DE60014930T2 - Modem für eines drahtloses lokales netzwerk - Google Patents

Modem für eines drahtloses lokales netzwerk Download PDF

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DE60014930T2
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J. Michael BULTMAN
W. Robert COOK
C. Richard LOOKE
D. Charley MOSES
S. Gregory RAWLINS
W. Michael RAWLINS
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
    • H03D3/006—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by sampling the oscillations and further processing the samples, e.g. by computing techniques
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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    • H03C3/00—Angle modulation
    • H03C3/38—Angle modulation by converting amplitude modulation to angle modulation
    • H03C3/40—Angle modulation by converting amplitude modulation to angle modulation using two signal paths the outputs of which have a predetermined phase difference and at least one output being amplitude-modulated
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
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  • Communication Control (AREA)
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  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Description

  • Hintergrund der Erfindung
  • Gebiet der Erfindung
  • Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein drahtlose Lokalbereichsnetzwerke (WLANs) und insbesondere WLANs, welche Frequenzumsetzungstechnologie zur Frequenzumsetzung verwenden, und Anwendungen davon.
  • Stand der Technik
  • Es existieren drahtlose LANs zum Empfangen und Senden von Informationen zu und von mobilen Endgeräten unter Verwendung elektromagnetischer Signale (EM-Signale). Herkömmliche drahtlose Kommunikationsschaltungsanordnungen sind komplex und haben eine große Anzahl von Schaltungsteilen. Durch diese Komplexität und hohe Teileanzahl werden die Gesamtkosten erhöht. Zusätzlich führen höhere Teileanzahlen zu einem höheren Leistungsverbrauch, was, besonders bei batteriebetriebenen drahtlosen Einheiten, unerwünscht ist. Zusätzlich existieren verschiedene Kommunikationskomponenten zur Ausführung einer Frequenzabwärtswandlung, einer Frequenzaufwärtswandlung und eines Filterns. Weiterhin existieren angesichts möglicher Störsignale Schemata für den Signalempfang.
  • Im Dokument US-A-4 393 395 ist ein symmetrischer Modulator für das Modulieren von Komponenten eines Chrominanzsignals auf einen Hilfsträger offenbart.
  • Im Dokument US-A-5 809 060 ist ein Sender für ein drahtloses Lokalbereichsnetzwerk offenbart, bei dem eine Spreizspektrummodulation verwendet wird.
  • Im Dokument WO 96/02977 ist ein Frequenzabwärtswandler unter Verwendung von Aliasing offenbart.
  • Zusammenfassung der Erfindung
  • Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine drahtlose Modemvorrichtung gemäß Anspruch 1 vorgesehen. Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Verfahren gemäß Anspruch 29 vorgesehen.
  • Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung betrifft ein drahtloses Lokalbereichsnetzwerk (WLAN), das eine oder mehrere WLAN-Vorrichtungen (auch als Stationen, Endgeräte, Zugangspunkte, Clientvorrichtungen oder Infrastrukturvorrichtungen bezeichnet) zum Ausführen einer drahtlosen Kommunikation über das WLAN aufweist. Die WLAN-Vorrichtung weist zumindest eine Antenne, einen Empfänger und einen Sender zum Ausführen einer drahtlosen Kommunikation über das WLAN auf. Zusätzlich kann die WLAN-Vorrichtung auch ein LNA/PA-Modul, einen Steuersignalgenerator, ein Demodulations-/Modulationserleichterungsmodul und eine Medienzugriffssteuerungs-Schnittstelle (MAC-Schnittstelle) aufweisen. Der WLAN-Empfänger enthält zumindest ein universelles Frequenzumsetzungsmodul, das eine Frequenzabwärtswandlung eines empfangenen elektromagnetischen Signals (EM-Signals) ausführt. Vorzugsweise ist der UFT-basierte Empfänger in einer mehrphasigen Ausführungsform konfiguriert, um eine durch einen Gleichspannungs-Offset hervorgerufene Rückstrahlung zu verringern oder zu beseitigen. Der WLAN-Sender weist wenigstens ein universelles Frequenzumsetzungsmodul auf, das eine Frequenzaufwärtswandlung eines Basisbandsignals als Vorbereitung für die Übertragung über das WLAN ausführt. Vorzugsweise ist der UFT-basierte Sender in einer differentiellen und/oder mehrphasigen Ausführungsform konfiguriert, um eine Trägereinfügung und ein spektrales Anwachsen im gesendeten Signal zu reduzieren.
  • WLANs weisen durch die Verwendung von UFT-Modulen zur Frequenzumsetzung mehrere Vorteile auf. Diese Vorteile sind unter anderem ein geringerer Leistungsverbrauch, eine längere Batterielebensdauer, weniger Teile, niedrigere Kosten, weniger Abstimmung und ein wirksameres Senden und Empfangen von Signalen. Diese Vorteile sind möglich, weil das UFT-Modul in wirksamer Weise eine direkte Frequenzwandlung bei einer minimalen Signalverzerrung ermöglicht. Der Aufbau und die Arbeitsweise des UFT-Moduls und verschiedene Anwendungen davon werden in den folgenden Abschnitten detailliert beschrieben.
  • Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung sowie ihr Aufbau und ihre Arbeitsweise werden nachstehend mit Bezug auf die anliegende Zeichnung detailliert beschrieben.
  • Kurzbeschreibung der Figuren
  • Die vorliegende Erfindung wird mit Bezug auf die anliegende Zeichnung beschrieben. Es zeigen:
  • 1A ein Blockdiagramm eines universellen Frequenzumsetzungsmoduls (UFT-Moduls),
  • 1B ein detaillierteres Diagramm eines universellen Frequenzumsetzungsmoduls (UFT-Moduls),
  • 1C ein UFT-Modul, das in einem universellen Frequenzabwärtswandelmodul (UFD-Modul) verwendet wird,
  • 1D ein UFT-Modul, das in einem universellen Frequenzaufwärtswandelmodul (UFU-Modul) verwendet wird, die 2A – 2B Blockdiagramme universeller Frequenzumsetzungsmodule (UFT-Module),
  • 3 ein Blockdiagramm eines universellen Frequenzaufwärtswandelmoduls (UFU-Moduls),
  • 4 ein detaillierteres Diagramm eines universellen Frequenzaufwärtswandelmoduls (UFU-Moduls),
  • 5 ein Blockdiagramm eines alternativen universellen Frequenzaufwärtswandelmoduls (UFU-Moduls),
  • die 6A – 6I als Beispiel dienende Wellenformen, die zum Beschreiben der Arbeitsweise des UFU-Moduls verwendet werden,
  • 7 ein in einem Empfänger verwendetes UFT-Modul,
  • 8 ein in einem Sender verwendetes UFT-Modul,
  • 9 eine Umgebung, die einen Sender und einen Empfänger aufweist, von denen jeder unter Verwendung eines UFT-Moduls implementiert werden kann,
  • 10 einen Transceiver,
  • 11 einen alternativen Transceiver,
  • 12 eine Umgebung, die einen Sender und einen Empfänger aufweist, von denen jeder unter Verwendung erweiterter Signalempfangskomponenten (ESR-Komponenten) implementiert werden kann,
  • 13 ein UFT-Modul, das in einem vereinheitlichten Abwärtswandel- und Filtermodul (UDF-Modul) verwendet wird,
  • 14 einen als Beispiel dienenden Empfänger, der unter Verwendung eines UDF-Moduls implementiert ist,
  • die 15A – 15F als Beispiel dienende Anwendungen des UDF-Moduls,
  • 16 eine Umgebung, die einen Sender und einen Empfänger aufweist, wobei jeder von diesen unter Verwendung erweiterter Signalempfangskomponenten (ESR-Komponenten) implementiert werden kann, wobei der Empfänger weiter unter Verwendung von einem oder mehreren UFD-Modulen implementiert werden kann,
  • 17 ein vereinheitlichtes Abwärtswandel- und Filtermodul (UDF-Modul),
  • die 18A und 18A-1 als Beispiel dienende Aliasing-Module,
  • die 18B – 18F als Beispiel dienende Wellenformen, die zum Beschreiben der Arbeitsweise der Aliasing-Module aus
  • den 18A und 18A-1 verwendet werden,
  • 19 ein Blockdiagramm eines als Beispiel dienenden Computernetzwerks,
  • 20 ein Blockdiagramm eines als Beispiel dienenden Computernetzwerks,
  • 21 ein Blockdiagramm einer als Beispiel dienenden drahtlosen Schnittstelle,
  • 22 ein als Beispiel dienendes Blockdiagramm hoher Ebene der in 21 dargestellten Schnittstelle,
  • 23 ein als Beispiel dienendes Blockdiagramm einer Schnittstelle,
  • 24 eine als Beispiel dienende I/Q-Implementation der in 23 dargestellten Schnittstelle,
  • die 25 – 30 als Beispiel dienende Umgebungen,
  • 31 ein Blockdiagramm einer WLAN-Schnittstelle,
  • 32 einen WLAN-Empfänger,
  • 33 einen WLAN-Sender,
  • 34 ein als Beispiel dienendes Demodulations-/Modulationserleichterungsmodul für eine als Beispiel dienende WLAN-Schnittstelle,
  • die 35A – C und 36 Ansichten, die sich auf einen als Beispiel dienenden Empfänger für eine als Beispiel dienende WLAN-Schnittstelle beziehen,
  • die 37A – D, 38, 39A – D, 40A und 40B Ansichten, die sich auf einen als Beispiel dienenden Sender für eine als Beispiel dienende WLAN-Schnittstelle beziehen,
  • die 41A – B IQ-Empfänger mit UFT-Modulen in Reihen- und Nebenschlußkonfigurationen,
  • die 42A – B IQ-Empfänger mit UFT-Modulen mit verzögerten Steuersignalen für eine Quadraturimplementation,
  • die 43A – B IQ-Empfänger mit FET-Implementationen,
  • die 44A und 44A-1 einen IQ-Empfänger mit Nebenschluß-UFT-Modulen,
  • 44B Steuersignalgenerator-Ausführungsformen für den Empfänger 3906,
  • die 44C – D verschiedene Steuersignalwellenformen,
  • die 44E-1 und 44E-2 einen als Beispiel dienenden IQ-Modulationsempfänger,
  • die 44F – P als Beispiel dienende Wellenformen, die für den IQ-Empfänger in 44E repräsentativ sind,
  • die 44Q – R einen Einzelkanalempfänger,
  • die 44S und 44S-1 eine FET-Konfiguration eines IQ-Empfängers,
  • 45A einen symmetrischen Sender 7102,
  • die 45B – C als Beispiel dienende Wellenformen, die dem symmetrischen Sender 7102 zugeordnet sind,
  • 45D als Beispiel dienende FET-Konfigurationen des symmetrischen Senders 7102,
  • die 46A – I verschiedene als Beispiel dienende Zeitdiagramme, die dem Sender 7102 zugeordnet sind,
  • 46J ein als Beispiel dienendes Frequenzspektrum, das einem Modulator 7104 zugeordnet ist,
  • 47A einen Sender 7302, der für eine Trägereinfügung konfiguriert ist,
  • 47B als Beispiel dienende Signale, die dem Sender 7302 zugeordnet sind,
  • 48 einen IQ-symmetrischen Sender 3910,
  • die 49A – C verschiedene als Beispiel dienende Signaldiagramme, die dem symmetrischen Sender 3910 in 48 zugeordnet sind,
  • 50A einen IQ-symmetrischen Sender 7608,
  • 50B einen IQ-symmetrischen Modulator 7618,
  • 51 einen IQ-symmetrischen Modulator 7702, der für die Trägereinfügung konfiguriert ist,
  • 52 einen IQ-symmetrischen Modulator 7802, der für die Trägereinfügung konfiguriert ist,
  • 53A einen Sender 3910,
  • die 53B – C verschiedene Frequenzspektren, die dem Sender 3910 zugeordnet sind,
  • 53D eine FET-Konfiguration für den Sender 3910,
  • 54 einen IQ-Sender 3910,
  • die 55A – C verschiedene Frequenzspektren, die dem IQ-Sender 3910 zugeordnet sind,
  • 56 einen IQ-Sender 8200,
  • 57 einen IQ-Sender 8300,
  • 58 ein Flußdiagramm 8400, das dem Sender 7102 in 45A zugeordnet ist,
  • 59 ein Flußdiagramm 8500, das weiter das Flußdiagramm 8400 in 58 definiert und dem Sender 7102 zugeordnet ist,
  • 60 ein Flußdiagramm 8600, das dem Sender 3910 zugeordnet ist, und weiter das Flußdiagramm 8400 in 58 definiert,
  • 61 ein Flußdiagramm 8700, das dem Sender 7420 in 48 zugeordnet ist,
  • 62 ein Flußdiagramm 8800, das dem Sender 3910 zugeordnet ist,
  • 63A einen Impulsgenerator,
  • die 63B – C verschiedene als Beispiel dienende Signaldiagramme, die dem Impulsgenerator in 63A zugeordnet sind,
  • die 63D – E verschiedene als Beispiel dienende Impulsgeneratoren,
  • die 64A und B verschiedene Implementationsschaltungen für den Modulator 7410,
  • 65 einen IQ-Transceiver 9100,
  • 66 ein Direktsequenz-Spreizspektrum,
  • 67 das LNA/PA-Modul 3904 und
  • 68 eine WLAN-Vorrichtung 9400.
  • Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
  • Inhaltsverzeichnis
    • 1. Universelle Frequenzumsetzung
    • 2. Frequenzabwärtswandlung
    • 3. Frequenzaufwärtswandlung
    • 4.0 Beispiele von WLAN-Implementationsausführungsformen
    • 4.1 Architektur
    • 4.2 Empfänger
    • 4.2.1 IQ-Empfänger
    • 4.2.2 Mehrphasiger IQ-Empfänger
    • 4.2.2.1 Beispiele von I/Q-Modulationssteuer-Signalgeneratorausführungsformen
    • 4.2.2.2 Implementation der Ausführungsform des mehrphasigen I/Q-Modulationsempfängers mit als Beispiel dienenden Wellenformen
    • 4.2.2.3 Beispiel einer Einzelkanal-Empfängerausführungsform
    • 4.2.2.4 Alternatives Beispiel einer I/Q-Modulationsempfängerausführungsform
    • 4.3 Sender
    • 4.3.1 Universeller Sender mit 2 UFT-Modulen
    • 4.3.1.1 Symmetrischer Modulator – Detaillierte Beschreibung
    • 4.3.1.2 Symmetrischer Modulator – Beispiele von Signaldiagrammen und mathematische Beschreibung
    • 4.3.1.3 Symmetrischer Modulator mit einer Nebenschlußkonfiguration
    • 4.3.1.4 Symmetrischer Modulator – FET-Konfiguration
    • 4.3.1.5 Für eine Trägereinfügung konfigurierter universeller Sender
    • 4.3.2 Universeller Sender in IQ-Konfiguration
    • 4.3.2.1 IQ-Sender unter Verwendung eines symmetrischen Modulators in Reihenkonfiguration
    • 4.3.2.2 IQ-Sender unter Verwendung eines symmetrischen Modulators in Nebenschlußkonfiguration
    • 4.3.2.3 Für eine Trägereinfügung konfigurierter IQ-Sender
    • 4.4 Transceiver-Ausführungsformen
    • 4.5 Demodulations-/Modulationserleichterungsmodul
    • 4.6 MAC-Schnittstelle
    • 5.0 802.11 Physikalische Schichtkonfigurationen
    • 6.0 Schlußfolgerungen
  • 1. Universelle Frequenzumsetzung
  • Dieser Abschnitt betrifft die Frequenzumsetzung und Anwendungen davon. Diese Anwendungen umfassen unter anderem die Frequenzabwärtswandlung, die Frequenzaufwärtswandlung, einen verbesserten Signalempfang, eine vereinheitlichte Abwärtswandlung und Filterung und Kombinationen und Anwendungen davon.
  • 1A zeigt ein universelles Frequenzumsetzungsmodul (UFT-Modul) 102.
  • Wie in dem Beispiel aus 1A angegeben ist, weisen manche Ausführungsformen des UFT-Moduls 102 drei Anschlüsse (Knoten) auf, die in 1A als Port 1, Port 2 und Port 3 bezeichnet sind. Andere UFT-Ausführungsformen weisen mehr oder weniger als drei Anschlüsse auf.
  • Im allgemeinen erzeugt das UFT-Modul 102 ein Ausgangssignal anhand eines Eingangssignals, wobei sich die Frequenz des Ausgangssignals von der Frequenz des Eingangssignals unterscheidet. Mit anderen Worten erzeugt das UFT-Modul 102 das Ausgangssignal anhand des Eingangssignals durch Umsetzen der Frequenz des Eingangssignals in die Frequenz des Ausgangssignals.
  • Eine als Beispiel dienende Ausführungsform des UFT-Moduls 102 ist in 1B allgemein dargestellt. Im allgemeinen weist das UFT-Modul 102 einen durch ein Steuersignal 108 gesteuerten Schalter 106 auf. Der Schalter 106 wird als ein gesteuerter Schalter bezeichnet.
  • Einige UFT-Ausführungsformen weisen mehr oder weniger als drei Anschlüsse auf. Beispielsweise zeigt 2 ein als Beispiel dienendes UFT-Modul 102. Das als Beispiel dienende UFT-Modul 102 weist eine Diode 204 mit zwei als Port 1 und Port 2/3 bezeichneten Anschlüssen auf. Diese Ausführungsform weist keinen dritten Anschluß auf, wie durch die gepunktete Linie um die "Port 3"-Beschriftung angegeben ist.
  • Das UFT-Modul ist eine sehr leistungsfähige und flexible Vorrichtung. Seine Flexibilität zeigt sich teilweise durch den weiten Anwendungsbereich, in dem es verwendet werden kann. Seine Leistungsfähigkeit zeigt sich teilweise in der Nützlichkeit und in dem Funktionsumfang dieser Anwendungen.
  • Beispielsweise kann ein UFT-Modul 102 in einem universellen Frequenzabwärtswandelmodul (UFD-Modul) 114 verwendet werden, von dem ein Beispiel in 1C dargestellt ist. In dieser Eigenschaft führt das UFT-Modul 102 eine Frequenzabwärtswandlung eines Eingangssignals zu einem Ausgangssignal aus.
  • Bei einem weiteren Beispiel kann, wie in 1D dargestellt ist, ein UFT-Modul 102 in einem universellen Frequenzaufwärtswandelmodul (UFU-Modul) 116 verwendet werden. In dieser Eigenschaft führt das UFT-Modul 102 eine Frequenzaufwärtswandlung eines Eingangssignals zu einem Ausgangssignal aus.
  • Diese und andere Anwendungen des UFT-Moduls werden nachstehend beschrieben. Zusätzliche Anwendungen des UFT-Moduls werden Fachleuten anhand der hier enthaltenen Lehren verständlich werden.
  • 2. Frequenzabwärtswandlung
  • Dieser Abschnitt betrifft Systeme und Verfahren zur universellen Frequenzabwärtswandlung und Anwendungen davon. Insbesondere wird eine Abwärtswandlung eines Eingangssignals ausgeführt, um ein abwärtsgewandeltes Signal zu erzeugen, das bei einer niedrigen Frequenz oder als ein Basisbandsignal existiert.
  • 18A zeigt ein Aliasing-Modul 2000 (auch als ein universelles Frequenzabwärtswandelmodul bezeichnet) zur Abwärtswandlung unter Verwendung eines universellen Frequenzumsetzungsmoduls (UFT-Moduls) 102, das eine Abwärtswandlung eines EM-Eingangssignals 2004 ausführt. Das Aliasing-Modul 2000 weist einen Schalter 2008 und einen Kondensator 2010 auf. Die elektronische Anordnung der Schaltungsbestandteile ist flexibel. Das heißt, daß der Schalter 2008 in einem Beispiel in Reihe mit dem Eingangssignal 2004 geschaltet ist und der Kondensator 2010 an Masse gelegt ist (wenngleich er in solchen Konfigurationen, wie einem differentiellen Modus, auf einen anderen Wert als Masse gelegt sein kann). In einem zweiten Beispiel (siehe Figur 18A-1) ist der Kondensator 2010 in Reihe mit dem Eingangssignal 2004 geschaltet und der Schalter 2008 an Masse gelegt (wenngleich er in solchen Konfigurationen, wie einem differentiellen Modus, auf einen anderen Wert als Masse gelegt sein kann). Das Aliasing-Modul 2000 mit dem UFT-Modul 102 kann leicht dafür ausgelegt werden, eine Abwärtswandlung einer großen Vielzahl elektromagnetischer Signale unter Verwendung von Aliasing-Frequenzen, die deutlich unterhalb der Frequenzen des EM-Eingangssignals 2004 liegen, auszuführen.
  • Bei einer Implementation führt das Aliasing-Modul 2000 eine Abwärtswandlung des Eingangssignals 2004 zu einem Zwischenfrequenzsignal (IF-Signal) aus. In einem anderen Beispiel führt das Aliasing-Modul 2000 eine Abwärtswandlung des Eingangssignals 2004 zu einem demodulierten Basisbandsignal aus. Bei einer weiteren Implementation ist das Eingangssignal 2004 ein frequenzmoduliertes Signal (FM-Signal), und das Aliasing-Modul 2000 führt eine Abwärtswandlung von ihm zu einem Nicht-FM-Signal, wie einem phasenmodulierten Signal (PM-Signal) oder einem amplitudenmodulierten Signal (AM-Signal) aus. Jede der vorstehend erwähnten Implementationen wird nachstehend beschrieben.
  • Das Steuersignal 2006 weist einen Impulszug auf, der sich bei einer Aliasing-Rate wiederholt, die kleiner oder gleich dem Zweifachen der Frequenz des Eingangssignals 2004 ist. Das Steuersignal 2006 wird hier als ein Aliasing-Signal bezeichnet, weil es unterhalb der Nyquist-Rate für die Frequenz des Eingangssignals 2004 liegt. Vorzugsweise ist die Frequenz des Steuersignals 2006 viel kleiner als diejenige des Eingangssignals 2004.
  • Ein Impulszug 2018, wie er in 18D dargestellt ist, steuert den Schalter 2008, um ein Aliasing des Eingangssignals 2004 mit dem Steuersignal 2006 auszuführen und ein abwärtsgewandeltes Ausgangssignal 2012 zu erzeugen. Insbesondere schließt sich der Schalter 2008 gemäß einer Ausführungsform an einer ersten Flanke jedes Impulses 2020 aus 18D und öffnet sich an einer zweiten Flanke jedes Impulses. Wenn der Schalter 2008 geschlossen wird, wird das Eingangssignal 2004 an den Kondensator 2010 gelegt und Ladung vom Eingangssignal zum Kondensator 2010 übertragen. Die während aufeinanderfolgender Impulse gespeicherte Ladung bildet das abwärtsgewandelte Ausgangssignal 2012.
  • Als Beispiel dienende Wellenformen sind in den 18B – 18F dargestellt.
  • 18B zeigt ein analoges amplitudenmoduliertes Trägersignal (AM-Trägersignal) 2014, das ein Beispiel des Eingangssignals 2004 ist. Zur Veranschaulichung zeigt in 18C ein Abschnitt 2016 des analogen AM-Trägersignals einen Abschnitt des analogen AM-Trägersignals 2014 auf einer erweiterten Zeitskala. Der Abschnitt 2016 des analogen AM-Trägersignals zeigt das analoge AM-Trägersignal 2014 von der Zeit t0 bis zur Zeit t1.
  • 18D zeigt ein als Beispiel dienendes Aliasing-Signal 2018, das ein Beispiel des Steuersignals 2006 ist. Das Alias ing-Signal 2018 liegt auf in etwa der gleichen Zeitskala wie der analoge AM-Trägersignalabschnitt 2016. In dem in 18D dargestellten Beispiel weist das Aliasing-Signal 2018 einen Impulszug 2020 mit vernachlässigbaren Aperturen auf, die gegen null gehen. Die Impulsapertur kann auch als Impulsbreite bezeichnet werden, wie Fachleute verstehen werden. Die Impulse 2020 wiederholen sich bei einer Aliasing-Rate oder Impulswiederholungsrate des Aliasing-Signals 2018. Die Aliasing-Rate wird wie nachstehend beschrieben bestimmt.
  • Wie vorstehend erwähnt wurde, steuert der Impulszug 2020 (d.h. das Steuersignal 2006) den Schalter 2008, um das Aliasing des analogen AM-Trägersignals 2016 (d.h. des Eingangssignals 2004) bei der Aliasing-Rate des Aliasing-Signals 2018 auszuführen. Insbesondere wird der Schalter 2008 bei einer ersten Flanke jedes Impulses geschlossen und bei einer zweiten Flanke jedes Impulses geöffnet. Wenn der Schalter 2008 geschlossen wird, wird das Eingangssignal 2004 an den Kondensator 2010 gelegt und Ladung vom Eingangssignal 2004 zum Kondensator 2010 übertragen. Die während eines Impulses übertragene Ladung wird nachstehend als Unterabtastung bezeichnet. Als Beispiel angegebene Unterabtastungen 2022 bilden einen abwärtsgewandelten Signalabschnitt 2024 (18E), der dem Abschnitt 2016 des analogen AM-Trägersignals (18C) und dem Impulszug 2020 (18D) entspricht. Die während aufeinanderfolgender Unterabtastungen des AM-Trägersignals 2014 gespeicherte Ladung bildet das abwärtsgewandelte Signal 2024 (18E), das ein Beispiel des abwärtsgewandelten Ausgangssignals 2012 (18A) ist. In 18F stellt ein demoduliertes Basisbandsignal 2026 das demodulierte Basisbandsignal 2024 nach dem Filtern auf einer komprimierten Zeitskala dar. Wie dargestellt ist, hat das abwärtsgewandelte Signal 2026 im wesentlichen die gleiche "Amplitudeneinhüllende" wie das AM-Trägersignal 2014. Daher zeigen die 18B – 18F die Abwärtswandlung des AM-Trägersignals 2014.
  • Die in den 18B – 18F dargestellten Wellenformen werden nachstehend nur zur Erläuterung erörtert.
  • Die Aliasing-Rate des Steuersignals 2006 bestimmt, ob das Eingangssignal 2004 zu einem IF-Signal abwärtsgewandelt wird, zu einem demodulierten Basisbandsignal abwärtsgewandelt wird oder von einem FM-Signal zu einem PM- oder AM-Signal abwärtsgewandelt wird. Die Beziehungen zwischen dem Eingangssignal 2004, der Aliasing-Rate des Steuersignals 2006 und dem abwärtsgewandelten Ausgangssignal 2012 werden nachstehend erläutert: (Frequenz des Eingangssignals 2004) = n(Frequenz des Steuersignals 2006) ± Frequenz des abwärtsgewandelten Ausgangssignals 2012) Für die hier enthaltenen Beispiele wir nur die "+"-Bedingung erörtert. Der Wert von n stellt eine Harmonische oder Subharmonische des Eingangssignals 2004 dar (beispielsweise n = 0,5, 1, 2, 3, ...).
  • Wenn die Aliasing-Rate des Steuersignals 2006 gegenüber der Frequenz des Eingangssignals 2004 versetzt ist oder gegenüber einer Harmonischen oder Subharmonischen von diesem versetzt ist, wird das Eingangssignal 2004 zu einem IF-Signal abwärtsgewandelt. Dies liegt daran, daß die Unterabtastimpulse bei verschiedenen Phasen aufeinanderfolgender Zyklen des Eingangssignals 2004 auftreten. Daher bilden die Unterabtastungen ein mit einer niedrigeren Frequenz oszillierendes Muster. Falls das Eingangssignal 2004 niederfrequente Änderungen, beispielsweise der Amplitude, der Frequenz, der Phase usw. oder einer beliebigen Kombination davon aufweist, spiegelt die während zugeordneter Unterabtastungen gespeicherte Ladung die niederfrequenten Änderungen wider, woraus sich ähnliche Änderungen des abwärtsgewandelten IF-Signals ergeben. Zum Abwärtswandeln eines 901-MHz-Eingangssignals zu einem 1-MHz-IF-Signal läßt sich die Frequenz des Steuersignals 2006 beispielsweise folgendermaßen berechnen: (Freqinput – FreqIF)/n = Freqcontrol (901 MHz – 1 MHz)/n = 900/n
  • Für n = 0,5, 1, 2, 3, 4 usw. wäre die Frequenz des Steuersignals 2006 im wesentlichen gleich 1,8 GHz, 900 MHz, 450 MHz, 300 MHz, 225 MHz usw.
  • Wenn die Aliasing-Rate des Steuersignals 2006 alternativ in etwa gleich der Frequenz des Eingangssignals 2004 oder im wesentlichen gleich einer Harmonischen oder Subharmonischen davon ist, wird das Eingangssignal 2004 direkt in ein demoduliertes Basisbandsignal abwärtsgewandelt. Dies liegt daran, daß ohne eine Modulation die Unterabtastimpulse am gleichen Punkt aufeinanderfolgender Zyklen des Eingangssignals 2004 auftreten. Daher bilden die Unterabtastungen ein konstantes Ausgangs-Basisbandsignal. Falls das Eingangssignal 2004 niederfrequente Änderungen, beispielsweise der Amplitude, der Frequenz, der Phase usw. oder einer beliebigen Kombination davon aufweist, reflektiert die während zugeordneter Unterabtastungen gespeicherte Ladung die niederfrequenten Änderungen, woraus sich ähnliche Änderungen des demodulierten Basisbandsignals ergeben. Zum direkten Abwärtswandeln eines 900-MHz-Eingangssignals zu einem demodulierten Basisbandsignal (d.h. Null-IF) läßt sich die Frequenz des Steuersignals 2006 beispielsweise folgendermaßen berechnen: (Freqinput – FreqIF)/n = Freqcontrol (900 MHz – 0MHz)/n = 900/n
  • Für n = 0,5, 1, 2, 3, 4 usw. sollte die Frequenz des Steuersignals 2006 im wesentlichen gleich 1,8 GHz, 900 MHz, 450 MHz, 300 MHz, 225 MHz usw. sein.
  • Alternativ muß zum Abwärtswandeln eines FM-Eingangssignals zu einem Nicht-FM-Signal eine Frequenz innerhalb der FM-Bandbreite in das Basisband (d.h. Null-IF) abwärtsgewandelt werden. Beispielsweise wird zum Abwärtswandeln eines Frequenzumtastsignals (FSK-Signals) (eine Untermenge von FM) zu einem Phasenumtastsignal (PSK-Signal) (eine Untermenge von PM) der Mittelpunkt zwischen einer unteren Frequenz F1 und einer oberen Frequenz F2 (d.h. [(F1 + F2) ÷ 2]) des FSK-Signals zu Null-IF abwärtsgewandelt. Zum Abwärtswandeln eines FSK-Signals mit F1 gleich 899 MHz und F2 gleich 901 MHz zu einem PSK-Signal läßt sich die Aliasing-Rate des Steuersignals 2006 folgendermaßen berechnen: Frequenz des Eingangssignals = (F1 + F2) ÷ 2 = (899 MHz + 901 MHz) ÷ 2 = 900 MHzFrequenz des abwärtsgewandelten Signals = 0 (d.h. Basisband) (Freqinput – FreqIF)/n = Freqcontrol (900 MHz – 0MHz)/n = 900/n
  • Für n = 0,5, 1, 2, 3 usw. sollte die Frequenz des Steuersignals 2006 im wesentlichen gleich 1,8 GHz, 900 MHz, 450 MHz, 300 MHz, 225 MHz usw. sein. Die Frequenz des abwärtsgewandelten PSK-Signals ist im wesentlichen gleich der Hälfte der Differenz zwischen der unteren Frequenz F1 und der oberen Frequenz F2.
  • Als ein weiteres Beispiel wird zum Abwärtswandeln eines FSK-Signals zu einem Amplitudenumtastsignal (ASK-Signal) (eine Untermenge von AM) entweder die untere Frequenz F1 oder die obere Frequenz F2 des FSK-Signals zu Null-IF abwärtsgewandelt. Zum Abwärtswandeln eines FSK-Signals mit F1 gleich 900 MHz und F2 gleich 901 MHz zu einem ASK-Signal sollte die Aliasing-Rate des Steuersignals 2006 im wesentlichen gleich (900 MHz – 0 MHz)/n = 900 MHz/n oder (901 MHz – 0 MHz)/n = 901 MHz/nsein.
  • Für den erstgenannten Fall von 900 MHz/n und für n = 0,5, 1, 2, 3, 4 usw. sollte die Frequenz des Steuersignals 2006 im wesentlichen gleich 1,8 GHz, 900 MHz, 450 MHz, 300 MHz, 225 MHz usw. sein. Für den letztgenannten Fall von 901 MHz/n und für n = 0,5, 1, 2, 3, 4 usw. sollte die Frequenz des Steuersignals 2006 im wesentlichen gleich 1,802 GHz, 901 MHz, 450,5 MHz, 300,333 MHz, 225,25 MHz usw. sein. Die Frequenz des abwärtsgewandelten AM-Signals ist im wesentlichen gleich der Differenz zwischen der unteren Frequenz F1 und der oberen Frequenz F2 (d.h. 1 MHz).
  • In einem Beispiel haben die Impulse des Steuersignals 2006 vernachlässigbare Aperturen, die gegen null gehen. Hierdurch wird das UFT-Modul 102 zu einer Vorrichtung mit einer hohen Eingangsimpedanz. Diese Konfiguration ist für Situationen nützlich, in denen eine minimale Störung des Eingangssignals erwünscht sein kann.
  • In einem anderen Beispiel haben die Impulse des Steuersignals 2006 nicht vernachlässigbare Aperturen, die von Null fortgehen. Insbesondere haben die Impulse des Steuersignals Aperturen, die festgelegt werden, um die Energieübertragung zum abwärtsgewandelten Signal zu verbessern. Beispielsweise können die Aperturen ein Bruchteil einer dem Eingangssignal 2004 zugeordneten Periode sein. Beispielsweise können die Aperturen 1/10, 1/4, 1/2 usw. einer Periode des Eingangssignals 2004 sein. Zusätzlich können die nicht vernachlässigbaren Impulsbreiten ein beliebiger Bruchteil einer Periode des Eingangssignals oder eine Vielzahl einer Periode zuzüglich einem Bruchteil sein. Mit anderen Worten kann jede geeignete nicht vernachlässigbare Impulsdauer verwendet werden. Hierdurch wird das UFT-Modul 102 zu einer Vorrichtung mit einer niedrigeren Eingangsimpedanz. Dies ermöglicht es, daß die niedrigere Eingangsimpedanz des UFT-Moduls 102 im wesentlichen an eine Quellenimpedanz des Eingangssignals 2004 angepaßt wird. Hierdurch wird auch die Energieübertragung vom Eingangssignal 2004 zum abwärtsgewandelten Ausgangssignal 2012 und damit der Wirkungsgrad und das Signal-Rausch-Verhältnis (s/n-Verhältnis) des UFT-Moduls 102 verbessert.
  • 3. Frequenzaufwärtswandlung
  • Dieser Abschnitt betrifft Systeme und Verfahren zur Frequenzaufwärtswandlung und Anwendungen von diesen.
  • Ein als Beispiel dienendes Frequenzaufwärtswandelsystem 300 ist in 3 dargestellt. Das Frequenzaufwärtswandelsystem 300 wird nun beschrieben.
  • Ein Eingangssignal 302 (in 3 als "Steuersignal" bezeichnet) wird von einem Schaltmodul 304 entgegengenommen. Es sei nur als Beispiel angenommen, daß das Eingangssignal 302 ein FM-Eingangssignal 606 ist, von dem in 6C ein Beispiel dargestellt ist. Das FM-Eingangssignal 606 kann durch Modulieren des Informationssignals 602 auf das oszillierende Signal 604 erzeugt worden sein (6A und 6B). Das Informationssignal 602 kann analog, digital oder eine Kombination davon sein, und es kann jedes beliebige Modulationsschema verwendet werden.
  • Die Ausgabe des Schaltmoduls 304 ist ein Signal 306 mit vielen Harmonischen, das beispielsweise in 6D als ein Signal 608 mit vielen Harmonischen dargestellt ist. Das Signal 608 mit vielen Harmonischen hat eine kontinuierliche und periodische Wellenform.
  • 6E ist eine erweiterte Ansicht von zwei Abschnitten des Signals 608 mit vielen Harmonischen, des Abschnitts 610 und des Abschnitts 612. Das Signal 608 mit vielen Harmonischen kann eine rechteckige Welle in der Art einer quadratischen Welle oder eines Impulses sein. Zum Erleichtern der Erörterung wird der Begriff "Rechteckwellenform" verwendet, um Wellenformen zu bezeichnen, die im wesentlichen rechteckig sind. In ähnlicher Weise bezeichnet der Begriff "quadratische Welle" Wellenformen, die im wesentlichen quadratisch sind.
  • Das Signal 608 mit vielen Harmonischen besteht aus mehreren Sinuswellen, deren Frequenzen ganzzahlige Vielfache der Grundfrequenz der Wellenform des Signals 608 mit vielen Harmonischen sind. Diese Sinuswellen werden als Harmonische der zugrundeliegenden Wellenform bezeichnet, und die Grundfrequenz wird als erste Harmonische bezeichnet. Die 6F und 6G zeigen getrennt die Sinuskomponenten, welche die erste, die dritte und die fünfte Harmonische des Abschnitts 610 und des Abschnitts 612 ausmachen. (Es sei bemerkt, daß es theoretisch eine unbegrenzte Anzahl von Harmonischen geben kann, wobei es in diesem Beispiel, weil das Signal 608 mit vielen Harmonischen als eine quadratische Welle dargestellt ist, nur ungerade Harmonische gibt). In 6H sind drei Harmonische gleichzeitig (jedoch nicht zusammenfassend) dargestellt.
  • Die relativen Amplituden der Harmonischen sind im allgemeinen eine Funktion der relativen Breiten der Impulse des Signals 306 mit vielen Harmonischen und der Periode der Grundfrequenz und können durch Fourier-Analyse des Signals 306 mit vielen Harmonischen bestimmt werden. Das Eingangssignal 606 kann so geformt werden, daß gewährleistet wird, daß die Amplitude der gewünschten Harmonischen für die vorgesehene Verwendung (beispielsweise eine Übertragung) ausreicht.
  • Ein Filter 308 filtert alle unerwünschten Frequenzen (Harmonischen) heraus und gibt ein elektromagnetisches Signal (EM-Signal) bei der gewünschten harmonischen Frequenz oder den gewünschten harmonischen Frequenzen als ein Ausgangssignal 310 aus, das in 6I beispielhaft als ein gefiltertes Ausgangssignal 614 dargestellt ist.
  • 4 zeigt ein als Beispiel dienendes universelles Frequenzaufwärtswandelmodul (UFU-Modul) 116. Das UFU-Modul 116 weist ein als Beispiel dienendes Schaltmodul 304 auf, das ein Vorspannungssignal 402, einen Widerstand oder eine Impedanz 404, einen universellen Frequenzumsetzer (UFT) 102 und eine Masse 408 aufweist. Der UFT 102 weist einen Schalter 406 auf. Das Eingangssignal 302 (in 4 als "Steuersignal" bezeichnet) steuert den Schalter 406 im UFT 102 und bewirkt, daß er geöffnet und geschlossen wird. Das Signal 306 mit vielen Harmonischen wird an einem Knoten 405 erzeugt, der sich zwischen dem Widerstand oder der Impedanz 404 und dem Schalter 406 befindet.
  • In 4 ist auch dargestellt, daß ein als Beispiel dienendes Filter 308 aus einem Kondensator 410 und einem an Masse 414 gelegten Induktor 412 besteht. Das Filter ist dafür vorgesehen, die unerwünschten Harmonischen des Signals 306 mit vielen Harmonischen herauszufiltern.
  • Alternativ wird in 5 ein ungeformtes Eingangssignal 501 einem Impulsformungsmodul 502 zugeführt. Das Impulsformungsmodul 502 modifiziert das ungeformte Eingangssignal 501, um ein (modifiziertes) Eingangssignal 302 (in 5 als "Steuersignal" bezeichnet) zu erzeugen. Das Eingangssignal 302 wird dem Schaltmodul 304 zugeleitet, das in der vorstehend beschriebenen Weise arbeitet. Auch das Filter 308 aus 5 arbeitet in der vorstehend beschriebenen Weise.
  • Der Zweck des Impulsformungsmoduls 502 besteht darin, die Impulsbreite des Eingangssignals 302 zu definieren. Es sei daran erinnert, daß das Eingangssignal 302 das Öffnen und das Schließen des Schalters 406 im Schaltmodul 304 steuert. Während dieses Vorgangs legt die Impulsbreite des Eingangssignals 302 die Impulsbreite des Signals 306 mit vielen Harmonischen fest. Wie vorstehend erwähnt wurde, sind die relativen Amplituden der Harmonischen des Signals 306 mit vielen Harmonischen eine Funktion zumindest der Impulsbreite des Signals 306 mit vielen Harmonischen. Dabei trägt die Impulsbreite des Eingangssignals 302 dazu bei, die relativen Amplituden der Harmonischen des Signals 306 mit vielen Harmonischen festzulegen.
  • 4.0 Beispiele von WLAN-Implementationsausführungsformen
  • 4.1 Architektur
  • 31 ist ein Blockdiagramm einer WLAN-Schnittstelle 3902 (nachstehend auch als WLAN-Modem bezeichnet) gemäß einer Implementation der vorliegenden Erfindung. Die WLAN-Schnittstelle bzw. das WLAN-Modem 3902 beinhaltet eine Antenne 3903, einen Verstärker mit geringem Rauschen oder Leistungsverstärker (LNA/PA) 3904, einen Empfänger 3906, einen Sender 3910, einen Steuersignalgenerator 3908, ein Demodulations-/Modulationserleichterungsmodul 3912 und eine Medienzugriffssteuereinrichtungs-(MAC)-Schnittstelle 3914. Die MAC-Schnittstelle 3914 koppelt die WLAN-Schnittstelle bzw. das WLAN-Modem 3902 mit einem Computer 3916 oder einer anderen Datenverarbeitungsvorrichtung. Der Computer 3916 weist vorzugsweise eine MAC 3918 auf.
  • Die WLAN-Schnittstelle bzw. das WLAN-Modem 3902 stellt eine Sende- und Empfangsanwendung dar, welche die hier beschriebene universelle Frequenzumsetzungstechnologie verwendet. Es stelltauch eine Null-IF- (oder Direkt-zu-Daten)-WLAN-Architektur dar.
  • Die WLAN-Schnittstelle bzw. das WLAN-Modem 3902 stellt auch einen Vektormodulator und Vektordemodulator dar, bei dem die hier beschriebene universelle Frequenzumsetzungstechnologie (UFT-Technologie) verwendet wird. Durch die Verwendung der UFT-Technologie wird die Flexibilität der WLAN-Anwendung erhöht (d.h. universell gemacht).
  • Beispielsweise stimmt in 31 die WLAN-Schnittstelle bzw. das WLAN-Modem 3902 mit dem WLAN-Standard IEEE 802.11 überein. Die Erfindung ist auf jeden beliebigen Kommunikationsstandard oder jede beliebige Kommunikationsspezifikation anwendbar, wie Fachleute anhand der hier enthaltenen Lehren verstehen werden. Alle Modifikationen an der Erfindung, die mit anderen Normen oder Spezifikationen arbeiten, werden Fachleuten anhand der hier enthaltenen Lehren verständlich sein.
  • In dem in 31 dargestellten Beispiel bietet die WLAN-Schnittstelle bzw. das WLAN-Modem 3902 eine Halbduplexkommunikation.
  • In 31 ist die von der WLAN-Schnittstelle bzw. dem WLAN-Modem 3902 ausgeführte Modulation/Demodulation vorzugsweise eine Direktsequenz-Spreizspektrum-QPSK (Quadraturphasenumtastung) mit differentieller Codierung. Andere Modulations- und Demodulationsmodi in der Art der hier beschriebenen sowie ein Frequenzspringen gemäß IEEE 802.11, OFDM (orthogonaler Frequenzmultiplexmodus) und andere können auch verwendet werden. Diese Modulations-/Demodulationsmodi werden Fachleuten anhand der hier enthaltenen Lehren verständlich sein.
  • Die Arbeitsweise der WLAN-Schnittstelle bzw. des WLAN-Modems 3902 beim Empfang wird nun beschrieben.
  • Von der Antenne 3903 empfangene Signale 3922 werden vom LNA/PA 3904 verstärkt. Die verstärkten Signale 3924 werden vom Empfänger 3906 abwärtsgewandelt und demoduliert. Der Empfänger 3906 gibt ein I-Signal 3926 und ein Q-Signal 3928 aus.
  • 32 zeigt einen als Beispiel dienenden Empfänger 3906. Es sei bemerkt, daß der in 32 dargestellte Empfänger 3906 einen Vektormodulator darstellt. Die von der WLAN-Schnittstelle bzw. vom WLAN-Modem 3902 ausgeführte "Empfangsfunktion" kann als die gesamte Verarbeitung angesehen werden, die durch die WLAN-Schnittstelle bzw. das WLAN-Modem 3902 von dem LNA/PA 3904 ausgeführt wird, um Basisbandinformationen zu erzeugen.
  • Das Signal 3924 wird durch einen 90-Grad-Teiler 4001 zerlegt, um ein I-Signal 4006A und ein Q-Signal 4006B zu erzeugen, die vorzugsweise um 90 Grad phasenversetzt sind. Das I-Signal 4006A und das Q-Signal 4006B werden durch die UFD-Module (universellen Frequenzabwärtswandelmodule) 4002A, 4002B abwärtsgewandelt. Die UFD-Module 114A, 114B geben abwärtsgewandelte I- und Q-Signale 3926, 3928 aus. Die UFD-Module 114A, 114B weisen jeweils mindestens ein UFT-Modul (universelles Frequenzumsetzungsmodul) 102A auf. Das UFD- und das UFT-Modul wurden vorstehend beschrieben. Eine als Beispiel dienende Implementation des Empfängers 3906 (Vektordemodulators) ist in 35 dargestellt. Eine als Beispiel dienende BOM-Liste für den Empfänger 3906 aus 35 ist in 36 dargestellt.
  • Das Demodulations-/Modulationserleichterungsmodul 3912 empfängt das I-Signal 3926 und das Q-Signal 3928. Das Demodulations-/Modulationserleichterungsmodul 3912 verstärkt und filtert das I-Signal 3926 und das Q-Signal 3928. Das Demodulations-/Modulationserleichterungsmodul 3912 führt auch automatische Verstärkungssteuerfunktionen (AGC-Funktionen) aus. Die AGC-Funktion ist mit der hier beschriebenen universellen Frequenzumsetzungstechnologie verbunden. Das Demodulations-/Modulationserleichterungsmodul 3912 gibt verarbeitete I- und Q-Signale 3930, 3932 aus.
  • Die MAC-Schnittstelle 3914 empfängt das verarbeitete I-Signal 3930 und das verarbeitete Q-Signal 3932. Die MAC-Schnittstelle 3914 weist vorzugsweise einen Basisbandprozessor auf. Die MAC-Schnittstelle 3914 führt vorzugsweise Funktionen, wie das Kombinieren der I- und Q-Signale 3930, 3932 und das Anordnen der Daten entsprechend dem verwendeten Protokoll bzw. Dateiformat, aus. Andere Funktionen, die von der MAC-Schnittstelle 3914 ausgeführt werden, welche hier enthalten sind, werden Fachleuten anhand der hier enthaltenen Lehren verständlich sein. Die MAC-Schnittstelle 3914 gibt das Basisband-Informationssignal aus, das in einer implementations- und anwendungsspezifischen Weise vom Computer 3916 empfangen und verarbeitet wird.
  • In 31 ist die Demodulationsfunktion zwischen dem Empfänger 3906, dem Demodulations-/Modulationserleichterungsmodul 3912 und einem in der MAC-Schnittstelle 3914 enthaltenen Basisbandprozessor verteilt. Die von diesen Komponenten gemeinsam ausgeführten Funktionen umfassen unter anderem das Entspreizen der Informationen, das differentielle Decodieren der Informationen, das Verfolgen der Trägerphase, das Entwürfeln, das Wiedererzeugen des Datentakts und das Kombinieren der I- und Q-Signale. Diese Demodulationsfunktionen können in einer einzigen Komponente zentralisiert sein oder auf andere Weise verteilt sein.
  • Die Arbeitsweise der WLAN-Schnittstelle bzw. des WLAN-Modems 3902 beim Senden wird nun beschrieben.
  • Ein Basisband-Informationssignal 3936 wird durch die MAC-Schnittstelle 3914 vom Computer 3916 empfangen. Die MAC-Schnittstelle 3914 führt vorzugsweise Funktionen, wie das Unterteilen des Basisband-Informationssignals zur Bildung der I- und Q-Signale 3930, 3932 und das Anordnen der Daten entsprechend dem verwendeten Protokoll bzw. Dateiformat aus. Andere Funktionen, die von der MAC-Schnittstelle 3914 und dem darin enthaltenen Basisbandprozessor ausgeführt werden, werden Fachleuten anhand der hier enthaltenen Lehren verständlich sein.
  • Das Demodulations-/Modulationserleichterungsmodul 3912 filtert und verstärkt die I- und Q-Signale 3930, 3932. Das Demodulations-/Modulationserleichterungsmodul 3912 gibt verarbeitete I- und Q-Signale 3942, 3944 aus. Vorzugsweise werden zumindest einige Filter- und/oder Verstärkungskomponenten im Demodulations-/Modulationserleichterungsmodul 3912 sowohl für den Sende- als auch für den Empfangsweg verwendet.
  • Der Sender 3910 führt eine Aufwärtswandlung der verarbeiteten I- und Q-Signale 3942, 3944 aus und kombiniert die aufwärtsgewandelten I- und Q-Signale. Dieses aufwärtsgewandelte/kombinierte Signal wird vom LNA/PA 3904 verstärkt und dann über die Antenne 3903 ausgesendet.
  • 33 zeigt einen als Beispiel dienenden Sender 3910 gemäß einer Ausführungsform der Erfindung. Die Vorrichtung in 33 kann auch als ein Vektormodulator bezeichnet werden.
  • Gemäß einer Ausführungsform kann die von der WLAN-Schnittstelle bzw. vom WLAN-Modem 3902 ausgeführte "Sendefunktion" als die gesamte von der WLAN-Schnittstelle bzw. vom WLAN-Modem 3902 ausgeführte Verarbeitung nach dem Empfang der Basisbandinformationen durch den LNA/PA 3904 angesehen werden. Eine als Beispiel dienende Implementation des Senders 3910 (Vektormodulators) ist in den 37, 38 und 39 dargestellt. Die Datenaufbereitungsschnittstellen 5802 in 38 führen im wesentlichen eine Vorverarbeitung der I- und Q-Signale 3942, 3944 aus, bevor sie von den UFU-Modulen 116 empfangen werden. Eine als Beispiel dienende BOM-Liste für den Sender 3910 aus den 37, 38 und 39 ist in den 40A und 40B dargestellt.
  • Die I- und Q-Signale 3942, 3944 werden von UFU-Modulen (universellen Frequenzaufwärtswandelmodulen) 116A, 116B empfangen. Die UFU-Module 116A, 116B weisen jeweils wenigstens ein UFT-Modul 102A, 102B auf. Die UFU-Module 116A, 116B führen eine Aufwärtswandlung der I- und Q-Signale 3942, 3944 aus. Die UFU-Module 116A, 116B geben aufwärtsgewandelte I- und Q-Signale 4106, 4108 aus. Der 90-Grad-Kombinierer 4110 führt im wesentlichen eine Phasenverschiebung entweder des I-Signals 4106 oder des Q-Signals 4108 um 90 Grad aus und kombiniert dann das phasenverschobene Signal mit dem unverschobenen Signal, um ein kombiniertes, aufwärtsgewandeltes I/Q-Signal 3946 zu erzeugen.
  • In 31 ist die Modulationsfunktion auf den Sender 3910, das Demodulations-/Modulationserleichterungsmodul 3912 und einen in der MAC-Schnittstelle 3914 enthaltenen Basisbandprozessor verteilt. Die Funktionen, die von diesen Komponenten gemeinsam ausgeführt werden, umfassen unter anderem das differentielle Codieren von Daten, das Unterteilen des Basisband-Informationssignals in I- und Q-Signale, das Entwürfeln von Daten und das Spreizen von Daten. Diese Modulationsfunktionen können in einer einzigen Komponente zentralisiert sein oder auf andere Weise verteilt sein.
  • Eine als Beispiel dienende Implementation des Senders 3910 (Vektormodulators) ist in den 37A – D, 38 und 39 dargestellt. Die Datenaufbereitungsschnittstellen 5802 in 38 führen im wesentlichen eine Vorverarbeitung der I- und Q-Signale 3942, 3944 aus, bevor sie von den UFU-Modulen 116 empfangen werden. Eine als Beispiel dienende BOM-Liste für den Sender 3910 aus den 37, 38 und 39 ist in den 40A und 40B dargestellt.
  • Die Komponenten der WLAN-Schnittstelle bzw. des WLAN-Modems 3902 werden vorzugsweise von der MAC-Schnittstelle 3914 zusammen mit der MAC 3918 im Computer 3916 gesteuert. Dies ist durch den Pfeil 3940 der verteilten Steuerung in 31 dargestellt. Diese Steuerung umfaßt das Festlegen der Frequenz, der Datenrate, ob empfangen oder gesendet wird, und anderer Kommunikationsmerkmale bzw. Modi, die Fachleuten anhand der hier enthaltenen Lehren verständlich sein werden. Steuersignale werden über das entsprechende drahtlose Medium gesendet und von der Antenne 3903 empfangen und zur MAC 3918 gesendet.
  • Bei manchen Anwendungen ist es erwünscht, den Empfangsweg und den Sendeweg zu trennen.
  • 4.2 Empfänger
  • Als Beispiel dienende Ausführungsformen und Implementationen des IQ-Empfängers 3906 werden nachstehend erörtert. Die als Beispiel dienenden Ausführungsformen und Implementationen umfassen mehrphasige Ausführungsformen, die zum Verringern oder Beseitigen unerwünschter Gleichspannungs-Offsets und einer Schaltungsneuabstrahlung nützlich sind. Andere Empfängerausführungsformen werden Fachleuten anhand der hier gegebenen Erörterung verständlich sein.
  • 4.2.1 IQ-Empfänger
  • Der Empfänger 3906 ist in 41A dargestellt. Wie in 41A dargestellt ist, ist das UFD-Modul 114A (32) so konfiguriert, daß das UFT-Modul 102A mit einem Speichermodul 6704A verbunden ist. Das UFT-Modul 102A ist ein gesteuerter Schalter 6702A, der durch das Steuersignal 3920A gesteuert wird. Das Speichermodul 6704A ist ein Kondensator 6706A. Es könnten jedoch auch andere Speichermodule einschließlich eines Induktors verwendet werden, wie Fachleute verstehen werden.
  • Ebenso ist das UFD-Modul 114B (32) so konfiguriert, daß das UFT-Modul 102B mit einem Speichermodul 6704B gekoppelt ist. Das UFT-Modul 102B ist ein gesteuerter Schalter 6702B, der durch das Steuersignal 3920B gesteuert wird. Das Speichermodul 6704B ist ein Kondensator 6706B. Es könnten jedoch auch andere Speichermodule einschließlich eines Induktors verwendet werden, wie Fachleute verstehen werden. Die Ausführungsform des Empfängers 3906 wird nachstehend erörtert.
  • Der 90-Grad-Teiler 4001 empfängt das Signal 3924 vom LNA/PA-Modul 3904. Der 90-Grad-Teiler 4001 zerlegt das Signal 3924 in ein I-Signal 4006A und ein Q-Signal 4006B.
  • Das UFD-Modul 114A empfängt das I-Signal 4006A und führt eine Abwärtswandlung des I-Signals 4006A unter Verwendung des Steuersignals 3920A zu einem niederfrequenteren Signal I 3926 aus. Insbesondere tastet der gesteuerte Schalter 6702A das I-Signal 4006A entsprechend dem Steuersignal 3920A ab, wobei er eine Ladung (oder Energie) zum Speichermodul 6704A überträgt. Die während aufeinanderfolgender Abtastungen des I-Signals 4006A gespeicherte Ladung führt zu dem abwärtsgewandelten I-Signal 3926. Ebenso empfängt das UFD-Modul 114B das Q-Signal 4006B und führt eine Abwärtswandlung des Q-Signals 4006B unter Verwendung des Steuersignals 3920B zu einem niederfrequenteren Signal Q 3928 aus. Insbesondere tastet der gesteuerte Schalter 6702B das Q-Signal 4006B entsprechend dem Steuersignal 3920B ab, woraus sich Ladung (oder Energie) ergibt, die im Speichermodul 6704B gespeichert wird: Die während aufeinanderfolgender Abtastungen des I-Signals 4006A gespeicherte Ladung führt zu dem abwärtsgewandelten Q-Signal 3928.
  • Die Abwärtswandlung unter Verwendung eines UFD-Moduls (auch als ein Aliasing-Modul bezeichnet) wird hier weiter beschrieben. Wie hier beschrieben wird, können die Steuersignale 3920A, B als mehrere Impulse konfiguriert werden, die festgelegt werden, um die Energieübertragung von den Signalen 4006A, B zu den abwärtsgewandelten Signalen 3926 bzw. 3928 zu verbessern. Mit anderen Worten können die Impulsbreiten der Steuersignale 3920 so eingestellt werden, daß die Energieübertragung von den Signalen 4006 zu den abwärtsgewandelten Ausgangssignalen 3926 bzw. 3938 erhöht und/oder optimiert wird. Vorzugsweise ist die Impulsbreite ein Bruchteil einer Periode der Eingangssignale 4006A, B. Beispielsweise können die nicht vernachlässigbaren Impulsbreiten 1/10, 1/4, 1/2 usw. einer Periode des Eingangssignals bzw. der Eingangssignale sein. Zusätzlich können die nicht vernachlässigbaren Impulsbreiten ein beliebiger anderer Bruchteil einer Periode des eingegebenen EM-Signals oder ein Vielfaches einer Periode zuzüglich einem Bruchteil sein. Mit anderen Worten kann jede beliebige nicht vernachlässigbare Impulsdauer verwendet werden. Zusätzlich können die Prinzipien angepaßter Filter implementiert werden, um die Abtastimpulse des Steuersignals 3920 zu formen und daher die Energieübertragung zum abwärtsgewandelten Ausgangssignal 3106 weiter zu verbessern.
  • Die Konfiguration des UFT-basierten Empfängers 3906 ist flexibel. In 41A befinden sich die gesteuerten Schalter 6702 in einer Reihenkonfiguration in bezug auf die Signale 4006. Alternativ zeigt 41B die gesteuerten Schalter 6702 in einer Nebenschlußkonfiguration, so daß die Schalter 6702 die Signale 4006 an Masse legen.
  • Zusätzlich wird in den 41A – B die 90-Grad-Phasenverschiebung zwischen dem I- und dem Q-Kanal mit dem 90-Grad-Teiler 4001 verwirklicht. Alternativ zeigt 42A den Empfänger 3906 in einer Reihenkonfiguration, wobei die Phasenverschiebung um 90 Grad durch Verschieben des Steuersignals 3920B um 90 Grad in bezug auf das Steuersignal 3920A verwirklicht wird. Insbesondere ist der 90-Grad-Schieber 6804 hinzugefügt, um das Steuersignal 3920B um 90 Grad in bezug auf das Steuersignal 3920A zu verschieben. Dabei ist der Teiler 6802 ein phasengleicher (d.h. 0 Grad) Signalteiler. 42B zeigt eine Ausführungsform des Empfängers in einer Nebenschlußkonfiguration mit 90-Grad-Verzögerungen am Steuersignal.
  • Weiterhin ist auch die Konfiguration des gesteuerten Schalters 6702 flexibel. Insbesondere können die gesteuerten Schalter 6702 auf viele verschiedene Arten, einschließlich durch Transistorschalter, implementiert werden. 43A zeigt die UFT-Module in einer Reihenkonfiguration, die als FETs 6902 implementiert sind, wobei die Gate-Elektrode jedes FETs 6902 durch das jeweilige Steuersignal 3920 gesteuert wird. Hierbei tastet der FET 6902 das jeweilige Signal 4006 entsprechend dem jeweiligen Steuersignal 3920 ab. 43B zeigt die Nebenschlußkonfiguration.
  • 4.2.2 Mehrphasiger IQ-Empfänger
  • Die 44A und 44A-1 zeigen einen als Beispiel dienenden I/Q-Modulationsempfänger 3906. Der in den 44A und 44A-1 dargestellte I/Q-Modulationsempfänger 3906 hat zusätzliche Vorteile, daß er unerwünschte Gleichspannungsoffsets und eine Schaltungsrückstrahlung verringert oder beseitigt. Fachleute werden verstehen, daß der I/Q-Empfänger 3906 als ein mehrphasiger Empfänger beschrieben werden kann.
  • Der I/Q-Modulationsempfänger 3906 weist ein erstes UFD-Modul 114A-1, ein erstes optionales Filter 7004, ein zweites UFD-Modul 114A-2, ein zweites optionales Filter 7008, ein drittes UFD-Modul 114B-1, ein drittes optionales Filter 7012, ein viertes UFD-Modul 114B-2, ein viertes Filter 7016, einen optionalen LNA 7018, einen ersten Differenzverstärker 7020, einen zweiten Differenzverstärker 7022 und eine Antenne 3903 auf.
  • Der I/Q-Modulationsempfänger 3906 empfängt ein I/Q-moduliertes RF-Eingangssignal 7082, demoduliert es und führt eine Abwärtswandlung von diesem zu einem I-Basisband-Ausgangssignal 7084 und einem Q-Basisband-Ausgangssignal 7086 aus. Das I/Q-modulierte RF-Eingangssignal 7082 weist ein erstes Informationssignal und ein zweites Informationssignal auf, die auf ein RF-Trägersignal I/Q-moduliert sind. Das I-Basisband-Ausgangssignal 7084 beinhaltet das erste Basisband-Informationssignal. Das Q-Basisband-Ausgangssignal 7086 beinhaltet das zweite Basisband-Informationssignal.
  • Die Antenne 3903 empfängt das I/Q-modulierte RF-Eingangssignal 7082. Das I/Q-modulierte RF-Eingangssignal 7082 wird durch die Antenne 3903 ausgegeben und von dem optionalen LNA 7018 empfangen. Wenn vorhanden, verstärkt der LNA 7018 das I/Q- modulierte RF-Eingangssignal 7082 und gibt das verstärkte I/Q-Signal 7088 aus.
  • Das erste UFD-Modul 114A-1 empfängt das verstärkte I/Q-Signal 7088. Das erste UFD-Modul 114A-1 führt eine Abwärtswandlung des I-Phasen-Signalabschnitts des verstärkten I/Q-Eingangssignals 7088 entsprechend einem I-Steuersignal 7090 aus. Das erste UFD-Modul 114A-1 gibt ein I-Ausgangssignal 7098 aus.
  • Vorzugsweise weist das erste UFD-Modul 114A-1 ein erstes Speichermodul 7024, ein erstes UFT-Modul 102A-1 und eine erste Spannungsreferenz 7028 auf. Vorzugsweise wird ein innerhalb des ersten UFT-Moduls 102A-1 enthaltener Schalter als Funktion des I-Steuersignals 7090 geöffnet und geschlossen. Durch das Öffnen und Schließen dieses Schalters, wodurch das erste Speichermodul 7024 mit der ersten Spannungsreferenz 7028 verbunden und davon getrennt wird, ergibt sich ein als I-Ausgangssignal 7098 bezeichnetes abwärtsgewandeltes Signal. Die erste Spannungsreferenz 7028 kann eine beliebige Referenzspannung sein, und sie ist vorzugsweise Masse. Das I-Ausgangssignal 7098 wird vom ersten Speichermodul 7024 gespeichert.
  • Vorzugsweise weist das erste Speichermodul 7024 einen ersten Kondensator 7074 auf. Zusätzlich zum Speichern des I-Ausgangssignals 7098 verringert der erste Kondensator 7074 das Auftreten einer sich durch Ladungsinjektion ergebenden Offset-Gleichspannung am I-Ausgangssignal 7098 oder verhindert dieses.
  • Das I-Ausgangssignal 7098 wird vom optionalen ersten Filter 7004 empfangen. Wenn vorhanden, ist das erste Filter 7004 vorzugsweise ein Hochpaßfilter, um zumindest das I-Ausgangssignal 7098 herauszufiltern und dadurch jedes "Durchlecken" des Trägersignals zu entfernen. Wenn vorhanden, weist das erste Filter 7004 vorzugsweise einen ersten Widerstand 7030, einen ersten Filterkondensator 7032 und eine erste Filter-Spannungsreferenz 7034 auf. Vorzugsweise ist der erste Widerstand 7030 zwischen das I-Ausgangssignal 7098 und ein gefiltertes I-Ausgangssignal 7007 geschaltet und der erste Filterkondensator 7032 zwischen das gefilterte I-Ausgangssignal 7007 und die erste Filter-Spannungsreferenz 7034 geschaltet. Alternativ kann das erste Filter 7004 eine beliebige andere anwendbare Filterkonfiguration aufweisen, wie Fachleute verstehen werden. Das erste Filter 7004 gibt das gefilterte I-Ausgangssignal 7007 aus.
  • Das zweite UFD-Modul 114A-2 empfängt das verstärkte I/Q-Signal 7088. Das zweite UFD-Modul 114A-2 führt entsprechend einem invertierten I-Steuersignal 7092 eine Abwärtswandlung des invertierten I-Phasen-Signalabschnitts des verstärkten I/Q-Eingangssignals 7088 aus. Das zweite UFD-Modul 114A-2 gibt ein invertiertes I-Ausgangssignal 7001 aus.
  • Vorzugsweise weist das zweite UFD-Modul 114A-2 ein zweites Speichermodul 7036, ein zweites UFT-Modul 102A-2 und eine zweite Spannungsreferenz 7040 auf. Ein innerhalb des zweiten UFT-Moduls 102A-2 enthaltener Schalter wird als Funktion des invertierten I-Steuersignals 7092 geöffnet und geschlossen. Durch das Öffnen und Schließen dieses Schalters, der das zweite Speichermodul 7036 mit der zweiten Spannungsreferenz 7040 verbindet und davon trennt, ergibt sich ein als invertiertes I-Ausgangssignal 7001 bezeichnetes abwärtsgewandeltes Signal. Die zweite Spannungsreferenz 7040 kann eine beliebige Referenzspannung sein, und sie ist vorzugsweise Masse. Das invertierte I-Ausgangssignal 7001 wird vom zweiten Speichermodul 7036 gespeichert. Das zweite Speichermodul 7036 weist einen zweiten Kondensator 7076 auf. Zusätzlich zum Speichern des invertierten I-Ausgangssignals 7001 verringert der zweite Kondensator 7076 das Auftreten einer Offset-Gleichspannung infolge einer Ladungsinjektion am invertierten I-Ausgangssignal 7001 oder verhindert dieses.
  • Das invertierte I-Ausgangssignal 7001 wird vom optionalen zweiten Filter 7008 empfangen. Wenn vorhanden, ist das zweite Filter 7008 ein Hochpaßfilter, um zumindest das invertierte I-Ausgangssignal 7001 herauszufiltern und dadurch jedes "Durchlecken" des Trägersignals zu entfernen. Wenn vorhanden, weist das zweite Filter 7008 vorzugsweise einen zweiten Widerstand 7042, einen zweiten Filterkondensator 7044 und eine zweite Filter-Spannungsreferenz 7046 auf. Vorzugsweise ist der zweite Widerstand 7042 zwischen das invertierte I-Ausgangssignal 7001 und ein gefiltertes invertiertes I-Ausgangssignal 7009 geschaltet und der zweite Filterkondensator 7044 zwischen das gefilterte invertierte I-Ausgangssignal 7009 und die zweite Filter-Spannungsreferenz 7046 geschaltet. Alternativ kann das zweite Filter 7008 eine beliebige andere anwendbare Filterkonfiguration aufweisen, wie Fachleute verstehen werden. Das zweite Filter 7008 gibt das gefilterte invertierte I-Ausgangssignal 7009 aus.
  • Der erste Differenzverstärker 7020 empfängt das gefilterte I-Ausgangssignal 7007 an seinem nichtinvertierenden Eingang und das gefilterte invertierte I-Ausgangssignal 7009 an seinem invertierenden Eingang. Der erste Differenzverstärker 7020 subtrahiert das gefilterte invertierte I-Ausgangssignal 7009 vom gefilterten I-Ausgangssignal 7007, verstärkt das Ergebnis und gibt ein I-Basisband-Ausgangssignal 7084 aus. Weil das gefilterte invertierte I-Ausgangssignal 7009 im wesentlichen gleich einer invertierten Version des gefilterten I-Ausgangssignals 7007 ist, gleicht das I-Basisband-Ausgangssignal 7084 im wesentlichen dem gefilterten I-Ausgangssignal 7009, dessen Amplitude verdoppelt ist. Weiterhin können das gefilterte I-Ausgangssignal 7007 und das gefilterte invertierte I-Ausgangssignal 7009 im wesentlichen gleiche Rausch- und Gleichspannungs-Offset-Beiträge von vorhergehenden Abwärtswandelschaltungsanordnungen, einschließlich des ersten UFD-Moduls 114A-1 und des zweiten UFD-Moduls 114A-2, aufweisen. Wenn der erste Differenzverstärker 7020 das gefilterte invertierte I-Ausgangssignal 7009 vom gefilterten I-Ausgangssignal 7007 subtrahiert, heben diese Rausch- und Gleichspannungs-Offset-Beiträge einander im wesentlichen auf.
  • Das dritte UFD-Modul 114B-1 empfängt das verstärkte I/Q-Signal 7088. Das dritte UFD-Modul 114B-1 führt eine Abwärtswandlung des Q-Phasen-Signalabschnitts des verstärkten I/Q-Eingangssignals 7088 entsprechend einem Q-Steuersignal 7094 aus. Das dritte UFD-Modul 114B-1 gibt ein Q-Ausgangssignal 7003 aus.
  • Vorzugsweise beinhaltet das dritte UFD-Modul 114B-1 ein drittes Speichermodul 7048, ein drittes UFT-Modul 102A und eine dritte Spannungsreferenz 7052. Ein innerhalb des dritten UFT-Moduls 102A enthaltener Schalter wird als Funktion des Q-Steuersignals 7094 geöffnet und geschlossen. Durch das Öffnen und Schließen dieses Schalters, der das dritte Speichermodul 7048 mit der dritten Spannungsreferenz 7052 verbindet und davon trennt, ergibt sich ein als Q-Ausgangssignal 7003 bezeichnetes abwärtsgewandeltes Signal. Die dritte Spannungsreferenz 7052 kann eine beliebige Referenzspannung sein, und sie ist vorzugsweise Masse. Das Q-Ausgangssignal 7003 wird vom dritten Speichermodul 7048 gespeichert.
  • Vorzugsweise weist das dritte Speichermodul 7048 einen dritten Kondensator 7078 auf. Zusätzlich zum Speichern des Q-Ausgangssignals 7003 verringert der dritte Kondensator 7078 das Auftreten einer Offset-Gleichspannung infolge einer Ladungsinjektion am Q-Ausgangssignal 7003 oder verhindert dieses.
  • Das Q-Ausgangssignal 7003 wird vom optionalen dritten Filter 7012 empfangen. Wenn vorhanden, ist das dritte Filter 7012 ein Hochpaßfilter, um zumindest das Q-Ausgangssignal 7003 herauszufiltern und jedes "Durchlecken" des Trägersignals zu entfernen. Wenn vorhanden, weist das dritte Filter 7012 vorzugsweise einen dritten Widerstand 7054, einen dritten Filterkondensator 7056 und eine dritte Filter-Spannungsreferenz 7058 auf. Vorzugsweise ist der dritte Widerstand 7054 zwischen das Q-Ausgangssignal 7003 und ein gefiltertes Q-Ausgangssignal 7011 geschaltet und der dritte Filterkondensator 7056 zwischen das gefilterte Q-Ausgangssignal 7011 und die dritte Filter-Spannungsreferenz 7058 geschaltet. Alternativ kann das dritte Filter 7012, wie Fachleute verstehen werden, eine andere anwendbare Filterkonfiguration aufweisen. Das dritte Filter 7012 gibt das gefilterte Q-Ausgangssignal 7011 aus.
  • Das vierte UFD-Modul 114B-2 empfängt das verstärkte I/Q-Signal 7088. Das vierte UFD-Modul 114B-2 führt eine Abwärtswandlung des invertierten Q-Phasen-Signalabschnitts des verstärkten I/Q-Eingangssignals 7088 entsprechend einem invertierten Q-Steuersignal 7096 aus. Das vierte UFD-Modul 114B-2 gibt ein invertiertes Q-Ausgangssignal 7005 aus.
  • Vorzugsweise beinhaltet das vierte UFD-Modul 114B-2 ein viertes Speichermodul 7060, ein viertes UFT-Modul 102B-2 und eine vierte Spannungsreferenz 7064. Gemäß einer Ausführungsform wird ein innerhalb des vierten UFT-Moduls 102B-2 enthaltener Schalter als Funktion des invertierten Q-Steuersignals 7096 geöffnet und geschlossen. Durch das Öffnen und Schließen dieses Schalters, der das vierte Speichermodul 7060 mit der vierten Spannungsreferenz 7064 verbindet und davon trennt, ergibt sich ein als invertiertes Q-Ausgangssignal 7005 bezeichnetes abwärtsgewandeltes Signal. Die vierte Spannungsreferenz 7064 kann eine beliebige Referenzspannung sein, und sie ist vorzugsweise Masse. Das invertierte Q-Ausgangssignal 7005 wird vom vierten Speichermodul 7060 gespeichert.
  • Vorzugsweise weist das vierte Speichermodul 7060 einen vierten Kondensator 7080 auf. Zusätzlich zum Speichern des invertierten Q-Ausgangssignals 7005 verringert der vierte Kondensator 7080 das Auftreten einer Offset-Gleichspannung infolge einer Ladungsinjektion am invertierten Q-Ausgangssignal 7005 oder verhindert dieses.
  • Das invertierte Q-Ausgangssignal 7005 wird vom optionalen vierten Filter 7016 empfangen. Wenn vorhanden, ist das vierte Filter 7016 ein Hochpaßfilter, um zumindest das invertierte Q-Ausgangssignal 7005 herauszufiltern und dadurch jedes "Durchlecken" des Trägersignals zu entfernen. Wenn vorhanden, weist das vierte Filter 7016 vorzugsweise einen vierten Widerstand 7066, einen vierten Filterkondensator 7068 und eine vierte Filter-Spannungsreferenz 7070 auf. Vorzugsweise ist der vierte Widerstand 7066 zwischen das invertierte Q-Ausgangssignal 7005 und ein gefiltertes invertiertes Q-Ausgangssignal 7013 geschaltet und der vierte Filterkondensator 7068 zwischen das gefilterte invertierte Q-Ausgangssignal 7013 und die vierte Filter-Spannungsreferenz 7070 geschaltet. Alternativ kann das vierte Filter 7016 eine beliebige andere anwendbare Filterkonfiguration aufweisen, wie Fachleute verstehen werden. Das vierte Filter 7016 gibt das gefilterte invertierte Q-Ausgangssignal 7013 aus.
  • Der zweite Differenzverstärker 7022 empfängt das gefilterte Q-Ausgangssignal 7011 an seinem nichtinvertierenden Eingang und das gefilterte invertierte Q-Ausgangssignal 7013 an seinem invertierenden Eingang. Der zweite Differenzverstärker 7022 subtrahiert das gefilterte invertierte Q-Ausgangssignal 7013 vom gefilterten Q-Ausgangssignal 7011, verstärkt das Ergebnis und gibt ein Q-Basisband-Ausgangssignal 7086 aus. Weil das gefilterte invertierte Q-Ausgangssignal 7013 im wesentlichen gleich einer invertierten Version des gefilterten Q-Ausgangssignals 7011 ist, gleicht das Q-Basisband-Ausgangssignal 7086 im wesentlichen dem gefilterten Q-Ausgangssignal 7013, dessen Amplitude verdoppelt ist. Weiterhin können das gefilterte Q-Ausgangssignal 7011 und das gefilterte invertierte Q-Ausgangssignal 7013 im wesentlichen gleiche Rausch- und Gleichspannungs-Offset-Beiträge gleicher Polarität von vorhergehenden Abwärtswandelschaltungsanordnungen, einschließlich des dritten UFD-Moduls 114B-1 und des vierten UFD-Moduls 114B-2, aufweisen. Wenn der zweite Differenzverstärker 7022 das gefilterte invertierte Q-Ausgangssignal 7013 vom gefilterten Q-Ausgangssignal 7011 subtrahiert, heben diese Rausch- und Gleichspannungs-Offset-Beiträge einander im wesentlichen auf.
  • 4.2.2.1 Beispiele von I/Q-Modulationssteuer-Signalgeneratorausführungsformen
  • 44B zeigt ein als Beispiel dienendes Blockdiagramm für den I/Q-Modulationssteuer-Signalgenerator 7023. Der I/Q-Modulationssteuer-Signalgenerator 7023 erzeugt ein I-Steuersignal 7090, ein invertiertes I-Steuersignal 7092, ein Q-Steuersignal 7094 und ein invertiertes Q-Steuersignal 7096, das vom I/Q-Modulationsempfänger 3906 aus den 44A und 44A-1 verwendet wird. Das I-Steuersignal 7090 und das invertierte I-Steuersignal 7092 führen eine Abwärtswandlung des I-Phasenabschnitts eines I/Q-modulierten RF-Eingangssignals aus. Das Q-Steuersignal 7094 und das invertierte Q-Steuersignal 7096 bewirken das Abwärtswandeln des Q-Phasenabschnitts des I/Q-modulierten RF-Eingangssignals. Weiterhin hat der I/Q-Modulationssteuer-Signalgenerator 7023 den Vorteil, daß er Steuer signale derart erzeugt, daß die sich ergebende gemeinsame Schaltungsrückstrahlung bei einer oder mehreren Frequenzen außerhalb des interessierenden Frequenzbereichs rückgestrahlt wird. Beispielsweise wird die mögliche Rückstrahlung der Schaltung bei einer Frequenz abgestrahlt, die erheblich größer ist als die Frequenz des eingegebenen RF-Trägersignals.
  • Der I/Q-Modulationssteuer-Signalgenerator 7023 weist einen lokalen Oszillator 7025, ein erstes Dividiere-durch-Zwei-Modul 7027, einen 180-Grad-Phasenschieber 7029, ein zweites Dividiere-durch-Zwei-Modul 7031, einen ersten Impulsgenerator 7033, einen zweiten Impulsgenerator 7035, einen dritten Impulsgenerator 7037 und einen vierten Impulsgenerator 7039 auf.
  • Der lokale Oszillator 7025 gibt ein Oszillationssignal 7015 aus. 44C zeigt ein als Beispiel dienendes Oszillationssignal 7015.
  • Das erste Dividiere-durch-Zwei-Modul 7027 empfängt das Oszillationssignal 7015, dividiert das Oszillationssignal 7015 durch Zwei und gibt ein Halbfrequenz-LO-Signal 7017 und ein invertiertes Halbfrequenz-LO-Signal 7041 aus. 44C zeigt ein als Beispiel dienendes Halbfrequenz-LO-Signal 7017. Das invertierte Halbfrequenz-LO-Signal 7041 ist eine invertierte Version des Halbfrequenz-LO-Signals 7017. Das erste Dividiere-durch-Zwei-Modul 7027 kann als Schaltungslogik, Hardware, Software oder eine Kombination davon implementiert werden, wie Fachleute verstehen werden.
  • Der 180-Grad-Phasenschieber 7029 empfängt das Oszillations-signal 7015, verschiebt die Phase des Oszillationssignals 7015 um 180 Grad und gibt das phasenverschobene LO-Signal 7019 aus. Der 180-Grad-Phasenschieber 7029 kann als Schaltungslogik, Hardware, Software oder eine Kombination davon implementiert werden, wie Fachleute verstehen werden. Es können auch andere Beträge der Phasenverschiebung verwendet werden.
  • Das zweite Dividiere-durch-Zwei-Modul 7031 empfängt das phasenverschobene LO-Signal 7019, dividiert das phasenverschobene LO-Signal 7019 durch Zwei und gibt ein phasenverschobenes Halbfrequenz-LO-Signal 7021 und ein invertiertes phasenverschobenes Halbfrequenz-LO-Signal 7043 aus. 44C zeigt ein als Beispiel dienendes phasenverschobenes Halbfrequenz-LO-Signal 7021. Das invertierte phasenverschobene Halbfrequenz-LO-Signal ist eine invertierte Version des phasenverschobenen Halbfrequenz-LO-Signals 7021. Das zweite Dividiere-durch-Zwei-Modul 7031 kann als Schaltungslogik, Hardware, Software oder eine Kombination davon implementiert werden, wie Fachleute verstehen werden.
  • Der erste Impulsgenerator 7033 empfängt das Halbfrequenz-LO-Signal 7017, erzeugt immer dann einen Ausgangsimpuls, wenn eine ansteigende Flanke am Halbfrequenz-LO-Signal 7017 empfangen wird und gibt ein I-Steuersignal 7090 aus. 44C zeigt ein als Beispiel dienendes I-Steuersignal 7090.
  • Der zweite Impulsgenerator 7035 empfängt das invertierte Halbfrequenz-LO-Signal 7041, erzeugt immer dann einen Ausgangsimpuls, wenn eine ansteigende Flanke am invertierten Halbfrequenz-LO-Signal 7041 empfangen wird und gibt das invertierte I-Steuersignal 7092 aus. 44C zeigt ein als Beispiel dienendes invertiertes I-Steuersignal 7092.
  • Der dritte Impulsgenerator 7037 empfängt das Halbfrequenz-LO-Signal 7021, erzeugt immer dann einen Ausgangsimpuls, wenn eine ansteigende Flanke am Halbfrequenz-LO-Signal 7021 empfangen wird, und gibt ein Q-Steuersignal 7094 aus. 44C zeigt ein als Beispiel dienendes Q-Steuersignal 7094.
  • Der vierte Impulsgenerator 7039 empfängt das invertierte phasenverschobene Halbfrequenz-LO-Signal 7043, erzeugt immer dann einen Ausgangsimpuls, wenn eine ansteigende Flanke am invertierten phasenverschobenen Halbfrequenz-LO-Signal 7043 empfangen wird, und gibt das invertierte Q-Steuersignal 7096 aus. 44C zeigt ein als Beispiel dienendes invertiertes Q-Steuersignal 7096.
  • Steuersignale 7090, 7021, 7041 und 7043 weisen Impulse mit einer Breite auf, die gleich der Hälfte einer Periode des I/Q-modulierten RF-Eingangssignals 7082 ist. Diese Signale dienen als Beispiel und sind nicht auf diese Impulsbreiten beschränkt, und die Steuersignale 7090, 7021, 7041 und 7043 können Impulsbreiten von einem Bruchteil oder einem Vielfachen und einem Bruchteil einer Periode des I/Q-modulierten RF-Eingangssignals 7082 aufweisen.
  • Erste, zweite, dritte und vierte Impulsgeneratoren 7033, 7035, 7037 und 7039 können als Schaltungslogik, Hardware, Software oder eine Kombination davon implementiert werden, wie Fachleute verstehen werden.
  • Wie in 44C dargestellt ist, weisen die Steuersignale 7090, 7021, 7041 und 7043 gemäß einer Ausführungsform Impulse auf, die nicht überlappend sind, wobei die Impulse bei anderen Ausführungsformen überlappen können. Weiter erscheinen in diesem Beispiel Impulse bei diesen Signalen in der folgenden Reihenfolge: I-Steuersignal 7090, Q-Steuersignal 7094, invertiertes I-Steuersignal 7092 und invertiertes Q-Steuersignal 7096. Die mögliche Schaltungsrückstrahlung vom I/Q-Modulationsempfänger 3906 kann Frequenzkomponenten von einer Kombination dieser Steuersignale aufweisen.
  • Beispielsweise zeigt 44D eine Überlappung von Impulsen vom I-Steuersignal 7090, vom Q-Steuersignal 7094, vom invertierten I-Steuersignal 7092 und vom invertierten Q-Steuersignal 7096. Wenn Impulse von diesen Steuersignalen durch die ersten, zweiten, dritten und/oder vierten UFD-Module 114A-1, 114A-2, 114B-1 und 114B-2 zur Antenne 3903 lecken (in den 44A und 44A-1 dargestellt), können sie vom I/Q-Modulationsempfänger 3906 mit einer kombinierten Wellenform abgestrahlt werden, die eine Primärfrequenz zu haben scheint, die gleich dem Vierfachen der Frequenz jedes einzelnen der Steuersignale 7090, 7021, 7041 und 7043 ist. 44 zeigt ein als Beispiel dienendes kombiniertes Steuersignal 7045.
  • 44D zeigt auch ein als Beispiel dienendes I/Q-Modulations-RF-Eingangssignal 7082, das den Steuersignalen 7090, 7094, 7092 und 7096 überlagert ist. Wie in 44D dargestellt ist, überlagern Impulse auf dem I-Steuersignal 7090 einen positiven I-Phasenabschnitt des I/Q-Modulations-RF-Eingangssignals 7082 und bewirken eine Abwärtswandlung von diesem. Impulse auf dem invertierten I-Steuersignal 7092 überlagern einen negativen I-Phasenabschnitt des I/Q-Modulations-RF-Eingangssignals 7082 und bewirken eine Abwärtswandlung von diesem.
  • Impulse auf dem Q-Steuersignal 7094 überlagern einen ansteigenden Q-Phasenabschnitt des I/Q-Modulations-RF-Eingangssignals 7082 und bewirken eine Abwärtswandlung von diesem. Impulse auf dem invertierten Q-Steuersignal 7096 überlagern einen abfallenden Q-Phasenabschnitt des I/Q-Modulations-RF-Eingangssignals 7082 und bewirken eine Abwärtswandlung von diesem.
  • Wie 44D in diesem Beispiel weiter zeigt, beträgt das Frequenzverhältnis zwischen der Kombination der Steuersignale 7090, 7021, 7041 und 7043 und dem I/Q-Modulations-RF-Eingangssignal 7082 in etwa 4 : 3. Weil die Frequenz des möglicherweise rückgestrahlten Signals, d.h. des kombinierten Steuersignals 7045, erheblich verschieden von derjenigen des abwärtsgewandelten Signals, d.h. des I/Q-Modulations-RF-Eingangssignals 7082, ist, stört sie nicht die Signalabwärtswandlung, da sie außerhalb des interessierenden Frequenzbands liegt und daher herausgefiltert werden kann. Auf diese Weise verringert der I/Q-Modulationsempfänger 3906 Probleme infolge einer Schaltungsrückstrahlung. Wie Fachleute anhand der hier dargelegten Lehren verstehen werden, können andere Frequenzverhältnisse als 4 : 3 implementiert werden, um eine ähnliche Verringerung der Probleme der Schaltungsrückstrahlung zu erreichen.
  • Die 44S und 44S-1 zeigen den Empfänger 3906, wobei die UFT-Module 102A-1, 102A-2, 102B-1 und 102B-2 mit FETs 7099a – d konfiguriert sind.
  • 4.2.2.2 Implementation der Ausführungsform des mehrphasigen I/Q-Modulationsempfängers mit als Beispiel dienenden Wellenformen
  • 44E zeigt eine detailliertere als Beispiel dienende Schaltungsimplementation des I/Q-Modulationsempfängers 3906 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die 44F – P zeigen als Beispiel dienende Wellenformen, die sich auf eine als Beispiel dienende Implementation des I/Q-Modulationsempfängers 3906 aus 44E beziehen.
  • Die 44F und 44G zeigen erste und zweite Eingangs-Datensignale 7047 und 7049, die mit einer RF-Trägersignal frequenz als I-Phasen- bzw. Q-Phasen-Informationssignale einer I/Q-Modulation zu unterziehen sind.
  • Die 44I und 44J zeigen die Signale aus den 44F und 44G nach der Modulation mit einer RF-Trägersignalfrequenz als I-moduliertes Signal 7051 bzw. als Q-moduliertes Signal 7053.
  • 44H zeigt ein aus dem I-modulierten Signal 7051 und dem Q-modulierten Signal 7053 aus 44I bzw. 44J gebildetes I/Q-Modulations-RF-Eingangssignal 7082.
  • 44O zeigt eine Überlagerungsansicht des gefilterten I-Ausgangssignals 7007 und des gefilterten invertierten I-Ausgangssignals 7009.
  • 44P zeigt eine Überlagerungsansicht des gefilterten Q-Ausgangssignals 7011 und des gefilterten invertierten Q-Ausgangssignals 7013.
  • Die 44K und 44L zeigen das I-Basisband-Ausgangssignal 7084 bzw. das Q-Basisband-Ausgangssignal 7086. Ein Datenübergang 7055 ist sowohl im I-Basisband-Ausgangssignal 7084 als auch im Q-Basisband-Ausgangssignal 7086 angegeben. Der entsprechende Datenübergang 7055 ist im I-modulierten Signal 7051 aus 44I, im Q-modulierten Signal 7053 aus 44J und im I/Q-Modulations-RF-Eingangssignal 7082 aus 44H angegeben.
  • Die 44M und 44N zeigen das I-Basisband-Ausgangssignal 7084 und das Q-Basisband-Ausgangssignal 7086 über ein breiteres Zeitintervall.
  • 4.2.2.3 Beispiel einer Einzelkanal-Empfängerausführungsform
  • 44Q zeigt einen als Beispiel dienenden Einzelkanalempfänger 7091, der entweder dem I- oder dem Q-Kanal des I/Q-Modulationsempfängers 3906 entspricht. Der Einzelkanalempfänger 7091 kann ein nach AM-, PM-, FM- und anderen Modulationsschemata moduliertes RF-Eingangssignal 7097 abwärtswandeln. Zur weiteren Beschreibung der Arbeitsweise des Einzelkanalempfängers 7091 sei auf den vorstehenden Abschnitt 7.2.1 verwiesen. Mit anderen Worten ist der Einzelkanalempfänger 7091 ein Kanal des IQ-Empfängers 3906, der in Abschnitt 7.2.1 erörtert wurde.
  • 4.2.2.4 Alternatives Beispiel einer I/Q-Modulationsempfängerausführungsform
  • 44R zeigt einen als Beispiel dienenden I/Q-Modulationsempfänger 7089. Der I/Q-Modulationsempfänger 7089 empfängt ein I/Q-moduliertes RF-Eingangssignal 7082, demoduliert es und führt eine Abwärtswandlung von ihm zu einem I-Basisband-Ausgangssignal 7084 und einem Q-Basisband-Ausgangssignal 7086 aus. Der I/Q-Modulationsempfänger 7089 hat die zusätzlichen Vorteile, daß er, ähnlich dem vorstehend beschriebenen I/Q-Modulationsempfänger 3906, unerwünschte Gleichspannungs-Offsets und Schaltungsrückstrahlungen verringert oder beseitigt.
  • 4.3 Sender
  • Als Beispiel dienende Ausführungsformen und Implementationen des IQ-Senders 3910 werden nachstehend erörtert. Die als Beispiel dienenden Ausführungsformen und Implementationen schließen mehrphasige Ausführungsformen ein, die zum Verringern oder Beseitigen unerwünschter Gleichspannungs-Offsets nützlich sind, die sich bei einer unerwünschten Trägereinführung ergeben können.
  • 4.3.1 Universeller Sender mit 2 UFT-Modulen
  • 45A zeigt einen Sender 3910. Der Sender 3910 beinhaltet einen symmetrischen Modulator/Aufwärtswandler 7104, einen Steuersignalgenerator 7142, ein optionales Filter 7106 und einen optionalen Verstärker 7108. Der Sender 3910 führt eine Aufwärtswandlung eines Basisbandsignals 3942 aus, um ein Ausgangssignal 7140 zu erzeugen, das für die drahtlose oder die Drahtleitungsübertragung aufbereitet ist. Dabei empfängt der symmetrische Modulator 7104 das Basisbandsignal 3942 und tastet das Basisbandsignal in differentieller und symmetrischer Weise ab, um ein Signal 7138 mit vielen Harmonischen zu erzeugen. Das Signal 7138 mit vielen Harmonischen weist zahlreiche harmonische Bilder auf, wobei jedes Bild die Basisbandinformationen im Basisbandsignal 3942 enthält. Das optionale Bandpaßfilter 308 kann aufgenommen sein, um eine interessierende Harmonische (oder eine Untermenge von Harmonischen) in dem Signal 7138 zur Übertragung auszuwählen. Der optionale Verstärker 7108 kann aufgenommen werden, um die ausgewählte Harmonische vor der Übertragung zu verstärken. Der universelle Sender wird weiter auf einer hohen Ebene durch das in 58 dargestellte Flußdiagramm 8400 beschrieben. Eine detailliertere strukturelle und betriebsmäßige Beschreibung des symmetrischen Modulators folgt später.
  • Mit Bezug auf das Flußdiagramm 8400 sei bemerkt, daß in Schritt 8402 der symmetrische Modulator 7104 das Basisbandsignal 3942 empfängt.
  • In Schritt 8404 tastet der symmetrische Modulator 7104 das Basisbandsignal in differentieller und symmetrischer Weise entsprechend einem ersten und einem zweiten Steuersignal ab, die zueinander phasenverschoben sind. Das sich ergebende Signal 7138 mit vielen Harmonischen weist zahlreiche harmonische Bilder auf, die sich bei Harmonischen der Abtastfrequenz wiederholen, wobei jedes Bild die erforderlichen Amplituden- und Frequenzinformationen zum Rekonstruieren des Basisbandsignals 3942U enthält.
  • Die Steuersignale weisen Impulse mit Impulsbreiten (oder Aperturen) auf, die eingerichtet sind, um die Energieübertragung auf eine gewünschte Harmonische des Signals 7138 mit vielen Harmonischen zu verbessern. Bei weiteren Ausführungsformen der Erfindung werden Offset-Gleichspannungen zwischen Abtastmodulen minimiert, wie in Schritt 8406 angegeben ist, wodurch die Trägereinfügung in den harmonischen Bildern des Signals 7138 mit vielen Harmonischen minimiert wird.
  • In Schritt 8408 wählt das optionale Bandpaßfilter 308 die gewünschte interessierende Harmonische (oder eine Untermenge von Harmonischen) aus dem Signal 7138 mit vielen Harmonischen zur Übertragung aus.
  • In Schritt 8410 verstärkt der optionale Verstärker 7108 die ausgewählte Harmonische bzw. die ausgewählten Harmonischen vor der Übertragung.
  • In Schritt 8412 wird die ausgewählte Harmonische oder werden die ausgewählten Harmonischen über ein Kommunikationsmedium übertragen.
  • 4.3.1.1 Symmetrischer Modulator – Detaillierte Beschreibung
  • Mit Bezug auf die in 45A dargestellte als Beispiel dienende Ausführungsform sei bemerkt, daß der symmetrische Modulator 7104 die folgenden Komponenten aufweist: einen Puffer/Inverter 7112, Summierverstärker 7118, 7119, UFT-Module 102A und 102B mit gesteuerten Schaltern 7148A bzw. 7148B, einen Induktor 7126, einen Sperrkondensator 7136 und einen Gleichspannungsanschluß 7111. Wie vorstehend erwähnt wurde, tastet der symmetrische Modulator 7104 das Basisbandsignal 3942 differentiell ab, um ein Signal 7138 mit vielen Harmonischen zu erzeugen. Insbesondere tasten die UFT-Module 102A und 102B das Basisbandsignal entsprechend Steuersignalen 7123 bzw. 7127 differentiell ab. Eine Referenz-Gleichspannung 7113 ist an den Anschluß 7111 angelegt und wird gleichmäßig auf die UFT-Module 102A und 102B verteilt. Die verteilte Gleichspannung 7113 verhindert, daß sich zwischen den UFT-Modulen Offset-Gleichspannungen entwickeln, welche zu einer Trägereinfügung in dem Signal 7138 mit vielen Harmonischen führen könnten. Die Arbeitsweise des symmetrischen Modulators 7104 wird nachstehend in weiteren Einzelheiten mit Bezug auf das Flußdiagramm 8500 (59) erörtert.
  • In Schritt 8402 empfängt der Puffer/Inverter 7112 das Basisband-Eingangssignal 3942 und erzeugt das Eingangssignal 7114 und das invertierte Eingangssignal 7116. Das Eingangssignal 7114 gleicht im wesentlichen dem Signal 3942, und das invertierte Signal 7116 ist. eine invertierte Version des Signals 7114. Dabei wandelt der Puffer/Inverter 7112 das (unsymmetrische) Basisbandsignal 3942 in differentielle Eingangssignale 7114 und 7116 um, die von den UFT-Modulen abgetastet werden. Der Puffer/Inverter 7112 kann unter Verwendung bekannter Operationsverstärkerschaltungen implementiert werden, wie Fachleute verstehen werden.
  • In Schritt 8504 summiert der Summierverstärker 7118 die an den Anschluß 7111 angelegte Referenz-Gleichspannung 7113 und das Eingangssignal 7114, um ein kombiniertes Signal 7120 zu erzeugen. Ebenso summiert der Summierverstärker 7119 die Referenz-Gleichspannung 7113 und das invertierte Eingangssignal 7116, um ein kombiniertes Signal 7122 zu erzeugen. Die Summierverstärker 7118 und 7119 können unter Verwendung bekannter Operationsverstärker-Summierschaltungen implementiert werden und so ausgelegt werden, daß sie eine spezifizierte Verstärkung oder Abschwächung, einschließlich einer Verstärkung von Eins, aufweisen. Die Referenz-Gleichspannung 7113 wird auch, wie dargestellt, durch den Induktor 7126 auf die Ausgänge beider UFT-Module 102A und 102B verteilt.
  • In Schritt 8506 erzeugt der Steuersignalgenerator 7142 Steuersignale 7123 und 7127, die in den 46B bzw. 46C beispielhaft dargestellt sind. Wie dargestellt ist, haben beide Steuersignale 7123 und 7127 die gleiche Periode TS wie ein Haupttaktsignal 7145 (72A), sie haben jedoch eine Impulsbreite (oder Apertur) von TA. In dem Beispiel triggert das Steuersignal 7123 auf der ansteigenden Impulsflanke des Haupttaktsignals 7145 und das Steuersignal 7127 auf der abfallenden Impulsflanke des Haupttaktsignals 7145. Daher sind die Steuersignale 7123 und 7127 um 180 Grad zueinander phasenverschoben. Bei Ausführungsformen der Erfindung hat das Haupttaktsignal 7145 (und daher die Steuersignale 7123 und 7127) eine Frequenz, die eine Subharmonische des gewünschten Ausgangssignals 7140 ist.
  • Vorzugsweise weist der Steuersignalgenerator 7142 einen Oszillator 7146, Impulsgeneratoren 7144a und 7144b und einen Inverter 7147 auf, wie dargestellt ist. Beim Betrieb erzeugt der Oszillator 7146 das Haupttaktsignal 7145, das in 46A als eine periodische quadratische Welle mit Impulsen mit einer Periode von TS dargestellt ist. Andere Taktsignale, unter anderem einschließlich Sinuswellen, könnten verwendet werden, wie Fachleute verstehen werden. Der Impulsgenerator 7144a empfängt das Haupttaktsignal 7195 und triggert auf der ansteigenden Impulsflanke, um das Steuersignal 7123 zu erzeugen. Der Inverter 7147 invertiert das Taktsignal 7145, um ein invertiertes Taktsignal 7143 zu erzeugen. Der Impulsgenerator 7144b empfängt das invertierte Taktsignal 7143 und triggert auf der ansteigenden Impulsflanke (die die abfallende Flanke des Taktsignals 7145 ist), um das Steuersignal 7127 zu erzeugen.
  • Die 63A – E zeigen als Beispiel dienende Ausführungsformen für den Impulsgenerator 7144. 63A zeigt einen Impulsgenerator 8902. Der Impulsgenerator 8902 erzeugt Impulse 8908 mit einer Impulsbreite TA anhand eines Eingangssignals 8904. Als Beispiel dienende Eingangssignale 8904 und Impulse 8908 sind in 63B bzw. 63C dargestellt. Das Eingangssignal 8904 kann ein beliebiger Typ eines periodischen Signals, einschließlich unter anderem einer Sinuswelle, einer quadratischen Welle, einer Sägezahnwelle usw., sein. Die Impulsbreite (oder Apertur) TA der Impulse 8908 ist durch die Verzögerung 8906 des Impulsgenerators 8902 festgelegt. Der Impulsgenerator 8902 weist auch einen optionalen Inverter 8910 auf, der aus Polaritätsüberlegungen optional aufgenommen ist, wie Fachleute verstehen werden. Die eigentliche Logik, die verwendet wird, kann viele Formen annehmen. Zusätzliche Beispiele der Impulserzeugungslogik sind in den 63D und 63E dargestellt. 63D zeigt einen Anstiegsflanken-Impulsgenerator 8912, der an der ansteigenden Flanke des Eingangssignals 8904 triggert. 63E zeigt einen Abfallsflanken-Impulsgenerator 8916, der an der abfallenden Flanke des Eingangssignals 8904 triggert.
  • In Schritt 8508 tastet das UFT-Modul 102A das kombinierte Signal 7120 entsprechend dem Steuersignal 7123 ab, um das Signal 7130 mit vielen Harmonischen zu erzeugen. Insbesondere wird der Schalter 7148A während der Impulsbreiten TA des Steuersignals 7123 geschlossen, um das kombinierte Signal 7120 abzutasten, woraus sich das Signal 7130 mit vielen Harmonischen ergibt. 45B zeigt ein als Beispiel dienendes Frequenzspektrum für das Signal 7130 mit vielen Harmonischen mit harmonischen Bildern 7152a – n. Die Bilder 7152 wiederholen sich bei Harmonischen der Abtastfrequenz 1/TS bis ins Unendliche, wobei jedes Bild 7152 die erforderlichen Amplituden-, Frequenz- und Phaseninformationen zum Rekonstruieren des Basisbandsignals 7110 enthält. Wie nachstehend weiter erörtert wird, ist die relative Amplitude der Frequenzbilder im allgemeinen eine Funktion der Nummer der Harmonischen und der Impulsbreite TA. Dabei kann die relative Amplitude der bestimmten Harmonischen 7152 durch Einstellen der Impulsbreite TA des Steuersignals 7123 vergrößert (oder verkleinert) werden. Im allgemeinen verschieben kleinere Impulsbreiten von TA mehr Energie in die höherfrequenten Harmonischen und größere Impulsbreiten von TA Energie in die niederfrequenten Harmonischen. Die Erzeugung von Signalen mit vielen Harmonischen durch Abtasten eines Eingangssignals entsprechend einer gesteuerten Apertur wurde früher in dieser Anmeldung im Abschnitt "Frequenzaufwärtswandlung unter Verwendung einer universellen Frequenzumsetzung" beschrieben und ist in den 3 – 6 dargestellt.
  • In Schritt 8510 tastet das UFT-Modul 102B das kombinierte Signal 7122 entsprechend dem Steuersignal 7127 ab, um das Signal 7134 mit vielen Harmonischen zu erzeugen. Genauer gesagt, wird der Schalter 7148B während der Impulsbreiten TA des Steuersignals 7127 geschlossen, um das kombinierte Signal 7122 abzutasten, woraus sich das Signal 7134 mit vielen Harmonischen ergibt. Das Signal 7134 mit vielen Harmonischen weist, ähnlich dem Signal 7130 mit vielen Harmonischen, mehrere Frequenzbilder des Basisbandsignals 3942 auf, die sich bei Harmonischen der Abtastfrequenz (1/TS) wiederholen. Die Bilder in dem Signal 7134 sind jedoch wegen der Invertierung des Signals 7116, verglichen mit dem Signal 7114 und wegen der relativen Phasenverschiebung zwischen den Steuersignalen 7123 und 7127, gegenüber jenen im Signal 7130 phasenverschoben.
  • In Schritt 8512 summiert der Knoten 7132 die Signale 7130 und 7134 mit vielen Harmonischen, um das Signal 7133 mit vielen Harmonischen zu erzeugen. 45C zeigt ein als Beispiel dienendes Frequenzspektrum für das Signal 7133 mit vielen Harmonischen, das mehrere Bilder 7154a – n aufweist, die sich bei Harmonischen der Abtastfrequenz 1/TS wiederholen. Jedes Bild 7154 weist die erforderlichen Amplituden-, Frequenz- und Phaseninformationen zum Rekonstruieren des Basisbandsignals 3942 auf. Der Kondensator 7136 arbeitet als ein Gleichspan nungs-Sperrkondensator und läßt die Harmonischen in dem Signal 7133 mit vielen Harmonischen im wesentlichen durch, um das Signal 7138 mit vielen Harmonischen am Ausgang des Modulators 7104 zu erzeugen.
  • In Schritt 8408 kann das optionale Filter 7106 verwendet werden, um ein gewünschtes harmonisches Bild zur Übertragung auszuwählen. Dies läßt sich beispielsweise anhand eines Durchlaßbands 7156 darstellen, das das harmonische Bild 7154c in 45C zur Übertragung auswählt.
  • Ein Vorteil des Modulators 7104 besteht darin, daß er vollständig symmetrisch ist, wodurch jeder Gleichspannungs-Offset zwischen den beiden UFT-Modulen 102A und 102B erheblich minimiert (oder beseitigt) wird. Der Gleichspannungs-Offset wird minimiert, weil die Referenzspannung 7113 durch die Summierverstärker 7118 bzw. 7119 eine konsistente Gleichspannungskomponente zu den Eingangssignalen 7120 und 7122 beiträgt. Weiterhin wird die Referenzspannung 7113 auch direkt über den Induktor 7126 und den Knoten 7132 mit den Ausgängen der UFT-Module 102A und 102B verbunden. Das Ergebnis der Steuerung des Gleichspannungs-Offsets zwischen den UFT-Modulen besteht darin, daß die Trägereinfügung in den harmonischen Bildern des Signals 7138 mit vielen Harmonischen minimiert wird. Wie vorstehend erörtert wurde, ist die Trägereinfügung im wesentlichen verschwendete Energie, weil die Informationen für das modulierte Signal in seinen Seitenbändern und nicht in seinem Träger übertragen werden. Es ist daher häufig erwünscht; die Energie bei der Trägerfrequenz durch Steuern des relativen Gleichspannungs-Offsets zu minimieren.
  • 4.3.1.2 Symmetrischer Modulator – Beispiele von Signaldiagrammen und mathematische Beschreibung
  • Zum weiteren Beschreiben der Erfindung zeigen die 46D – 46I verschiedene als Beispiel dienende Signaldiagramme (in Abhängigkeit von der Zeit), die für die Erfindung repräsentativ sind. 46D zeigt ein Signal 7202, das für das Basisband-Eingangssignal 3942 (45A) repräsentativ ist. 46E zeigt eine Stufenfunktion 7204, die ein erweiterter Abschnitt des Signals 7202 von der Zeit t0 bis t1 ist, und sie zeigt das Signal 7114 am Ausgang des Puffers/Inverters 7112. Ähnlich zeigt 46F ein Signal 7206, das eine invertierte Version des Signals 7204 ist, und sie zeigt das Signal 7116 am invertierten Ausgang des Puffers/Inverters 7112. Für Analysezwecke ist eine Stufenfunktion eine gute Näherung für einen Abschnitt eines einzigen Datenbits (für das Basisbandsignal 7110), weil die Taktraten der Steuersignale 7123 und 7127 erheblich höher sind als- die Datenraten des Basisbandsignals 7110. Falls die Datenrate beispielsweise im kHz-Frequenzbereich liegt, liegt die Taktrate vorzugsweise im MHz-Frequenzbereich, um ein Ausgangssignal im GHz-Frequenzbereich zu erzeugen.
  • Unter weiterem Bezug auf die 46D – I sei bemerkt, daß 46G ein Signal 7208 zeigt, das ein Beispiel des Signals 7130 mit vielen Harmonischen ist, wenn die Stufenfunktion 7204 entsprechend dem Steuersignal 7123 in 46B abgetastet wird. Das Signal 7208 weist positive Impulse 7209 auf, wie durch die Gleichspannung 7113 angegeben ist. Ebenso zeigt 46H ein Signal 7210, das ein Beispiel des Signals 7134 mit vielen Harmonischen ist, wenn die Stufenfunktion 7206 entsprechend dem Steuersignal 7127 abgetastet wird. Das Signal 7210 weist negative Impulse 7211 auf, wie durch die Gleichspannung 7113 angegeben ist, welche in bezug auf die positiven Impulse 7209 im Signal 7208 zeitlich verschoben sind.
  • Unter weiterem Bezug auf die 46D – I sei bemerkt, daß 46I ein Signal 7212 zeigt, das die Kombination des Signals 7208 (46G) und des Signals 7210 (46H) ist, und daß es sich dabei um ein Beispiel des Signals 7133 mit vielen Harmonischen am Ausgang des Summierknotens 7132 handelt. Wie erläutert wurde, verbringt das Signal 7212 über einen begrenzten Zeitraum in etwa so viel Zeit oberhalb der Referenz-Gleichspannung 7113 wie unterhalb von dieser. Beispielsweise wird über einen Zeitraum 7214 die Energie in den positiven Impulsen 7209a – b durch die Energie in den negativen Impulsen 7211a – b aufgehoben. Dies weist auf einen minimalen (oder verschwindenden) Gleichspannungs-Offset zwischen den UFT- Modulen 102A und 102B hin, was zu einer minimalen Trägereinfügung während des Abtastprozesses führt.
  • Unter weiterem Bezug auf 46I sei bemerkt, daß die Phase der Zeitachse des Signals 7212 so eingerichtet werden kann, daß die Wellenform als eine ungerade Funktion dargestellt wird. Für eine solche Anordnung läßt sich die Fourier-Reihe leicht folgendermaßen berechnen:
    Figure 00470001
    wobei: TS = Periode des Haupttakts 7145
    TA = Impulsbreite der Steuersignale 7123 und 7127
    n = Nummer der Harmonischen.
  • Wie Gleichung 1 zeigt, ist die relative Amplitude der Frequenzbilder im allgemeinen eine Funktion der Nummer n der Harmonischen und des Verhältnisses TA/TS. Wie angegeben ist, stellt das TA/TS-Verhältnis das Verhältnis zwischen der Impulsbreite des Steuersignals und der Periode des subharmonischen Haupttakts dar. Das TA/TS-Verhältnis kann optimiert werden, um die Amplitude des Frequenzbilds bei einer gegebenen Harmonischen zu maximieren. Falls beispielsweise eine Durchlaßband-Wellenform beim 5Fachen der Frequenz des subharmonischen Takts erzeugt werden soll, kann die Grundlinienleistung für diese harmonische Extraktion für die fünfte Harmonische (n = 5) folgendermaßen berechnet werden:
  • Figure 00470002
  • Wie in Gleichung 2 dargestellt ist, ist Ic(t) für die fünfte Harmonische eine Sinusfunktion mit einer Amplitude, die zu sin(5πTA/TS) proportional ist. Die Signalamplitude kann durch Setzen von TA = (1/10·TS) maximiert werden, so daß sin(5πTA/TS) = sin(π/2) = 1. Hieraus ergibt sich die Gleichung:
  • Figure 00480001
  • Diese Komponente ist eine Frequenz beim 5Fachen der Abtastfrequenz des subharmonischen Takts und kann durch ein Bandpaßfilter (in der Art des Bandpaßfilters 7106), das um 5fs zentriert ist, aus der Fourier-Reihe extrahiert werden. Die extrahierte Frequenzkomponente kann dann durch den Verstärker 7108 optional verstärkt werden, bevor sie auf einem drahtlosen oder Drahtleitungs-Kommunikationskanal oder drahtlosen oder Drahtleitungs-Kommunikationskanälen übertragen wird.
  • Gleichung 3 kann so erweitert werden, daß sie die Aufnahme eines Nachrichtensignals widerspiegelt, wie durch die nachstehende Gleichung 4 angegeben ist:
  • Figure 00480002
  • Gleichung 4 zeigt, daß ein Nachrichtensignal in Signalen 7133 mit vielen Harmonischen übertragen werden kann, so daß sowohl die Amplitude als auch die Phase moduliert werden können. Mit anderen Worten ist m(t) amplitudenmoduliert und θ(t) phasenmoduliert. Es sei bemerkt, daß in diesen Fällen θ(t) modulo n verstärkt ist, während die Amplitudenmodulation m(t) einfach skaliert ist. Daher können komplexe Wellenformen anhand ihrer Fourier-Reihen mit UFT-Kombinationen mehrerer Aperturen rekonstruiert werden.
  • Wie vorstehend erörtert wurde, wurde die Signalamplitude für die 5. Harmonische maximiert, indem die Abtastaperturbreite TA = 1/10TS gesetzt wurde, wobei TS die Periode des Haupttaktsignals ist. Dies kann umformuliert und verallgemeinert werden, indem TA = 1/2 Periode (oder Radiant) bei der interessierenden Harmonischen gesetzt wird. Mit anderen Worten kann die Signal amplitude jeder Harmonischen n maximiert werden, indem die Eingangswellenform mit einer Abtastapertur von TA = 1/2 der Periode der interessierenden Harmonischen (n) abgetastet wird. Es ist anhand dieser Erörterung verständlich, daß durch das Ändern der Apertur der harmonische Inhalt und der Amplitudeninhalt der Ausgangswellenform geändert werden. Falls beispielsweise der subharmonische Takt eine Frequenz von 200 MHz hat, liegt die fünfte Harmonische bei 1 GHz. Die Amplitude der fünften Harmonischen wird maximiert, indem die Aperturbreite auf TA = 500 Pikosekunden gesetzt wird, was 1/2 der Periode (oder Radiant) bei 1 GHz gleicht.
  • 46J zeigt eine Frequenzdarstellung 7216, in der die Wirkung des Änderns der Abtastapertur der Steuersignale an dem Signal 7133 mit vielen Harmonischen dargestellt ist, wenn ein harmonischer Takt mit 200 MHz gegeben ist. Die Frequenzdarstellung 7216 vergleicht zwei Frequenzspektren 7218 und 7220 für verschiedene Steuersignalaperturen, wenn ein 200-MHz-Takt gegeben ist. Insbesondere ist das Frequenzspektrum 7218 ein als Beispiel dienendes Spektrum für das Signal 7133, wenn der 200-MHz-Takt mit der Apertur TA = 500 ps gegeben ist (wobei 500 ps das Bogenmaß bei der 5. Harmonischen von 1 GHz ist). Ähnlich ist das Frequenzspektrum 7220 ein als Beispiel dienendes Spektrum für das Signal 7133, wenn ein 200-MHz-Takt gegeben ist, wobei es sich um eine quadratische Welle handelt (so daß TA = 5000 ps ist). Das Spektrum 7218 weist mehrere Harmonische 7218a – i auf, und das Frequenzspektrum 7220 weist mehrere Harmonische 7220a – e auf. Bei 1 GHz (die 5. Harmonische) sind die Signalamplituden der zwei Frequenzspektren 7218e und 7220c in etwa gleich. Bei 200 MHz hat das Frequenzspektrum 7218a jedoch eine viel kleinere Amplitude als das Frequenzspektrum 7220a, weshalb das Frequenzspektrum 7218 wirksamer ist als das Frequenzspektrum 7220, wenn angenommen wird, daß die gewünschte Harmonische die 5. Harmonische ist. Mit anderen Worten verschwendet das Frequenzspektrum 7218 unter der Annahme, daß 1 GHz die gewünschte Harmonische ist, weniger Energie bei der Grundfrequenz von 200 MHz als das Frequenzspektrum 7218.
  • 4.3.1.3 Symmetrischer Modulator mit einer Nebenschlußkonfiguration
  • 53A zeigt einen universellen Sender 3910, der eine zweite Ausführungsform eines universellen Senders mit einem symmetrischen Modulator 7901 ist, der zwei symmetrische UFT-Module in einer Nebenschlußkonfiguration aufweist. (Im Gegensatz dazu kann der symmetrische Modulator 7104 auf der Grundlage der Orientierung der UFT-Module als eine Reihenkonfiguration aufweisend beschrieben werden.) Der Sender 3910 beinhaltet einen symmetrischen Modulator 7901, den Steuersignalgenerator 7142, das optionale Bandpaßfilter 308 und den optionalen Verstärker 7108. Der symmetrische Modulator 7901 führt eine Aufwärtswandlung eines Basisbandsignals 3942 aus, um ein Ausgangssignal 7936 zu erzeugen, das für eine drahtlose Übertragung oder Drahtleitungsübertragung aufbereitet ist. Hierbei empfängt der symmetrische Modulator 7901 das Basisbandsignal 3942 und legt es in differentieller und symmetrischer Weise an Masse, um ein Signal 7934 mit vielen Harmonischen zu erzeugen. Das Signal 7934 mit vielen Harmonischen weist mehrere harmonische Bilder auf, wobei jedes Bild die Basisbandinformationen in dem Basisbandsignal 3942 enthält. Mit anderen Worten enthält jedes harmonische Bild die erforderlichen Amplituden-, Frequenz- und Phaseninformationen zum Rekonstruieren des Basisbandsignals 3942. Das optionale Bandpaßfilter 308 kann aufgenommen werden, um eine interessierende Harmonische (oder eine Untermenge von Harmonischen) in dem Signal 7934 zur Übertragung auszuwählen. Der optionale Verstärker 7108 kann aufgenommen werden, um die ausgewählte Harmonische vor der Übertragung zu verstärken, woraus sich das Ausgangssignal 7936 ergibt.
  • Der symmetrische Modulator 7901 weist die folgenden Komponenten auf: einen Puffer/Inverter 7112, optionale Impedanzen 7910, 7912, UFT-Module 102A und 102B mit gesteuerten Schaltern 7918 bzw. 7924, Sperrkondensatoren 7928 und 7930 und einen Anschluß 7920, der an Masse gelegt ist. Wie vorstehend erwähnt wurde, legt der symmetrische Modulator 7901 das Basisbandsignal 3942 differentiell an Masse, woraus sich das Signal 7934 mit vielen Harmonischen ergibt. Insbesondere schalten die UFT- Module 102A und 102B das Basisbandsignal abwechselnd entsprechend den Steuersignalen 7123 bzw. 7127 auf den Anschluß 7920. Der Anschluß 7920 ist an Masse gelegt und verhindert, daß sich zwischen den UFT-Modulen 102A und 102B Offset-Gleichspannungen entwickeln. Wie vorstehend beschrieben wurde, kann eine Offset-Gleichspannung zu einer unerwünschten Trägereinfügung führen. Die Arbeitsweise des symmetrischen Modulators 7901 wird in weiteren Einzelheiten anhand des folgenden Flußdiagramms 8600 (60) beschrieben.
  • In Schritt 8402 empfängt der Puffer/Inverter 7112 das Basisband-Eingangssignal 3942 und erzeugt das I-Signal 7114 und das invertierte I-Signal 7116. Das I-Signal 7114 ähnelt im wesentlichen dem Basisbandsignal 3942, und das invertierte I-Signal 7116 ist eine invertierte Version des Signals 3942. Dabei wandelt der Puffer/Inverter 7112 das (unsymmetrische) Basisbandsignal 3942 in differentielle Signale 7114 und 7116 um, die von den UFT-Modulen abgetastet werden. Der Puffer/Inverter 7112 kann unter Verwendung bekannter Operationsverstärkerschaltungen implementiert werden, wie Fachleute verstehen werden.
  • In Schritt 8604 erzeugt der Steuersignalgenerator 7142 Steuersignale 7123 und 7127 anhand des Haupttaktsignals 7145. Beispiele des Haupttaktsignals 7145, des Steuersignals 7123 und des Steuersignals 7127 sind in den 46A – C dargestellt. Wie dargestellt ist, haben beide Steuersignale 7123 und 7127 die gleiche Periode TS wie ein Haupttaktsignal 7145, jedoch eine Impulsbreite (oder Apertur) von TA. Das Steuersignal 7123 triggert an der ansteigenden Impulsflanke des Haupttaktsignals 7145, und das Steuersignal 7127 triggert an der abfallenden Impulsflanke des Haupttaktsignals 7145. Daher sind die Steuersignale 7123 und 7127 zeitlich um 180 Grad zueinander verschoben. Ein spezifisches Beispiel des Steuersignalgenerators 7142 ist in 45A dargestellt und wurde vorstehend detailliert erörtert.
  • In Schritt 8606 legt das UFT-Modul 102A das Signal 7114 entsprechend dem Steuersignal 7123 an Masse, um ein Signal 7914 mit vielen Harmonischen zu erzeugen. Insbesondere wird der Schalter 7918 während der Aperturbreite TA des Steuersignals 7123 geschlossen, und er legt das Signal 7114 an Masse (an den Anschluß 7920), um das Signal 7914 mit vielen Harmonischen zu erzeugen. 53B zeigt ein als Beispiel dienendes Frequenzspektrum für das Signal 7918 mit vielen Harmonischen mit harmonischen Bildern 7950a – n. Die Bilder 7950 wiederholen sich bei Harmonischen der Abtastfrequenz 1/TS bis ins Unendliche, wobei jedes Bild 7950 die erforderlichen Amplituden-, Frequenz- und Phaseninformationen zum Rekonstruieren des Basisbandsignals 3942 enthält. Die Erzeugung von Signalen mit vielen Harmonischen durch Abtasten eines Eingangssignals entsprechend einer gesteuerten Apertur wurde früher in dieser Anmeldung in dem Abschnitt mit dem Titel "Frequenzaufwärtswandlung unter Verwendung einer universellen Frequenzumsetzung" beschrieben und ist in den 3 – 6 dargestellt.
  • Die relative Amplitude der Frequenzbilder 7950 ist im allgemeinen eine Funktion der Nummer der Harmonischen und der Impulsbreite TA. Dabei kann die relative Amplitude einer bestimmten Harmonischen 7950 durch Einstellen der Impulsbreite TA des Steuersignals 7123 vergrößert (oder verkleinert) werden. Im allgemeinen verschieben kleinere Impulsbreiten von TA mehr Energie in die höherfrequenten Harmonischen und größere Impulsbreiten von TA Energie in die niederfrequenten Harmonischen, wie vorstehend anhand der Gleichungen 1 – 4 beschrieben wurde. Zusätzlich kann die relative Amplitude einer bestimmten Harmonischen 7950 auch durch Hinzufügen bzw. Abstimmen einer optionalen Impedanz 7910 eingestellt werden. Die Impedanz 7910 wirkt als ein Filter, das eine bestimmte Harmonische in dem Signal 7914 mit vielen Harmonischen verstärkt.
  • In Schritt 8608 legt das UFT-Modul 102B das invertierte Signal 7908 entsprechend dem Steuersignal 7127 an Masse, um ein Signal 7926 mit vielen Harmonischen zu erzeugen. Insbesondere wird der Schalter 7924 während der Impulsbreiten TA geschlossen und legt das invertierte I-Signal 7908 an Masse (an den Anschluß 7920), um das Signal 7926 mit vielen Harmonischen zu erzeugen. Zu jeder gegebenen Zeit wird nur eines der Eingangssignale 7114 oder 7116 an Masse gelegt, weil die Impulse in den Steuersignalen 7123 und 7127 zueinander phasenverschoben sind, wie in den 46B und 46C dargestellt ist.
  • Das Signal 7926 mit vielen Harmonischen enthält, ähnlich dem Signal 7914 mit vielen Harmonischen, mehrere Frequenzbilder des Basisbandsignals 3942, die sich bei Harmonischen der Abtastfrequenz (1/TS) wiederholen. Die Bilder in dem Signal 7926 sind jedoch wegen der Invertierung des Signals 7908 gegenüber dem Signal 7114 und wegen der relativen Phasenverschiebung zwischen den Steuersignalen 7123 und 7127 gegenüber jenen in dem Signal 7914 phasenverschoben. Die optionale Impedanz 7912 kann aufgenommen werden, um eine bestimmte interessierende Harmonische zu verstärken, und sie ähnelt der vorstehend erwähnten Impedanz 7910.
  • In Schritt 8610 summiert der Knoten 7932 die Signale 7914 und 7926 mit vielen Harmonischen, um das Signal 7934 mit vielen Harmonischen zu erzeugen. Die Kondensatoren 7928 und 7930 wirken als Sperrkondensatoren, die die jeweiligen Signale 7914 und 7926 mit vielen Harmonischen im wesentlichen zum Knoten 7932 durchlassen. (Die Kondensatorwerte können so gewählt werden, daß im wesentlichen auch die Basisband-Frequenzkomponenten blockiert werden.) 53C zeigt ein als Beispiel dienendes Frequenzspektrum für das Signal 7934 mit vielen Harmonischen, das mehrere Bilder 7952a – n aufweist, die sich bei Harmonischen der Abtastfrequenz 1/TS wiederholen. Jedes Bild 7952 weist die erforderlichen Amplituden-, Frequenz- und Phaseninformationen zum Rekonstruieren des Basisbandsignals 3942 auf. Das optionale Filter 308 kann verwendet werden, um das für die Übertragung interessierende harmonische Bild auszuwählen. Dies ist durch ein Durchlaßband 7956 dargestellt, das das harmonische Bild 7932c zur Übertragung auswählt.
  • Ein Vorteil des Modulators 7901 besteht darin, daß er vollkommen symmetrisch ist, wodurch jeder Gleichspannungs-Offset zwischen den beiden UFT-Modulen 102A und 102B erheblich minimiert (oder beseitigt) wird. Der Gleichspannungs-Offset wird minimiert, weil die UFT-Module 102A und 102B beide am Anschluß 7920 an Masse gelegt sind. Das Ergebnis des Steuerns des Gleichspannungs-Offsets zwischen den UFT-Modulen besteht darin, daß die Trägereinfügung in den harmonischen Bildern des Signals 7934 mit vielen Harmonischen minimiert ist. Wie vorstehend erörtert wurde, ist die Trägereinfügung im wesentlichen verschwendete Energie, weil die Informationen für ein moduliertes Signal in den Seitenbändern des modulierten Signals und nicht in dem Träger übertragen werden. Es ist daher häufig erwünscht, die Energie bei der Trägerfrequenz durch Steuern des relativen Gleichspannungs-Offsets zu minimieren.
  • 4.3.1.4 Symmetrischer Modulator – FET-Konfiguration
  • Wie vorstehend beschrieben wurde, verwenden die symmetrischen Modulatoren 7104 und 7901 zwei symmetrische UFT-Module, die die Basisband-Eingangssignale abtasten, um Signale mit vielen Harmonischen zu erzeugen, welche die aufwärtsgewandelten Basisbandinformationen enthalten. Insbesondere enthalten die UFT-Module gesteuerte Schalter, welche das Basisbandsignal in einer symmetrischen und differentiellen Weise abtasten. Die 45D und 79D zeigen Ausführungsformen des gesteuerten Schalters im UFT-Modul.
  • 45D zeigt eine als Beispiel dienende Ausführungsform des Modulators 7104 (45B), wobei die gesteuerten Schalter in den UFT-Modulen Feldeffekttransistoren (FETs) sind. Insbesondere sind die gesteuerten Schalter 7148A und 7148B als FET 7158 bzw. FET 7160 verwirklicht. Die FETs 7158 und 7160 sind so orientiert, daß ihre Gate-Elektroden durch die Steuersignale 7123 und 7127 gesteuert werden, so daß die Steuersignale die Leitfähigkeit der FETs steuern. Für den FET 7158 wird das kombinierte Basisbandsignal 7120 an der Source-Elektrode des FETs 7158 empfangen und entsprechend dem Steuersignal 7123 abgetastet, um das Signal 7130 mit vielen Harmonischen am Drain-Anschluß des FETs 7158 zu erzeugen. Ebenso wird das kombinierte Basisbandsignal 7122 an der Source-Elektrode des FETs 7160 empfangen und entsprechend dem Steuersignal 7127 abgetastet, um das Signal 7134 mit vielen Harmonischen am Drain-Anschluß des FETs 7160 zu erzeugen. Die Source- und Drain-Orientierung, die dargestellt ist, ist nicht einschrän kend, weil die Source- und Drain-Elektroden für die meisten FETs umgeschaltet werden können. Mit anderen Worten kann das kombinierte Basisbandsignal an der Drain-Elektrode der FETs empfangen werden und können die Signale mit vielen Harmonischen von der Source-Elektrode der FETs entnommen werden, wie Fachleuten verständlich sein wird.
  • 53D zeigt eine Ausführungsform der Modulators 7901 (53A), wobei die gesteuerten Schalter in den UFT-Modulen Feldeffekttransistoren (FETs) sind. Insbesondere sind die gesteuerten Schalter 7918 und 7924 als FET 7936 bzw. FET 7938 verwirklicht. Die FETs 7936 und 7938 sind so orientiert, daß ihre Gate-Elektroden durch die Steuersignale 7123 bzw. 7127 gesteuert werden, so daß die Steuersignale die FET-Leitfähigkeit bestimmen. Für den FET 7936 wird das Basisbandsignal 7114 an der Source-Elektrode des FETs 7936 empfangen und entsprechend dem Steuersignal 7123 an Masse gelegt, um das Signal 7914 mit vielen Harmonischen zu erzeugen. Ebenso wird das Basisbandsignal 7116 an der Source-Elektrode des FETs 7938 empfangen und entsprechend dem Steuersignal 7127 an Masse gelegt, um das Signal 7926 mit vielen Harmonischen zu erzeugen. Die dargestellte Source- und Drain-Orientierung ist nicht einschränkend, weil die Source- und Drain-Elektroden für die meisten FETs umgeschaltet werden können, wie Fachleuten verständlich sein wird.
  • 4.3.1.5 Für eine Trägereinfügung konfigurierter universeller Sender
  • Wie vorstehend erörtert wurde, haben die Modulatoren 7104 und 7901 des Senders 3910 eine symmetrische Konfiguration, wodurch jeder Gleichspannungs-Offset im wesentlichen beseitigt wird und woraus sich eine minimale Trägereinfügung im Ausgangssignal ergibt. Eine minimale Trägereinfügung ist im allgemeinen für die meisten Anwendungen erwünscht, weil das Trägersignal keine Informationen überträgt und den Gesamtwirkungsgrad des Senders verringert. Bei manchen Anwendungen ist es jedoch erforderlich, daß das empfangene Signal eine ausreichende Trägerenergie aufweist, damit der Empfänger den Träger für eine kohärente Demodulation extrahieren kann. Zur Unterstützung davon kann die vorliegende Erfindung konfiguriert werden, um die erforderliche Trägereinfügung bereitzustellen, indem ein Gleichspannungs-Offset zwischen den beiden abtastenden UFT-Modulen implementiert wird.
  • 47A zeigt einen Modulator 7304 des Senders 3910, der eine Aufwärtswandlung eines Basisbandsignals 3942 zu einem Ausgangssignal 7322 mit einer Trägereinfügung ausführt. Wie dargestellt ist, ähnelt der Modulator 7304 dem Modulator 7104 (45A), wobei der Aufwärtswandler/Modulator 7304 jedoch konfiguriert ist, um zwei Referenz-Gleichspannungen anzunehmen. Im Gegensatz dazu wurde der Modulator 7104 konfiguriert, um nur eine Referenz-Gleichspannung anzunehmen. Insbesondere weist der Modulator 7304 einen Anschluß 7309 zum Annehmen einer Referenz-Gleichspannung 7308 und einen Anschluß 7313 zum Annehmen einer Referenz-Gleichspannung 7314 auf. Vr 7308 tritt über den Summierverstärker 7118 und den Induktor 7310 am UFT-Modul 120A auf. Vr 7314 tritt über den Summierverstärker 7119 und den Induktor 7316 am UFT-Modul 102B auf. Die Kondensatoren 7312 und 7318 arbeiten als Sperrkondensatoren. Falls Vr 7308 von Vr 7314 verschieden ist, existiert eine Offset-Gleichspannung zwischen dem UFT-Modul 102A und dem UFT-Modul 102B, welche bei der Trägerfrequenz im Signal 7320 mit vielen Harmonischen aufwärtsgewandelt wird. Insbesondere weist jedes harmonische Bild im Signal 7320 mit vielen Harmonischen ein Trägersignal auf, wie in 47B dargestellt ist.
  • 47B weist ein als Beispiel dienendes Frequenzspektrum für das Signal 7320 mit vielen Harmonischen auf, das viele harmonische Bilder 7324a – n hat. Zusätzlich zum Übertragen der Basisbandinformationen in den Seitenbändern beinhaltet jedes harmonische Bild 7324 auch ein Trägersignal 7326, das bei jeweiligen Harmonischen der Abtastfrequenz 1/TS auftritt. Die Amplitude des Trägersignals nimmt mit der Erhöhung der Offset-Gleichspannung zu. Wenn daher die Differenz zwischen Vr 7308 und Vr 7314 zunimmt, nimmt die Amplitude jedes Trägersignals 7326 zu. Ebenso nimmt die Amplitude jedes Trägersignals 7326 ab, wenn die Differenz zwischen Vr 7308 und Vr 7314 abnimmt.
  • Wie beim Modulator 7304 kann das optionale Bandpaßfilter 308 aufgenommen werden, um ein gewünschtes harmonisches Bild zur Übertragung auszuwählen. Dies ist durch das Durchlaßband 7328 in 47B dargestellt.
  • 4.3.2 Universeller Sender in IQ-Konfiguration:
  • Wie vorstehend beschrieben wurde, führen die symmetrischen Modulatoren 7104 und 7901 eine Aufwärtswandlung eines Basisbandsignals zu einem Signal mit vielen Harmonischen aus, das mehrere harmonische Bilder der Basisbandinformationen hat. Durch Kombinieren von zwei symmetrischen Modulatoren können IQ-Konfigurationen zum Aufwärtswandeln von I- und Q-Basisbandsignalen gebildet werden. Hierbei kann entweder der symmetrische Modulator 7104 (in Reihenkonfiguration) oder der symmetrische Modulator 7901 (in Nebenschlußkonfiguration) verwendet werden. IQ-Modulatoren, die sowohl Reihen- als auch Nebenschlußkonfigurationen aufweisen, werden nachstehend beschrieben.
  • 4.3.2.1 IQ-Sender unter Verwendung eines symmetrischen Modulators in Reihenkonfiguration
  • 48 zeigt einen IQ-Sender 3910 mit einem Modulator 7410 mit einer phasengleichen (I) und einer Quadratur-(Q)-Konfiguration. Der Sender 3910 weist einen IQ-symmetrischen Modulator 7410, ein optionales Filter 308 und einen optionalen Verstärker 7108 auf. Der Sender 3910 mit dem Modulator 7401 ist zum Senden komplexer IQ-Wellenformen verwendbar und tut dies in symmetrischer Weise, um den Gleichspannungs-Offset und die Trägereinfügung zu steuern. Hierbei empfängt der Modulator 7410 ein I-Basisbandsignal 3942 und ein Q-Basisbandsignal 3944 und führt eine Aufwärtswandlung dieser Signale aus, um ein kombiniertes Signal 7412 mit vielen Harmonischen zu erzeugen. Das Signal 7412 mit vielen Harmonischen enthält mehrere harmonische Bilder, wobei jedes Bild die Basisbandinformationen im I-Signal 3942 und im Q-Signal 3944 enthält. Das optionale Bandpaßfilter 308 kann aufgenommen werden, um eine interessierende Harmonische (oder eine Untermenge von Harmonischen) vom Signal 7412 zur Übertragung auszuwählen. Der optionale Verstärker 7108 kann aufgenommen werden, um die ausgewählte Harmonische vor der Übertragung zu verstärken, um das IQ-Ausgangssignal 7418 zu erzeugen.
  • Wie vorstehend erwähnt wurde, führt der symmetrische IQ-Modulator 7410 eine Aufwärtswandlung des I-Basisbandsignals 3942 und des Q-Basisbandsignals 3944 in einer symmetrischen Weise aus, um das kombinierte Signal 7412 mit vielen Harmonischen zu erzeugen, das I- und Q-Basisbandinformationen trägt. Hierzu verwendet der Modulator 7410 zwei symmetrische Modulatoren 7104 aus 45A, einen Signalkombinierer 7408 und einen Gleichspannungsanschluß 7407. Die Arbeitsweise des symmetrischen Modulators 7410 und anderer Schaltungen im Sender wird nachstehend anhand des Flußdiagramms 8700 in 61 beschrieben.
  • In Schritt 8702 empfängt der IQ-Modulator 7410 das I-Basisbandsignal 3942 und das Q-Basisbandsignal 3944.
  • In Schritt 8704 tastet der I-symmetrische Modulator 7104a das I-Basisbandsignal 3942 unter Verwendung der Steuersignale 7123 und 7127 in differentieller Weise ab, um ein Signal 7411a mit vielen Harmonischen zu erzeugen. Das Signal 7411a mit vielen Harmonischen enthält ähnlich dem Signal 7130 mit vielen Harmonischen in 45B mehrere harmonische Bilder der I-Basisbandinformationen.
  • In Schritt 8706 tastet der symmetrische Modulator 7104b das Q-Basisbandsignal 3944 unter Verwendung von Steuersignalen 7123 und 7127 in differentieller Weise ab, um das Signal 7411b mit vielen Harmonischen zu erzeugen, wobei das Signal 7411b mit vielen Harmonischen viele harmonische Bilder des Q-Basisbandsignals 3944 enthält. Die Arbeitsweise des symmetrischen Modulators 7104 und die Erzeugung der Signale mit vielen Harmonischen wurden vorstehend beschrieben und anhand der 45A – C erläutert, auf die der Leser für weitere Einzelheiten verwiesen sei.
  • In Schritt 8708 empfängt der Gleichspannungsanschluß 7407 eine Gleichspannung 7406, die auf beide Modulatoren 7104a und 7104b verteilt wird. Die Gleichspannung 7406 wird sowohl auf den Eingang als auch auf den Ausgang beider UFT-Module 102A und 102B in jedem Modulator 7104 verteilt. Hierdurch wird die Entwicklung von Offset-Gleichspannungen zwischen den vier UFT-Modulen minimiert (oder verhindert) und dadurch jede Trägereinfügung während der Abtastschritte 8704 und 8706 minimiert oder verhindert.
  • In Schritt 8710 kombiniert der 90-Grad-Signalkombinierer 7408 die Signale 7411a und 7411 mit vielen Harmonischen, um das IQ-harmonische Signal 7412 mit vielen Harmonischen zu erzeugen. Dies ist in den 49A – C weiter dargestellt. 49A zeigt ein als Beispiel dienendes Frequenzspektrum für das Signal 7411a mit vielen Harmonischen, das harmonische Bilder 7502a – n aufweist. Die Bilder 7502 wiederholen sich bei Harmonischen der Abtastfrequenz 1/TS, wobei jedes Bild 7502 die erforderlichen Amplituden- und Frequenzinformationen zum Rekonstruieren des I-Basisbandsignals 3942 enthält. Ebenso zeigt 49B ein als Beispiel dienendes Frequenzspektrum für das Signal 7411 mit vielen Harmonischen, das harmonische Bilder 7504a – n aufweist. Die harmonischen Bilder 7504a – n wiederholen sich auch bei Harmonischen der Abtastfrequenz 1/TS, wobei jedes Bild 7504 die erforderlichen Amplituden-, Frequenz- und Phaseninformationen zum Rekonstruieren des Q-Basisbandsignals 3944 enthält. 75C zeigt ein als Beispiel dienendes Frequenzspektrum für das kombinierte Signal 7412 mit vielen Harmonischen, das Bilder 7506 aufweist. Jedes Bild 7506 trägt die I-Basisbandinformationen und die Q-Basisbandinformationen von den entsprechenden Bildern 7502 bzw. 7504, ohne daß die von jeder Harmonischen 7506 belegte Frequenzbandbreite erheblich erhöht wird. Dies kann auftreten, weil der Signalkombinierer 7408 eine Phasenverschiebung des Q-Signals 7411 um 90 Grad in Bezug auf das I-Signal 7411a ausführt. Das Ergebnis besteht darin, daß die Bilder 7502a – n und 7504a – n infolge ihrer orthogonalen Beziehung im wesentlichen die gleiche Signalbandbreite aufweisen. Beispielsweise weisen die Bilder 7502a und 7504a im wesentlichen das gleiche Frequenzspektrum auf, das durch das Bild 7506a dargestellt ist.
  • In Schritt 8712 kann das optionale Filter 7414 aufgenommen werden, um eine interessierende Harmonische auszuwählen, wie durch das Durchlaßband 7508 dargestellt ist, welches das Bild 7506c in 49C auswählt.
  • In Schritt 8714 kann der optionale Verstärker 7416 aufgenommen werden, um die interessierende Harmonische (oder die interessierenden Harmonischen) vor der Übertragung zu verstärken.
  • In Schritt 8716 wird die ausgewählte Harmonische (oder werden die ausgewählten Harmonischen) über ein Kommunikationsmedium übertragen.
  • 50A zeigt einen Sender 3910 mit einem Modulator 7602, der ein zweites Beispiel eines IQ-Senders mit einer symmetrischen Konfiguration ist. Der Modulator 7602 ähnelt dem Modulator 7410 abgesehen davon, daß die 90-Grad-Phasenverschiebung zwischen dem I- und dem Q-Kanal durch Phasenverschiebung der Steuersignale erreicht wird, statt daß ein 90-Grad-Signalkombinierer verwendet wird, um die Signale mit vielen Harmonischen zu kombinieren. Insbesondere verzögern die Verzögerungselemente 7604a und 7604b die Steuersignale 7123 und 7127 für den Q-Kanalmodulator 7104b um 90 Grad in bezug auf die Steuersignale für den I-Kanalmodulator 7104a. Daher tastet der Q-Modulator 7104b das Q-Basisbandsignal 3944 mit einer Verschiebung von 90 Grad in bezug auf das Abtasten des I-Basisbandsignals 3942 durch den I-Kanalmodulator 7104a ab. Daher ist das Q-Signal 7411b mit vielen Harmonischen um 90 Grad gegenüber dem I-Signal mit vielen Harmonischen verschoben. Weil die Phasenverschiebung unter Verwendung der Steuersignale erreicht wird, kombiniert ein phasengleicher Signalkombinierer 7606 die Signale 7411a und 7411b mit vielen Harmonischen, um das Signal 7412 mit vielen Harmonischen zu erzeugen.
  • 50B zeigt einen Sender 3910 mit einem Modulator 7620, der dem Modulator 7602 in 50A ähnelt. Der Unterschied besteht darin, daß der Modulator 7620 an Stelle des phasengleichen Signalkombinierers 7606, der im Modulator 7602 verwendet wird, einen Summierknoten 7622 zum Summieren der Signale 7411a und 7411b verwendet.
  • Die 64A und 64D zeigen verschiedene detaillierte Schaltungsimplementationen des Senders 3910 in 48. Diese Schaltungsimplementationen sollen nur als Beispiel dienen und sollten in keiner Weise als einschränkend angesehen werden.
  • 64A zeigt eine I-Eingabeschaltungsanordnung 9002a und eine Q-Eingabeschaltungsanordnung 9002b, welche I- und Q-Eingangssignale 3942 bzw. 3944 empfangen.
  • 64D zeigt eine Ausgabekombinierschaltung 9012, die die I-Kanaldaten 9007 und die Q-Kanaldaten 9010 kombiniert, um das Ausgangssignal 7418 zu erzeugen.
  • 4.3.2.2 IQ-Sender unter Verwendung eines symmetrischen Modulators in Nebenschlußkonfiguration
  • 54 zeigt einen IQ-Sender 3910 mit einem Modulator 8001, der ein weiteres Beispiel eines IQ-Senders ist. Der Sender 3910 weist einen IQ-symmetrischen Modulator 8001, ein optionales Filter 308 und einen optionalen Verstärker 7108 auf. Während des Betriebs führt der Modulator 8001 eine Aufwärtswandlung eines I-Basisbandsignals 3942 und eines Q-Basisbandsignals 3944 aus, um ein kombiniertes Signal 8011 mit vielen Harmonischen zu erzeugen. Das Signal 8011 mit vielen Harmonischen weist zahlreiche harmonische Bilder auf, wobei jedes Bild die Basisbandinformationen im I-Signal 3942 und im Q-Signal 3944 aufweist. Das optionale Bandpaßfilter 8012 kann aufgenommen werden, um eine interessierende Harmonische (oder eine Untermenge von Harmonischen) aus dem Signal 8011 mit vielen Harmonischen zur Übertragung auszuwählen. Der optionale Verstärker 308 kann aufgenommen werden, um die ausgewählte Harmonische vor der Übertragung zu verstärken und das IQ-Ausgangssignal 3946 zu erzeugen.
  • Der IQ-Modulator 8001 weist zwei symmetrische Modulatoren 7901 in Nebenschlußkonfiguration aus 53A und einen 90-Grad-Signalkombinierer 7408 auf, wie dargestellt ist. Die Arbeitsweise des IQ-Modulators 8001 wird nachstehend anhand des Flußdiagramms 8800 (62) beschrieben.
  • In Schritt 8802 empfängt der symmetrische Modulator 8001 das I-Basisbandsignal 3942 und das Q-Basisbandsignal 3944.
  • In Schritt 8804 legt der symmetrische Modulator 7901a das I-Basisbandsignal 3942 entsprechend den Steuersignalen 7123 und 7127 differentiell an Masse, um ein Signal 8006 mit vielen Harmonischen zu erzeugen. Insbesondere legen die UFT-Module 102A und 102B das I-Basisbandsignal 3942 und eine invertierte Version des I-Basisbandsignals 3942 entsprechend den Steuersignalen 7123 bzw. 7127 alternierend an Masse. Die Arbeitsweise des symmetrischen Modulators 7901 und die Erzeugung von Signalen mit vielen Harmonischen wurden vorstehend vollständig beschrieben und sind in den 53A – C dargestellt, auf die der Leser für weitere Einzelheiten verwiesen sei. Dabei enthält das Signal 8006 mit vielen Harmonischen zahlreiche harmonische Bilder der I-Basisbandinformationen, wie vorstehend beschrieben wurde.
  • In Schritt 8806 legt der symmetrische Modulator 7901b das Q-Basisbandsignal 3944 entsprechend den Steuersignalen 7123 und 7127 differentiell an Masse, um das Signal 8008 mit vielen Harmonischen zu erzeugen. Insbesondere legen die UFT-Module 102A und 102B das Q-Basisbandsignal 3944 und die invertierte Version des Q-Basisbandsignals 3944 entsprechend den Steuersignalen 7123 bzw. 7127 abwechselnd an Masse. Dabei enthält das Signal 8008 mit vielen Harmonischen mehrere harmonische Bilder, die die Q-Basisbandinformationen enthalten.
  • In Schritt 8808 kombiniert der 90-Grad-Signalkombinierer 7408 die Signale 8006 und 8008 mit vielen Harmonischen, um das IQ-Signal 8011 mit vielen Harmonischen zu erzeugen. Dies wird anhand der 55A – C weiter erläutert. 55A zeigt ein als Beispiel dienendes Frequenzspektrum für das Signal 8006 mit vielen Harmonischen mit harmonischen Bildern 8102a – n. Die harmonischen Bilder 8102 wiederholen sich bei Harmonischen der Abtastfrequenz 1/TS, wobei jedes Bild 8102 die erforderlichen Amplituden-, Frequenz- und Phaseninformationen zum Rekonstruieren des I-Basisbandsignals 3942 enthält. Ebenso zeigt 55B ein als Beispiel dienendes Frequenzspektrum für das Signal 8008 mit vielen Harmonischen, das harmonische Bilder 8104a – n aufweist. Die harmonischen Bilder 8104a – n wiederholen sich auch bei Harmonischen der Abtastfrequenz 1/TS, wobei jedes Bild 8104 die erforderlichen Amplituden-, Frequenz- und Phaseninformationen zum Rekonstruieren des Q-Basisbandsignals 3944 ent hält. 81C zeigt ein als Beispiel dienendes Frequenzspektrum für das IQ-Signal 8011 mit vielen Harmonischen, das die Bilder 8106a – n aufweist. Jedes Bild 8106 überträgt die I-Basisbandinformationen und die Q-Basisbandinformationen von den entsprechenden Bildern 8102 bzw. 8104, ohne daß die von jedem Bild 8106 belegte Frequenzbandbreite erheblich vergrößert wird. Dies kann geschehen, weil der Signalkombinierer 7408 das Q-Signal 8008 um 90 Grad in bezug auf das I-Signal 8006 phasenverschiebt.
  • In Schritt 8810 kann das optionale Filter 308 aufgenommen werden, um eine interessierende Harmonische auszuwählen, wie in 55C durch das Durchlaßband 8108 dargestellt ist, welches das Bild 8106c auswählt.
  • In Schritt 8812 kann der optionale Verstärker 7108 aufgenommen werden, um das ausgewählte harmonische Bild 8106 vor der Übertragung zu verstärken.
  • In Schritt 8814 wird die ausgewählte Harmonische (oder werden die ausgewählten Harmonischen) über ein Kommunikationsmedium übertragen.
  • 56 zeigt einen Sender 3910 mit einem Modulator 8202, der ein weiteres Beispiel eines IQ-Senders mit einer symmetrischen Konfiguration ist. Der Modulator 8202 ähnelt dem Modulator 8001 abgesehen davon, daß die Phasenverschiebung von 90 Grad zwischen dem I- und dem Q-Kanal durch Phasenverschiebung der Steuersignale erreicht wird, statt daß ein 90-Grad-Signalkombinierer verwendet wird, um die Signale mit vielen Harmonischen zu kombinieren. Insbesondere verzögern die Verzögerungselemente 8204a und 8204b die Steuersignale 7123 und 7127 für den Q-Kanalmodulator 7901b um 90 Grad in bezug auf die Steuersignale für den I-Kanalmodulator 7901a. Daher tastet der Q-Modulator 7901b das Q-Basisbandsignal 3944 mit einer Verzögerung von 90 Grad in bezug auf die Abtastung des I-Basisbandsignals 3942 durch den I-Kanalmodulator 7901a ab. Daher wird das Q-Signal 8008 mit vielen Harmonischen um 90 Grad in bezug auf das I-Signal 8006 mit vielen Harmonischen phasenverschoben. Weil die Phasenverschiebung unter Verwendung der Steuersignale erreicht wird, kombiniert ein phasengleicher Signalkombinierer 8206 die Signale 8006 und 8008 mit vielen Harmonischen, um das Signal 8011 mit vielen Harmonischen zu erzeugen.
  • 83 zeigt einen Sender 3910 mit einem Modulator 8302, der dem Modulator 8202 in 56 ähnelt. Der Unterschied besteht darin, daß der Sender 3910 an Stelle des phasengleichen Signalkombinierers 8206, der im Modulator 8202 des Senders 8200 verwendet wird, einen symmetrischen Modulator 8302 aufweist, welcher einen Summierknoten 8304 verwendet, um das I-Signal 8006 mit vielen Harmonischen und das Q-Signal 8008 mit vielen Harmonischen zu summieren. Die Phasenverschiebung um 90 Grad zwischen dem I-Kanal und dem Q-Kanal wird, wie dargestellt, durch Verzögern der Q-Taktsignale unter Verwendung von 90-Grad-Verzögerungselementen 8204 verwirklicht.
  • 4.3.2.3 Für eine Trägereinfügung konfigurierter IQ-Sender
  • Die Modulatoren 7410 (48) und 7602 (50A) haben eine symmetrische Konfiguration, die im wesentlichen alle Gleichspannungs-Offsets beseitigt und zu einer minimalen Trägereinfügung im IQ-Ausgangssignal 7418 führt. Eine minimale Trägereinfügung ist im allgemeinen für die meisten Anwendungen erwünscht, weil das Trägersignal keine Informationen überträgt und den Gesamtwirkungsgrad des Senders verringert. Bei einigen Anwendungen ist es jedoch erforderlich, daß das empfangene Signal ausreichend Trägerenergie aufweist, damit der Empfänger den Träger für eine kohärente Demodulation extrahieren kann. Zur Unterstützung zeigt 51 einen Sender 3910 mit einem Modulator 7704 zum Bereitstellen jeder erforderlichen Trägereinfügung durch Implementieren eines Gleichspannungs-Offsets zwischen den beiden Gruppen von Abtast-UFT-Modulen.
  • Der Modulator 7704 ähnelt abgesehen davon dem Modulator 7410, daß der Modulator 7704 konfiguriert ist, um zwei Referenz-Gleichspannungen entgegenzunehmen, so daß der I-Kanalmodulator 7104a getrennt von dem Q-Kanalmodulator 7104b vorgespannt werden kann. Insbesondere weist der Modulator 7704 einen Anschluß 7706 zum Entgegennehmen einer Gleichspannungsreferenz 7707 und einen Anschluß 7708 zum Entgegennehmen einer Gleich spannungsreferenz 7709 auf. Die Spannung 7707 spannt die UFT-Module 102A und 102B in dem I-Kanalmodulator 7104a vor. Ebenso spannt die Spannung 7709 die UFT-Module 102A und 102B in dem Q-Kanalmodulator 7104b vor. Wenn die Spannung 7707 von der Spannung 7709 verschieden ist, tritt zwischen dem I-Kanalmodulator 7104a und dem Q-Kanalmodulator 7104b ein Gleichspannungs-Offset auf, der zu einer Trägereinfügung im IQ-Signal 7412 mit vielen Harmonischen führt. Die relative Amplitude der Trägerfrequenzenergie nimmt proportional zum Betrag des Gleichspannungs-Offsets zu.
  • 52 zeigt einen Sender 3910 mit einem Modulator 7804, der ein zweites Beispiel eines IQ-Senders mit zwei Gleichspannungsanschlüssen zum Hervorrufen eines Gleichspannungs-Offsets und daher einer Trägereinfügung ist. Der Modulator 7804 ähnelt dem Modulator 7704 abgesehen davon, daß die Phasenverschiebung um 90 Grad zwischen dem I- und dem Q-Kanal, ähnlich wie im Sender 7608, durch Phasenverschiebung der Steuersignale erreicht wird. Insbesondere führen die Verzögerungselemente 7804a und 7804b eine Phasenverschiebung der Steuersignale 7123 und 7127 für den Q-Kanalmodulator 7104b in bezug auf jene des I-Kanalmodulators 7104a aus. Daher tastet der Q-Modulator 7104b das Q-Basisbandsignal 3944 mit einer 90-Grad-Verzögerung in bezug auf die Abtastung des I-Basisbandsignals 3942 durch den I-Kanalmodulator 7104a ab. Daher wird das Q-Signal 7411b mit vielen Harmonischen um 90 Grad in bezug auf das I-Signal 7411a mit vielen Harmonischen verschoben, und sie werden vom phasengleichen Kombinierer 7606 kombiniert.
  • 4.4 Transceiver-Ausführungsformen
  • Mit Bezug auf 31 sei bemerkt, daß in den Ausführungsformen der Empfänger 3906, der Sender 3910 und der LNA/PA 3904 als ein Transceiver konfiguriert sind, wobei ein Beispiel dafür der in 65 dargestellte Transceiver 9100 ist, dieser jedoch nicht darauf beschränkt ist.
  • Mit Bezug auf 65 sei bemerkt, daß der Transceiver 9100 einen Diplexer 9108, den IQ-Empfänger 3906 und den IQ-Sender 3910 aufweist. Der Transceiver 9100 führt eine Aufwärts wandlung eines I-Basisbandsignals 3942 und eines Q-Basisbandsignals 3944 unter Verwendung des IQ-Senders 3910 mit dem Modulator 8001 (54) aus, um ein IQ-RF-Ausgangssignal 9106 zu erzeugen. Eine detaillierte Beschreibung des IQ-Senders 3910 ist beispielsweise in Abschnitt 7.3.2.2 enthalten, auf den der Leser für weitere Einzelheiten verwiesen sei. Zusätzlich führt der Transceiver 9100 auch eine Abwärtswandlung eines empfangenen RF-Signals 9104 unter Verwendung des IQ-Empfängers 3906 aus, woraus sich ein I-Basisband-Ausgangssignal 3926 und ein Q-Basisband-Ausgangssignal 3928 ergibt. Eine detaillierte Beschreibung des IQ-Empfängers 3906 ist in Abschnitt 7.2.2 enthalten, worauf der Leser für weitere Einzelheiten verwiesen sei.
  • 4.5 Demodulations-/Modulationserleichterungsmodul
  • 34 zeigt ein als Beispiel dienendes Demodulations/Modulationserleichterungsmodul 5201. Das Erleichterungsmodul 5201 beinhaltet das Entspreizmodul 5204, das Spreizmodul 5206, den Demodulator 5210 und den Modulator 5212.
  • Für den Empfang entspreizt das Entspreizmodul 5204 die empfangenen Spreizsignale 3926 und 3928 unter Verwendung eines Spreizcodes 5202. Getrennte Spreizcodes können für den I- und den Q-Kanal verwendet werden, wie Fachleute verstehen werden. Der Demodulator 5210 verwendet ein Signal 5208 zum Demodulieren der vom Entspreizmodul 5204 empfangenen Signale, um das I-Basisbandsignal 3930a und das Q-Basisbandsignal 3932a zu erzeugen.
  • Für das Senden moduliert der Modulator 5212 das I-Basisbandsignal 3930b und das Q-Basisbandsignal 3932b unter Verwendung eines Modulationssignals 5208. Die sich ergebenden modulierten Signale werden dann durch das Spreizmodul 5206 gespreizt, um das I-Spreizsignal 3942 und das Q-Spreizsignal 3944 zu erzeugen.
  • Vorzugsweise ist das Modulationsschema, das verwendet wird, die differentielle binäre Phasenumtastung (DBPSK) oder die differentielle Quadraturphasenumtastung (DQPSK), und es ist mit verschiedenen Versionen von IEEE 802.11 vereinbar. Es könnten andere Modulationsschemata außer DBPSK oder DQPSK verwendet werden, wie Fachleute anhand der hier gegebenen Erörterung verstehen werden.
  • Vorzugsweise ist der Spreizcode 5202 ein Barker-Spreizcode und ist mit den verschiedenen Versionen von IEEE 802.11 vereinbar. Insbesondere könnte ein 11-Bit-Barker-Wort für das Spreizen/Entspreizen verwendet werden. Es können auch andere Spreizcodes verwendet werden, wie Fachleute auf der Grundlage der hier gegebenen Erörterung verstehen werden.
  • 4.6 MAC-Schnittstelle
  • Die MAC 3918 und die MAC-Schnittstelle 3914 liefern die Funktionalität, die zum Bereitstellen eines zuverlässigen Übermittlungsmechanismus für Benutzerdaten über rauschbehaftete und unzuverlässige drahtlose Medien erforderlich ist. Hierbei werden auch fortgeschrittene LAN-Dienste, die jenen bestehender verdrahteter LANs gleichen oder über diese hinausgehen, bereitgestellt.
  • Die erste Funktionalität der MAC besteht darin, Benutzern der MAC einen zuverlässigen Datenübermittlungsdienst bereitzustellen. Durch ein Rahmenaustauschprotokoll auf der MAC-Ebene verbessert die MAC, verglichen mit früheren WLANs, erheblich die Zuverlässigkeit von Datenübermittlungsdiensten über drahtlose Medien. Insbesondere implementiert die MAC ein Rahmenaustauschprotokoll, um zu ermöglichen, daß die Quelle eines Rahmens feststellt, wenn der Rahmen am Ziel erfolgreich empfangen worden ist. Dieses Rahmenaustauschprotokoll weist gegenüber demjenigen anderer MAC-Protokolle, wie IEEE 802.3, einige Zusätze auf, weil es nicht ausreicht, einfach einen Rahmen zu senden und zu erwarten, daß das Ziel ihn richtig auf dem drahtlosen Medium empfangen hat. Zusätzlich kann nicht erwartet werden, daß jede Station in dem WLAN in der Lage ist, mit jeder anderen Station in dem WLAN zu kommunizieren. Falls die Quelle diese Bestätigung nicht empfängt, versucht die Quelle, den Rahmen erneut zu senden. Dieses erneute Senden von Rahmen durch die Quelle verringert im wesentlichen die effektive Fehlerrate des Mediums auf Kosten eines zusätzlichen Bandbreitenverbrauchs.
  • Das minimale MAC-Rahmenaustauschprotokoll besteht aus zwei Rahmen, nämlich einem Rahmen, der von der Quelle zum Ziel gesendet wird, und einer Bestätigung vom Ziel, daß der Rahmen richtig empfangen worden ist. Der Rahmen und seine Bestätigung sind eine atomare Einheit des MAC-Protokolls. Daher können sie nicht durch die Übertragung von einer anderen Station unterbrochen werden. Zusätzlich kann ein zweiter Rahmensatz zum minimalen MAC-Rahmenaustausch hinzugefügt werden. Die zwei hinzugefügten Rahmen sind eine Anforderung zum Senden eines Rahmens und eine Freigabe zum Senden eines Rahmens. Die Quelle sendet eine Anforderung zum Senden zum Ziel. Das Ziel gibt eine Freigabe zum Senden an die Quelle zurück. Jeder dieser Rahmen enthält Informationen, die es ermöglichen, daß andere Stationen, die sie empfangen, von der bevorstehenden Rahmenübertragung benachrichtigt werden und daher ihre eigene Übertragung verzögern. Die Anforderung zum Senden und zum Freigeben von Rahmen dient dazu, allen Stationen in der Nachbarschaft sowohl der Quelle als auch des Ziels die bevorstehende Übertragung von der Quelle zum Ziel mitzuteilen. Wenn die Quelle die Freigabe zum Senden vom Ziel empfängt, wird der eigentliche Rahmen, den die Quelle zum Ziel übermitteln möchte, gesendet. Falls der Rahmen am Ziel richtig empfangen wird, gibt das Ziel eine Bestätigung zurück, wodurch das Rahmenaustauschprotokoll vervollständigt wird. Wenngleich dieses Vierwege-Rahmenaustauschprotokoll eine erforderliche Funktion der MAC ist, kann es durch ein Attribut in der Verwaltungsinformationsbank deaktiviert werden.
  • Die zweite Funktionalität der MAC besteht darin, den Zugriff auf das geteilte drahtlose Medium gut zu steuern. Sie führt diese Funktion durch zwei verschiedene Zugriffsmechanismen aus, nämlich den grundlegenden Zugriffsmechanismus, der als Verteilungskoordinierungs-Systemfunktion bezeichnet wird, und einen zentral gesteuerten Zugriffsmechanismus, der als Punktkoordinationsfunktion bezeichnet wird.
  • Der grundlegende Zugriffsmechanismus ist ein Vielfachzugriff mit Leitungsabfrage mit Kollisionsvermeidung (CSMA/CA) und mit einem binären exponentiellen Backoff. Dieser Zugriffsmechanismus ähnelt mit einigen Variationen demjenigen, der für IEEE 802.3 verwendet wird. CSMA/CA ist ein "Listen before talk" (LBT)-Zugriffsmechanismus. Bei diesem Zugriffsmechanismustyp hört eine Station auf das Medium, bevor sie mit der Übertragung beginnt. Falls das Medium bereits eine Übertragung ausführt, beginnt die Station, die zuhört, nicht mit ihrer eigenen Übertragung. Falls insbesondere eine hörende Station eine existierende bereits ablaufende Übertragung erkennt, tritt die hörende Station in eine Sendeaufschubperiode ein, die durch den binären exponentiellen Backoff-Algorithmus bestimmt ist. Der binäre exponentielle Backoff-Mechanismus wählt eine Zufallszahl, die den Zeitraum darstellt, der verstreichen muß, während keine Übertragung stattfindet. Mit anderen Worten befindet sich das Medium im Ruhezustand, bevor die hörende Station versuchen kann, wieder mit ihrer Übertragung zu beginnen. Die MAC kann auch einen Netzwerkzuordnungsvektor (NAV) implementieren. Der NAV ist der Wert, der einer Station diesen Zeitraum angibt, der verbleibt, bevor ein Medium verfügbar wird. Der NAV wird während Dauerwerten, die in allen Rahmen übertragen werden, aktuell gehalten. Durch Untersuchen des NAVs kann eine Station das Senden vermeiden, selbst wenn das Medium keine Übertragung im physikalischen Sinne auszuführen scheint.
  • Der zentral gesteuerte Zugriffsmechanismus verwendet ein Abfrage- und Antwortprotokoll zum Beseitigen der Möglichkeit einer Konkurrenz für das Medium. Dieser Zugriffsmechanismus wird als Punktkoordinationsfunktion (PCF) bezeichnet. Ein Punktkoordinator (PC) steuert die PCF. Der PC befindet sich immer in einem AP. Im allgemeinen arbeitet die PCF durch Stationen, die fordern, daß der PC sie in einer Abfrageliste registriert, und der PC fragt die Stationen dann regelmäßig auf Verkehr ab, während auch Verkehr zu den Stationen übermittelt wird. Bei einer geeigneten Planung ist die PCF in der Lage, einen nahezu isochronen Dienst für die Stationen in der Abfrageliste zu liefern.
  • Die dritte Funktion der MAC besteht darin, die Daten zu schützen, die sie liefert. Weil es schwierig ist, drahtlose WLAN-Signale auf einen bestimmten physikalischen Bereich zu beschränken, bietet die MAC einen als Wired Equivalent Privacy (WEP) bezeichneten Privatheitsdienst, der die über das drahtlose Medium gesendeten Daten verschlüsselt. Das gewählte Verschlüsselungsniveau nähert sich der Schutzebene, die Daten auf einem drahtlosen LAN in einem Gebäude mit kontrolliertem Zugang haben könnten, welches eine unberechtigte physikalische Verbindung mit dem LAN verhindert.
  • 5.0 802.11 Physikalische Schichtkonfigurationen
  • Der WLAN-Standard 802.11 spezifiziert zwei physikalische RF-Schichten, nämlich das Frequenzsprung-Spreizspektrum (FHSS) und das Direktsequenz-Spreizspektrum (DSSS). Die Erfindung ist nicht auf diese spezifischen Beispiele beschränkt. Sowohl das DSSS als auch das FHSS unterstützen Datenraten von 1 MBps und 2 MBps und arbeiten im 2,400 – 2,835-GHz-Band für die drahtlose Kommunikation entsprechend den FCC-Teil-15- und ETSI-300-Regeln. Zusätzlich hat 802.11 einen 11-MBps-Standard, der bei 5 GHz arbeitet und die OFDM-Modulation verwendet.
  • Die DSSS-Konfiguration unterstützt die 1-MBps-Datenrate unter Verwendung der Modulation mit differentieller binärer Phasenumtastung (DBPSK) und 2 MBps unter Verwendung der Modulation mit differentieller Quadratur-Phasenumtastung. Gemäß Ausführungsformen wird ein 11-Bit-Barker-Wort als Spreizsequenz verwendet, welche von den Stationen im 802.11-Netz verwendet wird. Ein Barker-Wort hat eine verhältnismäßig kürze Sequenz, und es ist bekannt, daß es sehr gute Korrelationseigenschaften aufweist, und es schließt die folgende Sequenz ein: +1, –1, +1, +1, –1, +1, +1, +1, –1, –1, –1. Das für 802.11 verwendete Barker-Wort ist nicht mit den Spreizcodes zu verwechseln, die für den Codevielfachzugriff (CDMA) und das globale Positionierungssystem (GPS) verwendet werden. CDMA und GPS verwenden orthogonale Spreizcodes, welche es mehreren Benutzern ermöglichen, auf derselben Kanalfrequenz zu arbeiten. Im allgemeinen haben CDMA-Codes längere Sequenzen und reichere Korrelationseigenschaften.
  • Während der Übertragung wird das 11-Bit-Barker-Wort mit jedem der Informationsbits unter Verwendung eines Modulo-2-Addierers durch eine Exklusiv-Oder-Funktion (EX-OR) verknüpft, wie durch den Modulo-2-Addierer 9202 in 66 dargestellt ist. Mit Bezug auf 66 sei bemerkt, daß das 11-Bit-Barker-Wort (bei 11 MBps) zusammen mit jedem (bei 1 MBps) der Informationsbits (in den PPDU-Daten) auf einen Modulo-2-Addierer angewendet wird. Die Ex-OR-Funktion kombiniert beide Signale durch Ausführen einer Modulo-2-Addition jedes Informationsbits mit jedem Barker-Bit (oder Chip). Die Ausgabe des Modulo-2-Addierers führt zu einem Signal mit einer Datenrate, die 10Mal höher ist als die Informationsrate. Das sich ergebende Signal im Frequenzbereich ist ein Signal, das bei einem reduzierten RF-Leistungsniveau über eine größere Bandbreite gespreizt ist. Am Empfänger wird das DSSS-Signal mit einem 11-Bit-Barker-Wort gefaltet und korreliert. Wie in 66 dargestellt ist, stellt die Korrelation die Informationsbits bei der Informationsübertragungsrate wieder her, und die unerwünschten interferierenden Signale innerhalb des Bands werden außerhalb des Bands gespreizt. Das Spreizen und Entspreizen des schmalbandigen Signals zu einem breitbandigen Signal wird im allgemeinen als eine Verarbeitungsverstärkung bezeichnet und in Dezibel (dB) gemessen. Die Verarbeitungsverstärkung ist das Verhältnis zwischen der DSSS-Signalrate und der Informationsrate. Die minimale Anforderung für die Verarbeitungsverstärkung ist 10 dB.
  • Die zweite physikalische RF-Schicht, die vom IEEE-802.11-Standard spezifiziert wird, ist das Frequenzsprung-Spreizspektrum (FHSS). Ein Satz von Sprungsequenzen ist in IEEE 802.11 zur Verwendung im 2,4-GHz-Frequenzband definiert. Die Kanäle sind über eine Spanne von 83,5 MHz gleichmäßig über das Band beabstandet. Während der Entwicklung von IEEE 802.11 wurden die in dem Standard angeführten Sprungsequenzen für den Betrieb in Nordamerika, Europa und Japan vorgenehmigt. In Nordamerika und Europa (mit Ausnahme von Spanien und Frank reich) beträgt die erforderliche Anzahl von Sprungsequenzen 79. Die Anzahl der Sprungkanäle für Spanien und Frankreich beträgt 23 bzw. 35. In Japan beträgt die Anzahl der Sprungkanäle 23. Die Sprung-Mittelkanäle sind über das 2,4-GHz-Frequenzband gleichmäßig beabstandet und beanspruchen eine Bandbreite von 1 MHz. In Nordamerika und Europa (mit Ausnahme von Spanien und Frankreich) arbeiten die Sprungkanäle von 2,402 GHz bis 2,480 GHz. In Japan arbeiten die Sprungkanäle von 2,447 GHz bis 2,473 GHz. Das Modulationsschema, das von 802.11 für FHSS gefordert wird, ist die 2-Niveau-Gaussphasenumtastung (GFSK) für die 1-MBps-Datenrate und die 4-Niveau-GFSK für die 2-MBps-Datenrate.
  • Zusätzlich zu den DSSS- und FHSS-RF-Schichtstandards hat das IEEE-802.11-Exekutivkomitee zwei Projekte für physikalische Schichterweiterungen höherer Rate genehmigt. Die erste Erweiterung, IEEE 802.11a definiert Anforderungen für eine physikalische Schicht, die im 5,0-GHz-Frequenzband arbeitet, und Datenraten, die von 6 MBps bis 54 MBps reichen. Dieser 802.11a-Entwurfsstandard beruht auf der orthogonalen Frequenzmultiplexierung (OFDM) und verwendet 48 Träger als eine Phasenreferenz (kohärent) mit einem Abstand von 20 MHz zwischen den Kanälen. Die zweite Erweiterung, IEEE 802.11b definiert einen Satz physikalischer Schichtspezifikationen im 2,4-GHz-ISM-Frequenzband. Dieser 802.11b-Standard verwendet die komplementäre Codeumtastung (CCK) und erstreckt sich bis zu Datenraten von bis zu 5,5 MBps und 11 MBps.
  • Die hier beschriebenen Sender- und Empfängerschaltungen können in allen hier beschriebenen Ausführungsformen physikalischer WLAN-Schichten, einschließlich der hier beschriebenen DSSS- und FHSS-Ausführungsformen, eingesetzt werden. Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht auf den Einsatz in Ausführungsformen mit physikalischen WLAN-Schichten beschränkt, die hier beschrieben sind, weil die Erfindung auch in anderen Ausführungsformen physikalischer Schichten konfiguriert werden könnte.
  • 68 zeigt ein Blockdiagramm eines IEEE-802.11-DSSS-Funktransceivers 9400 unter Verwendung der UFT-Null-IF-Technologie. Der DSSS-Transceiver 9400 beinhaltet eine Antenne 3903, einen Schalter 9404, Verstärker 9406 und 9408, Transceiver 9410, einen Basisbandprozessor 9412, eine MAC 3918, eine Busschnittstelleneinheit 9416 und einen PCMCIA-Verbinder 9418. Der DSSS-Transceiver 9400 beinhaltet einen IQ-Empfänger 3906 und einen IQ-Sender 3910, die hier beschrieben sind. Die UFT-Technologie stellt eine direkte Verbindung zum Basisbandprozessor 9412 der physikalischen Schicht her. Auf dem Empfangsweg transformiert der IQ-Empfänger 3906 ein interessierendes 2,4-GHz-RF-Signal in einem einzigen Schritt in analoge I/Q-Basisbandsignale und übermittelt die Signale zum Basisbandprozessor 9412, wobei der Basisbandprozessor dann für das Entspreizen und Demodulieren des Signals verantwortlich ist. Vorzugsweise enthält der IQ-Empfänger 3906 die gesamte Schaltungsanordnung, die für das Aufnehmen der AGC, der Basisbandfilterung und der Basisbandverstärkung erforderlich ist. Auf dem Sendeweg transformiert der Sender 3910 die analogen I/Q-Basisbandsignale in einem einzigen Schritt direkt in einen 2,4-GHz-RF-Träger. Der Signalwandeltakt wird von einem einzigen synthetisierten Lokaloszillator (LO) 9420 abgeleitet. Die Auswahl der Taktfrequenz ist durch die Auswahl der Subharmonischen der Trägerfrequenz bestimmt. Beispielsweise wurde eine 5. Harmonische von 490 MHz verwendet, welche einer RF-Kanalfrequenz von 2,450 GHz entspricht. Die UFT-Technologie vereinfacht die Anforderungen und die Komplexität der Konstruktion des Synthesizers.
  • 6. Schlußfolgerungen
  • Hier wurden Beispiele von Implementationen der Systeme und Komponenten gemäß der Erfindung beschrieben. Wie an anderer Stelle erwähnt wurde, wurden diese beispielhaften Implementationen nur zu Erläuterungszwecken beschrieben, und sollten nicht als einschränkend angesehen werden. Es sind auch andere Implementationsbeispiele, wie Software- und Software-/Hardwareimplementationen der Systeme und Komponenten der Erfindung, möglich. Diese Implementationen werden Fachleuten anhand der hier enthaltenen Lehren einfallen.
  • Wenngleich vorstehend verschiedene Anwendungsausführungsformen der vorliegenden Erfindung beschrieben wurden, ist zu verstehen, daß sie nur als Beispiel dienen und nicht als einschränkend anzusehen sind. Demgemäß sollen die Breite und der Schutzumfang der vorliegenden Erfindung nicht durch die vorstehend beschriebenen als Beispiel dienenden Ausführungsformen beschränkt sein, sondern nur durch die folgenden Ansprüche definiert sein.

Claims (34)

  1. Drahtlose Modemvorrichtung (3902), die aufweist: eine Spreizvorrichtung (5206) zum Spreizen eines Basisbandsignals (3930, 3932) unter Verwendung eines Spreizcodes; einen mit der Spreizvorrichtung verbundenen symmetrischen Sender (3910) zum Aufwärtswandeln des gespreizten Basisbandsignals (3942, 3944), der umfaßt: einen Inverter (7112) zum Empfangen des Basisbandsignals und Erzeugen eines invertierten Basisbandsignals (7116); einen ersten gesteuerten Schalter (7148A), der mit einem nichtinvertierenden Ausgang (7114) des Inverters verbunden ist, wobei der erste gesteuerte Schalter (7148A) entsprechend einem ersten Steuersignal (7123) das Basisbandsignal (3942, 3944) abtastet, was ein erstes Signal (7130) mit vielen Harmonischen ergibt; einen zweiten gesteuerten Schalter (7148B), der mit einem invertierenden Ausgang des Inverters (7112) verbunden ist, wobei der zweite gesteuerte Schalter (7148B) entsprechend einem zweiten Steuersignal (7127) das invertierte Basisbandsignal (7116) abtastet, was ein zweites Signal (7134) mit vielen Harmonischen ergibt; einen Summierknoten (7132), der mit einem Ausgang des ersten gesteuerten Schalters (7148A) und einem Ausgang des zweiten gesteuerten Schalters (7148B) verbunden ist, wobei der Summierknoten (7132) das erste Signal (7130) mit vielen Harmonischen und das zweite Signal (7134) mit vielen Harmonischen kombiniert, was ein drittes Signal (7133) mit vielen Harmonischen ergibt.
  2. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei das zweite Steuersignal (7127) relativ zu dem ersten Steuersignal (7123) phasenverschoben ist.
  3. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei das zweite Steuersignal (7127) relativ zu dem ersten Steuersignal (7123) um 180 Grad phasenverschoben ist.
  4. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, die ferner ein Filter (308) aufweist, das an einem Ausgang des Summierknotens angebracht ist, wobei dieses Filter eine gewünschte Harmonische aus dem dritten Signal mit vielen Harmonischen auswählt.
  5. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, die ferner aufweist: einen mit dem symmetrischen Sender (3910) verbundenen symmetrischen Empfänger (3906), wobei dieser Empfänger (3906) aufweist: ein erstes universelles Frequenzabwärtswandelmodul (114A-1) zum Abwärtswandeln eines Eingangssignals (3924), wobei das erste universelle Frequenzabwärtswandelmodul (114A-1) dieses Eingangssignal (3924) entsprechend einem dritten Steuersignal (7090) abwärtswandelt und ein erstes abwärtsgewandeltes Signal (7007) ausgibt; ein zweites universelles Frequenzabwärtswandelmodul (114A-2) zum Abwärtswandeln des Eingangssignals (3924), wobei das zweite universelle Frequenzabwärtswandelmodul (114A-2) dieses Eingangssignal (3924) entsprechend einem vierten Steuersignal (7092) abwärtswandelt und ein zweites abwärtsgewandeltes Signal (7009) ausgibt; und ein Subtrahiermodul (7020), welches das zweite abwärtsgewandelte Signal (7009) von dem ersten abwärtsgewandelten Signal (7007) subtrahiert und ein abwärtsgewandeltes Signal (3926) ausgibt.
  6. Vorrichtung nach Anspruch 5, wobei das vierte Steuersignal (7092) relativ zu dem dritten Steuersignal (7090) um eine viertel Periode verzögert ist.
  7. Vorrichtung nach Anspruch 5 oder 6, wobei das erste universelle Frequenzabwärtswandelmodul (114A-1) das Eingangssignal (3924) entsprechend dem dritten Steuersignal (7090) unterabtastet und das zweite universelle Frequenzabwärtswandelmodul (114A-2) das Eingangssignal (3924) entsprechend dem vierten Steuersignal (7092) unterabtastet.
  8. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 5 bis 7, wobei das dritte (7090) und das vierte (7092) Steuersignal jeweils einen Impulszug aufweisen.
  9. Vorrichtung nach Anspruch 8, wobei die Impulszüge eine Impulsbreite haben, die ungefähr ein Bruchteil einer Periode des Eingangssignals (3924) ist.
  10. Vorrichtung nach Anspruch 8, wobei die Impulszüge eine Impulsbreite haben, die ungefähr mehrere Perioden und ein Bruchteil einer Periode des Eingangssignals (3924) ist.
  11. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 8 bis 10, wobei das erste (114A-1) und das zweite (114A-2) universelle Frequenzabwärtswandelmodul jeweils einen Schalter (7099A) und ein Speicherelement (7024, 7036) aufweisen.
  12. Vorrichtung nach Anspruch 11, wobei das Speicherelement (7024, 7036) einen Kondensator (7074, 7076) aufweist, der eine Gegengleichspannung in dem ersten abwärtsgewandelten Signal (7007) und dem zweiten abwärtsgewandelten Signal (7009) verringert.
  13. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 5 bis 12, wobei das Subtrahiermodul (7020) einen Differenzverstärker aufweist.
  14. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 5 bis 13, die ferner einen Antenne (3903) aufweist, die mit dem symmetrischen Sender (3910) und dem symmetrischen Empfänger (3906) verbunden ist.
  15. Vorrichtung nach Anspruch 14, die ferner einen Schalter (9302) aufweist, wobei dieser Schalter (9302) entweder den Sender (3910) oder den Empfänger (3906) mit der Antenne (3903) verbindet.
  16. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 5 bis 15, die ferner einen Basisbandprozessor (9412) aufweist, der mit dem Sender (3910) und dem Empfänger (3906) verbunden ist.
  17. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 5 bis 16, die ferner eine Medienzugriffssteuerung (Medium Access Controller – MAC) (3918) aufweist, die mit dem Sender (3910) und dem Empfänger (3906) verbunden ist.
  18. Vorrichtung nach Anspruch 17, wobei die MAC (3918) eine Einrichtung zur Steuerung des Zugriffs auf ein WLAN-Medium (3914) aufweist.
  19. Vorrichtung nach Anspruch 18, wobei die Steuerungseinrichtung (3914) Vielfachzugriff mit Leitungsabfrage und Kollisionsvermeidung aufweist (CSMA/CA).
  20. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 5 bis 19, die ferner ein Demodulations-/Modulationserleichterungsmodul (3912) aufweist, das mit dem Sender (3910) und dem Empfänger (3906) verbunden ist.
  21. Vorrichtung nach Anspruch 20, wobei das Demodulations-/Modulationserleichterungsmodul (3912) eine Einrichtung zum Modulieren (5212) des Basisbandsignals (3942, 3944) unter Verwendung differentieller binärer Phasenumtastung (DBPSK) hat.
  22. Vorrichtung nach Anspruch 20 oder 21, wobei das Demodulations-/Modulationserleichterungsmodul (3912) eine Einrichtung zum Demodulieren (5210) des abwärtsgewandelten Signals (3926) unter Verwendung differentieller binärer Phasenumtastung (DBPSK) aufweist.
  23. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Spreizvorrichtung (5206) eine Einrichtung zum Spreizen des Basisbandsignals (3942, 3944) unter Verwendung eines Barker-Codes aufweist.
  24. Vorrichtung nach Anspruch 20, wobei das Demodulations-/Modulationserleichterungsmodul (3912) eine Einrichtung zum Entspreizen (5204) des abwärtsgewandelten Signals (3926) aufweist.
  25. Vorrichtung nach Anspruch 24, wobei die Einrichtung zum Entspreizen (5204) eine Einrichtung zum Entspreizen des abwärtsgewandelten Signals unter Verwendung eines Barker-Codes aufweist.
  26. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Vorrichtung eine Infrastrukturvorrichtung ist.
  27. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 25, wobei die Vorrichtung eine Client-Vorrichtung ist.
  28. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der erste gesteuerte Schalter (7918) das Basisbandsignal (7114, 3942, 3944) entsprechend einem ersten Steuersignal (7123) parallel zu einem Referenzpotential (7920) schaltet und wobei der zweite gesteuerte Schalter (7924) das invertierte Basisbandsignal (7116) entsprechend dem zweiten Steuersignal (7127) parallel zu dem Referenzpotential (7920) schaltet.
  29. Verfahren zum Senden eines Basisbandsignals über ein drahtloses LAN, das die folgenden Schritte aufweist: (1) Spreizen des Basisbandsignals (3930b, 3932b) unter Verwendung eines Spreizcodes, was ein gespreiztes Basisbandsignal (3942, 3944) ergibt; und (2) differentielles Abtasten des gespreizten Basisbandsignals (3942, 3944) entsprechend einem ersten Steuersignal (7123) und einem zweiten Steuersignal (7127), was mehrere harmonische Bilder ergibt, die jeweils das Basisbandsignal (3930b, 3932b) darstellen.
  30. Verfahren nach Anspruch 29, das ferner die folgenden Schritte aufweist: Modulieren des Basisbandsignals (3930b, 3932b) unter Verwendung von Phasenumtastung vor dem Schritt (1).
  31. Verfahren nach Anspruch 29 oder 30, das ferner die folgenden Schritte aufweist: (3) Bestimmen der Verfügbarkeit eines WLAN-Mediums; und (4) Senden einer gewünschten Harmonischen von den mehreren harmonischen Bildern über das WLAN-MEdium, wenn das Medium verfügbar ist.
  32. Verfahren nach Anspruch 31, wobei Schritt (3) den Schritt zur Bestimmung der Verfügbarkeit des WLAN-Mediums unter Verwendung des Protokolls für Vielfachzugriff mit Leitungsüberwachung (CSMA) aufweist.
  33. Verfahren nach einem der Ansprüche 29 bis 32, wobei der Schritt (2) die folgenden Schritte aufweist: (a) Umwandeln des Basisbandsignals (3942, 3944) in ein differentielles Basisbandsignal mit einer ersten differentiellen Basisbandkomponente (7114) und einer zweiten differentiellen Basisbandkomponente (7116); (b) Abtasten der ersten differentiellen Komponente (7114) entsprechend dem ersten Steuersignal (7123), um ein erstes Signal (7130) mit vielen Harmonischen zu erzeugen, und Abtasten der zweiten differentiellen Komponente (7116) entsprechend dem zweiten Steuersignal (7127), um ein zweites Signal (7130) mit vielen Harmonischen zu erzeugen, wobei das zweite Steuersignal (7127) relativ zu dem ersten Steuersignal (7123) phasenverschoben ist; und (c) Kombinieren des ersten Signals (7130) mit vielen Harmonischen und des zweiten Signals (7130) mit vielen Harmonischen, um die harmonischen Bilder zu erzeugen.
  34. Verfahren nach einem der Ansprüche 29 bis 33, das ferner den folgenden Schritt aufweist: Minimieren von Gegengleichspannungen zwischen Abtastmodulen während des Schritts (2) und dadurch Minimieren der Trägereinfügung in diesen harmonischen Bildern.
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