filter hoher Ordnung vorgeschlagen, das mit einer digitalen 1-Bit-Datenkette rauscharm betrieben werden kann. In dem Filter mit geschalteten Kondensatoren kommt ein inte grierter 1-Bit-DA-Wandler an dessen Eingang zum Einsatz. Der Ausgang der Ausgangs stufe hoher Ordnung in dem Filter wird an den Eingang über einen Block von geschalteten Kondensatoren rückgekoppelt, um der ersten Stufe das Herabsetzen des Rau schens in der Ausgangsstufe zu ermöglichen. Dies führt zu einer Rauschunterdrückung insgesamt für das ganze, geschalte te Kondensatoren enthaltende Filter hoher Ordnung.

Claims

1. Digital/Analog-Wandler, mit

- einem Digitalteil zum Empfangen eines digitalen n-Bit-Worts und Umwandeln dieses digitalen n-bit-Worts in einen digitalen m-Bit-Datenstrom, der wertmäßig dem digitalen n-Bit-Wort ent spricht;
- einem m-Bit-Digital/Analog-Wandler, der den digitalen m-Bit- Datenstrom aufnimmt und in einen Analogwert umwandelt; und
- einem Analogteil, der das Ausgangssignal des m-Bit-Digi tal/Analog-Wandlers aufnimmt und filtert; dadurch gekennzeichnet, daß
- der Analogteil ein mit geschalteten Kondensatoren aufgebautes Filter (12) mit mehr als zwei Integrierstufen enthält; und
- das Ausgangssignal wenigstens einer nachfolgenden Stufe ab der Ordnung Zwei zu dem Ausgangssignal der ersten Integrier stufe hinzuaddiert wird.

2. Digital/Analog-Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß sein Digitalteil einen digitalen Delta- Sigma-Modulator (10) enthält, der den digitalen m-Bit-Daten strom, der eine dem Digitalwort proportionale Einer-Dichte hat, ausgibt.

3. Digital/Analog-Wandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch ge kennzeichnet, daß m gleich Eins ist.

4. Digital/Analog-Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 3, da durch gekennzeichnet, daß der m-bit-Digi tal/Analog-Wandler (40) Bestandteil der Eingangsstufe des Filters (12) mit geschalteten Kondensatoren ist.

5. Digital/Analog-Wandler nach Anspruch 4, dadurch ge kennzeichnet, daß der m-Bit-Digital/Analog-Wand ler (40) zwei geschaltete Kondensatoren (86, 102) enthält, wobei m gleich Eins ist.

6. Digital/Analog-Wandler nach Anspruch 5, dadurch gekenn zeichnet, daß die beiden geschalteten Kondensatoren (86, 102) von einer einzigen Referenzspannung aus arbeiten, wobei der eine der geschalteten Kondensatoren (86, 102) wäh rend des einen Logikzustands des 1-Bit-Datenmusters geschal tet ist und der andere der geschalteten Kondensatoren (86, 102) während des anderen Logikzustands des 1-Bit-Datenmusters geschaltet ist, und wobei die von der einzigen Referenzspan nung abgegebene Ladung im wesentlichen unabhängig von dem 1- Bit-Datenmuster am Eingang ist.

7. Digital/Analog-Wandler nach Anspruch 6, dadurch gekenn zeichnet, daß der eine der beiden geschalteten Kon densatoren (86, 102), der nicht benutzt wird, seine Ladung abgibt und ein Spannungsniveau annimmt, das im wesentlichen gleich dem Spannungsniveau ist, welches vorliegen würde, wenn er während eines Umwandlungszyklus in Gebrauch wäre.

8. Digital/Analog-Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 7, da durch gekennzeichnet, daß das Filter (12) mit geschalteten Kondensatoren vier Integrierstufen (24, 30, 34, 38) umfaßt, wobei der Ausgang der vierten Integierstufe (38) dem Eingang der ersten Stufe (24) aufsummiert wird, so daß die erste Stufe (24) das von der vierten Integrierstufe (38) abgegebene Rauschen reduziert.

9. Digital/Analog-Wandler nach Anspruch 8, dadurch gekenn zeichnet, daß der Ausgang der vierten Integrierstufe (38) zusammen mit jeder der nachfolgenden Stufen zu der Ein gangsstufe (24) hinzuaddiert wird.

10. Digital/Analog-Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 9, da durch gekennzeichnet, daß das Filter (12) mit geschalteten Kondensatoren ein Tiefpaßfilter ist.

11. Digital/Analog-Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 10, da durch gekennzeichnet, daß das Filter (12) mit geschalteten Kondensatoren ein Butterworth-Filter vierter Ordnung ist.