DE60016620T2

DE60016620T2 - Frequenzumsetzer unter verwendung von unterabtastung

Info

Publication number: DE60016620T2
Application number: DE60016620T
Authority: DE
Inventors: David F. Sorrells; Michael J. Bultman; Robert W. Cook; Jonathan S. Jensen; R. Martin JOHNSON; C. Richard LOOKE; D. Charley MOSES; S. Gregory RAWLINS; Michael W. Rawlins; Robert T. Short; Jamison L. Young
Original assignee: ParkerVision Inc
Current assignee: ParkerVision Inc
Priority date: 1999-10-07
Filing date: 2000-10-06
Publication date: 2005-12-15
Anticipated expiration: 2020-10-07
Also published as: WO2001026215A3; WO2001026215A2; EP1222733A2; AU7863000A; EP1222733B1; DE60016620D1; ATE284583T1

Description

Hintergrund der Erfindung
Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Abwärtsumsetzung von elektromagnetischen Signalen (EM-Signalen). Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung die Reduzierung oder Eliminierung von DC-Offsetspannungen und Wiederabstrahlung, die während der Abwärtsumsetzung von EM-Signalen zu Zwischenfrequenz- oder Basisband-Signalen auftritt.
Verwandtes Fachgebiet
Elektromagnetische (EM) Informationssignale (Basisbandsignale) weisen Video-Basisbandsignale, Sprach-Basisbandsignale, Computer-Basisbandsignale usw. auf, sind jedoch nicht darauf beschränkt. Basisbandsignale umfassen analoge Basisbandsignale und digitale Basisbandsignale.
Es ist oft nützlich, EM-Signale bei höheren Frequenzen zu übertragen. Dies gilt allgemein, ungeachtet dessen, ob das Übertragungsmedium Draht, eine optische Faser, der leere Raum, Luft, Flüssigkeit usw. ist. Um die Effizienz und praktische Anwendbarkeit zu verbessern, beispielsweise verbessertes Ausstrahlungsvermögen und eine erhöhte Fähigkeit für mehr Basisbandsignal-Kanäle, wird eine Aufwärtsumsetzung zu einer höheren Frequenz verwendet. Herkömmliche Aufwärtsumsetzungsverfahren modulieren höherfrequente Trägersignale mit Basisbandsignalen. Modulation bezieht sich auf eine Vielzahl von Verfahren, um den höherfrequenten Trägersignalen Information aus den Basisbandsignalen aufzuprägen. Die resultierenden Signale werden hierin als modulierte Trägersignale bezeichnet. Beispielsweise ändert sich die Amplitude eines AM-Trägersignals abhängig von Änderungen im Basisbandsignal, ändert sich die Frequenz eines FM-Trägersignals abhängig von Änderungen im Basisbandsignal und ändert sich die Phase eines PM-Trägersignals abhängig von Änderungen im Basisbandsignal.
Um die Information, die im Basisbandsignal war, zu verarbeiten, muß die Information aus dem modulierten Trägersignal extrahiert oder demoduliert werden. Da jedoch eine herkömmliche Signalverarbeitungstechnologie eine begrenzte Arbeitsgeschwindigkeit hat, kann eine herkömmliche Signalverarbeitungstechnologie nicht ohne weiteres ein Basisbandsignal direkt aus einem höherfrequenten modulierten Trägersignal demodulieren. Statt dessen müssen höherfrequente modulierte Trägersignale auf eine Zwischenfrequenz (IF) abwärts umgesetzt werden, von wo aus ein herkömmlicher Demodulator das Basisbandsignal demodulieren kann.
Herkömmliche Abwärtsumsetzer weisen elektrische Komponenten auf, deren Eigenschaften frequenzabhängig sind. Folglich werden herkömmliche Abwärtsumsetzer für spezielle Frequenzen oder Frequenzbereiche entworfen und arbeiten außerhalb ihrer vorgesehenen Frequenzbereiche nicht gut.
Herkömmliche Abwärtsumsetzer erzeugen unerwünschte Spiegelsignale und müssen daher Filter zum Filtern der unerwünschten Spiegelsignale aufweisen. Jedoch verringern solche Filter den Energiepegel der modulierten Trägersignale. Folglich weisen herkömmliche Abwärtsumsetzer Leistungsverstärker auf, die externe Energiequellen benötigen.
Wenn ein empfangenes moduliertes Trägersignal relativ schwach ist, wie zum Beispiel in einem Funkempfänger, weisen herkömmliche Abwärtsumsetzer zusätzliche Leistungsverstärker auf, die zusätzliche externe Energie benötigen.
Das Dokument US 5 454 007 offenbart eine Schaltung, die zwei Taktsignale verwendet, um ein Bandpaßsignal zu einem komplexen Basisbandsignal, das I- und Q-Komponenten hat, abwärts umzusetzen.
Das Dokument US 5 883 548 offenbart einen Demodulator, der Multiplizierer verwendet, um geradzahlige und ungeradzahlige harmonische Komponenten aus einem modulierten Trägersignal zu extrahieren, wobei die den Multiplizierern bereitgestellten Signale um 90° phasenverschoben sind.
Zusammenfassung der Erfindung
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Vorrichtung nach Anspruch 1 bereitgestellt. Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren nach Anspruch 30 bereitgestellt.
Allgemein arbeiten Ausführungsformen der Erfindung so, daß sie ein EM-Signal empfangen und außerdem ein Aliasingsignal (Bandüberlappungssignal) empfangen, das eine Aliasingrate (Bandüberlappungsrate) hat. Diese Ausführungsformen tasten das EM-Signal gemäß dem Aliasingsignal ab, um das EM-Signal abwärts umzusetzen.
In einer Ausführungsform der Erfindung wird das EM-Signal zu einem Zwischenfrequenzsignal (IF-Signal) abwärts umgesetzt. In einer anderen Ausführungsform der Erfindung wird das EM-Signal zu einem demodulierten Basisband-Informationssignal abwärts umgesetzt.
In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung ist das EM-Signal ein frequenzmoduliertes Signal (FM-Signal), das zu einem Nicht-FM-Signal, beispielsweise einem phasenmodulierten Signal (PM-Signal) oder einem amplitudenmodulierten Signal (AM-Signal), abwärts umgesetzt wird.
In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung ist das EM-Signal ein I/Q-moduliertes Signal, das zu einem Inphase-Informationssignal und einem Quadraturphase-Informationssignal abwärts umgesetzt wird.
Ausführungsformen der Erfindung können verwendet werden, um jeden Typ von EM-Signal abwärts umzusetzen, einschließlich, aber nicht darauf beschränkt, modulierte Trägersignale (die Erfindung läßt sich auf jedes Modulationsschema oder Kombinationen davon anwenden) und unmodulierte Trägersignale.
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung, sowie der Aufbau und die Funktionsweise verschiedener Ausführungsformen der Erfindung sind nachstehend mit Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen detailliert beschrieben. In den Zeichnungen bezeichnen im allgemeinen gleiche Bezugszeichen identische, funktionell ähnliche und/oder strukturell ähnliche Elemente.
Kurze Beschreibung der Figuren
Die Erfindung wird beschrieben mit Bezug auf die beiliegenden Figuren:
1A ist ein Blockdiagramm eines universellen Frequenztranslationmoduls (UFT-Moduls) gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.
1B ist ein detaillierteres Diagramm eines universellen Frequenztranslationsmoduls (UFT-Moduls) gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.
1C zeigt ein UFT-Modul, das in einem universellen Frequenzabwärtsumsetzung-Modul (UFD-Modul) gemäß einer Ausführungsform der Erfindung verwendet wird.
2 ist ein Blockdiagramm eines universellen Frequenztranslationsmoduls (UFT-Moduls) gemäß einer alternativen Ausführungsform der Erfindung.
3 zeigt ein in einem Empfänger verwendetes UFT-Modul gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.
4A und 4G sind beispielhafte Aliasingmodule gemäß Ausführungsformen der Erfindung.
4B–4F sind beispielhafte Wellenformen, die verwendet werden, um die Funktionsweise der Aliasingmodule von 4A und 4G zu beschreiben.
5 zeigt einen beispielhaften I/Q-Modulation-Empfänger gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
6 zeigt einen I/Q-Modulation-Steuersignal-Generator gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
7 zeigt beispielhafte Wellenformen in Verbindung mit dem I/Q-Modulation-Steuersignal-Generator von 6.
8 zeigt beispielhafte Steuersignal-Wellenformen, die einem RF-Eingangssignal überlagert sind.
9 zeigt ein Schaltdiagramm eines I/Q-Modulation-Empfängers gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
10–20 zeigen beispielhafte Wellenformen in Verbindung mit dem Empfänger von 9.
21 zeigt einen Einkanalempfänger gemäß einer Erfindung der vorliegenden Erfindung.
22 zeigt einen alternativen I/Q-Modulation-Empfänger gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
23A zeigt eine beispielhafte Antenne, die Wiederabstrahlung sendet.
23B–23D zeigen beispielhafte Signale und Frequenzspektren in Verbindung mit Wiederabstrahlungseffekten.
24A–24D zeigen beispielhafte Aperturgeneratoren.
24E zeigt einen Oszillator gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
25 zeigt ein Energietransfersystem mit einem optionalen Energietransfersignal-Modul gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.
26A zeigt eine beispielhafte Ausführungsform der Erfindung.
26B zeigt beispielhafte Gleichungen zum Ermitteln eines Ladungstransfers gemäß der vorliegenden Erfindung.
26C zeigt Beziehungen zwischen Kondensatorladung und Apertur gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
26D zeigt Beziehungen zwischen Kondensatorladung und Apertur gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
26E zeigt Gleichungen für Energie-zu-Ladung-Beziehung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
26F zeigt Gleichungen für den Einfügungsverlust gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
27 zeigt einen Abwärtsumsetzer gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung und zeigt einige Beiträge zum DC-Offset.
28 zeigt ein herkömmliches Abwärtsumsetzungssystem für drahtlose Kommunikation.
29 zeigt einige Aspekte von Ladungsinjektion in Verbindung mit der vorliegenden Erfindung.
30 zeigt eine beispielhafte Schaltungsanordnung zur Reduzierung einer durch Ladungsinjektion hervorgerufenen DC-Offsetspannung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
31 zeigt ein beispielhaftes RF-Eingangssignal und beispielhafte Steuersignal-Wellenformen gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung.
32 zeigt eine beispielhafte I/Q-Modulation-Empfängerschaltung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
33A–33I zeigen ein beispielhaftes I/Q-RF-Eingangssignal und mehrere beispielhafte Steuersignal-Wellenformen.
34 zeigt eine beispielhafte gepufferte I/Q-Modulation-Empfängerschaltung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
35 zeigt ein Flußdiagramm, das Arbeitsschritte zum Abwärtsumsetzen eines Eingangssignals und zum Reduzieren einer DC-Offsetspannung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
36 zeigt ein Flußdiagramm, das Arbeitsschritte zum Abwärtsumsetzen eines Eingangssignals mit verschiedenen Steuersignal-Pulsbreiten gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
37 zeigt ein Flußdiagramm, das Arbeitsschritte zum Abwärtsumsetzen eines I/Q modulierten RF-Eingangssignals gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
38 zeigt ein Flußdiagramm, das Arbeitsschritte zum Abwärtsumsetzen eines I/Q-modulierten RF-Eingangssignals gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
39 zeigt ein Flußdiagramm, das Arbeitsschritte zum Abwärtsumsetzen eines I/Q-modulierten RF-Signals und zum Reduzieren von DC-Offsetspannungen gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
1. Überblick über die Erfindung
Die vorliegende Erfindung zielt ab auf Empfänger, die unter Verwendung universeller Frequenztranslationsmodule (UFT-Module) implementiert sind. Die UFT-Module führen Frequenztranslationsoperationen durch. Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, die verschiedene Anwendungen des UFT-Moduls aufweisen, werden nachstehend beschrieben.
Eine Verwendung von UFT-Modulen bringt Empfängern viele Vorteile. Diese Vorteile umfassen, sind aber nicht darauf beschränkt, einen geringeren Energieverbrauch, längere Lebensdauer der Energiequelle, weniger Teile, eine geringere erforderliche Gehäusegröße, ein geringeres Gehäusegewicht, niedrigere Kosten, weniger Einstellung, und effektiveres Senden und Empfan gen von Signalen. Empfänger gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können Signale über einen weiten Frequenzbereich empfangen und senden. Ferner werden in Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung DC-Offsetspannungen und eine Wiederabstrahlung, die von solchen Empfängern erzeugt werden, reduziert oder eliminiert. Der Aufbau und die Funktionsweise von Ausführungsformen des UFT-Moduls und verschiedene Anwendungen davon, die eine Reduzierung von DC-Offsetspannung/Wiederabstrahlung verwenden, sind in den folgenden Abschnitten detailliert beschrieben.
2. Universelle Frequenztranslation
1A zeigt ein universelles Frequenztranslationsmodul (UFT-Modul) 102 gemäß Ausführungsformen der Erfindung. (Das UFT-Modul wird manchmal auch als universeller Frequenztranslator oder universeller Translator (Umsetzer) bezeichnet.) Wie das Beispiel von 1A erkennen läßt, weisen einige Ausführungsformen des UFT-Moduls 102 drei Anschlüsse (Knoten) auf, die in 1A mit Anschluß 1, Anschluß 2 und Anschluß 3 bezeichnet sind. Andere UFT-Ausführungsformen weisen Anschlüsse in einer anderen Anzahl als drei auf.
Allgemein dient das UFT-Modul 102 (vielleicht in Kombination mit anderen Komponenten) dazu, um aus einem Eingangssignal ein Ausgangssignal zu erzeugen, wobei sich die Frequenz des Ausgangssignals von der Frequenz des Eingangssignals unterscheidet. Mit anderen Worten, das UFT-Modul 102 (und vielleicht andere Komponenten) dient dazu, um aus dem Eingangssignal durch Konvertierung (Translation) der Frequenz (und vielleicht anderer Eigenschaften) des Eingangssignals zu der Frequenz (und vielleicht anderen Eigenschaften) des Ausgangssignals das Ausgangssignal zu erzeugen.
Eine andere beispielhafte Ausführungsform des UFT-Moduls 102 ist allgemein in 1B gezeigt. Allgemein weist das UFT-Modul 102 einen von einem Steuersignal 108 gesteuerten Schalter 106 auf. Der Schalter 106 wird gesteuerter Schalter genannt.
Wie oben angemerkt, weisen einige UFT-Ausführungsformen Anschlüsse in einer anderen Anzahl als drei auf. Zum Beispiel und ohne Einschränkung zeigt 2 ein beispielhaftes UFT-Modul 202. Das beispielhafte UFT-Modul 202 weist eine Diode 204 mit zwei Anschlüssen auf, die mit Anschluß 1 und Anschluß 2/3 bezeichnet sind. Diese Ausführungsform weist keinen dritten Anschluß auf, wie durch die punktierte Linie um die Beschriftung "Anschluß 3" angedeutet ist.
Das UFT-Modul ist eine sehr leistungsstarke und flexible Vorrichtung. Seine Flexibilität zeigt sich zum Teil durch den großen Anwendungsbereich, in welchem es verwendet werden kann. Seine Stärke zeigt sich zum Teil durch die Nützlichkeit und Leistungsfähigkeit dieser Anwendungen.
Beispielsweise kann ein UFT-Modul 102 in einem universellen Frequenzabwärtsumsetzung-Modul (UFD-Modul) 114 verwendet werden, ein Beispiel davon in 1C gezeigt ist. In dieser Funktion setzt das UFT-Modul 102 ein Eingangssignal frequenzabwärts zu einem Ausgangssignal um. Dies ist auch zum Beispiel in 3 gezeigt, in welcher ein beispielhaftes UFT-Modul 102 Teil eines Abwärtsumsetzung-Modul 114 ist, das Teil eines Empfängers 702 ist.
3. Frequenzabwärtsumsetzung
Die folgende Diskussion beschreibt Abwärtsumsetzung unter Verwendung eines Universellen Frequenztranslationsmoduls. Die Abwärtsumsetzung eines EM-Signals durch Abtasten des EM-Signals mit einer Aliasingrate ist vollständig im US-Patent Nr. 6 061 551 mit dem Titel "Method and System for Down-Converting Electromagnetic Signals" beschrieben. Ein relevanter Teil der oben erwähnten Patentanmeldung ist nachstehend zusammengefaßt, um das Abwärtsumsetzen eines Eingangssignals zur Erzeugung eines abwärtsumgesetzten Signals, das eine niedrigere Frequenz hat, oder eines Basisbandsignals zu beschreiben.
4A zeigt ein Aliasingmodul 2000 zum Abwärtsumsetzen unter Verwendung eines universellen Frequenztranslationsmoduls (UFT-Moduls) 102, das ein EM-Eingangssignal 2004 abwärts umsetzt. In speziellen Ausführungsformen weist das Aliasingmodul 2000 einen Schalter 2008 und einen Kondensator 2010 auf. Die elektronische Anordnung der Schaltungskomponenten ist flexibel. Das heißt, in einer Implementation ist der Schalter 2008 in Reihe mit dem Eingangssignal 2004 angeordnet und der Kondensa tor 2010 ist im Nebenschluß auf Erdpotential gelegt (obwohl es in Konfigurationen, wie beispielsweise im Differentialmodus, ein anderes als das Erdpotential sein kann). In einer zweiten Implementation (siehe 4G) ist der Kondensator 2010 in Reihe mit dem Eingangssignal 2004 angeordnet und der Schalter 2008 ist im Nebenschluß auf Erdpotential gelegt (obwohl es in Konfigurationen, wie beispielsweise im Differentialmodus, ein anderes als das Erdpotential sein kann). Das Aliasingmodul 2000 mit dem UFT-Modul 102 kann ohne weiteres angepaßt werden, um viele Arten von elektromagnetischen Signalen unter Verwendung von Aliasingfrequenzen, die weit unterhalb der Frequenzen des EM-Eingangssignals 2004 sind, abwärts umzusetzen.
In einer Implementation setzt das Aliasingmodul 2000 das Eingangssignal 2004 zu einem Zwischenfrequenz-Signal (IF-Signal) abwärts um. In einer anderen Implementation setzt das Aliasingmodul 2000 das Eingangssignal 2004 zu einem demodulierten Basisbandsignal abwärts um. In einer weiteren Implementation ist das Eingangssignal 2004 ein frequenzmoduliertes Signal (FM-Signal) und das Aliasingmodul 2000 setzt es zu einem Nicht-FM-Signal abwärts um, beispielsweise zu einem phasenmodulierten Signal (PM-Signal) oder einem amplitudenmodulierten Signal (AM-Signal). Jede der oben genannten Implementationen ist nachstehend beschrieben.
In einer Ausführungsform weist das Steuersignal 2006 eine Folge von Pulsen auf, die sich mit einer Aliasingrate wiederholen, die gleich oder kleiner als die doppelte Frequenz des Eingangssignals 2004 ist. In dieser Ausführungsform wird das Steuersignal 2006 hier als ein Aliasingsignal bezeichnet, da es unterhalb der Nyquistrate für die Frequenz des Eingangssignals 2004 ist. Vorzugsweise ist die Frequenz des Steuersignals 2006 viel kleiner als die des Eingangssignals 2004.
Eine Pulsfolge 2018, wie in 4D gezeigt, steuert den Schalter 2008, um das Eingangssignal 2004 mit dem Steuersignal 2006 abzutasten, um ein abwärts umgesetztes Ausgangssignal 2012 zu erzeugen. Insbesondere schließt sich in einer Ausführungsform der Schalter 2008 an einer ersten Flanke jedes Pulses 2020 von 4D und öffnet sich an einer zweiten Flanke jedes Pulses. Wenn der Schalter 2008 geschlossen wird, wird das Ein gangssignal 2004 mit dem Kondensator 2010 verbunden und Ladung wird von dem Eingangssignal aus zum Kondensator 2010 übertragen. Die während aufeinanderfolgender Pulse gespeicherte Ladung bildet das abwärtsumgesetzte Ausgangssignal 2012.
Beispielhafte Wellenformen sind in 4B–4F gezeigt.
4B zeigt ein analoges amplitudenmoduliertes (AM) Trägersignal 2014, das ein Beispiel eines Eingangssignals 2004 ist. Zum Zwecke der Veranschaulichung zeigt in 4C ein analoger AM-Trägersignal-Abschnitt 2016 einen Abschnitt eines analogen AM-Trägersignals 2014 auf einer gedehnten Zeitskala. Der analoge AM-Trägersignal-Abschnitt 2016 zeigt das analoge Trägersignal 2014 vom Zeitpunkt t₀ bis zum Zeitpunkt t₁.
4D zeigt ein beispielhaftes Aliasingsignal 2018, das ein Beispiel eines Steuersignals 2006 ist. Das Aliasingsignal 2018 ist annähernd auf der gleichen Zeitskala wie der analoge AM-Trägersignal-Abschnitt 2016. In dem in 4D gezeigten Beispiel weist das Aliasingsignal 2018 eine Folge von Pulsen 2020 auf, die vernachlässigbare Aperturen haben, die gegen null gehen. Die Pulsapertur kann auch als Pulsbreite bezeichnet werden, wie Fachleute wissen. Die Pulse 2020 wiederholen sich mit einer Aliasingrate oder Pulswiederholungsrate eines Aliasingsignals 2018. Die Aliasingrate wird ermittelt, wie nachstehend beschrieben ist und wie in dem oben zitierten US-Patent Nr. 6 061 551 mit dem Titel "Method and System for Down-converting Electromagnetic Signals" ausführlicher beschrieben ist.
Wie oben angemerkt, steuert die Folge von Pulsen (d.h. das Steuersignal 2006) den Schalter 2008, um das analoge AM-Trägersignal 2016 (d.h. das Eingangssignal 2004) mit der Aliasingrate des Aliasingsignals 2018 abzutasten. Insbesondere schließt sich in dieser Ausführungsform der Schalter 2008 an einer ersten Flanke jedes Pulses und öffnet sich an einer zweiten Flanke jedes Pulses. Wenn der Schalter 2008 geschlossen wird, wird das Eingangssignal 2004 mit dem Kondensator 2010 verbunden und Ladung wird von dem Eingangssignal 2004 aus zum Kondensator 2010 übertragen. Die während eines Pulses übertragene Ladung wird hier als eine Unterabtastung bezeichnet. Beispielhafte Unterabtastungen 2022 bilden einen abwärtsumgesetzten Signalabschnitt 2024 (4E), der dem analogen AM- Trägersignal-Abschnitt 2016 (4C) und der Pulsfolge 2020 (4D) entspricht. Die während aufeinanderfolgender Unterabtastungen des AM-Trägersignals 2014 gespeicherte Ladung bildet das abwärtsumgesetzte Signal 2024 (4E), das ein Beispiel eines abwärtsumgesetzten Ausgangssignals 2012 (4A) ist. In 4F entspricht ein demoduliertes Basisbandsignal 2026 dem demodulierten Basisbandsignal 2024 nach Filterung auf einer gestauchten Zeitskala. Wie gezeigt, hat das abwärtsumgesetzte Signal 2026 im wesentlichen die gleiche "Amplitudeneinhüllende" wie das AM-Trägersignal 2014. Daher zeigen 4B–4F die Abwärtsumsetzung des AM-Trägersignals 2014.
Die in 4B–4F gezeigten Wellenformen sind hier nur zum Zwecke der Veranschaulichung diskutiert und sind nicht einschränkend. Zusätzliche beispielhafte Zeichnungen der Zeitdomäne und Frequenzdomäne und damit zusammenhängende beispielhafte Verfahren und Systeme der Erfindung sind in dem oben zitierten US-Patent Nr. 6 061 551 mit dem Titel "Method and System for Down-Converting Electromagnetic Signals" offenbart.
Die Aliasingrate des Steuersignals 2006 bestimmt, ob das Eingangssignal 2004 zu einem IF-Signal abwärts umgesetzt wird, zu einem demodulierten Basisbandsignal abwärts umgesetzt wird oder von einem FM-Signal aus zu einem PM- oder einem AM-Signal abwärts umgesetzt wird.
Allgemein lassen sich Beziehungen zwischen dem Eingangssignal 2004, der Aliasingrate des Steuersignals 2006 und dem abwärts umgesetzten Ausgangssignal 2012 wie folgt darstellen: (Freq. des Eingangssignals 2004) = n · (Freq. des Steuersignals 2006) ± (Freq. des abwärts umgesetzten Ausgangssignals 2012)
Für die hier enthaltenen Beispiele wird nur die "+" Bedingung diskutiert. Der Wert n repräsentiert eine Harmonische oder Subharmonische des Eingangssignals 2004 (z.B. n= 0.5,1,2,3...). Wenn die Aliasingrate des Steuersignals 2006 zur Frequenz des Eingangssignals 2004 versetzt ist oder zu einer ihrer Harmonischen oder Subharmonischen versetzt ist, wird das Eingangssignal 2004 zu einem IF-Signal abwärts umgesetzt. Dies geschieht, weil die unterabtastenden Pulse an unterschiedlichen Phasen in aufeinanderfolgenden Zyklen des Eingangssignals 2004 auftreten. Folglich bilden die Unterabtastwerte ein Muster, das mit einer niedrigeren Frequenz oszilliert. Wenn das Eingangssignal 2004 niederfrequente Änderungen aufweist, beispielsweise der Amplitude, Frequenz, Phase usw. oder eine Kombination davon, spiegelt die Ladung, die während der damit verbundenen Unterabtastungen gespeichert wird, die niederfrequenten Änderungen wider, was entsprechende Änderungen am abwärts umgesetzten IF-Signal ergibt. Um beispielsweise ein 901 MHz Eingangssignal zu einem 1 MHz IF-Signal abwärts umzusetzen, würde die Frequenz des Steuersignals 2006 wie folgt berechnet: (Freqinput – FreqIF)/n = Freqcontrol (901 MHz – 1 MHz)/n = 900MHz/n
Für n = 0.5, 1, 2, 3, 4 usw. wäre die Frequenz des Steuersignals 2006 im wesentlichen gleich 1,8 GHz, 900 MHz, 450 MHz, 300 MHz, 225 MHz usw.
Beispielhafte Zeichnungen der Zeitdomäne und Frequenzdomäne, die Abwärtsumsetzung von analogen und digitalen AM-, PM- und FM-Signalen zu IF-Signalen veranschaulichen, und beispielhafte Verfahren und Systeme dafür sind in dem oben zitierten US-Patent Nr. 6 061 551 mit dem Titel "Method and System for Down-Converting Electromagnetic Signals" offenbart.
Wenn alternativ dazu die Aliasingrate des Steuersignals 2006 im wesentlichen gleich der Frequenz des Eingangssignals 2004 ist oder im wesentlichen gleich einer ihrer Harmonischen oder Subharmonischen ist, wird das Eingangssignal 2004 direkt zu einem demodulierten Basisbandsignal abwärts umgesetzt. Dies geschieht, weil ohne Modulation die Unterabtastpulse zum gleichen Zeitpunkt in aufeinanderfolgenden Zyklen des Eingangssignals 2004 auftreten. Folglich bilden die Unterabtastungen ein konstantes Basisband-Ausgangssignal. Wenn das Eingangssignal 2004 niederfrequente Änderungen aufweist, beispielsweise Amplitude, Frequenz, Phase usw. oder eine Kombination davon, spiegelt die Ladung, die während der damit verbundenen Unterabtastungen gespeichert wird, die niederfrequenten Änderungen wider, was entsprechende Änderungen am demodulierten Basisbandsignal ergibt. Um beispielsweise ein 900 MHz Eingangssignal zu einem demodulierten Basisbandsignal (d.h. null IF) abwärts umzusetzen, würde die Frequenz des Steuersignals 2006 wie folgt berechnet: (Freqinput – FreqIF)/n = Freqcontrol (900 MHz – 0 MHz)/n = 900MHz/n
Für n = 0.5, 1, 2, 3, 4 usw. wäre die Frequenz des Steuersignals 2006 im wesentlichen gleich 1,8 GHz, 900 MHz, 450 MHz, 300 MHz, 225 MHz usw.
Beispielhafte Zeichnungen der Zeitdomäne und Frequenzdomäne, die Abwärtsumsetzung von analogen und digitalen AM, und PM-Signalen zu demodulierten Basisbandsignalen veranschaulichen, und beispielhafte Verfahren und Systeme dafür sind in dem oben zitierten US-Patent Nr. 6 061 551 mit dem Titel "Method and System for Down-Converting Electromagnetic Signals" offenbart.
Um alternativ ein FM-Eingangssignal zu einem Nicht-FM-Signal abwärts umzusetzen, muß eine Frequenz innerhalb der FM-Bandbreite zu einem Basisband (d.h. null IF) abwärts umgesetzt werden. Um beispielsweise ein FSK-Signal (FSK: frequency shift keying, Frequenzumtastung, eine Untergruppe der FM) zu einem PSK-Signal (PSK: phase shift keying, Phasenumtastung, eine Untergruppe der PM) abwärts umzusetzen, wird der Mittelpunkt zwischen einer unteren Frequenz F₁ und einer oberen Frequenz F₂ (das heißt [(F₁+F₂)÷2]) des FSK-Signals zu null IF abwärts umgesetzt. Um beispielsweise ein FSK-Signal mit F1 gleich 899 MHz und F2 gleich 901 MHz zu einem PSK-Signal abwärts umzusetzen, würde die Aliasingrate des Steuersignals 2006 wie folgt berechnet: Frequenz des Eingangssignals = (F1 + F2) ÷ 2 = (899 MHz + 901 MHz) ÷ 2 = 900 MHz
Frequenz des abwärts umgesetzten Signals = 0 (d.h. Basisband ) (Freqinput – FreqIF)/n = Freqcontrol (900 MHz – 0 MHz)/n = 900 MHz/n
Für n = 0.5, 1, 2, 3, 4 usw. wäre die Frequenz des Steuersignals 2006 im wesentlichen gleich 1,8 GHz, 900 MHz, 450 MHz, 300 MHz, 225 MHz usw. Die Frequenz des abwärts umgesetzten PSK-Signals ist im wesentlichen gleich der Hälfte der Differenz zwischen der unteren Frequenz F1 und der oberen Frequenz F2.
Ein anderes Beispiel: Um ein FSK-Signal zu einem ASK-Signal (ASK: amplitude shift keying, Amplitudenumtastung, eine Untergruppe der AM) abwärts umzusetzen, wird entweder die untere Frequenz F1 oder die obere Frequenz F2 des FSK-Signals zu null IF abwärts umgesetzt. Um beispielsweise ein FSK-Signal mit F1 gleich 900 MHz und F2 gleich 901 MHz zu einem ASK-Signal abwärts umzusetzen, wäre die Aliasingrate des Steuersignals 2006 im wesentlichen gleich: (900 MHz – 0 MHz)/n = 900 MHz/n oder (901 MHz – 0 MHz)/n = 901 MHz/n
Für den ersteren Fall von 900MHz/n und für n = 0.5, 1, 2, 3, 4 usw. wäre die Frequenz des Steuersignals 2006 im wesentlichen gleich 1,8 GHz, 900 MHz, 450 MHz, 300 MHz, 225 MHz usw. Für den letzteren Fall von 901 MHz/n und für n = 0.5, 1, 2, 3, 4 usw. wäre die Frequenz des Steuersignals 2006 im wesentlichen gleich 1,802 GHz, 901 MHz, 450.5 MHz, 300.333 MHz, 225.25 MHz usw. Die Frequenz des abwärts umgesetzten AM-Signals ist im wesentlichen gleich der Differenz zwischen der unteren Frequenz F1 und der oberen Frequenz F2 (d.h. 1 MHz).
Beispielhafte Zeichnungen der Zeitdomäne und Frequenzdomäne, die Abwärtsumsetzung von FM-Signalen zu Nicht-FM-Signalen veranschaulichen, und beispielhafte Verfahren und Systeme dafür sind in dem oben zitierten US-Patent Nr. 6 061 551 mit dem Titel "Method and System for Down-Converting Electromagnetic Signals" offenbart.
In einer Ausführungsform haben die Pulse des Steuersignals 2006 vernachlässigbare Aperturen, die gegen null gehen. Dies macht das UFT-Modul 102 zu einer Vorrichtung mit hoher Eingangsimpedanz. Diese Konfiguration ist für Situationen nützlich, in welchen eine minimale Störung des Eingangssignals erwünscht sein kann.
In einer anderen Ausführungsform haben die Pulse des Steuersignals 2006 nichtvernachlässigbare Aperturen, die sich von null weg bewegen. Dies macht das UFT-Modul 102 zu einer Vorrichtung mit niedriger Eingangsimpedanz. Dies erlaubt, die niedrige Eingangsimpedanz des UFT-Moduls 102 im wesentlichen an eine Quellenimpedanz des Eingangssignals 2004 anzupassen. Dies verbessert auch die Energieübertragung von dem Eingangssignal 2004 aus zum abwärtsumgesetzten Ausgangssignal 2012 und somit die Effizienz und das Signal/Rausch-Verhältnis (S/N) des UFT-Moduls 102.
Beispielhafte Systeme und Verfahren zur Erzeugung und Optimierung des Steuersignals 2006 und zur weiteren Verbesserung der Energieübertragung und des S/N-Verhältnisses sind in dem oben zitierten US-Patent Nr. 6 061 551 mit dem Titel "Method and System for Down-Converting Electromagnetic Signals" offenbart.
Wenn die Pulse des Steuersignals 2006 nichtvernachlässigbare Aperturen haben, wird das Aliasingmodul 2000 hier austauschbar als ein Energieübertragungsmodul oder ein torgesteuertes (gate gesteuertes) Übertragungsmodul bezeichnet und das Steuersignal 2006 wird als ein Energieübertragungssignal bezeichnet. Beispielhaft Systeme und Verfahren zur Erzeugung und Optimierung des Steuersignals 2006 und zur weiteren Verbesserung der Energieübertragung und/oder des Signal/Rausch-Verhältnisses in einem Energieübertragungsmodul sind nachstehend beschrieben.
3.1 Optionales Energieübertragungssignal-Modul
25 zeigt ein Energieübertragungsmodul 4701, das ein optionales Enegieübertragungssignal-Modul 4704 aufweist, das eine von vielen Funktionen oder Kombinationen von Funktionen durchführen kann, einschließlich, aber nicht einschränkend, die Erzeugung des Energieübertragungssignals 4506.
In einer Ausführungsform weist das optionale Enegieübertragungssignal-Modul 4704 einen Aperturgenerator auf, ein Beispiel dafür in 24C als Aperturgenerator 4620 gezeigt ist. Der Aperturgenerator 4620 erzeugt aus einem Eingangssignal 4624 Pulse 4626 mit nichtvernachlässigbaren Aperturen. Das Eingangssignal 4624 kann jeder Typ eines periodischen Signals sein, einschließlich, aber nicht einschränkend, eine sinusförmige, eine Rechteckwelle, eine Sägezahnwelle und so weiter. Systeme zur Erzeugung des Eingangssignals 4624 sind nachstehend beschrieben.
Die Breite oder Apertur der Pulse 4626 bestimmt sich aus der Verzögerung durch den Zweig 4622 des Aperturgenerators 4620. Allgemein gilt, je größer die gewünschte Pulsbreite, um so kleiner die Schwierigkeit, Anforderungen des Aperturgenerators 4620 zu erfüllen. Mit anderen Worten, um für eine gegebene EM-Eingangsfrequenz Pulse mit nichtvernachlässigbarer Apertur zu erzeugen, benötigen die in dem beispielhaften Aperturgenerator 4620 verwendeten Komponenten nicht so schnelle Reaktionszeiten wie Komponenten in einem Unterabtastsystem, das mit der gleichen EM-Eingangsfrequenz arbeitet.
Die in dem Aperturgenerator 4620 gezeigte beispielhafte Logik und Implementation sind nur zum Zwecke der Veranschaulichung gezeigt und sind nicht einschränkend. Die tatsächlich verwendete Logik kann viele Formen annehmen. Der beispielhafte Aperturgenerator 4620 weist einen optionalen Inverter 4628 auf, der für eine Polaritätskonsistenz mit anderen hier bereitgestellten Beispielen gezeigt ist.
Eine beispielhafte Implementation des Aperturgenerators 4620 ist in 24D gezeigt. Zusätzliche Beispiele einer Aperturerzeugungslogik sind in 24A und 24B gezeigt. 24A zeigt einen Anstiegsflanken-Pulsgenerator 4640, der Pulse 4626 an Anstiegsflanken des Eingangssignals 4624 erzeugt. 24B zeigt einen Abfallflanken-Pulsgenerator 4650, der Pulse 4626 an Abfallflanken des Eingangssignals 4624 erzeugt.
In einer Ausführungsform wird das Eingangssignal 4624 außerhalb des Energieübertragungssignal-Moduls 4702 erzeugt, wie in 25 gezeigt ist. Alternativ wird das Eingangssignal 4624 innerhalb des Energieübertragungssignal-Moduls 4702 erzeugt. Das Eingangssignal 4624 kann von einem Oszillator erzeugt werden, wie einem in 24E gezeigten Oszillator 4630. Der Oszillator 4630 kann innerhalb des Energieübertragungssignal-Moduls 4702 oder außerhalb des Energieübertragungssignal-Moduls 4702 sein. Der Oszillator 4630 kann außerhalb des Energieübertragungssystems 4701 sein. Das Ausgangssignal des Oszillators 4630 kann irgendeine periodische Wellenform sein.
Der von dem Energieübertragungssystem 4701 durchgeführte Typ von Abwärtsumsetzung hängt von der Aliasingrate des Energieübertragungssignals 4506 ab, die durch die Frequenz der Pulse 4626 festgelegt ist. Die Frequenz der Pulse 4626 ist durch die Frequenz des Eingangssignals 4624 festgelegt. Wenn beispielsweise die Frequenz des Eingangssignals 4624 im wesentlichen gleich einer Harmonischen oder einer Subharmonischen des EM-Signals 4504 ist, wird das EM-Signal 4504 direkt zum Basisband abwärts umgesetzt (z.B. wenn das EM-Signal ein AM-Signal oder ein PM-Signal ist) oder von einem FM-Signal aus zu einem Nicht-FM-Signal umgesetzt. Wenn die Frequenz des Eingangssignals 4624 im wesentlichen gleich einer Harmonischen oder einer Subharmonischen einer Differenzfrequenz ist, wird das EM-Signal 4504 zu einem Zwischensignal abwärts umgesetzt.
Das optionale Energieübertragungssignal-Modul 4702 kann in Hardware, Software, Firmware oder einer Kombination davon implementiert sein.
3.2 Ladungs- und Energieübertragungskonzepte.
Konzepte einer Ladungsübertragung werden nun mit Bezug auf 26A–26F beschrieben. 26A zeigt eine Schaltung 7102, die einen Schalter S und einen Kondensator 7106 mit einer Kapazität C aufweist. Der Schalter S wird von einem Steuersignal 7108 gesteuert, das Pulse 7110 mit Aperturen T aufweist.
In 26B zeigt die Gleichung 1 (EQ. 1), daß die Ladung q an einem Kondensator mit einer Kapazität C, beispielsweise dem Kondensator 7106, proportional zu der über den Kondensator liegenden Spannung V ist, wobei

q: = Ladung in Coulomb
C: = Kapazität in Farad
V: = Spannung in Volt
A: = Amplitude des Eingangssignals

Wenn die Spannung V durch Gleichung 2 (EQ. 2) dargestellt ist, kann die Gleichung 1 (EQ. 1) zu einer Gleichung 3 (EQ. 3) umgeschrieben werden. Die Ladungsänderung Δq über der Zeit t ist in Gleichung 4 (EQ. 4) als Δq(t) dargestellt, die zu einer Gleichung 5 (EQ. 5) umgeschrieben werden kann. Unter Verwendung der trigonometrischen Summen-Produkt-Identität von Gleichung 6 (EQ. 6), kann die Gleichung 5 zu einer Gleichung 7 (EQ. 7) umgeschrieben werden, die zu einer Gleichung 8 (EQ. 8) umgeschrieben werden kann.
Zu beachten ist, daß der Sinusterm in Gleichung 2 nur eine Funktion der Apertur T ist. Somit ist Δq(t) an einem Maximum, wenn T gleich ein ungeradzahliges Vielfaches von n ist (d.h. n, 3π, 5π,...). Daher erfährt der Kondensator 7106 die größte Ladungsänderung, wenn die Apertur T einen Wert von π oder ein Zeitintervall hat, das 180° der Eingangssinuskurve entspricht. Wenn umgekehrt T gleich 2π, 4π, 6π ... ist, wird eine minimale Ladung übertragen.
Die Gleichungen 9, 10 und 11 beschreiben q(t) durch Integrieren von Gleichung 1, was erlaubt, die Ladung am Kondensator 7106 bezüglich der Zeit auf der gleichen Achse graphisch darzustellen wie die Eingangssinuskurve sin(t), wie im Graph von 26C gezeigt ist. Wenn die Apertur T im Wert abnimmt oder sich auf einen Puls hinbewegt, geht die Phase zwischen der Ladung am Kondensator C oder q(t) und sin(t) gegen null. Dies ist im Graph von 26D gezeigt, der erkennen läßt, daß die maximale Pulsladungsübertragung in der Nähe des Eingangsspannungsmaximums auftritt. Wie dieser Graph erkennen läßt, wird beträchtlich weniger Ladung übertragen, wenn der Wert von T abnimmt.
Energie/Ladung-Beziehungen sind in Gleichungen 12–17 von 26E gezeigt, wo gezeigt ist, daß die Energie proportional zur Ladung ist und die übertragene Ladung umgekehrt proportional zum Einfügungsverlust ist.
Konzepte eines Einfügungsverlustes sind in 26F gezeigt. Allgemein ist die Rauschzahl einer verlustbehafteten passiven Vorrichtung zahlenmäßig gleich dem Einfügungsverlust der Vorrichtung. Alternativ kann die Rauschzahl für irgendeine Vorrichtung nicht kleiner als ihr Einfügungsverlust sein. Einfügungsverlust kann durch Gleichung 18 oder 19 ausgedrückt werden. Ausgehend von der obigen Diskussion ist zu sagen, daß, wenn die Apertur T zunimmt, mehr Ladung vom Eingang zum Kondensator 7106 übertragen wird, was die Energieübertragung vom Eingang zum Ausgang erhöht. Es ist beobachtet worden, daß es nicht notwendig ist, die Eingangsspannung am Ausgang präzise wieder herzustellen, da relative modulierte Amplitude- und Phaseninformationen in der übertragenen Energie erhalten bleiben.
4. Überlegungen und Korrekturen in bezug auf DC-Offset, Wiederabstrahlung und Dynamikbereich
4.1 Überblick über DC-Offset und Wiederabstrahlung
Empfänger und andere elektronischen Schaltungen können durch Probleme eines DC-Offset und einer Wiederabstrahlung beeinträchtigt sein. Allgemein bezieht sich "DC-Offset" auf einen DC-Spannungspegel, der einem Nutzsignal von der Schaltungsumgebung hinzugefügt wird. Die Schaltungsumgebung erzeugt die DC-Offsetspannung durch verschiedene Mechanismen, die gut bekannt sind. Einige dieser Mechanismen sind nachstehend detaillierter diskutiert. Wenn ein DC-Offsetspannungswert signifikant ist, kann er die Qualität des Nutzsignals verschlechtern. Zum Beispiel kann in einem Empfänger das Nutzsignal ein abwärts umgesetztes Signal sein. Sofern er nicht reduziert oder eliminiert wird, kann der hinzugefügte DC-Offsetspannungspegel unerwünscht den Spannungswert des abwärts umgesetzten Signals ändern. Folglich kann der tatsächliche Spannungswert des abwärts umgesetzten Signals von der nachfolgenden Verarbeitung schwer festzustellen sein.
Allgemein ist „Wiederabstrahlung" ein unerwünschtes Phänomen, wobei ein Signal, das eine oder mehrere von der Empfangsschaltung erzeugte Frequenzkomponenten aufweist, von einer Antenne gesendet wird. Beispielsweise können die Frequenzkomponenten von einem lokalen Oszillator der Empfangsschaltung erzeugt werden. Wenn gesendet, können diese Frequenzkomponenten unerwünscht nahegelegene Empfänger stören oder von der gleichen Antenne, die sie gesendet hat, zurück empfangen werden. Wenn die Frequenzkomponenten von der gleichen Antenne, die sie gesendet hat, zurück empfangen werden, wird dies als "Wiederabstrahlung-Wiedereinfang" bezeichnet. Das Phänomen von Wiederabstrahlung-Wiedereinfang kann ferner Signale beeinträchtigen, die abwärts umgesetzt werden und/oder kann unerwünschte DC-Offsetspannungen hervorrufen, die die abwärts umgesetzten Signale beeinträchtigen können. Zum Beispiel kann das wieder abge strahlte und wieder eingefangene Signal am Empfänger als unerwünschtes Rauschen innerhalb oder außerhalb des/der genutzten Frequenzbands/Frequenzbänder erscheinen oder kann sich mit Logiksignalen verbinden, um eine unerwünschte DC-Offsetspannung zu erzeugen. Das Phänomen der Erzeugung einer DC-Offsetspannung durch Wiederabstrahlung-Wiedereinfang ist nachstehend ausführlicher beschrieben. Hier bereitgestellte Lösungen zur Eliminierung unerwünschter DC-Offsetspannungen gelten für DC-Offsetspannungen, die durch Wiederabstrahlung-Wiedereinfang erzeugt sind.
Ferner können Signale in einer Empfängerschaltung zu anderen Abschnitten der Empfängerschaltung wandern oder strahlen, was ähnliche Probleme verursacht wie die, die mit Bezug auf Wiederabstrahlung-Wiedereinfang oben beschrieben worden sind, einschließlich Probleme des Rauschens und der DC-Offsetspannungen. Zum Beispiel können lokale Oszillatorsignale (Signale eines lokalen Oszillators) unerwünscht über das Schaltungssubstrat, über die Luft oder über andere Pfade zu anderen Abschnitten der Empfängerschaltung senden, was unerwünschte Rauschprobleme und Probleme einer Erzeugung unerwünschter DC-Offsetspannung verursacht. Hierin bereitgestellte Schaltungen zur Lösung der mit DC-Offsets, Wiederabstrahlung und Wiederabstrahlung-Wiedereinfang zusammenhängenden Probleme finden auch Anwendung bei der Lösung der von diesem Phänomen hervorgerufenen Rauschprobleme und unerwünschten DC-Offsetspannungen.
Die Konzepte von DC-Offset und Wiederabstrahlung sind in den folgenden Unterabschnitten ausführlicher beschrieben. Ferner sind in den sich anschließenden Abschnitten beispielhafte Verfahren und Systeme zur Reduzierung oder Eliminierung von unerwünschtem DC-Offset und unerwünschter Wiederabstrahlung bereitgestellt. Solche Verfahren und Systeme können einzeln oder miteinander kombiniert verwendet werden, um Offset-Probleme anzugehen.
4.1.1 Einführung
Ausführungsformen des UFT-Moduls können in vielen Kommunikationsanwendungen verwendet werden. Bei einigen dieser Anwendungen kann der Signalraum Wellenformen mit DC-nahen Anteilen aufweisen. Solche Wellenformen sind zum Beispiel in Signalen vorhanden, die mit Radiofrequenzen übertragen werden. Somit kann es vorteilhaft sein, die Menge an künstlichem DC-Eintrag oder DC-Offset, die von dem UFT-Modul oder seiner ergänzenden Demodulationsarchitektur beigetragen wird, zu begrenzen.
Der Abschnitt bringt einen Überblick über DC-Offset-Beiträge des UFT-Moduls und den dazugehörigen Schaltungen, die für eine Null-IF-Implementation relevant sind. Außerdem werden Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung zur Reduzierung der nachteiligen Wirkungen des DC-Offsets vorgestellt.
4.1.2 DC-Offset-Modell im Überblick
27 zeigt eine Abwärtsumsetzungsschaltung 7300 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Abwärtsumsetzungsschaltung 7300 von 27 stellt ein Modell bereit, das mögliche DC-Offset-Beiträge aufzeigt. Die Abwärtsumsetzungsschaltung 7300 weist ein UFD-Modul 114 auf. Das UFD-Modul 114 weist ein UFT-Modul 102 (nicht gezeigt) auf.
Es gibt mindestens drei signifikante Kategorien von Offsets:

1. Takterregung oder Ladungsinjektion
2. Widerabstrahlung-Offsets
3. Intermodulationsverzerrung

Jede Kategorie besitzt ihren eigenen Mechanismus.

Die folgenden Definitionen in Tabelle 1 bilden den Hintergrund für eine Analyse und ein Verständnis der Offset-Phänomene ausgehend von einem hochentwickelten Modell. Mindestens einige der für die Diskussion relevanten Phänomene betreffend die Physik der Vorrichtung können in einem oder mehreren der folgenden Modellparameter zusammengefaßt werden. R(t)=[r(t)+k1kACA(t'A)+k2kBCB(t'B)kLNA+kACA(t'A)+kBCB(t'B)lC(t)+<|C(t)|kcλ Eq.20 Tabelle 1

r(t)=S(t)+n(t)	r(t) ist das empfangene Nutzsignal, das aus einem modulierten Träger s(t) und einer Rauschkomponente n(t) besteht.
k₁k_AC(t'_A1) oder k_AC(t'_A)	Das Signal ist ein konditionierter Takt 7304 oder eine transiente Wellenform, die über freien Raum, Substrat usw. zum Kerneingang des UFD-Moduls 114 leckt. t'_A1 ist eine verzögerte Zeitvariable. t_A1 = t-t_A-t₁, wobei tp, die Verzögerung des speziellen Pfads (A) ist und t₁ die zusätzliche Verzögerung durch den (1) Pfad ist.
k₂k_BC_B(t'_B2) oder k_BC_B(t'_B)	Dieses Signal ist dem oben beschriebenen ähnlich, mit der Ausnahme, daß sich die Leckpfade und Verzögerungen unterscheiden und daß das Lecksignal ein Rohtakt 7306 anstatt ein konditionierter Takt 7304 ist.
<\|C(t)\|>k_cλ	Dies ist ein selbstgenerierendes Signal am UFD-Modul 114 und leitet sich ab von dem Ladungsinjektionsphänomen am UFD-Modul 114, wenn der konditionierte Takt 7304 oder die Steuerung aktiv ist. Im wesentlichen ist der konditionierte Takt C(t) durch eine nichtlineare Operation (in diesem Fall eine Absolutfunktion) modifiziert, über ein bestimmtes Intervall gemittelt oder integriert und mit einer Verstärkungskonstante k_cλ skaliert und um t_cλ verzögert. Wenn C(t) nicht aktiv ist, dann <C\|(t)\|>*k_cλ-> 0. Dieser Offset-Term summiert sich wirkungsvoll am Ausgang des UFD-Moduls 114. <> bezeichnet die Erwartungsoperation.
*k_ff	Verstärkungskonstante, die mit einem "Feed forward"-Ladungsinjektionspfad zusammenhängt. Dieser Pfad ist typisch von Interesse, wenn Interferenzen vorhanden sind. Normalerweise sind Offsets nicht signifikant, es sei denn, S/I (Signal/Interferenz-Energie) ist sehr klein und I ist sehr groß.

Es kann zusätzliche Leckterme geben, die in dem Modell nicht dargestellt sind.
4.2 Beispielhafte Ausführungsformen, um Probleme des DC-Offsets und der Wiederabstrahlung anzugehen
Der obige Abschnitt 4.1 diskutierte mit DC-Offset und Wiederabstrahlung zusammenhängende Probleme, die während oder nach dem Abwärtsumsetzungsprozeß auftreten. Verschiedene Ausführungsformen, die mit den oben beschriebenen Problemen zusammenhängen, werden in diesem Abschnitt (und seinen Unterabschnitten) vorgestellt. Insbesondere werden nachstehend Anwendungen des UFT-Moduls in Schaltungskonfigurationen bereitgestellt, die Probleme des DC-Offsets und der Wiederabstrahlung reduzieren oder eliminieren.
4.2.1 DC-Offset
Beispielhafte Ausführungsformen zur Reduzierung oder Eliminierung unerwünschter DC-Offsetspannungen werden nachstehend bereitgestellt. Diese unerwünschten DC-Offsetspannungen umfassen unerwünschte DC-Offsetspannungen, die von irgendeiner Quelle erzeugt werden, einschließlich nichtidealer Betrieb von Schaltungskomponenten, Wiederabstrahlung-Wiedereinfang, lokale Schaltungssignale, die zu anderen Schaltungsabschnitten wandern oder strahlen usw. Diese Ausführungsformen können auch auf Reduzierung oder Eliminierung unerwünschter Schaltungswiederabstrahlung angewendet werden.
4.2.2 Herkömmlicher Empfänger für drahtlose Kommunikation
28 zeigt ein beispielhaftes herkömmliches Abwärtsumsetzungssystem 8700 für drahtlose Kommunikation. Das Abwärtsumsetzungssystem 8700 weist ein Abwärtsumsetzung-Modul 8702 und einen Verstärker 8704 auf. Das Abwärtsumsetzung-Modul 8702 weist typisch einen Super-Heterodyn-Empfänger auf. Das Abwärts umsetzung-Modul 8702 kann mehrere Abwärtsumsetzung-Stufen aufweisen. Der Verstärker 8704 kann einen Verstärker, ein Filter, eine oder mehrere andere Signalverarbeitungskomponenten oder eine Kombination davon aufweisen.
Das Abwärtsumsetzung-Modul 8702 setzt ein moduliertes Trägersignal 8706 gemäß mindestens einem lokalen Oszillatorsignal 8708 zu einem abwärts umgesetzten Basisbandsignal 8710 abwärts um.
Das abwärts umgesetzte Basisbandsignal 8710 wird in einen Verstärker 8704 eingegeben. Der Verstärker 8704 verstärkt, filtert und/oder verarbeitet auf andere Weise das abwärts umgesetzte Signal 8710 und gibt das Basisbandsignal 8712 aus.
Wie oben beschrieben und in 28 gezeigt, können durch ein lokales Oszillatorsignal 8708 hervorgerufene DC-Offsets an mehreren Punkten in den Signalpfad eintreten, wobei einige mögliche Punkte durch Ladungsleck- und Ladungsinjektionspfade 8714, 8716 und 8718 angedeutet sind. Wie oben beschrieben, sind Ladungslecken und Ladungsinjektion bekannte Effekte. Diese DC-Offsets wirken sich nachteilig zumindest auf den Dynamikbereich und die Genauigkeit des Basisbandsignals 8712 aus. Zum Beispiel kann das Hinzufügen eines signifikanten DC-Offset zu einem Basisbandsignal 8712 bewirken, daß sich die Ausgänge der nachfolgenden Verstärker im Basisbandsignalpfad dem Pegel ihrer Energieversorgungen nähern, was möglicherweise bewirkt, daß die Verstärker nicht mehr richtig arbeiten oder nichtlinear werden.
4.2.3 Ausführungsform zur Reduzierung der Ladungsinjektion
In diesem Abschnitt wird eine erfindungsgemäße Ausführungsform zum Reduzieren oder Eliminieren eines zumindest durch Ladungsinjektion hervorgerufenen DC-Offset bereitgestellt. 29 zeigt einige mit der vorliegenden Erfindung zusammenhängende Aspekte der Ladungsinjektion. 29 zeigt ein UFD-Modul 114, das ein UFT-Modul 102, eine Speichervorrichtung 9004 und ein Referenzpotential 9006 aufweist. In einer Ausführungsform weist das UFT-Modul 102 einen MOSFET 9008 auf und eine Speichervorrichtung 9004 weist einen Kondensator 9010 auf.
Ein RF-Eingangssignal 9014 wird von einem ersten Anschluß 9028 eines MOSFET 9008 empfangen. Ein Steuersignal 9018 wird von einem zweiten Anschluß 9030 eines MOSFET 9008 empfangen. Ein dritter Anschluß 9032 des MOSFET 9008 ist mit einem ersten Anschluß 9034 der Speichervorrichtung 9004 verbunden. Ein zweiter Anschluß 9036 der Speichervorrichtung 9004 ist mit dem Referenzpotential 9006, beispielsweise Erdpotential 9012 oder irgendein anderes Potential, verbunden. In einer Ausführungsform öffnet und schließt sich der im UFT-Modul 102 enthaltene MOSFET 9008 als Funktion des Steuersignals 9018. Als Folge des Öffnens und Schließens dieses Schalters ergibt sich ein abwärts umgesetztes Signal, das als Ausgangssignal 9016 bezeichnet wird.
Ein bekanntes Phänomen, Ladungsinjektion genannt, kann in einer solchen Schaltumgebung auftreten. Wenn ein Steuersignal 9018 eine Pulswellenform an den Gate-Anschluß des MOSFET 9008 anlegt, wird der MOSFET 9008 veranlaßt, sich zu öffnen und zu schließen. Während dieses Vorgangs kann sich Ladung, die entlang eines DC-Pfads 9024 fließt, an der Gate/Drain-Grenzschicht und/oder Gate/Source-Grenzschicht des MOSFET 9008 aufbauen, wie als Ladungsaufbau 9020 in 29 angedeutet ist (man beachte, daß die Source- und Drain-Anschlüsse des MOSFET im wesentlichen untereinander austauschbar sind). Ladungsaufbau 9020 kann aus dem MOSFET 9008 über den Leckpfad 9022 lecken und an dem Kondensator 9010 gespeichert werden. Diese Ladung, die am Kondensator 9010 gespeichert wird, kann eine Änderung der über den Kondensator 9010 liegenden Spannung hervorrufen. Diese Spannungsänderung kann dementsprechend am Ausgangssignal 9016 als eine möglicherweise nichtvernachlässigbare DC-Offsetspannung erscheinen. Diese nichtvernachlässigbare DC-Offsetspannung am Ausgangssignal 9016 kann zu Schwierigkeiten bei der Wiedergewinnung des Basisband-Informationsinhalts des Ausgangssignals 9016 führen. Somit wäre es vorteilhaft, diese eventuelle Erzeugung von DC-Offsetspannung, die durch diese Wechselwirkung des Steuersignals 9018 mit dem UFD-Modul 114 hervorgerufen wird, zu reduzieren oder zu verhindern.
30 zeigt eine beispielhafte Schaltungsanordnung zur Reduzierung einer durch Ladungsinjektion hervorgerufenen unerwünschten DC-Offsetspannung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
30 zeigt das UFD-Modul 114 von 29, mit einem zwischen dem RF-Eingangssignal 9014 und dem UFD-Modul 114 angeordneten Kondensator 9126. Der Kondensator 9126 ist vorzugsweise ein Kondensator mit einem kleinen Wert von beispielsweise aber nicht einschränkend 10 pF. Der Wert für den Kondensator 9126 wird abhängig von der Anwendung variieren, und dementsprechend sind seine Eigenschaften implementations- und anwendungsspezifisch. Der Kondensator 9126 verhindert, daß ein DC-Strom entlang des Pfades, der in 29 als DC-Pfad 9024 gezeigt ist, fließt, und reduziert oder verhindert den Ladungsfluß zum und den Ladungsaufbau am Kondensator 9010. Dies wiederum reduziert oder verhindert, daß eine DC-Offsetspannung, die aus der oben beschriebenen Ladungsinjektion resultiert, am Ausgangssignal 9016 erscheint. Damit kann der Basisband-Informationsinhalt des Ausgangssignals 9016 genauer bestimmt werden.
35 zeigt ein Flußdiagramm 10900, das zu 30 zugehörige Arbeitsschritte zum Abwärtsumsetzen eines Eingangssignals und Reduzieren einer DC-Offsetspannung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. In der folgenden Diskussion werden die Schritte der 35 beschrieben.
In Schritt 10902 wird ein Eingangssignal über einen Reihenkondensator mit einem Eingang eines universellen Frequenzabwärtsumsetzung-Modul verbunden.
In Schritt 10904 wird das Eingangssignal mit Hilfe des universellen Frequenzabwärtsumsetzung-Moduls zu einem abwärts umgesetzten Signal frequenzabwärts umgesetzt. Das Eingangssignal wird gemäß einem Steuersignal abwärts umgesetzt. Das Steuersignal unterabtastet das Eingangssignal.
In Schritt 10906 wird eine DC-Offsetspannung in dem während des Schritts 10904 erzeugten abwärts umgesetzten Signal reduziert. In einer Ausführungsform ist die DC-Offsetspannung mindestens durch Ladungsinjektionseffekte, die auf eine Wechselwirkung des Steuersignals mit dem universellen Frequenzabwärtsumsetzung-Modul zurückzuführen sind, erzeugt, wie oben ausführlicher beschrieben ist.
4.2.4 Wiederabstrahlung
Wiederabstrahlung, wie oben beschrieben, ist ein unerwünschtes Phänomen, wobei ein Signal, das eine oder mehrere von der Empfangsschaltung erzeugte Frequenzkomponenten aufweist, von einer Antenne gesendet wird. 23A zeigt eine Antenne 4406, die Schaltungswiederabstrahlungssignale 4414 und 4420 sendet. Die zur Antenne 4406 zugehörige Empfangsschaltung, zum Beispiel als ein Empfänger 4402 und ein lokaler Oszillator 4404 gezeigt, kann die gesendeten Frequenzkomponenten erzeugen. Beispielsweise können die Frequenzkomponenten teilweise von einem lokalen Oszillator 4404 erzeugt werden. Diese erzeugten Frequenzkomponenten können entlang eines Wiederabstrahlungspfads 4418 und 4420 wandern, wo sie von der Antenne 4406 als Wiederabstrahlungssignale 4414 und 4420 gesendet werden. Wenn gesendet, können diese Frequenzkomponenten unerwünscht einen oder mehrere nahegelegene Empfänger, beispielsweise den nahegelegenen Empfänger 4408, stören. Eine Antenne 4410 kann das Wiederabstrahlungssignal 4420 empfangen, das von dem nahegelegenen Empfänger 4408 abwärts umgesetzt wird. Eine oder mehrere der Frequenzkomponenten des empfangenen Wiederabstrahlungssignals 4420 können in einen von dem nahegelegenen Empfänger 4408 genutzten Frequenzbereich fallen, was die Qualität der Signale beeinträchtigt, die von dem nahegelegenen Empfänger 4408 abwärts umgesetzt werden sollen.
Wie oben beschrieben, kann Wiederabstrahlung auf unerwünschte Weise von der gleichen Antenne, die die Wiederabstrahlung gesendet hat, wieder zurück empfangen werden. Wie in 23A gezeigt, kann der Empfänger 4402 das Wiederabstrahlungssignal 4414 senden, das anschließend von einem Objekt 4412 als reflektierte Wiederabstrahlung 4416 reflektiert wird, die dann von der Antenne 4406 empfangen wird. Dies wird als Wiederabstrahlung-Wiedereinfang bezeichnet. Wenn Frequenzkomponenten von der gleichen Antenne, die sie gesendet hat, wieder zurück empfangen werden, können sie abwärts umgesetzt werden, außerdem können sie Signale, die abwärts umgesetzt werden, verschlechtern und/oder unerwünschte DC-Offsetspannungen hervorrufen, die die abwärts umgesetzten Signale verschlechtern können. 23B zeigt ein Beispiel für ein lokales Oszillatorsignal 4422 einer Frequenz f. Wenn ein Signal, beispielsweise das lokale Oszillatorsignal 4422 wieder abgestrahlt wird und anschließend von der Schaltung empfangen wird, die es gesendet hat, kann es mit sich selbst überlagert werden, um eine unerwünschte DC-Offsetspannung zu erzeugen. 23C zeigt die Fouriertransformierte des lokalen Oszillatorsignals 4422 mit Spektralkomponenten 4424 und 4426 bei Frequenzen +f und –f. 23D zeigt ein Ergebnis der Faltung eines lokalen Oszillatorsignals 4422 mit sich selbst, was eine DC-Spektralkomponente 4432 erzeugt, die einer unerwünschten DC-Offsetspannung entspricht. 23D zeigt die resultierenden Spektralkomponenten 4428 und 4430 bei Frequenzen +2f und –2f und eine DC-Spektralkomponente 4432 bei einer Frequenz null. Die DC-Spektralkomponente 4432 kann die gleichen Probleme verursachen wie die DC-Offsetspannungen, die von anderen Mechanismen, beispielsweise diejenigen, die hier an anderer Stelle beschrieben sind, erzeugt werden.
Zumindest aus diesen Gründen ist es wünschenswert, Schaltungswiederabstrahlung zu reduzieren oder zu eliminieren. Beispielhafte Ausführungsformen zum Reduzieren oder Eliminieren von Schaltungswiederabstrahlung werden nachstehend bereitgestellt. Diese Ausführungsformen können auch auf die Reduzierung oder Eliminierung von unerwünschten DC-Offsetspannungen angewendet werden.
4.2.4.1 Reduzierung der Wiederabstrahlung durch Anpassen von Steuersignalattributen
In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann ein lokaler Oszillator verwendet werden, um ein Steuersignal zu erzeugen, das verwendet wird, um empfangene RF-Signale abwärts umzusetzen. Das Steuersignal kann Frequenzkomponenten aufweisen, die mit der Frequenz des lokalen Oszillators und ihren Harmonischen zusammenhängen. Wie oben beschrieben, kann eine oder können mehrere Frequenzkomponenten des lokalen Oszillatorsignals aus einer nahegelegenen Antenne als Schaltungswiederabstrahlung lecken. Folglich hängen Attribute der Schaltungswiederabstrahlung direkt zusammen mit Attributen der Steuersignal-Frequenzkomponenten. Damit kann Wiederabstrahlung möglicherweise durch Anpassen eines oder mehrerer Attribute der Steuersig nal-Frequenzkomponenten reduziert oder eliminiert werden. Steuersignalattribute, die angepaßt werden können, umfassen mindestens Steuerpulsbreite, Steuerpulsamplitude und/oder Steuerpulsphase.
31 zeigt ein beispielhaftes RF-Eingangssignal 9602. Außerdem ist ein Steuersignal 9604 mit einer Pulslänge π (π-Pulslänge-Steuersignal) gezeigt, das an ein UFD-Modul angelegt werden kann, um das RF-Eingangssignal 9602 abwärts umzusetzen. Wie gezeigt, weist das π-Pulslänge-Steuersignal 9604 Pulse auf, die eine Länge von π rad haben. In einer Ausführungsform eines Empfängers, der ein UFD-Modul implementiert hat, kann ein Steuersignal, beispielsweise ein π-Pulslänge-Steuersignal 9604, wieder aus dem Empfänger abgestrahlt werden. In der Zeitdomäne kann die Wiederabstrahlung als Rauschpulse erscheinen, die ähnlich wie die Pulse des Steuersignals geformt sind. Unter bestimmten Umständen kann eine oder können mehrere der Frequenzen des wiederabgestrahlten Signals auf unerwünschte Weise in die genutzten Ausgangsfrequenzbänder des Systems fallen, das die Empfängerschaltung implementiert hat. Zum Beispiel kann beim Abwärtsumsetzen eines Signals direkt zu einem Basisband eine Steuersignalfrequenz im wesentlichen gleich der Frequenz des empfangenen RF-Trägersignals sein. Wenn diese Steuersignalfrequenz wieder abgestrahlt wird und dann anschließend empfangen und abwärts umgesetzt wird, kann das Resultat auf eine ähnliche Weise, wie in 23B–23D beschrieben, eine oder mehrere abwärts umgesetzte Signalfrequenzen nahe oder gleich DC oder im Basisband sein. Es wäre vorteilhaft, wenn die wieder abgestrahlten Signalkomponenten, die in den genutzten Frequenzbändern liegen, eliminiert oder verschoben werden könnten.
In einer beispielhaften Ausführungsform zur Änderung der Frequenzzusammensetzung des wiederabgestrahlten Signals kann die Pulsbreite der Steuerpulse des Steuersignals vergrößert werden. Wie in 31 gezeigt, hat ein 3π-Pulslänge-Steuersignal 9606 Steuerpulse der Länge 3π. Da die Steuerpulsbreite des 3π-Pulslänge-Steuersignals 9606 größer ist als die des π-Pulslänge-Steuersignals 9604, setzt sich das 3π-Pulslänge-Steuersignal 9606 aus Komponenten mit niedrigeren Frequenzen zusammen. Es ist bekannt, daß Signale, die im we sentlichen Rechteckpulse aufweisen, viele Signale mit unterschiedlichem Frequenzen enthalten, die sich addieren, um die Pulsformen zu bilden. Wenn Pulse breiter werden, bewegen sich die Frequenzen der zur ihrer Bildung erforderlichen Signale nach unten. Da das 3π-Pulslänge-Steuersignal 9606 breitere Pulse hat und daher Komponenten mit niedrigeren Frequenzen aufweist, hat ein wieder abgestrahltes Signal aufgrund des 3π-Pulslänge-Steuersignals 9606 Komponenten mit niedrigeren Frequenzen. Selbst wenn die Komponenten mit niedrigeren Frequenzen wieder abgestrahlt werden und dann empfangen und abwärts umgesetzt werden, sollten die abwärts umgesetzten Komponenten außerhalb des Bandes sein. In einer Ausführungsform wird ein 3π-Pulslänge-Steuersignal 9606 bei einem 19 dB niedrigeren Pegel als ein π-Pulslänge-Steuersignal 9604 wieder abgestrahlt.
Die Frequenzkomponenten einer eventuellen Wiederabstrahlung können durch weiteres Verbreitern der Steuerpulse noch weiter gesenkt werden. Beispielsweise zeigt 31 ein 5π-Pulslänge-Steuersignal 9608 mit Steuersignalpulsen einer Breite von 5π. Das 5π-Pulslänge-Steuersignal 9608 enthält breitere Pulse als das 3π-Pulslänge-Steuersignal 9606. Deshalb setzt sich, wie oben beschrieben, das 5π-Pulslänge-Steuersignal 9608 aus Signalkomponenten zusammen, die verglichen mit dem 3π-Pulslänge-Steuersignal 9606 niedrigere Frequenzen haben. Verglichen mit dem 3π-Pulslänge-Steuersignal 9606 besteht also eine mit dem 5π-Pulslänge-Steuersignal 9608 zusammenhängende Schaltungswiederabstrahlung aus niedrigeren Frequenzen.
Eine Pulsbreite kann noch weiter vergrößert werden, wie Fachleuten der entsprechenden Fachgebiete aus den Unterrichtungen hierin verständlich wird. Bis zu welchem Ausmaß die Pulsbreite vergrößert werden kann, wird sich von Anwendung zu Anwendung entscheiden. Die Pulsbreite kann in ganzzahligen Inkrementen von π oder in irgendeinem Bruchteil davon geändert werden.
36 zeigt ein Flußdiagramm 11400, das Arbeitsschritte zum Abwärtsumsetzen eines Eingangssignals mit verschiedenen Steuersignal-Pulsbreiten gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt. In der folgenden Diskussion werden die Schritte der 36 beschrieben.
In Schritt 11402 wird ein Eingangssignal mit Hilfe eines universellen Frequenzabwärtsumsetzung-Modul zu einem abwärts umgesetzten Signal frequenzabwärts umgesetzt. Das Eingangssignal wird gemäß einem Steuersignal, das ein Folge von Pulsen mit Pulsbreiten aufweist, abwärts umgesetzt.
In Schritt 11404 wird ein mit dem Steuersignal zusammenhängendes Signal wieder abgestrahlt.
In Schritt 11406 werden die Pulsbreiten vergrößert, um eine Frequenz des wieder abgestrahlten Signals zu erniedrigen. In einer Ausführungsform können die Pulsbreiten gemäß der folgenden Gleichung gewählt werden: Pulsbreite = 180 + 360·n Grad einer Frequenz des Eingangssignals, wobei n eine ganze Zahl null ist. Wird n erhöht, erniedrigt sich eine Frequenz des wiederabgestrahlten Signals.
4.2.4.1.1 Überlegungen zu einem I/Q-Modulationsempfänger-Steuersignal und Ausführungsformen davon
Es gibt Überlegungen zu einem Entwurf für I/Q-Modulation-Empfängerschaltungen, was ihre Steuersignale betrifft. Die oben bereitgestellten Ausführungsformen zur Änderung von Steuersignal-Pulsbreiten sind auf I/Q-Modulation-Empfängerschaltungen anwendbar. Wenn die Steuersignal-Pulsbreiten in Hinblick auf I/Q-Modulation-Empfängerschaltungen modifiziert werden, um die oben beschriebenen Wiederabstrahlungsprobleme oder andere Probleme zu überwinden, kann es jedoch notwendig sein, über bestimmte Einschränkungen des Konzepts nachzudenken. Beispielsweise sollten sich in einigen Ausführungsformen, wie beispielsweise nachstehend beschrieben, Pulse des I-Phase-Steuersignals und Pulse des Q-Phase-Steuersignals nicht überlappen und müssen so konfiguriert werden, daß sie sich nicht überlappen, um diese Anforderung zu erfüllen. In alternativen Ausführungsformen, wie beispielsweise den nachstehend beschriebenen, kann eine I/Q-Modulation-Empfängerschaltung so konfiguriert sein, daß sich I-Phase- und Q-Phase-Steuersignale überlappen können. Beispielhafte Ausführungsformen werden nachstehend bereitgestellt, um zumindest einige mit Steuersignalpulsen für I/Q-Modulation-Empfängerschaltungen zusammenhängende Konzepteinschränkungen gemäß der vorliegenden Erfindung zu überwinden.
4.2.4.1.1.1 Ausführungsformen von nichtüberlappenden I/Q-Steuersignalpulsen
32 zeigt eine beispielhafte I/Q-Modulation-Empfängerschaltung 9700 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die I/Q-Modulation-Empfängerschaltung 9700 weist ein erstes UFD-Modul 114a, ein zweites UFD-Modul 114b, einen Steuersignal-Generator 9706 und einen Phasenschieber 9708 auf. Die I/Q-Modulation-Schaltung 9700 kann verschiedene Steuersignalkonfigurationen verwenden, um I/Q-modulierte Signale abwärts umzusetzen.
Ein I/Q-RF-Eingangssignal 9722 wird von dem ersten UFD-Modul 114a empfangen. Das erste UFD-Modul 114a setzt den I-Phase-Signalanteil des I/Q-RF-Eingangssignals 9722 gemäß einem Steuersignal 9728, das von dem Steuersignal-Generator 9706 ausgegeben wird, abwärts um. Das erste UFD-Modul 114a gibt ein I-Ausgangssignal 9724 aus.
In einer Ausführungsform weist das erste UFD-Modul 114a ein erstes UFT-Modul 102a, ein erstes Speichermodul 9712 und eine erste Spannungsreferenz 9714 auf.
Das Steuersignal 9728 wird von dem Phasenempfänger 9708 empfangen. In einer I/Q-Modulation-Ausführungsform verschiebt der Phasenschieber 9708 die Phase des Steuersignals 9728 vorzugsweise um 90 Grad, obwohl andere Phasenverschiebungen möglich sind. Der Phasenschieber 9708 gibt ein phasenverschobenes Steuersignal 9730 aus.
Das I/Q-RF-Eingangssignal 9722 wird von dem zweiten UFD-Modul 114b empfangen. Das zweite UFD-Modul 114b setzt den Q-Phase-Signalanteil des I/Q-RF-Eingangssignals 9722 gemäß dem phasenverschobenen Steuersignal 9730 abwärts um. Das zweite UFD-Modul 114b gibt ein Q-Ausgangssignal 9726 aus.
In einer Ausführungsform weist das zweite UFD-Modul 114b ein zweites UFT-Modul 102b, ein zweites Speichermodul 9718 und eine zweite Spannungsreferenz 9720 auf. Die erste und die zweite Spannungsreferenz 9714 und 9720 können den gleichen Spannungswert haben oder nicht.
33A–33I zeigen ein beispielhaftes I/Q-RF-Eingangssignal 9722 und mehrere beispielhafte Steuersignal-Wellen formen, die verwendet werden können, um das I/Q-RF-Eingangssignal 9722 abwärts umzusetzen.
Beispielsweise ist ein I-Steuersignal 9802 in 33B gezeigt. Das I-Steuersignal 9802 kann verwendet werden, um einen I-Phase-Signalanteil des I/Q-RF-Eingangssignals 9722 abwärts umzusetzen. Ein entsprechendes Q-Steuersignal 9804 ist in 33C gezeigt. Das Q-Steuersignal 9804 wird vom Phasenschieber 9708 ausgegeben. Das Q-Steuersignal 9804 ist um 90 Grad zum I-Steuersignal 9802 verschoben. Das Q-Steuersignal 9804 kann verwendet werden, um einen Q-Phase-Signalanteil des I/Q-RF-Eingangssignals 9722 abwärts umzusetzen.
Wie in 33B und 33C gezeigt, überlappen die Pulse des I-Steuersignals 9802 die entsprechenden phasenverschobenen Pulse des Q-Steuersignals 9804. In einigen Ausführungsformen, in welchen das erste und das zweite UFT-Modul 102a und 102b Schalter aufweisen, werden die sich überlappenden Pulse des I-Steuersignals 9802 und des Q-Steuersignals 9804 bewirken, daß die Schalter im ersten und im zweiten UFT-Modul 102a und 102b während einer Pulsüberlappungsdauer gleichzeitig geschlossen sind. Aufgrund der Überlappung können das erste und das zweite UFD-Modul 114a und 114b nicht in der Lage sein, die I- und Q-Phase-Komponenten des I/Q-RF-Eingangssignals 9722 auf richtige Weise abwärts umzusetzen. Dies ist so, weil während der Dauer, in der die Schalter im ersten und im zweiten UFD-Modul 114a und 114b beide geschlossen sind, die Schalter gleichzeitig versuchen werden, aus dem I/Q-RF-Eingangssignal 9722 Energie zu übertragen. Dies kann in einigen Ausführungsformen zu einer nichtvernachlässigbaren Verzerrung des I/Q-RF-Eingangssignals 9722 führen. Daraus kann eine geringere als die gewünschte Genauigkeit für die Abwärtsumsetzung eines Eingangssignals resultieren.
In einem anderen Beispiel zeigen 33D und 33E ein 3π-I-Steuersignal 9806 und ein 3π-Q-Steuersignal 9808. Pulse des 3π-I-Steuersignals 9806 und des 3π-Q-Steuersignals 9808 überlappen sich. Unter Verwendung dieser Steuersignale können in einigen Ausführungsformen das erste und das zweite UFD-Modul 114a und 114b nicht in der Lage sein, die I- und Q-Phase-Komponenten des I/Q-RF-Eingangssignals 9722 auf richtige Weise abwärts umzusetzen.
Das Problem der Überlappung kann überwunden werden, indem Steuersignale mit nicht überlappenden Pulsen erzeugt werden. Beispielsweise zeigen 33F und 33G ein nichtüberlappendes I-Steuersignal 9810 und ein nichtüberlappendes Q-Steuersignal 9812. Pulse am nichtüberlappenden I-Steuersignal 9810 sind um 720 Grad voneinander separiert und können verwendet werden, um die I-Phase-Signalkomponente des I/Q-RF-Eingangsignals 9722 abwärts umzusetzen. Pulse am nichtüberlappenden Q-Steuersignal 9812 sind um 270 Grad zu den Pulsen am nichtüberlappenden I-Steuersignal 9810 verschoben, sind um 720 Grad voneinander separiert und können verwendet werden, um die Q-Phase-Signalkomponente des I/Q-RF-Eingangssignals 9722 abwärts umzusetzen.
In einem weiteren Beispiel zeigen 33H und 33I ein nichtüberlappendes I-Steuersignal 9814 und ein nichtüberlappendes Q-Steuersignal 9816. Pulse am nichtüberlappenden I-Steuersignal 9814 sind um 540 Grad voneinander separiert und können verwendet werden, um die I-Phase-Signalkomponente des I/Q-RF-Eingangsignals 9722 abwärts umzusetzen. (Man beachte, daß, wenn Pulse am nichtüberlappenden I-Steuersignal 9814 um 180 Grad, 540 Grad, 900 Grad usw. voneinander separiert sind, die an aufeinanderfolgenden Pulsen abwärts umgesetzten Informationen zueinander invertiert sein können und somit ein Inverter erforderlich sein kann, um dieses zu korrigieren.) Pulse am nichtüberlappenden Q-Steuersignal 9816 sind um 270 Grad zu den Pulsen am nichtüberlappenden I-Steuersignal 9814 verschoben, sind um 540 Grad voneinander separiert und können verwendet werden, um die Q-Phase-Signalkomponente des I/Q-RF-Eingangssignal 9722 abwärts umzusetzen. (Man beachte, daß, wenn Pulse am nichtüberlappenden Q-Steuersignal 9816 um 180 Grad, 540 Grad, 900 Grad usw. voneinander separiert sind, die an aufeinanderfolgenden Pulsen abwärts umgesetzten Informationen zueinander invertiert sein können und somit ein Inverter erforderlich sein kann, um dieses zu korrigieren.)
Zur Implementierung nichtüberlappender Pulse gibt es weitere Konfigurationen für Signalwellenformen gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, wie Fachleuten des oder der entsprechenden Fachgebiete aus den Unterrichtungen hierin verständlich wird. I- und Q-Steuersignalpulse können breiter oder schmäler gemacht werden. I- und Q-Steuersignalpulse können dazu gebracht werden, weiter voneinander entfernt oder enger zusammen aufzutreten. Ein Q-Phase-Signal kann zu einem entsprechenden I-Phase-Signal um 90 Grad, 270 Grad, 450 Grad, 630 Grad und so weiter phasenverschoben sein, so daß das I-Steuersignal an die I-Phase-Komponente des RF-Eingangssignals angepaßt ist und das Q-Steuersignal an die Q-Phase-Komponente des RF-Eingangssignals angepaßt ist. Pulse an einem I-Phase-Steuersignal können um ein Vielfaches von 180 Grad (wobei möglicherweise ein oder mehrere Inverter erforderlich sind, wie oben beschrieben ist) oder 360 Grad zueinander verschoben sein. Für eine Anwendung in der I/Q-Modulation-Empfängerschaltung 9700 von 32 können I- und Q-Steuersignale auf diese Anforderungen hin geformt werden, solange sich ihre Pulse nicht überlappen.
37 zeigt ein Flußdiagramm 11500, das zur Struktur von 32 zugehörige Arbeitsschritte zum Abwärtsumsetzen eines I/Q-modulierten RF-Eingangssignals gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt. In der folgenden Diskussion werden die Schritte der 37 beschrieben.
In Schritt 11502 wird ein I/Q-moduliertes RF-Eingangssignal mit Hilfe eines ersten universellen Frequenzabwärtsumsetz-Modul gemäß einem Steuersignal frequenzabwärts umgesetzt. Das Eingangssignal wird zu einem Inphase-Informationssignal abwärts umgesetzt. Das Steuersignal weist eine Folge von Pulsen auf. In einer Ausführungsform werden die Pulse der Folge erzeugt, um Aperturen von ungefähr gleich 180+360·n Grad einer Frequenz des I/Q-modulierten RF-Eingangssignals zu haben, wobei n eine ganze Zahl größer gleich 0 ist.
In Schritt 11504 wird das Steuersignal phasenverschoben. In Ausführungsformen wird das Steuersignal um 90 Grad einer Frequenz des I/Q-modulierten RF-Eingangssignals phasenverschoben. In alternativen Ausführungsformen kann das Steuersignal um 90+m·180 Grad verschoben werden, wobei m eine ganze Zahl größer oder gleich 1 ist. In Ausführungsformen kann das Steuersignal so phasenverschoben werden, daß Pulse am Steuersignal und Pulse am phasenverschobenen Steuersignal nicht überlappen.
In Schritt 11506 wird das I/Q-modulierte RF-Eingangssignal mit Hilfe eines zweiten universellen Frequenzabwärtsumsetz-Modul gemäß dem phasenverschobenen Steuersignal frequenzabwärts umgesetzt. Das Eingangssignal wird zu einem Quadraturphase-Informationssignal abwärts umgesetzt.
4.2.4.1.1.2 Ausführungsform eines gepufferten I/Q-Modulation-Empfängers
Nachstehend werden beispielhafte Ausführungsform für I/Q-Modulation-Empfängerschaltungen bereitgestellt, in welchen sich Steuersignale überlappen können. Solche Ausführungsformen können dann Vorteile bieten, wenn erwünscht ist, Steuersignalpuls-Attribute wie oben beschrieben zu verändern, um Probleme in Zusammenhang mit Schaltungswiederabstrahlung und andere Probleme zu lösen.
34 zeigt eine beispielhafte gepufferte I/Q-Modulation-Empfängerschaltung 9900 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die gepufferte I/Q-Modulation-Empfängerschaltung 9900 erlaubt überlappende I- und Q-Steuersignalpulse, wie beispielsweise I-Steuersignalpuls 9802 und Q-Steuersignal 9804 von 33.
Die gepufferte I/Q-Modulation-Empfängerschaltung 9900 weist einen optionalen Splitter oder Verteiler 9902, einen ersten rauscharmen Verstärker (LNA) 9904, einen zweiten LNA 9908, einen Steuersignal-Generator 9910, ein erstes UFD-Modul 114a, ein zweites UFD-Modul 114b und einen Phasenschieber 9916 auf. Die gepufferte I/Q-Modulation-Empfängerschaltung 9900 ist im wesentlichen auf gleiche Weise wie die I/Q-Modulation-Empfängerschaltung 9700 von 32 konfiguriert und arbeitet auf eine gleiche Weise, mit dem Zusatz des optionalen Verteilers 9902, ersten LNA 9904 und zweiten LNA 9908.
Der optionale Verteiler 9902 teilt optional ein I/Q-RF-Eingangssignal 9930 auf und gibt ein erstes aufgeteiltes I/Q-RF-Eingangssignal 9944 zu dem ersten LNA 9904 aus und gibt ein zweites aufgeteiltes I/Q-RF-Eingangssignal 9946 zu dem zweiten LNA 9908 aus.
Der erste LNA 9904 puffert und optional verstärkt das erste aufgeteilte I/Q-RF-Eingangssignal 9944 und gibt ein erstes gepuffertes I/Q-RF-Eingangssignal 9936 aus.
Der zweite LNA 9908 puffert und optional verstärkt das zweite aufgeteilte I/Q-RF-Eingangssignal 9946 und gibt ein zweites gepufferten I/Q-RF-Eingangssignal 9938 aus.
Das erste UFD-Modul 114a empfängt das erste gepufferte I/Q-RF-Eingangssignal 9936. Das erste UFD-Modul 114a setzt das erste gepufferte I/Q-RF-Eingangssignal 9936 gemäß einem Steuersignal 9940 abwärts um, das von dem Steuersignal-Generator 9940 ausgegeben wird. Das erste UFD-Modul 114a gibt ein I-Ausgangssignal 9932 aus. In einer Ausführungsform weist das erste UFD-Modul 114a ein erstes UFT-Modul 102a, ein erstes Speichermodul 9920 und eine erste Spannungsreferenz 9922 auf.
Der Phasenschieber 9916 empfängt das Steuersignal 9940 und gibt ein phasenverschobenes Steuersignal 9942 aus. Das phasenverschobene Steuersignal 9942 ist vorzugsweise um 90 Grad zum Steuersignal 9940 verschoben, kann aber auch um 270 Grad, 450 Grad, 630 Grad und so weiter verschoben sein.
Das zweite UFD-Modul 114b empfängt das zweite gepufferte I/Q-RF-Eingangssignal 9938. Das zweite UFD-Modul 114b setzt das zweite gepufferte I/Q-RF-Eingangssignal 9930 gemäß dem phasenverschobenen Steuersignal 9942 abwärts um. Das zweite UFD-Modul 114b gibt ein Q-Ausgangssignal 9934 aus. In einer Ausführungsform weist das zweite UFD-Modul 114b ein zweites UFT-Modul 102b, ein zweites Speichermodul 9926 und eine zweite Spannungsreferenz 9928 auf.
Wie an anderer Stelle hier beschrieben, wird, wenn das erste UFT-Modul 102a Energie aus dem ersten gepufferten I/Q-RF-Eingangssignal 9936 überträgt, das erste gepufferte I/Q-RF-Eingangssignal 9936 in einem gewissen Grad verzerrt. Ebenso wird, wenn das zweite UFT-Modul 102b Energie aus dem zweiten gepufferten I/Q-RF-Eingangssignal 9938 überträgt, das zweite gepufferte I/Q-RF-Eingangssignal 9938 in einem gewissen Grad verzerrt. Der erste und der zweite LNA 9904 und 9908 puffern die in das erste und das zweite UFD-Modul 114a und 114b eintretenden I/Q-RF-Eingangssignale des I/Q-RF-Eingangssignals 9930. Somit wird das I/Q-RF-Eingangssignal 9930 durch eine Energie übertragung, die sowohl in dem ersten als auch dem zweiten UFD-Modul 114a und 114b erfolgt, nicht wesentlich verzerrt. Deswegen können das I- und Q-Steuersignal, die verwendet werden, um zu bewirken, daß das erste und das zweite UFD-Modul 114a und 144b ihre jeweiligen I/Q-RF-Eingangssignale abwärts umzusetzen, überlappende I- und Q-Pulse haben. Somit kann zum Beispiel das Steuersignal 9940 als I-Steuersignal 9802 von 33 auftreten und das phasenverschobene Steuersignal 9942 kann als Q-Steuersignal 9804 auftreten, das um 90 Grad zum Steuersignal 9940 verschoben ist und mit diesem überlappende Pulse hat. Anzumerken ist, daß die Erfindung nicht auf das Beispiel von 34 beschränkt ist. Andere Komponenten zum Puffern oder Isolieren des ersten und zweiten UFT-Moduls 102a, 102b voneinander können alternativ verwendet werden.
38 zeigt ein Flußdiagramm 11600, das zur Struktur von 34 zugehörige Arbeitsschritte zum Abwärtsumsetzen eines I/Q-modulierten RF-Eingangssignals gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt. In der folgenden Diskussion werden die Schritte der 38 beschrieben.
In Schritt 11602 wird ein I/Q-moduliertes RF-Eingangssignal mit Hilfe eines ersten rauscharmen Verstärkers und eines zweiten rauscharmen Verstärkers gepuffert. In einer alternativen Ausführungsform kann anstatt oder zusätzlich zur eben beschriebenen Pufferung des I/Q-modulierten RF-Eingangssignals das I/Q-modulierte RF-Eingangssignal in ein erstes I/Q-moduliertes RF-Signal und ein zweites I/Q-moduliertes RF-Signal aufgeteilt werden.
In Schritt 11604 wird das erste gepufferte (und/oder erste aufgeteilte) I/Q-modulierte RF-Signal mit Hilfe eines ersten universellen Frequenzabwärtsumsetz-Moduls gemäß einem Steuersignal frequenzabwärts umgesetzt. Das Eingangssignal wird zu einem Inphase-Informationssignal abwärts umgesetzt. Das Steuersignal weist eine Folge von Pulsen auf. In einer Ausführungsform ist die Folge von Pulsen erzeugt, um Aperturen von ungefähr gleich 180 + 360·n Grad einer Frequenz des I/Q-modulierten RF-Eingangssignals zu haben, wobei n eine ganze Zahl größer gleich 0 ist.
In Schritt 11606 wird das Steuersignal phasenverschoben. In Ausführungsformen wird das Steuersignal um 90 + m·180 Grad einer Frequenz des I/Q-modulierten RF-Eingangssignals phasenverschoben, wobei m eine ganze Zahl größer oder gleich 0 ist. In Ausführungsformen kann das Steuersignal so phasenverschoben werden, daß Pulse am Steuersignal Pulse am phasenverschobenen Steuersignal überlappen.
In Schritt 11608 wird das zweite gepufferte (und/oder zweite aufgeteilte) I/Q-modulierte RF-Signal mit Hilfe eines zweiten universellen Frequenzabwärtsumsetz-Moduls gemäß dem phasenverschobenen Steuersignal frequenzabwärts umgesetzt. Das Eingangssignal wird zu einem Quadraturphase-Informationssignal abwärts umgesetzt.
4.2.5 Beispielhafte Ausführungsformen eines I/Q-Modulation-Empfängers
5 zeigt einen beispielhaften I/Q-Modulation-Empfänger 2500 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Der I/Q-Modulation-Empfänger 2500 hat die zusätzlichen Vorteile, unerwünschte DC-Offsets und Schaltungswiederabstrahlung zu reduzieren oder zu eliminieren.
Der I/Q-Modulation-Empfänger 2500 weist auf: ein erstes UFD-Modul 114a, ein erstes optionales Filter 2504, ein zweites UFD-Modul 114b, ein zweites optionales Filter 2508, ein drittes UFD-Modul 114c, ein drittes optionales Filter 2512, ein viertes UFD-Modul 114d, ein viertes optionales Filter 2516, einen optionalen LAN 2518, einen ersten Differentialverstärker 2520, einen zweiten Differentialverstärker 2522 und eine Antenne 2572.
Der I/Q-Modulation-Empfänger 2500 empfängt ein I/Q-moduliertes RF-Eingangssignal 2582, setzt es abwärts um und demoduliert es zu einem I-Basisband-Ausgangssignal 2584 und einem Q-Basisband-Ausgangssignal 2586. Das I/Q-modulierte RF-Eingangssignal 2582 weist ein erstes Informationssignal und ein zweites Informationssignal auf, die auf ein RF-Trägersignal I/Q-moduliert sind. Das I-Basisband-Ausgangssignal 2584 weist das erste Basisband-Informationssignal auf. Das Q-Basisband-Ausgangssignal 2586 weist das zweite Basisband-Informationssignal auf.
Die Antenne 2572 empfängt das I/Q-modulierte RF-Eingangssignal 2582. Das I/Q-modulierte RF-Eingangssignal 2582 wird von der Antenne 2572 ausgegeben und vom optionalen LNA 2518 empfangen. Wenn vorhanden, verstärkt der LNA 2518 das I/Q-modulierte RF-Eingangssignal 2582 und gibt ein verstärktes I/Q-Signal 2588 aus.
Das erste UFD-Modul 114a empfängt das verstärkte I/Q-Signal 2588. Das erste UFD-Modul 114a setzt den I-Phase-Signalanteil des verstärkten I/Q-Eingangssignals 2588 gemäß einem I-Steuersignal 2590 abwärts um. Das erste UFD-Modul 114a gibt ein I-Ausgangssignal 2598 aus.
In einer Ausführungsform weist das erste UFD-Modul 114a ein erstes Speichermodul 2524, ein erstes UFT-Modul 102a und eine erste Spannungsreferenz 2528 auf. In einer Ausführungsform öffnet und schließt sich ein im ersten UFT-Modul 102a aufweisende Schalter als Funktion des I-Steuersignals 2590. Als Folge des Öffnens und Schließens dieses Schalters, wodurch das erste Speichermodul 2524 mit der ersten Spannungsreferenz 2528 verbunden wird bzw. von dieser abgekoppelt wird, ergibt sich das als I-Ausgangssignal 2598 bezeichnete abwärtsumgesetzte Signal. Die erste Spannungsreferenz 2528 kann irgendeine Referenzspannung sein und ist vorzugsweise Erdpotential. Das I-Ausgangssignal 2598 wird von dem ersten Speichermodul 2524 gespeichert.
In einer bevorzugten Ausführungsform weist das erste Speichermodul 2524 einen ersten Kondensator 2574 auf. Zusätzlich zur Speicherung des I-Ausgangssignals 2598 reduziert oder verhindert der erste Kondensator 2574 auf gleiche Weise, wie der in 30 gezeigte Kondensator 9126, daß eine aus der oben beschriebenen Ladungsinjektion resultierende DC-Offsetspannung am I-Ausgangssignal 2598 erscheint. Für eine ausführlichere Diskussion über die Reduzierung oder Eliminierung von Ladungsinjektion mit Hilfe eines Reihenkondensators, beispielsweise des Kondensators 9126, wird auf den obigen Abschnitt 4.2.3 verwiesen.
Das I-Ausgangssignal 2598 wird von dem optionalen ersten Filter 2504 empfangen. Wenn vorhanden, ist das erste Filter 2504 ein Hochpaßfilter, um mindestens das I-Ausgangssignal 2598 zu filtern, um irgendeinen Trägersignal "durchschlag" zu entfer nen. Wenn vorhanden, weist in einer bevorzugten Ausführungsform das erste Filter 2504 einen ersten Widerstand 2530, einen ersten Filterkondensator 2532 und eine erste Filterspannungsreferenz 2534 auf. Vorzugsweise ist der erste Widerstand 2530 zwischen dem I-Ausgangssignal 2598 und einem gefilterten I-Ausgangssignal 2507 angeordnet und der erste Filterkondensator 2532 ist zwischen dem gefilterten I-Ausgangssignal 2507 und der erste Filterspannungsreferenz 2534 angeordnet. Alternativ kann das erste Filter 2504 irgendeine andere geeignete Filteranordnung aufweisen, wie Fachleuten des oder der entsprechenden Fachgebiete verständlich sein dürfte. Das erste Filter 2504 gibt das gefilterte I-Ausgangssignal 2507 aus.
Das zweite UFD-Modul 114b empfängt das verstärkte I/Q-Signal 2588. Das zweite UFD-Modul 114b setzt den invertierten I-Phase-Signalanteil des verstärkten I/Q-Eingangssignals 2588 gemäß einem invertierten I-Steuersignal 2592 abwärts um. Das zweite UFD-Modul 114b gibt ein invertiertes I-Ausgangssignal 2501 aus.
In einer Ausführungsform weist das zweite UFD-Modul 114b ein zweites Speichermodul 2536, ein zweites UFT-Modul 102b und eine zweite Spannungsreferenz 2540 auf. In einer Ausführungsform öffnet und schließt sich ein im zweiten UFT-Modul 102b enthaltener Schalter als Funktion des invertierten I-Steuersignals 2592. Als Folge des Öffnens und Schließens dieses Schalters, wodurch das zweite Speichermodul 2536 mit der zweiten Spannungsreferenz 2540 verbunden wird bzw. von dieser abgekoppelt wird, ergibt sich das als invertiertes I-Ausgangssignal 2501 bezeichnete abwärtsumgesetzte Signal. Die zweite Spannungsreferenz 2540 kann irgendeine Referenzspannung sein und ist vorzugsweise Erdpotential. Das invertierte I-Ausgangssignal 2501 wird von dem zweiten Speichermodul 2536 gespeichert.
In einer bevorzugten Ausführungsform weist das zweite Speichermodul 2536 einen zweiten Kondensator 2576 auf. Zusätzlich zur Speicherung des invertierten I-Ausgangssignals 2501 reduziert oder verhindert der zweite Kondensator 2576 auf gleiche Weise, wie der in 30 gezeigte Kondensator 9126, daß eine aus der oben beschriebenen Ladungsinjektion resultierende DC-Offsetspannung am invertierten I-Ausgangssignal 2501 erscheint.
Für eine ausführlichere Diskussion über die Reduzierung oder Eliminierung von Ladungsinjektion mit Hilfe eines Reihenkondensators, beispielsweise des Kondensators 9126, wird auf den obigen Abschnitt 4.2.3 verwiesen.
Das invertierte I-Ausgangssignal 2501 wird von dem optionalen zweiten Filter 2508 empfangen. Wenn vorhanden, ist das zweite Filter 2508 ein Hochpaßfilter, um mindestens das invertierte I-Ausgangssignal 2501 zu filtern, um irgendeinen Trägersignal "durchschlag" zu entfernen. Wenn vorhanden, weist in einer bevorzugten Ausführungsform das zweite Filter 2508 einen zweiten Widerstand 2542, einen zweiten Filterkondensator 2544 und eine zweite Filterspannungsreferenz 2546 auf. Vorzugsweise ist der zweite Widerstand 2542 zwischen dem invertierten I-Ausgangssignal 2501 und einem gefilterten invertierten I-Ausgangssignal 2509 angeordnet und ist der zweite Filterkondensator 2544 zwischen dem gefilterten invertierten I-Ausgangssignal 2509 und der zweiten Filterspannungsreferenz 2546 angeordnet. Alternativ kann das zweite Filter 2508 irgendeine andere geeignete Filteranordnung aufweisen, wie Fachleuten des oder der entsprechenden Fachgebiete verständlich sein dürfte. Das zweite Filter 2508 gibt das gefilterte invertierte I-Ausgangssignal 2509 aus.
Der erste Differentialverstärker 2520 empfängt an seinem nichtinvertierenden Eingang das gefilterte I-Ausgangssignal 2507 und empfängt an seinem invertierenden Eingang das gefilterte invertierte I-Ausgangssignal 2509. Der erste Differentialverstärker 2520 subtrahiert das gefilterte invertierte I-Ausgangssignal 2509 von dem gefilterten I-Ausgangssignal 2507, verstärkt das Ergebnis und gibt das I-Basisband-Ausgangssignal 2584 aus. Der erste Differentialverstärker 2520 und zweite Differentialverstärker 2522 können durch andere geeignete Subtrahierer und/oder Verstärkungsmodule ersetzt werden, wie Fachleuten des oder der entsprechenden Fachgebiete aus den Unterrichtungen hierin verständlich sein dürfte. Da das gefilterte invertierte I-Ausgangssignal 2509 im wesentlichen gleich einer invertierten Version des gefilterten I-Ausgangssignals 2507 ist, ist das I-Basisband-Ausgangssignal 2584 im wesentlichen gleich dem gefilterten I-Ausgangssignal 2509 mit doppelter Amp litude. Ferner können das gefilterte I-Ausgangssignal 2507 und das gefilterte invertierte I-Ausgangssignal 2509 im wesentlichen die gleichen Rausch- und DC-Offset-Beiträge der gleichen Polarität aufweisen, die aus der vorausgehenden Abwärtsumsetzungsschaltung stammen, die das erste UFD-Modul 114a bzw. das zweite UFD-Modul 114b aufweist. Wenn der erste Differentialverstärker 2520 das gefilterte invertierte I-Ausgangssignal 2509 von dem gefilterten I-Ausgangssignal 2507 subtrahiert, heben sich diese Rausch- und DC-Offset-Beiträge im wesentlichen gegeneinander auf.
Das dritte UFD-Modul 114c empfängt das verstärkte I/Q-Signal 2588. Das dritte UFD-Modul 114c setzt den Q-Phase-Signalanteil des verstärkten I/Q-Eingangssignals 2588 gemäß einem Q-Steuersignal 2594 abwärts um. Das dritte UFD-Modul 114c gibt ein Q-Ausgangssignal 2503 aus.
In einer Ausführungsform weist das dritte UFD-Modul 114c ein drittes Speichermodul 2548, ein drittes UFT-Modul 102c und eine dritte Spannungsreferenz 2552 auf. In einer Ausführungsform öffnet und schließt sich ein im dritten UFT-Modul 102c enthaltener Schalter als Funktion des Q-Steuersignals 2594. Als Folge des Öffnens und Schließens dieses Schalters, wodurch das dritte Speichermodul 2548 mit der dritten Spannungsreferenz 2552 verbunden wird bzw. von dieser abgekoppelt wird, ergibt sich das als Q-Ausgangssignal 2503 bezeichnete abwärtsumgesetzte Signal. Die dritte Spannungsreferenz 2552 kann irgendeine Referenzspannung sein und ist vorzugsweise Erdpotential. Das Q-Ausgangssignal 2503 wird von dem dritten Speichermodul 2548 gespeichert.
In einer bevorzugten Ausführungsform weist das dritte Speichermodul 2548 einen dritten Kondensator 2578 auf. Zusätzlich zur Speicherung des Q-Ausgangssignals 2503 reduziert oder verhindert der dritte Kondensator 2578 auf gleiche Weise, wie der in 30 gezeigte Kondensator 9126, daß eine aus der oben beschriebenen Ladungsinjektion resultierende DC-Offsetspannung am Q-Ausgangssignal 2503 erscheint. Für eine ausführlichere Diskussion über die Reduzierung oder Eliminierung von Ladungsinjektion mit Hilfe eines Reihenkondensators, beispielsweise des Kondensators 9126, wird auf den obigen Abschnitt 4.2.3 verwiesen.
Das Q-Ausgangssignal 2503 wird von dem optionalen dritten Filter 2512 empfangen. Wenn vorhanden, ist das dritte Filter 2512 ein Hochpaßfilter, um mindestens das Q-Ausgangssignal 2503 zu filtern, um irgendeinen Trägersignal "durchschlag" zu entfernen. Wenn vorhanden, weist in einer bevorzugten Ausführungsform das dritte Filter 2512 einen dritten Widerstand 2554, einen dritten Filterkondensator 2558 und eine dritte Filterspannungsreferenz 2558 auf. Vorzugsweise ist der dritte Widerstand 2554 zwischen dem Q-Ausgangssignal 2503 und einem gefilterten Q-Ausgangssignal 2511 angeordnet und ist der dritte Filterkondensator 2556 zwischen dem gefilterten Q-Ausgangssignal 2511 und der dritten Filterspannungsreferenz 2558 angeordnet. Alternativ kann das dritte Filter 2512 irgendeine andere geeignete Filteranordnung aufweisen, wie Fachleuten des oder der entsprechenden Fachgebiete verständlich sein dürfte. Das dritte Filter 2512 gibt das gefilterte Q-Ausgangssignal 2511 aus.
Das vierte UFD-Modul 114d empfängt das verstärkte I/Q-Signal 2588. Das vierte UFD-Modul 114d setzt den invertierten Q-Phase-Signalanteil des verstärkten I/Q-Eingangssignals 2588 gemäß einem invertierten Q-Steuersignal 2596 abwärts um. Das vierte UFD-Modul 114d gibt ein invertiertes Q-Ausgangssignal 2505 aus.
In einer Ausführungsform weist das vierte UFD-Modul 114d ein viertes Speichermodul 2560, ein viertes UFT-Modul 102d und eine vierte Spannungsreferenz 2564 auf. In einer Ausführungsform öffnet und schließt sich ein im vierten UFT-Modul 102d enthaltener Schalter als Funktion des invertierten Q-Steuersignals 2596. Als Folge des Öffnens und Schließens dieses Schalters, wodurch das vierte Speichermodul 2560 mit der vierten Spannungsreferenz 2564 verbunden wird bzw. von dieser abgekoppelt wird, ergibt sich das als invertiertes Q-Ausgangssignal 2505 bezeichnete abwärtsumgesetzte Signal. Die vierte Spannungsreferenz 2564 kann irgendeine Referenzspannung sein und ist vorzugsweise Erdpotential. Das invertierte Q-Ausgangssignal 2505 wird von dem vierten Speichermodul 2560 gespeichert.
In einer bevorzugten Ausführungsform weist das vierte Speichermodul 2560 einen vierten Kondensator 2580 auf. Zusätzlich zur Speicherung des invertierten Q-Ausgangssignals 2505 reduziert oder verhindert der vierte Kondensator 2580 auf gleiche Weise, wie der in 30 gezeigte Kondensator 9126, daß eine aus der oben beschriebenen Ladungsinjektion resultierende DC-Offsetspannung am invertierten Q-Ausgangssignal 2505 erscheint. Für eine ausführlichere Diskussion über die Reduzierung oder Eliminierung von Ladungsinjektion mit Hilfe eines Reihenkondensators, beispielsweise des Kondensators 9126, wird auf den obigen Abschnitt 4.2.3 verwiesen.
Das invertierte Q-Ausgangssignal 2505 wird von dem optionalen vierten Filter 2516 empfangen. Wenn vorhanden, ist das vierte Filter 2516 ein Hochpaßfilter, um mindestens das invertierte Q-Ausgangssignal 2505 zu filtern, um irgendeinen Trägersignal "durchschlag" zu entfernen. Wenn vorhanden, weist in einer bevorzugten Ausführungsform das vierte Filter 2516 einen vierten Widerstand 2566, einen vierten Filterkondensator 2568 und eine vierte Filterspannungsreferenz 2570 auf. Vorzugsweise ist der vierte Widerstand 2566 zwischen dem invertierten Q-Ausgangssignal 2505 und einem gefilterten invertierten Q-Ausgangssignal 2513 angeordnet und ist der vierte Filterkondensator 2568 zwischen dem gefilterten invertierten Q-Ausgangssignal 2513 und der vierten Filterspannungsreferenz 2570 angeordnet. Alternativ kann das vierte Filter 2516 irgendeine andere geeignete Filteranordnung aufweisen, wie Fachleuten des oder der entsprechenden Fachgebiete verständlich sein dürfte. Das vierte Filter 2516 gibt das gefilterte invertierte Q-Ausgangssignal 2513 aus.
Der zweite Differentialverstärker 2522 empfängt an seinem nichtinvertierenden Eingang das gefilterte Q-Ausgangssignal 2511 und empfängt an seinem invertierenden Eingang das gefilterte invertierte Q-Ausgangssignal 2513. Der zweite Differentialverstärker 2522 subtrahiert das gefilterte invertierte Q-Ausgangssignal 2513 von dem gefilterten Q-Ausgangssignal 2511, verstärkt das Ergebnis und gibt das Q-Basisband-Ausgangssignal 2586 aus. Da das gefilterte invertierte Q-Ausgangssignal 2513 im wesentlichen gleich einer invertierten Version des gefilter ten Q-Ausgangssignals 2511 ist, ist das Q-Basisband-Ausgangssignal 2586 im wesentlichen gleich dem gefilterten Q-Ausgangssignal 2513 mit doppelter Amplitude. Ferner können das gefilterte Q-Ausgangssignal 2511 und das gefilterte invertierte Q-Ausgangssignal 2513 im wesentlichen die gleichen Rausch- und DC-Offset-Beiträge der gleichen Polarität aufweisen, die aus der vorausgehenden Abwärtsumsetzungsschaltung stammen, die das dritte UFD-Modul 114c bzw. das vierte UFD-Modul 114d aufweist. Wenn der zweite Differentialverstärker 2522 das gefilterte invertierte Q-Ausgangssignal 2513 von dem gefilterten Q-Ausgangssignal 2511 subtrahiert, heben sich diese Rausch- und DC-Offset-Beiträge im wesentlichen gegeneinander auf.
39 zeigt ein Flußdiagramm 12000, das zu 5 zugehörige Arbeitsschritte zum Abwärtsumsetzen eines I/Q-modulierten RF-Signals und zum Reduzieren von DC-Offsetspannungen gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt. In der folgenden Diskussion werden die Schritte der 39 beschrieben.
In Schritt 12002 wird ein Eingangssignal empfangen, wobei das Eingangssignal ein I/Q-moduliertes RF-Signal aufweist.
In Schritt 12004 wird mit Hilfe eines ersten universellen Frequenzabwärtsumsetz-Modul das Eingangssignal gemäß einem ersten Steuersignal zu einem ersten abwärts umgesetzten Signal frequenzabwärts umgesetzt. In einer Ausführungsform wird das Eingangssignal zu einem nichtinvertierten I-Phase-Signalanteil des I/Q-modulierten RF-Signals frequenzabwärts umgesetzt. Beispielsweise wird in einer Ausführungsform eine erste Phase des Inphase-Signalanteils des I/Q-modulierten RF-Signals unterabgetastet. In einer Ausführungsform kann das I/Q-modulierte RF-Signal durch das erste Steuersignal jeden 3.0 Zyklus einer Frequenz des I/Q-modulierten RF-Signals unterabgetastet werden. Ferner wird in Ausführungsformen eine erste DC-Offsetspannung im ersten abwärts umgesetzten Signal von einem Kondensator des ersten universellen Frequenzabwärtsumsetz-Moduls reduziert.
In Schritt 12006 wird mit Hilfe eines zweiten universellen Frequenzabwärtsumsetz-Modul das Eingangssignal gemäß einem zweiten Steuersignal zu einem zweiten abwärts umgesetzten Signal frequenzabwärts umgesetzt. In einer Ausführungsform wird das Eingangssignal zu einem invertierten I-Phase-Signalanteil des I/Q-modulierten RF-Signals frequenzabwärts umgesetzt. Beispielsweise wird in einer Ausführungsform eine zweite Phase des Inphase-Signalanteils des I/Q-modulierten RF-Signals unterabgetastet, wobei die zweite Phase des Inphase-Signalanteils eine entgegengesetzte Phase zur unterabgetasteten ersten Phase des Inphase-Signalanteils hat. Das I/Q-modulierte RF-Signal kann beispielsweise 1.5 Zyklen einer Frequenz des I/Q-modulierten RF-Signals nach Unterabtastung des I/Q-modulierten RF-Signals in Schritt 12004 abgetastet werden. Ferner wird in Ausführungsformen eine zweite DC-Offsetspannung im zweiten abwärts umgesetzten Signal von einem Kondensator des zweiten universellen Frequenzabwärtsumsetz-Moduls reduziert.
In Schritt 12008 wird das zweite abwärts umgesetzte Signal von dem ersten abwärts umgesetzten Signal subtrahiert, um ein erstes Ausgangssignal zu erzeugen. In Ausführungsformen heben sich eine erste DC-Offsetspannung im ersten abwärts umgesetzten Signal und eine zweite DC-Offsetspannung im zweiten abwärts umgesetzten Signal gegeneinander auf.
In Schritt 12010 wird mit Hilfe eines dritten universellen Frequenzabwärtsumsetz-Modul das Eingangssignal gemäß einem dritten Steuersignal zu einem dritten abwärts umgesetzten Signal frequenzabwärts umgesetzt. In einer Ausführungsform wird das Eingangssignal zu einem nichtinvertierten Q-Phase-Signalanteil des I/Q-modulierten RF-Signals frequenzabwärts umgesetzt. Beispielsweise wird in einer Ausführungsform eine dritte Phase des Quadraturphase-Signalanteils des I/Q-modulierten RF-Signals unterabgetastet. Beispielsweise kann das I/Q-modulierte RF-Signal 0.75 Zyklen der Frequenz des I/Q-modulierten RF-Signals unterabgetatstet werden, nachdem ein Unterabtasten des I/Q-modulierten RF-Signals in Schritt 12004 erfolgt ist. Ferner wird in Ausführungsformen eine dritte DC-Offsetspannung im dritten abwärts umgesetzten Signal von einem Kondensator des dritten universellen Frequenzabwärtsumsetz-Moduls reduziert.
In Schritt 12012 wird mit Hilfe eines vierten universellen Frequenzabwärtsumsetz-Modul das Eingangssignal gemäß einem vierten Steuersignal zu einem vierten abwärts umgesetzten Signal frequenzabwärts umgesetzt. In einer Ausführungsform wird das Eingangssignal zu einem invertierten Q-Phase-Signalanteil des I/Q-modulierten RF-Signals frequenzabwärts umgesetzt. Beispielsweise wird in einer Ausführungsform eine vierte Phase des Quadraturphase-Signalanteils des I/Q-modulierten RF-Signals unterabgetastet, wobei die vierte Phase des Quadraturphase-Signalanteils eine entgegengesetzte Phase zur unterabgetasteten dritten Phase des Quadraturphase-Signalanteils hat. In einer Ausführungsform kann das I/Q-modulierte RF-Signal beispielsweise 1.5 Zyklen der Frequenz des I/Q-modulierten RF-Signals unterabgetastet werden, nachdem die Unterabtastung des I/Q-modulierten RF-Signals in Schritt 12010 erfolgt ist. Ferner wird in Ausführungsformen eine vierte DC-Offsetspannung im vierten abwärts umgesetzten Signal von einem Kondensator des vierten universellen Frequenzabwärtsumsetz-Moduls reduziert.
In Schritt 12014 wird das vierte abwärts umgesetzte Signal von dem dritten abwärts umgesetzten Signal subtrahiert, um ein zweites Ausgangssignal zu erzeugen. In Ausführungsformen heben sich eine dritte DC-Offsetspannung im dritten abwärts umgesetzten Signal und eine vierte DC-Offsetspannung im vierten abwärts umgesetzten Signal gegeneinander auf.
In Schritt 12016 wird ein Signal wieder abgestrahlt, das gedämpfte Komponenten von ersten, zweiten, dritten und vierten Steuersignalpulsen aufweist, wobei die gedämpften Komponenten der ersten, zweiten, dritten und vierten Steuersignalpulse eine kumulative Frequenz bilden, wie nachstehend detaillierter diskutiert wird.
In Schritt 12018 werden die ersten, zweiten, dritten und vierten Steuersignalpulse so konfiguriert, daß die kumulative Frequenz höher ist als die Frequenz des Eingangssignals, wie nachstehend detaillierter diskutiert wird.
4.2.5.1 Ausführungsformen von I/Q-Modulation-Steuersignal-Generatoren
6 zeigt ein beispielhaftes Blockdiagramm für einen I/Q-Modulation-Steuersignal-Generator 2600 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Der I/Q-Modulation-Steuersignal-Generator 2600 erzeugt ein I-Steuersignal 2590, ein invertiertes I-Steuersignal 2592, ein Q-Steuersignal 2594 und ein invertiertes Q-Steuersignal 2596, die von dem I/Q-Modulation-Empfänger von 5 verwendet werden. Das I-Steuersignal 2590 und das invertierte I-Steuersignal 2592 dienen dazu, den I-Phase-Signalanteil eines I/Q-modulierten RF-Eingangssignals abwärts umzusetzen. Das Q-Steuersignal 2594 und das invertierte Q-Steuersignal 2596 dienen dazu, den Q-Phase-Signalanteil des I/Q-modulierten RF-Eingangssignals abwärts umzusetzen. Ferner hat der I/Q-Modulation-Steuersignal-Generator 2600 den Vorteil, Steuersignale auf eine solche Weise zu erzeugen, daß die resultierende kollektive Schaltungswiederabstrahlung bei einer oder mehreren Frequenzen außerhalb des Nutzfrequenzbereichs abgestrahlt wird. Zum Beispiel wird eine eventuelle Schaltungswiederabstrahlung bei einer Frequenz abgestrahlt, die wesentlich größer als die RF-Trägersignal-Eingangsfrequenz ist.
Der I/Q-Modulation-Steuersignal-Generator 2600 weist einen lokalen Oszillator 2602, ein erstes Geteilt-durch-zwei-Modul 2604, einen 180-Grad-Phasenschieber 2606, ein zweites Geteiltdurch-zwei-Modul 2608, einen ersten Pulsgenerator 2610, einen zweiten Pulsgenerator 2612, einen dritten Pulsgenerator 2614 und einen vierten Pulsgenerator 2616 auf.
Der lokale Oszillator 2602 gibt ein oszillierendes Signal 2618 aus. 7 zeigt ein beispielhaftes oszillierendes Signal 2618.
Das erste Geteilt-durch-zwei-Modul 2604 empfängt das oszillierende Signal 2618, teilt das oszillierende Signal 2618 durch zwei und gibt ein LO-Signal 2620 halber Frequenz (Halbfrequenz-LO-Signal) und ein invertiertes Halbfrequenz-LO-Signal 2626 aus. 7 zeigt ein beispielhaftes Halbfrequenz-LO-Signal 2620. Das invertierte Halbfrequenz-LO-Signal 2626 ist eine invertierte Version des Halbfrequenz-LO-Signals 2620. Das erste Geteilt-durch-zwei-Modul 2604 kann in Schaltungslogik, Hardware, Software oder einer Kombination davon implementiert sein, wie Fachleuten des oder der entsprechenden Fachgebiete verständlich sein dürfte.
Der 180-Grad-Phasenschieber 2606 empfängt das oszillierende Signal 2618, verschiebt die Phase des oszillierenden Signals 2618 um 180 Grad und gibt ein phasenverschobenes LO-Signal 2622 aus. Der 180-Grad-Phasenschieber 2606 kann in Schaltungslogik, Hardware, Software oder einer Kombination davon implementiert sein, wie Fachleuten des oder der entsprechenden Fachgebiete verständlich sein dürfte.
Das zweite Geteilt-durch-zwei-Modul 2608 empfängt das phasenverschobene LO-Signal 2622, teilt das phasenverschobene LO-Signal 2622 durch zwei und gibt ein phasenverschobenes Halbfrequenz-LO-Signal 2624 und ein phasenverschobenes invertiertes Halbfrequenz-LO-Signal 2628 aus. 7 zeigt ein beispielhaftes phasenverschobenes Halbfrequenz-LO-Signal 2624. Das phasenverschobene invertierte Halbfrequenz-LO-Signal 2628 ist eine invertierte Version des phasenverschobenen Halbfrequenz-LO-Signals 2624. Das zweite Geteilt-durch-zwei-Modul 2608 kann in Schaltungslogik, Hardware, Software oder einer Kombination davon implementiert sein, wie Fachleuten des oder der entsprechenden Fachgebiete verständlich sein dürfte.
Der erste Pulsgenerator 2610 empfängt das Halbfrequenz-LO-Signal 2620, erzeugt jedes Mal, wenn eine ansteigende Flanke am Halbfrequenz-LO-Signal 2620 empfangen wird, einen Ausgangspuls und gibt das I-Steuersignal 2590 aus. 7 zeigt ein beispielhaftes I-Steuersignal 2590.
Der zweite Pulsgenerator 2612 empfängt das invertierte Halbfrequenz-LO-Signal 2626, erzeugt jedes Mal, wenn eine ansteigende Flanke am invertierten Halbfrequenz-LO-Signal 2626 empfangen wird, einen Ausgangspuls und gibt das invertierte I-Steuersignal 2592 aus. 7 zeigt ein beispielhaftes invertiertes I-Steuersignal 2592.
Der dritte Pulsgenerator 2614 empfängt das phasenverschobene Halbfrequenz-LO-Signal 2624, erzeugt jedes Mal, wenn eine ansteigende Flanke am phasenverschobenen Halbfrequenz-LO-Signal 2624 empfangen wird, einen Ausgangspuls und gibt das Q-Steuersignal 2594 aus. 7 zeigt ein beispielhaftes Q-Steuersignal 2594.
Der vierte Pulsgenerator 2616 empfängt das invertierte phasenverschobene Halbfrequenz-LO-Signal 2628, erzeugt jedes Mal, wenn eine ansteigende Flanke am invertierten phasenverschobenen Halbfrequenz-LO-Signal 2628 empfangen wird, einen Ausgangspuls und gibt das invertierte Q-Steuersignal 2596 aus. 7 zeigt ein beispielhaftes invertiertes Q-Steuersignal 2596.
In einer bevorzugten Ausführungsform geben die Steuersignale 2590, 2592, 2594 und 2596 Pulse aus, deren Breite gleich einer halben Periode des I/Q-modulierten RF-Eingangssignals 2582 ist. Die Erfindung ist jedoch nicht auf diese Pulsbreiten beschränkt, und die Steuersignale 2590, 2592, 2594 und 2596 können Pulsbreiten aufweisen, die ein Bruchteil oder ein Vielfaches und ein Bruchteil einer Periode des I/Q-modulierten RF-Eingangssignals 2582 sind.
Der erste, zweite, dritte und vierte Pulsgenerator 2610, 2612, 2614 und 2616 können in Schaltungslogik, Hardware, Software oder irgendeiner Kombination davon implementiert sein, wie Fachleuten des oder der entsprechenden Fachgebiete verständlich sein dürfte.
Wie in 7 gezeigt, weisen die Steuersignale 2590, 2592, 2594 und 2596 Pulse auf, die sich nicht überlappen. Ferner erscheinen in diesem Beispiel Pulse an diesen Signalen in der folgenden Reihenfolge: I-Steuersignal 2590, Q-Steuersignal 2594, invertiertes I-Steuersignal 2592 und invertiertes Q-Steuersignal 2596. Eventuelle Schaltungswiederabstrahlung aus dem I/Q-Modulation-Empfänger 2500 kann Frequenzkomponenten aus einer Kombination dieser Steuersignale aufweisen.
Beispielsweise zeigt 8 eine Überlagerung von Pulsen aus dem I-Steuersignal 2590, Q-Steuersignal 2594, invertierten I-Steuersignal 2592 und invertierten Q-Steuersignal 2596. Wenn Pulse von diesen Steuersignalen aus durch das erste, zweite, dritte und vierte UFD-Modul 114a, 114b, 114c und 114d zur Antenne 2582 (In 5 gezeigt) lecken, können sie aus dem I/Q-Modulation-Empfänger 2500 mit einer kombinierten Wellenform abgestrahlt werden, die in einer Hauptfrequenz erscheint, die gleich vier Mal die Frequenz irgendeines der Steuersignale 2590, 2592, 2594 und 2596 ist. 7 zeigt ein beispielhaftes kombiniertes Steuersignal 2702.
8 zeigt außerdem ein beispielhaftes I/Q-Modulation-RF-Eingangssignal 2582, das Steuersignalen 2590, 2592, 2594 und 2596 überlagert ist. Wie in 8 gezeigt, überlagern Pulse am I-Steuersignal 2590 einen positiven I-Phasenanteil des I/Q- Modulation-RF-Eingangssignals 2582 und dienen dazu, ihn abwärts umzusetzen. Pulse am invertierten I-Steuersignal 2592 überlagern einen negativen I-Phasenanteil des I/Q-Modulation-RF-Eingangssignals 2582 und dienen dazu, ihn abwärts umzusetzen. Pulse am Q-Steuersignal 2594 überlagern einen ansteigenden Q-Phasenanteil des I/Q-Modulation-RF-Eingangssignals 2582 und dienen dazu, ihn abwärts umzusetzen. Pulse am invertierten Q-Steuersignal 2596 überlagern einen abfallenden Q-Phasenanteil des I/Q-Modulation-RF-Eingangssignals 2582 und dienen dazu, ihn abwärts umzusetzen.
Wie 8 in diesem Beispiel außerdem zeigt, ist das Frequenzverhältnis zwischen der Kombination aus Steuersignalen 2590, 2592, 2594 und 2596 und dem I/Q-Modulation-RF-Eingangssignal 2582 4:3. Da die Frequenz des eventuell abgestrahlten Signals, des kombinierten Steuersignals 2702, sich wesentlich von der des abwärts umzusetzenden I/Q-Modulation-RF-Eingangssignals 2582 unterscheidet, stört sie die Signalabwärtsumsetzung nicht, da sie außerhalb des Nutzfrequenzbands liegt und somit heraus gefiltert werden kann. Auf diese Weise reduziert der I/Q-Modulation-Empfänger 2500 die durch Schaltungsabstrahlung hervorgerufenen Probleme. Wie Fachleuten des oder der entsprechenden Fachgebiete aus den Unterrichtungen hierin verständlich werden dürfte, können andere Frequenzverhältnisse als 4:3 implementiert werden, um eine gleiche Reduzierung der Probleme einer Schaltungswiederabstrahlung zu erreichen.
4.2.5.2 Detaillierte beispielhafte Ausführungsform eines I/Q-Modulation-Empfänger mit beispielhaften Wellenformen
9 zeigt eine detailliertere beispielhafte Schaltungsimplementation eines I/Q-Modulation-Empfänger 2500 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. 10–20 zeigen Wellenformen in Zusammenhang mit der beispielhaften Implementation des I/Q-Modulation-Empfänger 2500 von 9.
10 und 11 zeigen ein erstes und ein zweites Dateneingangssignal 2902 und 2904, die als das I-Phase- bzw. Q-Phase-Informationssignal mit einer RF-Trägersignalfrequenz I/Q-moduliert werden sollen.
13 und 14 zeigen die Signale von 10 und 11 nach der Modulation mit einer RF-Trägersignalfrequenz, als I-moduliertes Signal 2906 bzw. Q-moduliertes Signal 2908.
12 zeigt ein I/Q-Modulation-RF-Eingangssignal 2582, das aus dem I-modulierten Signal 2906 und Q-modulierten Signal 2908 von 13 bzw. 14 gebildet ist.
19 zeigt eine überlagerte Ansicht eines gefilterten I-Ausgangssignals 3902 und eines gefilterten invertierten I-Ausgangssignals 3904.
20 zeigt eine überlagerte Ansicht eines gefilterten Q-Ausgangssignals 4002 und eines gefilterten invertierten Q-Ausgangssignals 4004.
15 und 16 zeigen ein I-Basisband-Ausgangssignal 2584 bzw. ein Q-Basisband-Ausgangssignal 2586. Ein Datenübergang 3202 ist sowohl im I-Basisband-Ausgangssignal 2584 als auch im Q-Basisband-Ausgangssignal 2586 zu erkennen. Der entsprechende Datenübergang 3202 ist im I-modulierten Signal 2906 von 13, Q-modulierten Signal 2908 von 14 und im I/Q-Modulation-RF-Eingangssignal 2582 von 12 zu erkennen.
17 und 18 zeigen das I-Basisband-Ausgangssignal 2584 und das Q-Basisband-Ausgangssignal 2586 über ein größeres Zeitintervall.
4.2.5.3 Beispielhafte Ausführungsform eines Einkanalempfängers
21 zeigt einen beispielhaften Einkanalempfänger 4100, der entweder dem I- oder Q-Kanal des I/Q-Modulation-Empfängers 2500 entspricht, gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Der Einkanalempfänger 4100 kann ein RF-Eingangssignal 2582 abwärts umsetzen, das gemäß AM, PM, FM oder gemäß anderen Modulationsschemata moduliert ist. Für eine ausführlichere Beschreibung der Arbeitsweise des Einkanalempfängers 4100 wird auf Abschnitt 4.2.5 verwiesen.
4.2.5.4 Alternative beispielhafte Ausführungsform eines I/Q-Modulation-Empfängers
22 zeigt einen beispielhaften I/Q-Modulation-Empfänger 4200 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Der I/Q-Modulation-Empfänger 4200 empfängt ein I/Q-moduliertes RF-Eingangssignal 2582, setzt es abwärts um und demoduliert es zu einem I-Basisband-Ausgangssignal 2584 und einem Q-Basisband-Ausgangssignal 2586. Der I/Q-Modulation-Empfänger 4200 hat die zusätzlichen Vorteile, unerwünschte DC-Offsets und Schaltungswiederabstrahlung auf gleiche Weise zu reduzieren oder zu eliminieren wie der oben beschriebene I/Q-Modulation-Empfänger 2500.
5. Schlußfolgerung
Obgleich verschiedene Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung vorstehend beschrieben worden sind, sind sie selbstverständlich nur als Beispiel und nicht zur Einschränkung vorgestellt worden. Für Fachleute des entsprechenden Fachgebiets ist ersichtlich, daß verschiedene Änderungen in der Form und im Detail vorgenommen werden können, ohne den Bereich der Erfindung zu verlassen. Somit sollte der Umfang und Bereich der Erfindung durch keine der oben beschriebenen beispielhaften Ausführungsformen eingeschränkt sein, sondern soll nur gemäß den sich anschließenden Ansprüchen definiert sein.

Claims

Vorrichtung zum Abwärtsumsetzen eines elektromagnetischen Signals und zum Verringern von DC-Offsetspannungen mit: einem ersten Frequenzabwärtsumsetzmodul (114a), das ein Eingangssignal (2582) empfängt, das Eingangssignal (2582) gemäß einem ersten Steuersignal (2590) abwärtsumsetzt und ein erstes abwärtsumgesetztes Signal (2507) ausgibt, wobei das erste Frequenzabwärtsumsetzmodul (114a) zu einer ersten DC-Offsetspannung in dem ersten abwärtsumgesetzten Signal (2507) beiträgt; einem zweiten Frequenzabwärtsumsetzmodul (1140 , das das Eingangssignal (2582) empfängt, das Eingangssignal (2582) gemäß einem zweiten Steuersignal (2592), das bezüglich des ersten Steuersignals (2590) um 180°+n×360° phasenverschoben ist, wobei diese Gradangaben Phasengrade des Eingangssignals sind und n eine ganze Zahl größer oder gleich 0 ist, abwärtsumsetzt und ein zweites abwärtsumgesetztes Signal (2509) ausgibt, wobei das zweite Frequenzabwärtsumsetzmodul (114b) zu einer zweiten DC-Offsetspannung in dem zweiten abwärtsumgesetzten Signal (2509) beiträgt; und einem ersten Subtraktionsmodul (2520), das das zweite abwärtsumgesetzte Signal (2509) von dem ersten abwärtsumgesetzten Signal (2507) subtrahiert und ein erstes kanalabwärtsumgesetztes Signal (2584) ausgibt, wobei das erste kanalabwärtsumgesetzte Signal (2584) eine DC-Offsetkomponente hat, die eine Differenz zwischen der ersten DC-Offsetspannung und der zweiten DC-Offsetspannung aufweist; wobei das erste und das zweite Frequenzabwärtsumsetzmodul (114a,114b) jeweils einen Schalter (102a,102b) und ein Speicherelement (2524,2536) aufweisen.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei das Eingangssignal (2582) ein RF-Trägersignal ist, das mit einem Informationssig nal amplituden- (AM), frequenz- (FM) oder phasenmoduliert (PM) ist.
Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei das erste kanalabwärtsumgesetzte Signal (2584) ein Basisbandsignal ist.
Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei das erste kanalabwärtsumgesetzte Signal (2584) ein Zwischenfrequenzsignal ist.
Vorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei das erste Steuersignal (2590) einen ersten Steuersignalpuls aufweist und das zweite Steuersignal (2592) einen zweiten Steuersignalpuls aufweist, wobei der zweite Steuersignalpuls um 0,5+n Zyklen des Eingangssignals (2582) relativ zum ersten Steuersignalpuls verspätet ist, wobei n eine ganze Zahl größer oder gleich 1 ist.
Vorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei das erste Frequenzabwärtsumsetzmodul (114a) das Eingangssignal (2582) gemäß dem ersten Steuersignal (2590) unterabtastet und das zweite Frequenzabwärtsumsetzmodul (114b) das Eingangssignal (2582) gemäß dem zweiten Steuersignal (2592) unterabtastet.
Vorrichtung nach Anspruch 6, wobei das erste und das zweite Steuersignal (2590,2592) jeweils eine Serie von Pulsen aufweisen, die Pulsbreiten haben, die eingerichtet sind, um die Energieübertragung von dem Eingangssignal (2582) zum ersten bzw. zweiten abwärtsumgesetzten Signal (2507,2509) zu verbessern.
Vorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei ein erster Knoten jedes Schalters (102a,102b) mit einem Knoten des entsprechenden Speicherelements (2524,2536) verbunden ist und ein zweiter Knoten jedes Schalters (102a,102b) mit einem Bezugspotential (2528,2540) verbunden ist.
Vorrichtung nach Anspruch 8, wobei jedes Speicherelement (2524, 2536) einen Kondensator (2574, 2576) aufweist, wobei der Kondensator (2574), der dem ersten Frequenzabwärtsumsetzmodul (114a) zugeordnet ist, die erste DC-Offsetspannung verringert und der Kondensator (2576), der dem zweiten Frequenzabwärtsumsetzmodul (114b) zugeordnet ist, die zweite DC-Offsetspannung verringert, und wobei Ladungsinjektionseffekte in dem ersten bzw. zweiten Frequenzabwärtsumsetzmodul (114a,114b) die erste und die zweite DC-Offsetspannung zumindest mit verursachen.
Vorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei das erste Subtraktionsmodul (2520) einen Differenzverstärker aufweist.
Vorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, ferner mit: einem dritten Frequenzabwärtsumsetzmodul (114c), das das Eingangssignal (2582) empfängt, das Eingangssignal (2582) gemäß einem dritten Steuersignal (2594) abwärtsumsetzt und ein drittes abwärtsumgesetztes Signal (2511) ausgibt, wobei das dritte Frequenzabwärtsumsetzmodul (114c) zu einer dritten DC-Offsetspannung in dem dritten abwärtsumgesetzten Signal (2511) beiträgt; einem vierten Frequenzabwärtsumsetzmodul (114d), das das Eingangssignal (2582) empfängt, das Eingangssignal (2582) gemäß einem vierten Steuersignal (2596), das bezüglich des dritten Steuersignals um 180°+n×360° phasenverschoben ist, wobei diese Gradangaben Phasengrade des Eingangssignals sind und n eine ganze Zahl größer gleich 0 ist, abwärtsumsetzt und ein viertes abwärtsumgesetztes Signal (2513) ausgibt, wobei das vierte Frequenzabwärtsumsetzmodul (114d) zu einer vierten DC-Offsetspannung in dem vierten abwärtsumgesetzten Signal (2511) beiträgt; und einem zweiten Subtraktormodul, das das vierte abwärtsumgesetzte Signal (2513) von dem dritten abwärtsumgesetzten Signal (2511) subtrahiert und ein zweites kanalabwärtsumgesetztes Signal (2586) ausgibt, wobei das zweite kanalabwärtsumgesetzte Signal (2586) eine DC-Offsetkomponente hat, die eine Differenz zwischen der dritten DC-Offsetspannung und der vierten DC-Offsetspannung aufweist; wobei das dritte und das vierte Frequenzabwärtsumsetzmodul (114c,114d) jeweils einen Schalter (102c,102d) und ein Speicherelement (2548,2560) aufweisen.
Vorrichtung nach Anspruch 11, wobei das erste Subtraktormodul (2520) und das zweite Subtraktormodul (2522) jeweils einen Differenzverstärker aufweisen.
Vorrichtung nach Anspruch 11 oder Anspruch 12, ferner mit: einem ersten Filter (2504), der das erste abwärtsumgesetzte Signal (2507) filtert; einem zweiten Filter (2508), der das zweite abwärtsumgesetzte Signal (2509) filtert; einem dritten Filter (2512), der das dritte abwärtsumgesetzte Signal (2511) filtert; und einem vierten Filter (2516), der das vierte abwärtsumgesetzte Signal (2513) filtert.
Vorrichtung nach Anspruch 13, wobei der erste, zweite, dritte und vierte Filter (2504,2508,2512,2516) jeweils ein Tiefpaßfilter aufweisen.
Vorrichtung nach Anspruch 14, wobei jedes Tiefpaßfilter (2504,2508,2512,2516) einen Widerstand (2530,2542, 2554,2566) und einen Kondensator (2532,2544,2556,2568) aufweist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 15, ferner mit einem rauscharmen Verstärker (2518), der das Eingangssignal (2582) verstärkt.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 16, wobei das Eingangssignal (2582) ein I/Q-moduliertes RF-Signal aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 17, wobei das erste kanalabwärtsumgesetzte Signal (2584) einen I-Phase-Informationssignalanteil des I/Q-modulierten RF-Signals aufweist und wobei das zweite kanalabwärtsumgesetzte Signal (2586) einen Q-Phase-Informationssignalanteil des I/Q-modulierten RF-Signals aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 18, wobei ein zweiter Steuersignalpuls des zweiten Steuersignals (2592) 1,5 Zyklen einer Frequenz des Eingangssignals (2582) nach dem Auftreten eines ersten Steuersignalpulses des ersten Steuersignals (2590) auftritt; wobei ein vierter Steuersignalpuls des vierten Steuersignals (2596) 1,5 Zyklen der Frequenz des Eingangssignals (2582) nach dem Auftreten eines dritten Steuersignalpulses des dritten Steuersignals (2594) auftritt; und wobei der dritte Steuersignalpuls 0,75 Zyklen der Frequenz des Eingangssignals (2582) nach dem Auftreten des ersten Steuersignalpulses auftritt.
Vorrichtung nach Anspruch 19, wobei ein wieder ausgestrahltes Signal gedämpfte Komponenten des ersten, zweiten, dritten und vierten Steuersignalpulses aufweist, um eine kumulative Frequenz zu bilden, wobei ein Verhältnis der kumulativen Frequenz des wieder ausgestrahlten Signals zur Frequenz des Eingangssignals (2582) 4:3 ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 18 bis 20, wobei das erste Steuersignal (2590) einen ersten Steuersignalpuls aufweist, das zweite Steuersignal (2592) einen zweiten Steuersignalpuls aufweist, das dritte Steuersignal (2594) einen dritten Steuersignalpuls aufweist und das vierte Steuersignal (2596) einen vierten Steuersignalpuls aufweist; wobei ein möglicherweise wieder ausgestrahltes Signal gedämpfte Komponenten des ersten, zweiten, dritten und vierten Steuersignalspulses aufweist, um eine kumulative Frequenz zu bilden; und wobei die kumulative Frequenz des möglicherweise wieder ausgestrahlten Signals so gewählt ist, daß sie größer als eine Frequenz des Eingangssignals (2582) ist.
Vorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche 11 bis 21, wobei in dem ersten Subtraktionsmodul (2520) die erste DC-Offsetspannung und die zweite DC-Offsetspannung aus dem ersten Kanalausgangssignal (2584) im wesentlichen eliminiert werden; und wobei in dem zweiten Subtraktionsmodul (2522) die dritte DC-Offsetspannung und die vierte DC-Offsetspannung aus dem zweiten Kanalausgangssignal (2586) im wesentlichen eliminiert werden.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 22, wobei das erste Frequenzabwärtsumsetzmodul (114a) das Eingangssignal (2582) gemäß dem ersten Steuersignal (2590) unterabtastet, das zweite Frequenzabwärtsumsetzmodul (114b) das Eingangssignal (2582) gemäß dem zweiten Steuersignal (2592) unterabtastet, das dritte Frequenzabwärtsumsetzmodul (114c) das Eingangssignal (2582) gemäß dem dritten Steuersignal (2594) unterabtastet und das vierte Frequenzabwärtsumsetzmodul (114d) das Eingangssignal (2582) gemäß dem vierten Steuersignal (2596) unterabtastet.
Vorrichtung nach Anspruch 23, wobei das erste, zweite, dritte und vierte Steuersignal (2590,2592,2594,2596) jeweils eine Serie von Pulsen aufweisen, die Pulsbreiten haben, die eingerichtet sind, um die Energieübertragung von dem Eingangssignal (2582) zu dem ersten, zweiten, dritten bzw. vierten abwärtsumgesetzten Signal (2507,2509,2511,2513) zu verbessern.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 24, wobei ein erster Knoten jedes Schalters (102a,102b,102c,102d) mit einem Knoten des entsprechenden Speicherelements (2524,2536, 2548,2560) verbunden ist und ein zweiten Knoten jedes Schalters (102a,102b,102c,102d) mit einem Bezugspotential (2528,2540, 2552,2564) verbunden ist.
Vorrichtung nach Anspruch 25, wobei jedes Speicherelement (2524,2536,2548,2560) einen Kondensator (2574,2576, 2578,2580) aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 26, wobei jeder Kondensator (2574,2576,2578,2580), der dem ersten, zweiten, dritten bzw. vierten universellen Frequenzabwärtsumsetzmodul (114a,114b, 114c,114d) zugeordnet ist, die erste, zweite, dritte bzw. vierte DC-Offsetspannung verringert, wobei Ladungsinjektionseffekte in dem ersten, zweiten, dritten bzw. vierten Frequenzabwärtsumsetzmodul (114a,114b,114c,114d) die erste, zweite, dritte bzw. vierte DC-Offsetspannung zumindest mit verursachen.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 27, ferner mit einem Steuersignalgenerator (2600), der das erste, zweite, dritte und vierte Steuersignal (2590,2592,2594,2596) ausgibt.
Vorrichtung nach Anspruch 28, wobei der Signalgenerator (2600) aufweist: einen Empfangsoszillator (2602); einen 180-Grad-Phasenschieber (2606), der mit einem Ausgang des Empfangsoszillators (2602) verbunden ist; ein erstes Geteilt-durch-zwei-Modul (2604), das mit dem Ausgang des Empfangsoszillators (2602) verbunden ist; ein zweites Geteilt-durch-zwei-Modul (2608), das mit einem Ausgang des 180-Grad-Phasenschiebers (2606) verbunden ist; einen ersten Pulsgenerator (2610), der mit einem Ausgang des ersten Geteilt-durch-zwei-Moduls (2604) verbunden ist, wo bei der erste Pulsgenerator (2610) das erste Steuersignal (2590) ausgibt; einen zweiten Pulsgenerator (2612), der mit einem invertierenden Ausgang des ersten Geteilt-durch-zwei-Moduls (2604) verbunden ist, wobei der zweite Pulsgenerator (2612) das zweite Steuersignal (2592) ausgibt; einen dritten Pulsgenerator (2614), der mit einem Ausgang des zweiten Geteilt-durch-zwei-Moduls (2608) verbunden ist, wobei der dritte Pulsgenerator (2614) das dritte Steuersignal (2594) ausgibt; und einen vierten Pulsgenerator (2616), der mit einem invertierenden Ausgang des zweiten Geteilt-durch-zwei-Moduls (2608) verbunden ist, wobei der vierte Pulsgenerator (2616) das vierte Steuersignal (2596) ausgibt.
Verfahren zum Abwärtsumsetzen eines elektromagnetischen Signals und zum Verringern von DC-Offsetspannungen mit den folgenden Schritten: (1) Empfangen eines Eingangssignals (2582); (2) Frequenzabwärtsumsetzen des Eingangssignals (2582) mit einem ersten Frequenzabwärtsumsetzmodul (114a) gemäß einem ersten Steuersignal (2590), um ein erstes abwärtsumgesetztes Signal (2507) zu erzeugen, wobei das erste abwärtsumgesetzte Signal (2507) eine erste DC-Offsetspannung aufweist; (3) Frequenzabwärtsumsetzen des Eingangssignals (2582) mit einem zweiten Frequenzabwärtsumsetzmodul (114b) gemäß einem zweiten Steuersignal (2592), das bezüglich des ersten Steuersignals (2590) um 180°+n×360° phasenverschoben ist, wobei diese Gradangaben Phasengrade des Eingangssignals sind und n eine ganze Zahl größer oder gleich 0 ist, um ein zweites abwärtsumgesetztes Signal (2509) zu erzeugen, wobei das zweite abwärtsumgesetzte Signal (2509) eine zweite DC-Offsetspannung aufweist; und (4) Subtrahieren des zweiten abwärtsumgesetzten Signals (2509) von dem ersten abwärtsumgesetzten Signal (2507), um ein erstes Ausgangssignal (2584) zu erzeugen, das eine DC-Offsetkomponente hat, die eine Differenz zwischen der ersten DC-Offsetspannung und der zweiten DC-Offsetspannung aufweist; wobei das erste und das zweite Frequenzabwärtsumsetzmodul (114a,114b) jeweils einen Schalter (102a,102b) und ein Speicherelement (2524,2536) aufweisen.
Verfahren nach Anspruch 30, ferner mit dem Schritt: (5) Verstärken des ersten Ausgangssignals (2584).
Verfahren nach Anspruch 31, ferner mit dem Schritt: (6) differentielles Verstärken des ersten und zweiten abwärtsumgesetzten Signals (2507,2509), wobei Schritt (6) die Schritte (4) und (5) aufweist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 30 bis 32, wobei Schritt (2) den Schritt aufweist: (A) Unterabtasten des Eingangssignals (2582) gemäß dem ersten Steuersignal (2590); und wobei Schritt (3) den Schritt aufweist: (A) Unterabtasten des Eingangssignals (2582) gemäß dem zweiten Steuersignal (2592); wobei das erste Steuersignal (2590) einen ersten Puls aufweist und wobei das zweite Steuersignal (2592) einen zweiten Puls aufweist; und wobei der zweite Puls um 0,5+n Zyklen des Eingangssignals (2582) relativ zum ersten Puls verspätet ist, wobei n eine ganze Zahl größer oder gleich 0 ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 30 bis 33, ferner mit dem Schritt: (5) Filtern des ersten abwärtsumgesetzten Signals (2507) und des zweiten abwärtsumgesetzten Signals (2509).
Verfahren nach einem der Ansprüche 30 bis 34, ferner mit: (5) Frequenzabwärtsumsetzen des Eingangssignals (2582) mit einem dritten Frequenzabwärtsumsetzmodul (114c) gemäß einem dritten Steuersignal (2594), um ein drittes abwärtsumgesetztes Signal (2511) zu erzeugen, wobei das dritte abwärtsumgesetzte Signal (2511) eine dritte DC-Offsetspannung aufweist; (6) Frequenzabwärtsumsetzen des Eingangssignals (2582) mit einem vierten Frequenzabwärtsumsetzmodul (114d) gemäß einem vierten Steuersignal (2596), das bezüglich des dritten Steuersignals um 180°+n×360°phasenevrschoben ist, wobei diese Gradangaben Phasengrade des Eingangssignals sind und n eine ganze Zahl größer gleich 0 ist, um ein viertes abwärtsumgesetztes Signal (2513) zu erzeugen, wobei das vierte abwärtsumgesetzte Signal (2513) eine vierte DC-Offsetspannung aufweist; und (7) Subtrahieren des vierten abwärtsumgesetzten Signals (2513) von dem dritten abwärtsumgesetzten Signal (2511), um ein zweites Ausgangssignal (2586) zu erzeugen, das eine DC-Offsetkomponente hat, die eine Differenz zwischen der dritten DC-Offsetspannung und der vierten DC-Offsetspannung aufweist.
Verfahren nach Anspruch 35, wobei Schritt (2) den Schritt aufweist: (A) Unterabtasten des Eingangssignals (2582) gemäß dem ersten Steuersignal (2590); wobei Schritt (3) den Schritt aufweist: (A) Unterabtasten des Eingangssignals (2582) gemäß dem zweiten Steuersignal (2592); wobei Schritt (5) den Schritt aufweist: (A) Unterabtasten des Eingangssignals (2582) gemäß dem dritten Steuersignal (2594); und wobei Schritt (6) den Schritt aufweist: (A) Unterabtasten des Eingangssignals (2582) gemäß dem vierten Steuersignal (2596).
Verfahren nach Anspruch 36, wobei Schritt (2)(A) den Schritt aufweist: (i) Erzeugen des ersten Steuersignals (2590); wobei Schritt (3)(A) den Schritt aufweist: (i) Erzeugen des zweiten Steuersignals (2592), wobei das zweite Steuersignal (2592) eine phasenverschobene Version des ersten Steuersignals (2590) ist; wobei Schritt (5)(A) den Schritt aufweist: (i) Erzeugen des dritten Steuersignals (2594), wobei das dritte Steuersignal (2594) eine phasenverschobene Version des ersten Steuersignals (2590) ist; und wobei Schritt (6)(A) den Schritt aufweist: (i) Erzeugen des vierten Steuersignals (2596), wobei das vierte Steuersignal (2596) eine phasenverschobene Version des ersten Steuersignals (2590) ist.
Verfahren nach Anspruch 37, wobei das empfangene Eingangssignal (2582) ein moduliertes Trägersignal aufweist, wobei die Schritte (2)(A), (3)(A), (5)(A) und (6)(A) jeweils ferner den Schritt aufweisen: (ii) Übertragen nicht vernachlässigbarer Energiemengen von dem modulierten Trägersignal aus mit einer Rate, die im wesentlichen gleich einer Subharmonischen des modulierten Trägersignals ist, wobei die übertragenen nicht vernachlässigbaren Energiemengen das entsprechende abwärtsumgesetzte Signal bilden.
Verfahren nach Anspruch 38, wobei die Schritte (2)(A)(i) (3)(A)(i), (5)(A)(i) und (6)(A)(i) jeweils den Schritt aufweisen: (a) Erzeugen eines Energieübertragungssignals, das eine Harmonische hat, die im wesentlichen gleich einer Frequenz des modulierten Trägersignals ist; und wobei die Schritte (2)(A)(ii), (3)(A)(ii), (5)(A)(ii) und (6)(A)(ii) jeweils den Schritt aufweisen: (a) Verwenden des Energieübertragungssignals, um Energie von dem modulierten Trägersignals aus zu übertragen.
Verfahren nach Anspruch 39, wobei die Schritte (2)(A)(ii), (3)(A)(ii) , (5)(A)(ii) und (6)(A)(ii) jeweils ferner aufweisen: Erzeugen einer Serie von Pulsen, die nicht vernachlässigbare Öffnungen haben, die von einer Nullzeitdauer weg tendieren.
Verfahren nach einem der Ansprüche 35 bis 40, wobei das Eingangssignal (2582) ein I/Q-moduliertes RF-Signal aufweist und wobei Schritt (2) den Schritt aufweist: (A) Frequenzabwärtsumsetzen des Eingangssignals (2582) in einen nicht-invertierten I-Phase-Signalanteil (2507) des I/Q-modulierten RF-Signals; wobei Schritt (3) den Schritt aufweist: (A) Frequenzabwärtsumsetzen des Eingangssignals (2582) in einen invertierten I-Phase-Signalanteil (2509) des I/Q-modulierten RF-Signals; wobei Schritt (5) den Schritt aufweist: (A) Frequenzabwärtsumsetzen des Eingangssignals (2582) in einen nicht-invertierten Q-Phase-Signalanteil (2511) des I/Q-modulierten RF-Signals; und wobei Schritt (6) den Schritt aufweist: (A) Frequenzabwärtsumsetzen des Eingangssignals (2582) in einen invertierten Q-Phase-Signalanteil (2513) des I/Q-modulierten RF-Signals.
Verfahren nach Anspruch 41, wobei Schritt (2)(A) den Schritt aufweist: (i) Unterabtasten einer ersten Phase des Inphase-Signalanteils des I/Q-modulierten RF-Signals; wobei Schritt (3)(A) den Schritt aufweist: (i) Unterabtasten einer zweiten Phase des Inphase-Signalanteils des I/Q-modulierten RF-Signals, wobei die zweite Phase des Inphase-Signalanteils eine entgegengesetzte Phase zur ersten Phase des Inphase-Signalanteils ist; wobei Schritt (5)(A) den Schritt aufweist: (i) Unterabtasten einer dritten Phase des Quadraturphase-Signalanteils des I/Q-modulierten RF-Signals; und wobei Schritt (6)(A) den Schritt aufweist: (i) Unterabtasten einer vierten Phase des Quadraturphase-Signalanteils des I/Q-modulierten RF-Signals, wobei die vierte Phase des Quadraturphase-Signalanteils eine entgegengesetzte Phase zur dritten Phase des Quadraturphase-Signalanteils ist.
Verfahren nach Anspruch 42, wobei Schritt (3)(A)(i) den Schritt aufweist: (a) Unterabtasten des I/Q-modulierten RF-Signals 1,5 Zyklen einer Frequenz des I/Q-modulierten RF-Signals nach dem Unterabtasten des I/Q-modulierten RF-Signals in Schritt (2)(A)(i); wobei Schritt (5)(A)(i) den Schritt aufweist: (a) Unterabtasten des I/Q-modulierten RF-Signals 0,75 Zyklen der Frequenz des I/Q-modulierten RF-Signals, nachdem das Unterabtasten des I/Q-modulierten RF-Signals in Schritt (2)(A)(i) stattfindet; wobei Schritt (6)(A)(i) den Schritt aufweist: (a) Unterabtasten des I/Q-modulierten RF-Signals 1,5 Zyklen der Frequenz des I/Q-modulierten RF-Signals, nachdem das Unterabtasten des I/Q-modulierten RF-Signals in Schritt (5)(A)(i) stattfindet.
Verfahren nach Anspruch 43, wobei Schritt (2)(A) ferner den Schritt aufweist: (ii) Unterabtasten des I/Q-modulierten RF-Signals 3,0 Zyklen der Frequenz des I/Q-modulierten RF-Signals nach einer vorhergehenden Unterabtastung des I/Q-modulieren RF-Signals.
Verfahren nach einem der Ansprüche 35 bis 44, wobei das erste Steuersignal (2590) einen ersten Steuersignalpuls aufweist, das zweite Steuersignal (2592) einen zweiten Steuersignalpuls aufweist, das dritte Steuersignal (2594) einen dritten Steuersignalpuls aufweist und das vierte Steuersignal (2596) einen vierten Steuersignalpuls aufweist, und wobei das Verfahren ferner die Schritte aufweist: (8) Wiederausstrahlen eines Signals, das gedämpfte Komponenten des ersten, zweiten, dritten und vierten Steuersignalpulses aufweist, wobei die gedämpften Komponenten des ersten, zweiten, dritten und vierten Steuersignalpulses eine kumulative Frequenz bilden; und (9) Konfigurieren des ersten, zweiten, dritten und vierten Steuersignalpulses derart, daß die kumulative Frequenz größer als eine Frequenz des Eingangssignals (2582) ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 35 bis 45, wobei Schritt (4) den Schritt aufweist: (A) wesentliches Eliminieren der ersten DC-Offsetspannung und der zweiten DC-Offsetspannung; und wobei Schritt (7) den Schritt aufweist: (A) wesentliches Eliminieren der dritten DC-Offsetspannung und der vierten DC-Offsetspannung.
Verfahren nach einem der Ansprüche 36 bis 46, wobei die erste, zweite, dritte bzw. vierte DC-Offsetspannung von dem ersten, zweiten, dritten bzw. vierten Frequenzabwärtsumsetzmodul (114a,114b,114c,114d) zumindest mit verursacht ist.
Verfahren nach Anspruch 47, wobei das erste, zweite, dritte und vierte Frequenzabwärtsumsetzmodul (114a,114b,114c, 114d) jeweils einen Kondensator (2574,2576,2578,2580) in Reihe mit dem Eingangssignal (2582) aufweisen, wobei Schritt (2) ferner den Schritt aufweist: (B) Verringern der ersten DC-Offsetspannung in dem ersten abwärtsumgesetzten Signal (2507) mit dem Kondensator (2574) des ersten Frequenzabwärtsumsetzmoduls (114a); wobei Schritt (3) ferner den Schritt aufweist: (B) Verringern der zweiten DC-Offsetspannung in dem zweiten abwärtsumgesetzten Signal (2509) mit dem Kondensator (2576) des zweiten Frequenzabwärtsumsetzmoduls (114b); wobei Schritt (5) ferner den Schritt aufweist: (B) Verringern der dritten DC-Offsetspannung in dem dritten abwärtsumgesetzten Signal (2511) mit dem Kondensator (2578) des dritten Frequenzabwärtsumsetzmoduls (114c); und wobei Schritt (6) ferner den Schritt aufweist: (B) Verringern der vierten DC-Offsetspannung in dem vierten abwärtsumgesetzten Signal (2513) mit dem Kondensator (2580) des vierten universellen Frequenzabwärtsumsetzmoduls (114d); wobei Ladungsinjektionseffekte in dem ersten, zweiten, dritten bzw. vierten Frequenzabwärtsumsetzmodul (114a,114b, 114c,114d), hervorgerufen durch die Wechselwirkung mit dem ersten, zweiten, dritten bzw. vierten Steuersignal (2590,2592, 2594,2596), die erste, zweite, dritte und vierte DC-Offsetspannung zumindest mit verursachen.