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QUERVERWEIS AUF VERWANDTE ANMELDUNGEN
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Diese Patentanmeldung beansprucht die Priorität der
koreanischen Patentanmeldungen Nr. 10-2010-0011549 , eingereicht am 8. Februar 2010, und 10-2010-0098106, eingereicht am 8. Oktober 2010, deren Inhalte hiermit durch Bezugnahme vollständig mit aufgenommen sind.
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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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Die hier offenbarte vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen drahtlosen Kommunikationsempfänger und insbesondere auf einen unterabtastungsbasierten Empfänger, der einen frequenzselektiven Rauschunterdrücker verwendet.
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Ein digitaler Empfänger besitzt die Vorteile, verschiedene Beschränkungen etwa hinsichtlich des Leistungsverbrauchs, einer belegten Fläche eines Chips und der Marktgängigkeit zu beseitigen, er besitzt aber Nachteile bei der Realisierung eines tatsächlichen Empfängers. Zum Beispiel ist der digitale Empfänger hinsichtlich eines Unterabtastungsverfahrens, eines Rauschentfernungsschemas, der Integration eines Empfängers oder der Realisierung eines Analog-Digital-Umsetzers in dem digitalen Empfänger immer noch unzureichend und muss somit werter verbessert werden.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Die vorliegende Erfindung schafft einen frequenzselektiven Rauschunterdrücker, der die Leistung eines Empfängers vom digitalen Typ weiter verbessert.
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Außerdem schafft die vorliegende Erfindung einen Empfänger vom digitalen Typ mit maximierter oder verbesserter Rauschentfernungsleistung.
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Außerdem schafft die vorliegende Erfindung einen Empfänger vom digitalen Typ mit einem Unterabtastungsverfahren mit hoher Rauschentfernungsleistung.
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Außerdem schafft die vorliegende Erfindung einen Empfänger vom digitalen Typ, der digitale Rauschsignale, die an ein gewünschtes Signal angrenzen, entfernt.
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Außerdem schafft die vorliegende Erfindung einen Empfänger vom digitalen Typ, der hauptsächlich mit einem Entwurf eines digitalen Gebiets, nicht mit einem Entwurf eines analogen Gebiets, kompakt hergestellt ist.
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Außerdem schafft die vorliegende Erfindung einen drahtlosen Kommunikationsempfänger vom digitalen Typ, der einen ausreichenden Entwurfsspielraum eines Analog-Digital-Umsetzers garantiert.
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Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung schaffen einen frequenzselektiven Rauschunterdrücker zum wirksamen Verringern von überlappendem Rauschen während der Unterabtastung, der enthält: einen frequenzselektiven Eintakt-Gegentakt-Wandler mit einer Bandpassfilterfunktion, der ein empfangenes einzelnes Eingangssignal in ein Differenzsignal in einem gewünschten Signaldurchlassfrequenzband und in ein Gleichtaktsignal in einem unerwünschten Signalfrequenzband umwandelt; und einen Gleichtaktunterdrücker, der in Bezug auf das von dem frequenzselektiven Eintakt-Gegentakt-Wandler ausgegebene Differenzsignal als eine Last mit einer beliebigen Impedanz wirkt und in Bezug auf das Gleichtaktsignal als ein Filter wirkt.
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In einigen Ausführungsformen können die frequenzselektiven Rauschunterdrücker ferner eine Funktion eines Impedanzwandlers, der eine Signalspannungsamplitude einer an ein hinteres Ende des Gleichtaktunterdrückers gelieferten Signalleistung umsetzt, enthalten.
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In anderen Ausführungsformen kann der Gleichtaktunterdrücker unter Verwendung einer passiven Vorrichtung oder eines Differentialverstärkers mit Gleichtaktunterdrückung realisiert sein.
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In anderen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung enthalten Empfänger: einen frequenzselektiven Rauschunterdrücker mit einer Bandpassfilterfunktion, der ein empfangenes einzelnes Eingangssignal in ein Differenzsignal in einem gewünschten Signaldurchlassfrequenzband umsetzt, um es über einen Differentialausgangsanschluss auszugeben, und das empfangene Eingangssignal als ein Gleichtaktsignal in einem unerwünschten Signalfrequenzband ausgibt, um das Gleichtaktsignal des Differentialausgangsanschlusses zu filtern und dadurch überlappendes Rauschen während der Unterabtastung wirksam zu verringern; einen Analog-Digital-Umsetzer, der ein Eingangssignal mit einem Abtasttakt mit einer vorgegebenen Frequenz abtastet, eine Trägerfrequenz des Eingangssignals unterabtastet und eine Bandbreite eines gewünschten Signals überabtastet und dadurch ein über den frequenzselektiven Rauschunterdrücker angelegtes analoges Signal in ein digitales Signal eines DC-Frequenzbands oder in ein digitales Signal eines Zwischenfrequenzbands umsetzt; und einen digitalen Signalprozessor, der das von dem Analog-Digital-Umsetzer ausgegebene digitale Signal in Übereinstimmung mit einer vorgegebenen Empfangsverarbeitungsfunktion verarbeitet.
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In nochmals anderen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung enthalten Empfänger: ein einzelnes Eingangs/Ausgangs-Filter und einen Verstärker mit variablem Verstärkungsfaktor, die ein einzelnes Eingangssignal mit einer verhältnismäßig breiten Eingangssignalamplitude durch Ausführen einer Bandpassfilterung und einer Verstärkung mit variablem Verstärkungsfaktor in einen Signaleingangsamplitudenbereich am hinteren Ende umsetzen; einen frequenzselektiven Rauschunterdrücker mit einer Bandpassfilterfunktion, der das einzelne Eingangssignal in ein Differenzsignal in einem gewünschten Signaldurchlassfrequenzband umsetzt, um es über einen Differentialausgangsanschluss auszugeben, und das einzelne Eingangssignal als ein Gleichtaktsignal in einem unerwünschten Signalfrequenzband ausgibt, um das Gleichtaktsignal des Differenzausgangssignals zu filtern und dadurch überlappendes Rauschen während der Unterabtastung wirksam zu verringern; einen Analog-Digital-Umsetzer, der eine schnelle Eingangseinheit enthält und einen Signaleingangsamplitudenbereich aufweist, der ein gesamtes gewünschtes Signal und etwas daran angrenzendes unerwünschtes Signal verarbeitet, wobei die schnelle Eingangseinheit ein Eingangssignal mit einem Abtasttakt mit einer vorgegebenen Frequenz abtastet, eine Trägerfrequenz des Eingangssignals unterabtastet und eine Bandbreite eines gewünschten Signals überabtastet und dadurch ein analoges Signal, das über den frequenzselektiven Rauschunterdrücker angelegt wird, in ein digitales Signal eines DC-Frequenzbands oder in ein digitales Signal eines Zwischenfrequenzbands umsetzt und ein Signal mit einer höheren Frequenz als der des Abtasttakts abtastet; und einen digitalen Signalprozessor, der durch Verarbeiten des von dem Analog-Digital-Umsetzer ausgegeben digitalen Signals die Funktionen einer Signalfrequenzumsetzung, einer Kanalfilterung und einer Verstärkung mit variablem Verstärkungsfaktor und eine Modulations/Demodulations-Funktion ausführt.
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In nochmals anderen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung enthalten Empfänger: einen frequenzselektiven Rauschunterdrücker mit einer Bandpassfilterfunktion, der ein einzelnes Eingangssignal in ein Differenzsignal in einem gewünschten Signaldurchlassfrequenzband umsetzt, um es über einen Differentialausgangsanschluss auszugeben, und das Signaleingangssignal als ein Gleichtaktsignal in einem unerwünschten Signalfrequenzband ausgibt, um an dem Gleichtaktsignal des Differenzausgangssignals eine Filterung auszuführen und dadurch überlappendes Rauschen während der Unterabtastung wirksam zu verringern; einen Differentialverstärker mit variablem Verstärkungsfaktor, der an einem von dem frequenzselektiven Rauschunterdrücker ausgegebenen Signal eine Bandpassfilterung und eine Verstärkung mit variablem Verstärkungsfaktor ausführt, um es in einen Signaleingangsamplitudenbereich des nächsten Endes umzusetzen; einen Analog-Digital-Umsetzer, der eine schnelle Eingangseinheit enthält und einen Signaleingangsamplitudenbereich aufweist, der ein gesamtes gewünschtes Signal und einige daran angrenzende unerwünschte Signale verarbeitet, wobei die schnelle Eingangseinheit ein Eingangssignal mit einem Abtasttakt mit einer vorgegebenen Frequenz abtastet, eine Trägerfrequenz des Eingangssignals unterabtastet und eine Bandbreite eines gewünschten Signals überabtastet und dadurch ein analoges Signal, das über den Differentialverstärker mit variablem Verstärkungsfaktor angelegt wird, in ein digitales Signal eines DC-Frequenzbands oder in ein digitales Signal eines Zwischenfrequenzbands umsetzt und ein Signal mit einer höheren Frequenz als der des Abtasttakts abtastet; und einen digitalen Signalprozessor, der durch Verarbeiten des von dem Analog-Digital-Umsetzer ausgegeben digitalen Signals die Funktionen einer Signalfrequenzumsetzung, einer Kanalfilterung und einer Verstärkung mit variablem Verstärkungsfaktor und eine Modulations/Demodulations-Funktion ausführt.
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In wiederum anderen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung enthalten Empfänger: einen frequenzselektiven Rauschunterdrücker mit einer Bandpassfilterfunktion, der ein empfangenes einzelnes Eingangssignal in ein Differenzsignal in einem gewünschten Signaldurchlassfrequenzband umsetzt, um es über einen Differentialausgangsanschluss auszugeben, und das empfangene Signaleingangssignal als ein Gleichtaktsignal in einem unerwünschten Signalfrequenzband ausgibt; einen Analog-Digital-Umsetzer mit einem Signaleingangsamplitudenbereich, der ein gesamtes gewünschtes Signal und einige daran angrenzende unerwünschte Signale verarbeitet und einen Gleichtaktunterdrücker-Differentialverstärker und eine schnelle Eingangseinheit enthält, wobei der Gleichtaktunterdrücker-Differentialverstärker an dem Gleichtaktsignal des Differentialausgangsanschlusses eine Filterung ausführt, um überlappendes Rauschen während der Unterabtastung zu verringern und eine Ausgabe des Differentialausgangsanschlusses mit einem Teil einer Bandfilterfunktion mit einem variablen Verstärkungsfaktor zu verstärken, um sie in einen Signaleingangsamplitudenbereich des nächsten Endes umzusetzen, wobei die schnelle Eingangseinheit ein Eingangssignal mit einem Abtasttakt mit einer vorgegebenen Frequenz abtastet, eine Trägerfrequenz des Eingangssignals unterabtastet und eine Bandbreite eines gewünschten Signals überabtastet und dadurch ein über einen Gleichtaktunterdrücker-Differentialverstärker angelegtes analoges Signal in ein digitales Signal eines DC-Frequenzbands oder in ein digitales Signal eines Zwischenfrequenzbands umsetzt und ein Signal mit einer höheren Frequenz als der des Abtasttakts abtastet; und einen digitalen Signalprozessor, der durch Verarbeiten des von dem Analog-Digital-Umsetzer ausgegebenen digitalen Signals die Funktionen einer Signalfrequenzumsetzung, einer Kanalfilterung und einer Verstärkung mit variablem Verstärkungsfaktor und eine Modulations/Demodulations-Funktion ausführt.
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In einigen Ausführungsformen kann der Verstärker mit variablem Verstärkungsfaktor ferner eine Störsignalverringerungs- oder Bandpassfilterfunktion enthalten.
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In anderen Ausführungsformen kann der Analog-Digital-Umsetzer eine schnelle Eingangseinheit zum Abtasten eines Signals mit einer höheren Frequenz als der des Abtasttakts enthalten.
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In nochmals anderen Ausführungsformen kann der frequenzselektive Rauschunterdrücker ferner eine Funktion eines Impedanzwandlers zum Umsetzen einer Signalspannungsamplitude einer an den Analog-Digital-Umsetzer gelieferten Signalleistung enthalten.
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In abermals anderen Ausführungsformen kann das Gleichtaktsignal durch eine Schaltung in Form eines Differentialverstärkers, mit der der Analog-Digital-Umsetzer ausgerüstet ist, entfernt werden.
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In wiederum anderen Ausführungsformen kann der Analog-Digital-Umsetzer aus einem oder aus mehreren parallelen Analog-Digital-Umsetzern bestehen, wobei im Fall der mehreren parallelen Analog-Digital-Umsetzer jeder Analog-Digital-Umsetzer einen Signalkanal mit einem breiten Band in mehrere Untersignalkanäle klassifiziert und ein Signal verarbeitet, sodass der digitale Signalprozessor in einem digitalen Teil eine digitale Filterung und eine digitale Datenrekombination ausführt und der Analog-Digital-Umsetzer wenigstens ein Abtasttaktsignal empfängt.
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In weiteren Ausführungsformen kann der Analog-Digital-Umsetzer einen I-Weg-Unterabtastungs-Analog-Digital-Umsetzer und einen Q-Weg-Unterabtastungs-Analog-Digital-Umsetzer enthalten, wobei jeder von ihnen ein analoges Eingangssignal in Reaktion auf ein erstes Taktsignal und auf ein zweites Taktsignal mit einer orthogonalen Relation in ein I-Signal und in ein Q-Signal mit einer orthogonalen Relation umsetzt, sodass das I-Signal und das Q-Signal durch ein Taktsignal mit derselben Phase in einem digitalen Block synchronisiert werden.
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In nochmals werteren Ausführungsformen kann, wenn der Analog-Digital-Umsetzer einen I-Weg-Unterabtastungs-Analog-Digital-Umsetzer und einen Q-Weg-Unterabtastungs-Analog-Digital-Umsetzer enthält, jeder von ihnen einen oder mehrere parallele Analog-Digital-Umsetzer enthalten; wobei im Fall mehrerer paralleler Analog-Digital-Umsetzer jeder Analog-Digital-Umsetzer einen Signalkanal eines breiten Bands in mehrere Untersignalkanäle klassifiziert und ein Signal verarbeitet, sodass der digitale Signalprozessor in einem digitalen Teil eine digitale Filterung und digitale Datenrekombinationen ausführt und der Analog-Digital-Umsetzer wenigstens ein Abtasttaktsignal empfängt.
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In nochmals weiteren Ausführungsformen kann der Analog-Digital-Umsetzer einen breiten Signaleingangsamplitudenbereich aufweisen, der ein gesamtes gewünschtes Signal und einige daran angrenzende unerwünschte Signale verarbeitet.
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In wiederum weiteren Ausführungsformen kann der digitale Signalprozessor die Funktionen einer Signalfrequenzumsetzung, einer Kanalfilterung und einer Verstärkung mit variablem Verstärkungsfaktor und eine Modulations/Demodulations-Funktion ausführen.
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In wiederum weiteren Ausführungsformen kann ein Eingangssignalamplitudenbereich des Analog-Digital-Umsetzers in Übereinstimmung mit der Änderung einer Skalenendwertspannung des Analog-Digital-Umsetzers eingestellt werden.
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KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Die beigefügten Zeichnungen sind enthalten, um ein besseres Verständnis der vorliegenden Erfindung zu schaffen, wobei sie in diese Beschreibung integriert sind und einen Bestandteil von ihr bilden. Die Zeichnungen veranschaulichen beispielhafte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung und dienen gemeinsam mit der Beschreibung zur Erläuterung von Prinzipien der vorliegenden Erfindung. In den Zeichnungen sind:
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1 eine Ansicht, die Vorrichtungsblöcke eines typischen drahtlosen Kommunikationsempfängers darstellt;
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2 eine Ansicht, die Beschränkungen während der Unterabtastung aus 1 darstellt;
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3 eine Ansicht, die einen Blockschaltplan und einen Signalverarbeitungsbetrieb eines FSNC in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
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4 eine Ansicht, die Ausgangsphaseneigenschaften des FSSD in 3 darstellt;
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5 ein Blockschaltplan eines unterabtastungsbasierten Empfängers, der den FSNC aus 3, angenommen an einem mittleren Ende, enthält.
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6 ein Vorrichtungsblockschaltplan eines unterabtastungsbasierten Empfängers, der den FSNC aus 3 annimmt, in seinem Anfangszustand in Übereinstimmung mit einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
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7 ein Vorrichtungsblockschaltplan eines unterabtastungsbasierten Empfängers, der den FSNC aus 3 annimmt, und eines variablen Verstärkers gemeinsam in Übereinstimmung mit einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
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8 ist ein Vorrichtungsblockschaltplan eines unterabtastungsbasierten Empfängers, der den FSNC aus 3 annimmt, in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
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9 ist eine Ansicht, die ein Unterabtastungsverfahren darstellt, das beispielhaft in der vorliegenden Erfindung verwendet wird;
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10 ist eine Ansicht, die einen beispielhaften Empfängerspezifikationsentwurf in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
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11 ist eine Ansicht, die das Ergebnis einer Leistungsmessung eines mit einem integrierten Delta-Sigma-ADC hergestellten Empfängers in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt; und
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12 und 13 sind Ansichten, die die Rauschunterdrückung und ein Abtastverfahren eines ADC in einer unterabtastungsbasierten Struktur in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellen.
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AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG BEVORZUGTER AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Im Folgenden werden anhand der beigefügten Zeichnung bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung ausführlich beschrieben. Allerdings kann die vorliegende Erfindung in verschiedenen Formen verkörpert werden und sollte nicht als auf die hier dargelegten Ausführungsformen beschränkt verstanden werden. Vielmehr werden diese Ausführungsformen gegeben, damit diese Offenbarung gründlich und vollständig ist und den Umfang der vorliegenden Erfindung dem Fachmann auf dem Gebiet vollständig übermittelt.
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Selbstverständlich können Vorrichtungen oder Leitungen, die als mit einem Zielvorrichtungsblock verbunden bezeichnet sind, direkt mit dem Zielvorrichtungsblock verbunden sein oder außerdem dazwischenliegende weitere Vorrichtungen oder Leitungen vorhanden sein.
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Außerdem beziehen sich gleiche Bezugszeichen überall auf gleiche Elemente. In einigen Zeichnungen ist die Verbindungsbeziehung zwischen Vorrichtungen und Leitungen lediglich zur effektiven Beschreibung des technischen Inhalts gezeigt und können ferner weitere Vorrichtungen oder Funktionsblöcke enthalten sein.
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Es wird angemerkt, dass jede hier beschriebene Ausführungsform ihre komplementäre Ausführungsform enthalten kann und dass typische Operationen und Funktionen eines drahtlosen Kommunikationsempfängers wegelassen sind, um die Ideen der vorliegenden Erfindung nicht zu verdecken.
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Zunächst sind nur, um ein umfassenderes Verständnis der vorliegenden Erfindung zu schaffen, anhand von 1 und 2 aufeinanderfolgend Beschränkungen dargestellt, die ein typischer Empfänger vom analogen Typ und ein Unterabtastungsverfahren besitzen.
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1 ist eine Ansicht, die Vorrichtungsblöcke eines typischen drahtlosen Kommunikationsempfängers darstellt. Der Empfänger aus 1 ist ein Beispiel eines Empfängers, der unter den Signalumsetzungsverfahren ein Direktumsetzungsverfahren verwendet.
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Anhand von 1 wird ein Hochfrequenz-HF-Signal, das über eine Antenne empfangen wird, an ein Filter 2 angelegt und bandgefiltert und daraufhin in einen rauscharmen Verstärker (LNA) 4 eingegeben. Wenn ein durch den LNA 4 verstärktes Signal über einen Knoten N01 an einen I-Mischer 6 und an einen Q-Mischer angelegt wird, setzt der I-Mischer 6 das Signal in Übereinstimmung mit einem Referenzoszillationssignal LO, das durch einen Phasenschieber 10 phasenverschoben wird und daraufhin angelegt wird, in ein I-Kanal-Signal eines niedrigeren Frequenzbands um und stellt das umgesetzte I-Kanal-Signal für ein entsprechendes Tiefpassfilter 14 bereit. Darüber hinaus setzt der Q-Mischer 8 das Signal in Übereinstimmung mit dem Referenzoszillationssignal LO in ein Q-Kanal-Signal eines Niederfrequenzbands um und stellt das Q-Kanal-Signal für ein entsprechendes Tiefpassfilter 15 bereit. Die Tiefpassfilter 14 und 15 filtern die jeweils empfangenen Kanalsignale I und Q und stellen sie jeweils für entsprechende Verstärker 16 und 17 mit variablem Verstärkungsfaktor bereit. Die Verstärker 16 und 17 mit variablem Verstärkungsfaktor verstärken die Kanalsignale, um zu ermöglichen, dass ein Analog-Digital-Umsetzer (ADC) am hinteren Ende ein Signal mit einer vorgegeben Amplitude (Größe) empfängt. Die ADCs 18 und 19 setzen die einzelnen empfangenen Kanalsignale jeweils in digitale Signale um und stellen sie für ein digitales Modem 20 bereit. Das digitale Modem 20 kann durch Empfangen und Verarbeiten der digitalen Signale eine Kommunikationsfunktion ausführen.
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In dem Empfänger aus 1 ist es schwierig ein Filter zu realisieren, das nur ein gewünschtes Signal in einem hohen HF-Frequenzband auskoppelt, sodass ein Signal, das in einem Band mit einer niedrigen Frequenz liegt, durch einen Mischer gefiltert wird. Das heißt, in dem Empfänger vom analogen Typ aus 1 wird ein Schema angenommen, das ein gewünschtes Signal in einem Niederfrequenzband unter Verwendung eines analogen Filters wie etwa eines Tiefpassfilters erhält. Jeweils für das Verständnis, repräsentiert das mit dem Pfeilsymbol AR1 aus 1 gezeigte Bezugszeichen 10a ein analoges Hochfrequenzsignal und repräsentiert das mit dem Pfeilsymbol AR2 gezeigte Bezugszeichen 20a eine analoges Niederfrequenzsignal der Tiefpassfilterung. Eine Frequenzumsetzung von einem Hochfrequenzband zu einem Niederfrequenzband in Bezug auf ein Signal verringert eine Betriebsfrequenz eines ADC, der ein analoges Signal in ein digitales Signal umsetzt, sodass die Verwendung eines ADC mit niedriger Geschwindigkeit möglich ist. Der am vorderen Ende des ADC angenommene Verstärker mit variablem Verstärkungsfaktor dient zur Anpassung einer Größe des an den ADC angelegten Signals für eine beliebige Referenzgröße, sodass ein Dynamikbereich des ADC verhältnismäßig klein ausgelegt ist.
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Da ein analoges Filter am hinteren Ende des Mischers auf der Grundlage einer analogen Entwurfstechnik erhalten wird, ist es verhältnismäßig schwierig, eine Bandbreite oder eine Form eines Filters zu ändern. Dementsprechend kann unter Verwendung eines Analogfilters ein Signal für jeden Kanal gefiltert werden. Dafür unterhält ein typischer Empfänger eine Mittenfrequenz eines Signals, das unter Verwendung eines Frequenzsynthesizers in ein Niederfrequenzband umgesetzt wird, damit es gleichförmig ist. Der Frequenzsynthesizer erzeugt das Referenzoszillationssignal 10, das einem analogen Mischer zugeführt wird. Das Referenzoszillationssignal wird hier allgemein in einem Lokaloszillator (10) in einem Phasenregelkreis (PLL) erzeugt.
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Da im Fall des Empfängers vom analogen Typ eine Aufgabe zum Entfernen eines unerwünschten Störsignals, d. h. Rauschens, erforderlich ist, bis ein empfangenes analoges Signal in ein digitales Signal umgesetzt worden ist, ist offensichtlich, dass ein Frequenzsynthesizer, ein Mischer und ein Filter und ein Verstärker mit variablem Verstärkungsfaktor notwendig sind. Da Konfigurationsvorrichtungen des Empfängers auf der Grundlage eines Entwurfs eines analogen Typs erhalten werden, dauert es lange, ihn zu entwerfen, und ist jedes Mal, wenn Prozesse aktualisiert werden, ein Neuentwurf erforderlich.
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Falls ein Sender-Empfänger entwickelt wird, der ein Signal für den Mehrbandbetrieb verarbeitet und der auf verschiedenen Anwendungsgebieten anwendbar ist, hat ein Entwurf von analogen Typ Beschränkungen hinsichtlich des Leistungsverbrauchs, einer Belegungsfläche eines Chips und der schnellen Marktanwendbarkeit.
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Im Vergleich dazu kann der digitale Entwurfstyp einen wesentlichen Teil der Beschränkungen, die der analoge Entwurfstyp aufweist, beseitigen, wobei es aber schwierig ist, ihn tatsächlich zu realisieren. Insbesondere im Fall eines digitalen Empfängers, der ein Signal eines Hochfrequenzbands direkt abtastet, um ein digitales Signal zu verarbeiten, ist es schwierig, einen ADC zu realisieren. Das heißt, es muss ein ADC, der in einem beachtlich hohen Frequenzband arbeitet und gleichzeitig eine hohe Bitauflösung besitzt, eingebaut werden, wobei es aber sehr schwierig ist, ihn über eine gegenwärtige Technik zu realisieren.
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Das heißt, da eine Abtastfrequenz eines ADC wenigstens das Doppelte der eines Trägersignals sein muss, um ein Signal zu erhalten, das dem Nyquist-Theorem genügt, ist ein ADC mit 4-GHz-Abtastung erforderlich, um ein Signal eines 2-GHz-Bands zu verarbeiten. Darüber hinaus muss ein Dynamikbereich eines ADC groß sein, um eine Betriebsgeschwindigkeit und eine breite Eingangssignalamplitude zu erhalten. Darüber hinaus empfängt ein Digitalprozessor am hinteren Ende, da eine schnelle Verarbeitungsoperation drastisch erhöht ist, viele Lasten und einen hohen Leistungsverbrauch, da die Datenausgabegeschwindigkeit des ADC signifikant hoch ist, selbst wenn der ADC realisiert wird.
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Dementsprechend ist ein vorderes Ende des ADC im Fall eines typischen Empfängers vom digitalen Typ mit einer analogen Schaltungsvorrichtung wie etwa einem Mischer zum Absenken eines Frequenzbands eines Signals, mit einem Filter zum Entfernen von Rauschen und mit einem Verstärker (VGA) mit variablem Verstärkungsfaktor zum Einstellen eines Verstärkungsfaktors eines Signals zum Erhalten einer vorgegebenen Größe eines Signals ausgestattet. Wegen der Analogsignalverarbeitung unter Verwendung der obigen analogen Schaltungsvorrichtung werden Entwurf und Realisierung eines ADC leichter ausgeführt.
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Ein Verfahren zum Entwerten eines Empfängers zur Vermeidung von Beschränkungen der tatsächlichen Realisierung eines Empfängers vom digitalen Typ ist ein Signalverarbeitungsentwurfsverfahren mit diskreter Zeit, das in Zwischenoperationen eines analogen Entwurfsverfahrens und eines volldigitalen Entwurfsverfahrens klassifiziert werden kann. Im Fall eines Empfängers, der auf der Verarbeitung eines diskreten Zeitsignals beruht, wird ein verstärktes Signal von der Filterung durch einen Prozessor für diskrete Signale verarbeitet, sodass sein Entwurf einfach ist. Außerdem tendieren die Betriebseigenschaften interner Konfigurationsblöcke, die die Verarbeitung diskreter Zeitsignale ausführen, dazu, im Vergleich zu einem analogen Entwurfsverfahren wesentlich von einer Taktfrequenz abzuhängen.
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Da diese frequenzabhängigen Betriebseigenschaften in einem Empfänger im Vergleich zu einem analogen Entwurfsverfahren konzeptionell leicht zu entwerfen sind, ist er hinsichtlich der Markteinführungszeit vorteilhaft. Obgleich die Signale in einem diskreten Zeitbereich verarbeitet werden, ist das Wesen des Signals aber immer noch ein analoges Signal. Dementsprechend ist es schwierig, einen ausreichenden Vorteil zu erhalten, der bei der Realisierung eines volldigitalen Empfängers erhalten wird.
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2 ist eine Ansicht, die Beschränkungen während der Unterabtastung aus 1 darstellt.
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Anhand von 2 überlappen sich im Vergleich zu einem typischen Nyquist-Abtastverfahren, wie beim Bezugszeichen 2a gezeigt ist, in Übereinstimmung mit einem Unterabtastungsverfahren wegen Aliasing schließlich alle Signale, die an einem Ort positioniert sind, der dem N-fachen einer Abtastfrequenz fs entspricht, mit abgetasteten Signalen. Somit ist es in diesem einfachen Unterabtastungsverfahren unmöglich, aus einem Endsignal ein gewünschtes Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) zu erhalten. Somit muss selbst in einem typischen Nyquist-Abtastverfahren und -unterabtastverfahren am vorderen Ende eines ADC ein Antialiasing-Filter eingebaut sein.
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Wie oben erwähnt wurde, ist der digitale Empfänger hinsichtlich eines Unterabtastungsverfahrens, eines Rauschentfernungsschemas, der Integration eines Empfängers oder der Realisierung eines ADC in dem digitalen Empfänger immer noch unzureichend und muss weiter verbessert werden.
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Im Folgenden sind nur zur Hilfe beim umfassenden Verständnis der vorliegenden Erfindung bevorzugte Ausführungsformen zur Lösung der Aufgaben der vorliegenden Erfindung beschrieben.
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Zunächst ist 3 eine Ansicht, die einen Blockschaltplan und einen Signalverarbeitungsbetrieb eines FSNC in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
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Anhand von 3 enthält ein frequenzselektiver Rauschunterdrücker (FSNC) einen frequenzselektiven Eintakt-Gegentakt-Wandler (FSSD) 32 und einen Gleichtaktunterdrücker 34, um überlappendes Rauschen während der Unterabtastung wirksam zu verringern.
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Der FSSD 32 besitzt eine Funktion eines Bandpassfilters, wobei ein empfangenes einzelnes Eingangssignal in ein Differenzsignal in einem Signaldurchlassfrequenzband umgesetzt wird und in ein Gleichtaktsignal in einem Frequenzband unerwünschter Signale umgesetzt wird.
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Konzeptionell dient der Gleichtaktunterdrücker (CMR) 34 in Bezug auf das von dem FSSD 32 ausgegebene Differenzsignal als Last mit beliebiger Impedanz und dient er in Bezug auf das Gleichtaktsignal als ein Filter. In Übereinstimmung mit einem Konfigurationsfall kann ein Filter, das den CMR 34 bildet, ein Tiefpassfilter, eine Bandpassfilter oder ein Hochpassfilter sein.
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Wenn anhand einer unten in 3 gezeigten Signalfrequenz-Signalform ein Eingangssignal wie die erste Signalform an den FSSD 32 angelegt wird, werden von einem mittleren Knoten, d. h. von einem Ausgangsanschluss des FSSD 32, die zweite und die dritte Signalform ausgegeben. Die zweite Signalform ist hier ein Differenzsignal, das aus einem gewünschten Signalfrequenzband erhalten wird, und die dritte Signalform ist ein Gleichtaktsignal, das aus einem unerwünschten Signalfrequenzband erhalten wird. Der CMR 34 hat dieselbe Filtereigenschaft wie eine Strichlinie DL1 in der dritten Signalform und hat eine Bandpasseigenschaft in Bezug auf das Differenzsignal. Dementsprechend wird in Bezug auf ein Ausgangssignal an dem Ausgangsanschluss des CMR 34 wie die vierte Signalform im Wesentlichen ein gewünschtes Signal erhalten und unerwünschtes Rauschen drastisch verringert.
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Somit wird unerwünschtes Rauschen wegen der Filtereigenschaft der FSSD 32 grundsätzlich verringert und wird unerwünschtes Rauschen wegen eines gemeinsamen Betriebs einer frequenzselektiven Differenzsignalausgangsfunktion des FSSD 32 und des CMR 34 wirksamer verringert.
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Der FSNC 30 eignet sich besser zur Verwendung für einen Empfänger auf der Grundlage der Unterabtastung.
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4 ist eine Ansicht, die Ausgangsphaseneigenschaften des FSNC in 3 darstellt. Der Graph aus 4 ist eine Signalfrequenz-Signalform, die eine Differential-Ausgangsphasendifferenz des hergestellten FSSD 32 misst, wobei eine x-Achse die Frequenz repräsentiert und eine y-Achse eine Phase repräsentiert. Der FSSD 32 kann in einer integrierten Schaltung unter Verwendung einer aktiven Vorrichtung wie etwa eines Transistors oder einer passiven Vorrichtung wie etwa einer Induktionsspule, eines Kondensators oder eines Widerstands hergestellt werden, wobei die gewünschte Leistung in einem sehr schmalen Signalband und in einem hohen Trägerfrequenzband aber kaum zu erwarten ist, da das Q einer integrierten Schaltungsvorrichtung durch parasitäre Komponenten, die durch eine aktive Vorrichtung oder durch eine passive Vorrichtung verursacht werden, niedrig ist. Dementsprechend ist das Leistungsmessergebnis, falls der FSSD 32 unter Verwendung einer Vorrichtung mit einer Bandpassfilterfunktion ohne Verwendung einer integrierten Schaltung hergestellt wird, obgleich es einige nicht ideale Frequenzgebiete gibt, wie in 4A gezeigt ist, zufriedenstellend. Wenn in dem Graphen 4A ein Band eines gewünschten frequenzselektiven Eintakt-Gegentakt-Wandlers etwa 2 GHz ist, gibt es eine Phasendifferenz von etwa 180°, wobei nur eine Gleichtaktsignalausgabe bereitgestellt wird, da es in anderen Frequenzbändern fast keine Ausgangsdifferentialphasendifferenz gibt.
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Da eine Funktion des FSNC 30 Rauschen wirksam entfernt, wenn ein unterabtastungsbasierter Empfänger integriert ist, trägt er zur Verbesserung eines Empfängers bei. Wenn im Fall eines typischen unterabtastungsbasierten Empfängers Taktrauschen oder verschiedenes Rauschen, das in einem ADC auftritt, zu einem rauscharmen Empfänger abfließt und über eine parasitäre Komponente verstärkt wird, kann die Empfangsleistung verschlechtert werden.
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Somit wird als eine Eingabe eines ADC eines unterabtastungsbasierten Betriebs, falls er eine Ausgabe des FSNC 30 bereitstellt, überlappendes Faltungsrauschen in einem gewünschten Signalband stark verringert. Wie in dem Graphen 4A gezeigt ist, wird z. B., wenn ein gewünschtes Signalband etwa 2 GHz sind und eine Unterabtastungsfrequenz fs eines ADC etwa 270 MHz sind, da es in einem anderen Frequenzgebiet als einem gewünschten Signalband fast keine Differential-Ausgangsphasendifferenz gibt, ein Gleichtaktsignal erhalten. Dieses Gleichtaktsignal wird durch eine Filterfunktion des CMR 34 entfernt.
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Eine Filterfunktion des CMR 34 kann hier unter Verwendung des Differentialverstärkers oder einer Operationsverstärkerschaltung in Form eines Differentialverstärkers in einem ADC realisiert werden.
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Ein Rauschentfernungsverfahren, das für den Empfänger in Übereinstimmung mit den Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung angewendet wird, verwendet denselben FSNC 30 aus 3. In Übereinstimmung damit, welche Position eines Empfängers des FSNC 30 angenommen wird, können die Eigenschaften des Empfängers verschiedene Unterschiede aufweisen.
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Der FSNC 30 kann ferner einen Impedanzwandler enthalten, der die Größe einer Signalspannung einer am hinteren Ende des CMR 34 gelieferten Signalleistung umsetzt.
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5 ist ein Blockschaltplan eines unterabtastungsbasierten Empfängers, der den FSNC aus 3, angenommen bei einem mittleren Ende, enthält.
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Der Empfänger in 5 enthält ein Filter 14, einen variablen Verstärker 16, einen FSNC 30, einen ADC 50 und einen digitalen Signalprozessor (DSP) 60.
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Der FSNC 30 ist am mittleren Ende des Empfängers, d. h. zwischen dem variablen Verstärker 16 und dem ADC 50, eingebaut, um eine Rauschentfernungsfunktion auszuführen. Das heißt, der FSNC 30 weist eine Bandpassfilterfunktion auf und setzt ein empfangenes einzelnes Eingangssignal in ein Differenzsignal in einem gewünschten Signaldurchlassfrequenzband um, um es über einen Differentialausgangsanschluss auszugeben und um es als ein Gleichtaktsignal in einem unerwünschten Signalfrequenzband auszugeben, sodass an dem Gleichtaktsignal des Differentialausgangsanschlusses eine Filterung ausgeführt wird. Im Ergebnis wird überlappendes Rauschen während der Unterabtastung wirksam verringert.
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Der DSP 60 verarbeitet das von dem ADC 50 ausgegebene digitale Signal in Übereinstimmung mit einer Soll-Empfangsverarbeitungsfunktion. Der DSP 60 führt hier Funktionen wie etwa eine Signalfrequenzumsetzung, eine Kanalfilterung und eine Verstärkung mit variablem Verstärkungsfaktor aus und führt ebenfalls eine Modulations/Demodulations-Funktion aus.
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Das Filter 14 ist ein Einzeleingangs-/Einzelausgangsfilter. Das Filter 14 und der Verstärker 16 mit variablem Verstärkungsfaktor sind am vorderen Ende des FSNC 30 eingebaut, um eine Bandpassfilterung und variable Verstärkung auszuführen. Dementsprechend wird ein Eingangssignal mit einem verhältnismäßig breiten Signalamplitudenbereich in ein einzelnes Eingangssignal mit einem Dynamikbereich am hinteren Ende umgesetzt.
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Der ADC 50 tastet ein Eingangssignal mit einem Abtasttakt mit einer vorgegeben Frequenz ab, sodass an einer Trägerfrequenz eines Eingangssignals eine Unterabtastung ausgeführt wird und an einem Band eines gewünschten Signals eine Überabtastung ausgeführt wird. Somit wird ein über den FSNC 30 angelegtes analoges Signal in ein digitales Signal eines DC-Frequenzbands oder in ein digitales Signal eines Zwischenfrequenzbands umgesetzt.
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Der ADC 50 kann bei Bedarf mit einem einzelnen ADC, mit einem I/Q-ADC, mit einem Mehrfach-ADC oder mit einem I/Q-Mehrfach-ADC realisiert werden. Zum Beispiel kann die interne Konfiguration des DSP 60 von einem Realisierungsverfahren des ADC 50 abhängen, falls der ADC 50 mit einem einzelnen ADC realisiert wird.
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Da die Takte (der erste Takt und der dazu senkrechte zweite Takt), die jeweilige Phasendifferenzen von 90° aufweisen, zu Abtasttakten werden, falls der Empfänger die I/Q-ADC annimmt, haben außerdem die digitalen I/Q-Ausgaben jeweilige Phasendifferenzen von 90°. Die digitale I/Q-Ausgabe wird einfach mit demselben Phasentakt in dem DSP digital und genau eingerastet. Im Vergleich dazu werden im Fall eines typischen Empfängers Signale, die in den I/Q-Kanal getrennt sind, von einem Mischer an den ADC angelegt, wobei der ADC die Signale mit demselben Phasentakt abtastet.
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Außerdem haben in einem typischen Empfänger während der Abtastung des I/Q-ADC mit einem am vorderen Ende des ADC eingebauten zusätzlichen I/Q-Abtaster, falls angenommen wird, dass eine Taktphase auf einen I-Kanal eingestellt wird, Daten des Q-Kanals eine Phasendifferenz in Bezug auf den I-Kanal. Somit neigt das Datenauge am Punkt der Abtastung des I/Q-ADC am hinteren Ende des I/Q-Abtasters dazu, verringert zu werden. Da im Fall des Empfängers aus 5 die I- und die Q-Kanal-Signale mit Takten mit jeweiligen Phasendifferenzen von 90° getrennt abgetastet werden, kann dagegen eine Verringerung des Datenauges aufgelöst werden. Da ein zusätzlicher Abtaster in dem Empfänger aus 5 beseitigt worden ist, werden darüber hinaus eine Belegungsfläche eines Chips und der Leistungsverbrauch verringert. Außerdem kann im Vergleich zu einem typischen Empfänger, der einen passiven Unterabtaster annimmt, die Verringerung der Signalleistung verhindert werden.
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In 5 verringern das Filter 14, der Verstärker 16 mit variablem Verstärkungsfaktor und der FSNC 30 das Rauschen und stellen die Leistung eines Eingangssignals ein, sodass sie einer Signalrauschminderungs- und Signalleistungsabbildungseinheit entsprechen können.
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6 ist ein Vorrichtungsblockschaltplan eines unterabtastungsbasierten Empfängers, der den FSNC aus 3 annimmt, in seinem Anfangszustand in Übereinstimmung mit einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
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Abgesehen davon, dass der FSNC 30 in dem Anfangszustand des Empfängers angeordnet ist und dass der Verstärker 16 mit variablem Verstärkungsfaktor ein Differenzsignal variabel verstärkt, ist der Empfänger in 6 derselbe wie der aus 5.
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Der FSNC 30 weist eine Bandpassfilterfunktion auf, setzt ein empfangenes einzelnes Eingangssignal in ein Differenzsignal in einem Signaldurchlassfrequenzband um, um es über einen Differentialausgangsanschluss auszugeben, und führt eine Filterung an einem Gleichtaktsignal des Differentialausgangsanschlusses aus. Somit wird überlappendes Rauschen während der Unterabtastung verringert.
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Der Differentialverstärker 16 mit variablem Verstärkungsfaktor führt an einem von dem FSNC 30 ausgegebenen Signal eine Bandpassfilterung und eine Verstärkung mit variablem Verstärkungsfaktor aus, um es in ein Differentialeingangssignal mit einem Verarbeitungsfrequenzband und einer Verstärkungsamplitude des nächsten Endes umzusetzen.
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Ähnlich kann der ADC 50 bei Bedarf mit einem einzelnen ADC, mit einem I/Q-ADC, mit einem Mehrfach-ADC oder mit einem I/Q-Mehrfach-ADC realisiert werden. Zum Beispiel erzeugt der DSP 60 ein I/Q-Signal, um ein komplexes Signal zu erhalten, falls der ADC 50 mit einem Einzel-ADC realisiert ist. Wie dies kann die interne Konfiguration des DSP 60 von einem Realisierungsverfahren des ADC 50 abhängen.
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In Vergleich zu dem Empfänger aus 5 besitzt der Empfänger aus 6 wegen einer Anfangszustandsanordnung des FSNC die kleinere Anzahl von Filtern. Durch Minimieren oder Verringern der Anzahl der Filter kann der unterabtastungsbasierte Empfänger vollständiger integriert werden.
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7 ist ein Vorrichtungsblockschaltplan eines unterabtastungsbasierten Empfängers, der den FSNC aus 3 und einen Verstärker mit variablem Verstärkungsfaktor gemeinsam anwendet, in Übereinstimmung mit einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
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Abgesehen davon, dass der FSSD, der den FSNC 30 bildet, in der Anfangsstufe des Empfängers angeordnet ist, dass der Verstärker 16 mit variablem Verstärkungsfaktor ein Differenzsignal variabel verstärkt und dass der CMR in den Verstärker 16 mit variablem Verstärkungsfaktor integriert ist, weist der Empfänger in 7 dieselbe Konfiguration wie der aus 5 auf. Beim Vergleich der Konfigurationen aus 6 und 7 ist die Konfiguration abgesehen davon, dass der Differentialverstärker 16 mit variablem Verstärkungsfaktor mit dem integrierten CMR und mit dem FSSD den FSNC 30 bildet, dieselbe wie die aus 6.
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In 7 weist der FSSD 31 eine Bandpassfilterfunktion auf und setzt ein empfangenes einzelnes Eingangssignal in ein Differenzsignal in einem gewünschten Signalfrequenzband um und gibt es über einen Differentialausgangsanschluss als ein Gleichtaktsignal in einem unerwünschten Signalfrequenzband aus.
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Der Gleichtaktunterdrückungs-Differentialverstärker 16 mit variablem Verstärkungsfaktor führt an einem Gleichtaktsignal des Differentialausgangsanschlusses eine Filterung aus, um überlappendes Rauschen während der Unterabtastung zu verringern, verstärkt das Differenzsignal mit einem Teil einer Funktion eines Bandfilters variabel und setzt es in ein Differentialeingangssignal mit einem Eingangssignalamplitudenbereich der nächsten Stufe um. Dementsprechend weist der Eingang des ADC einen Eingangssignalamplitudenbereich auf, bei dem ein gewünschtes Signal und etwas daran angrenzendes unerwünschtes Signal verarbeitet werden. Der ADC 50 tastet ein Eingangssignal mit einem Abtasttakt mit einer vorgegebenen Frequenz ab, sodass an einer Trägerfrequenz des Eingangssignals eine Unterabtastung ausgeführt wird und an einer Bandbreite eines gewünschten Signals eine Überabtastung ausgeführt wird. Somit wird ein analoges Signal, das über einen Gleichtaktunterdrücker-Differentialverstärker 16 mit variablem Verstärkungsfaktor angelegt wird, in ein digitales Signal eines DC-Frequenzbands oder in ein digitales Signal eines Zwischenfrequenzbands umgesetzt. Der ADC 50 enthält eine schnelle Eingangseinheit zum Abtasten eines Signals mit einer höheren Frequenz als dem Abtasttakt und weist einen Dynamikbereich auf, bei dem ein gewünschtes Signal und etwas daran angrenzendes unerwünschtes Signal verarbeitet werden.
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Ein Dynamikbereich des ADC 50 variiert, während eine Skalenendwertspannung des ADC variiert. Falls eine Skalenendwertspannung mit einem kleinen Eingangssignal verringert wird, wird ein SNR des Signals selbst verbessert. Dementsprechend wird der Empfindlichkeitsleistungspegel verringert. Außerdem wird eine Skalenendwertspannung angehoben, um die Linearität eingegebener Signale zu verbessern, falls ein Eingangssignal hoch ist. Wie dies kann das Einstellen einer Skalenendwertspannung eine Bitbreite gleichförmig aufrechterhalten, selbst wenn eine Amplitude eines Eingangssignals geändert wird. Falls z. B. der ADC einen verhältnismäßig breiten Signaleingangsamplitudenbereich haben muss, kann sich eine Ausgangsbitbreite des ADC um so viel verbreitern. Im Ergebnis kann die Komplexität der Hardware durch Einstellen einer Skalenendwertspannung kleiner sein. Wie dies wird die Hardware eines DSP einfach, wenn der ADC einen verhältnismäßig breiten Eingangssignalbereich aufweist. Somit wird die Leistung in dem unterabtastungsbasierten Empfänger stark verbessert.
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Im Fall des Empfängers aus 7 besitzt er im Vergleich zu dem Empfänger aus 5 wegen einer Anfangsstufenanordnung des FSNC die kleinere Anzahl von Filtern. Dementsprechend wird die Anzahl der Filter minimiert oder verringert, wobei eine vollständige Integration des unterabtastungsbasierten Empfängers möglich wird.
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8 ist ein Vorrichtungsblockschaltplan eines unterabtastungsbasierten Empfängers, der den FSNC aus 3 in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung annimmt.
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Anhand von 8 enthält der Empfänger einen FSNC 30, einen ADC 50 und einen DSP 60.
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Der FSNC 30 weist eine Bandpassfilterfunktion auf, setzt ein empfangenes einzelnes Eingangssignal in ein Differenzsignal in einem gewünschten Signalfrequenzband um, um es über einen Differentialausgangsanschluss auszugeben, und gibt es als ein Gleichtaktsignal in einem unerwünschten Signalfrequenzband aus, sodass überlappendes Rauschen während der Unterabtastung durch Ausführen einer Filterung an einem Gleichtaktsignal des Differentialausgangsanschlusses verringert wird.
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Der ADC 50 tastet ein Eingangssignal mit einem Abtasttakt mit einer vorgegebenen Frequenz ab, sodass an einer Trägerfrequenz eines Eingangssignals eine Unterabtastung ausgeführt wird und an einer Bandbreite eines gewünschten Signals eine Überabtastung ausgeführt wird. Somit wird ein über den FSNC 30 angelegtes analoges Signal in ein digitales Signal eines DC-Frequenzbands oder in ein digitales Signal eines Zwischenfrequenzbands umgesetzt.
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Der DSP 60 verarbeitet das von dem ADC 50 ausgegebene digitale Signal in Übereinstimmung mit einer Soll-Empfangsverarbeitungsfunktion.
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Im Fall von 8 wird vor der Unterabtastung Rauschen unter Verwendung des FSNC 30 ausreichend entfernt, sodass eine Unterabtastungsaufgabe in dem ADC in einer rauscharmen Umgebung ausgeführt wird. Der ADC aus 8 kann intern einen Abtaster enthalten.
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In typischen Fällen wird ein ADC hauptsächlich auf der Grundlage der Nyquist-Abtasttheorie angewendet. Theoretisch ist eine Signalumsetzung durch Unterabtastung möglich, wobei aber in einem System, das eine hohe Leistung (d. h. ein hohes SNR) erfordert, die Signalumsetzung wegen des durch Unterabtastung verursachten Aliasing sehr schwierig werden kann. Dagegen kann im Fall von 8 dadurch, dass der FSNC 30 in der Anfangsstufe angeordnet ist, eine Signalumsetzung unter Verwendung eines typischen Unterabtastungsverfahrens ausgezeichnet werden. Das heißt, in Übereinstimmung mit der Konfiguration aus 8, die dementsprechend mit dem FSNC 30 ausgestattet ist, kann ein beliebiges analoges Signal unter Verwendung eines Abtasters in ein digitales Signal mit einem hohen SNR umgesetzt werden.
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9 ist eine Ansicht, die ein Unterabtastungsverfahren darstellt, das beispielhaft in der vorliegenden Erfindung verwendet wird.
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In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird eine Abtastfrequenz während der Unterabtastung so eingestellt, dass sie niedriger als ein Trägerfrequenzsignal eines Eingangssignals und höher als das doppelte einer rationalen Zahl einer Signalbandbreite ist. Im Ergebnis wird eine Abtastfrequenz bestimmt, die zulässt, dass eine Rauschminderungs- und Signalleistungsabbildungseinheit Aliasing-Rauschen und Störsignale, die während der Unterabtastung auftreten, ausreichend verringert. Dementsprechend kann eine Ausgabe des ADC ein vorgegebenes SNR aufweisen. Falls während der Unterabtastung mehr Aliasing-Rauschen oder Störsignale als ein vorgegebenes Verhältnis auftreten, sodass bestimmt wird, dass die Rauschminderungs- und Signalleistungsabbildungseinheit keine Verringerungsfunktion ausführt, kann die Abtastfrequenz höher als zuvor eingestellt werden.
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In 9 repräsentiert eine vertikale Achse einer Signalfrequenz-Signalform oben und unten eine Frequenz und repräsentiert ihre horizontale Achse eine Größe (Amplitude) eines Signals. Wie mit dem Bezugszeichen 520 gezeigt ist, gibt es in der Signalfrequenz-Signalform oben Signale in einem Überabtastungsintervall T20 eines Bands. Dagegen gibt es wegen Einstellung einer Abtastfrequenz und Rauschminderung in einem Intervall T2 in der Signalfrequenz-Signalform unten kein Signal.
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Im Ergebnis veranschaulicht 9, dass eine Mittenfrequenz eines gewünschten Signals bei einem Punkt des N-fachen einer Unterabtastungsfrequenz liegt und dass ein gewünschtes Signal um eine ZF-Frequenz von einem Punkt, an dem sie das N-fache einer Unterabtastungsfrequenz ist, beabstandet ist. In den Zeichnungen entspricht ein Signal an fos einer Rauschüberlappung in einem gewünschten Signalband während der Unterabtastung. Eine Abtastfrequenz muss so bestimmt werden, dass das Rauschen in einem Filter ausreichend verringert wird.
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In 9 werden Signale von einer Mittenfrequenz eines gewünschten Signals zu fos/2 durch einen ADC in ein digitales Signal umgesetzt und daraufhin durch ein Digitalfilter entfernt. Außerdem werden Signale von fos/2 zu fos hauptsächlich am vorderen Ende des ADC verringert und daraufhin sekundär durch ein Digitalfilter digital entfernt.
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10 ist eine Ansicht, die beispielhaft einen Empfängerspezifikationsentwurf in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt. Anhand von 10 wird der Entwurf des ADC schwierig, während ein Eingangssignalbereich eines ADC größer wird. Somit muss ein Signalausgangsbereich eines am vorderen Ende des ADC eingebauten Verstärkers mit variablem Verstärkungsfaktor für einen Eingangssignalamplitudenbereich eines Entwurfs-ADC angepasst werden. Natürlich muss die Bestimmung des maximalen Eingangssignalbereichs des ADC in Übereinstimmung mit einer gewünschten Signalamplitude, mit der Maximalamplitude eines eingegebenen Störsignals und mit verschiedenen Entwurfsgrenzwerten beachtet werden.
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11 ist eine Ansicht, die das Ergebnis einer Leistungsmessung eines mit einem integrierten Delta-Sigma-ADC in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung hergestellten Empfängers darstellt.
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In 11 ist eine Ergebnismessung am Ausgang eines ADC in einem Chip gezeigt, nachdem an den in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung hergestellten Empfänger ein FM-moduliertes Signal angelegt worden ist. Eine horizontale Achse repräsentiert einen Frequenzbereich und eine vertikale Achse repräsentiert einen Amplitudenbereich (einen Spannungsbereich) eines Ausgangssignals. Das oben in der Zeichnung gezeigte Messergebnis repräsentiert, dass die Frequenz eines in einem ZF-Frequenzbereich modulierten Signals umgesetzt wird.
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12 und 13 sind Ansichten, die die Rauschminderung und ein Abtastverfahren eines ADC in einer unterabtastungsbasierten Struktur in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellen.
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Zunächst enthält der Empfänger einer Unterabtastungsstruktur, die einen I/Q-ADC verwendet, anhand von 12 ein Filter 14, einen variablen Verstärker 16, einen FSNC 30 und einen ersten und einen zweiten ADC 52 und 54. Darüber hinaus enthält der Empfänger einer Unterabtastungsstruktur, die einen einzelnen ADC verwendet, anhand von 13 ein Filter 14, einen variablen Verstärker 16, einen FSNC 30 und einen ADC 50.
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Zunächst empfangen der erste und der zweite ADC als ein I/Q-ADC in 12 I/Q-Abtasttakte mit orthogonaler Relation getrennt und arbeiten anschließend. Der I/Q-ADC in einem HF-/Analogblock weist eine Struktur auf, über die ein I/Q-Takt mit orthogonaler Relation direkt zugeführt wird. Da dann, wenn ein ADC eines I/Q-Wegs verwendet wird, ein in einem Mischer in I/Q getrenntes Signal in einem typischen I/Q-Trennungsverfahren in einen I/Q-ADC eingegeben wird, wird unter Verwendung eines Abtasttakts mit derselben Phase ein Signal abgetastet, das bereits in ein I/Q-Signal getrennt worden ist. Im Vergleich dazu wird im Fall von 12 in Übereinstimmung mit der Struktur ein I/Q-Signal, das bereits am vorderen Ende getrennt worden ist, nicht unter Verwendung eines Abtasttakts mit derselben Phase abgetastet, sondern ein von dem FSNC 30 ausgegebenes Ausgangssignal eines Knotens N1 unter Verwendung von Takten (eines ersten Takts und eines zweiten Takts, die senkrecht zueinander sind) mit jeweiligen Phasendifferenzen von 90° sofort abgetastet. Dementsprechend werden eine Ausgabe des I-ADC 52 und eine Ausgabe des Q-ADC 54 in dem I/Q-ADC zu einer digitalen Ausgabe mit der jeweiligen Phasendifferenz von 90°. Die Phasendifferenz dieser digitalen Ausgaben wird durch einen am hinteren Ende eingebauten DSP kompensiert. Im Ergebnis wird die digitale I/Q-Ausgabe einfach unter Verwendung eines Takts mit derselben Phase in dem DSP digital und genau eingerastet. Falls darüber hinaus angenommen wird, dass eine Taktphase auf einen I-Kanal eingestellt wird, wenn ein I/Q-ADC die Abtastung in einem typischen Empfänger ausführt, besitzen die Daten eines Q-Kanals eine Phasendifferenz in Bezug auf einen I-Kanal. Somit wird das Datenauge am dem Abtastpunkt des I/Q-ADC am hinteren Ende des I/Q-Abtasters verringert. Dagegen wird im Fall des Empfängers aus 12, da das I- bzw. das Q-Kanal-Signal unter Verwendung von Takten mit der jeweiligen Phasendifferenz von 90° abgetastet wird, eine Verringerung des Datenauges verhindert. Da darüber hinaus ein zusätzlicher Abtaster in dem Empfänger aus 12 entfernt worden ist, werden eine Belegungsfläche eines Chips und der Leistungsverbrauch verringert. Außerdem kann im Vergleich zu einem typischen Empfänger, der einen passiven Unterabtaster annimmt, eine Verringerung der Signalleistung verhindert werden.
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Wie in 12 und 13 gezeigt ist, ist das zwischen dem Verstärker 16 mit variablem Verstärkungsfaktor und dem ADC 50, 52 und 54 eingebaute Filter 14 ein Funktionsblock mit einer Impedanzumsetzungsfunktion zum Umsetzen einer Spannungsgröße einer an den ADC gelieferten Signalleistung und mit einer frequenzselektiven Rauschentfernungsfunktion unter Verwendung einer Gleichtaktunterdrückungsschaltung.
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Da eine nur mit einem Empfänger und einem ADC realisierte Empfängerstruktur alle Verstärkungen am vorderen Ende eines ADC ausführen muss, wird die Verstärkung zu einem großen Problem. Somit kann dadurch, dass zugelassen wird, dass der FSNC 30 eine Spannungsamplitude der von einem HF-Anschluss an einen ADC gelieferten Signalleistung umsetzt, die Unterabtastung an einem geeignet verstärkten Signal ausgeführt.
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In Übereinstimmung mit beispielhaften Konfigurationen der vorliegenden Erfindung ist ein digitaler Empfänger mit einem frequenzselektiven Rauschunterdrücker ausgestattet, sodass die Rauschentfernungsleistung maximiert oder verbessert wird.
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Darüber hinaus erfolgt an einem Signalband eine Überabtastung, wenn ein empfangenes analoges HF-Signal über ein Unterabtastungsverfahren in ein ZF-Signal oder in ein DC-Signal umgesetzt wird, wobei Rauschsignale, die an ein gewünschtes Signal angrenzen, in einem DSP digital entfernt werden. Somit kann ein Empfänger hauptsächlich mit einem Entwurf eines digitalen Gebiets hergestellt werden. Dementsprechend kann der Empfänger leicht auf Mehrfach-Normen angewendet werden und jedes Mal, wenn der Prozess aktualisiert wird, digital entworfen werden. Darüber hinaus wird die Markteinführungszeit verringert und somit die Marktgängigkeit verbessert. Außerdem kann ein Entwurfsgrenzwert eines ADC ausreichend sicher sein.
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Der oben offenbarte Gegenstand wird als veranschaulichend und nicht einschränkend eingesehen, wobei die beigefügten Ansprüche alle solche Änderungen, Verbesserungen und weiteren Ausführungsformen, die im wahren Erfindungsgedanken und Umfang der vorliegenden Erfindung liegen, enthalten sollen. Somit soll der Umfang der vorliegenden Erfindung im gesetzlich größtmöglichen Umfang durch die weiteste zulässige Interpretation der folgenden Ansprüche und ihrer Entsprechungen bestimmt sein und nicht durch die vorstehende ausführliche Beschränkung eingeschränkt oder beschränkt sein.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- KR 10-2010-0011549 [0001]
