DE102017009109A1

DE102017009109A1 - Bpsk demodulation

Info

Publication number: DE102017009109A1
Application number: DE102017009109.9A
Authority: DE
Inventors: Patrick Antoine Rada; Roger D. Isaac; lan A. Kyles; Richard Russell Suter
Original assignee: Keyssa Systems Inc
Current assignee: Molex LLC
Priority date: 2016-10-03
Filing date: 2017-09-29
Publication date: 2018-04-05
Also published as: US10225120B2; US20180131546A1; US20190260619A1; US10742462B2; CN107896203A; US9900197B1; CN107896203B

Abstract

Verfahren, Systeme und Vorrichtungen für EM-Kommunikationen. Eine der Vorrichtungen enthält einen superregenerativen Verstärker (SRA), der dafür ausgelegt ist, ein durch binäre Phasenumtastung (BPSK) moduliertes Signal zu empfangen und ein Amplitudensignal als Funktion der Phasenwechsel im BPSK-modulierten Signal auszugeben; einen pseudosynchronen Demodulator, der das Amplitudensignal gleichrichtet und eine Hüllkurve des gleichgerichteten Amplitudensignals erzeugt; und einen Analog-Digital-Wandler, der die Amplitudenwerte der Hüllkurve in digitale Binärwerte umwandelt.

Description

ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
Diese Beschreibung bezieht sich auf elektromagnetische Kommunikation.
Fortschritte in der Halbleiterfertigung und in Schaltungsentwurftechnologien haben die Entwicklung und Produktion integrierter Schaltkreise (ICs) mit zunehmend höheren Betriebsfrequenzen ermöglicht. Elektronische Produkte und Systeme, die hochfrequente integrierte Schaltkreise beinhalten, können wiederum eine größere Funktionalität bereitstellen als bisherige Produktgenerationen. Die zusätzliche Funktionalität beinhaltet typischerweise die Verarbeitung immer größerer Datenmengen mit immer höheren Geschwindigkeiten.
Konventionelle kontaktlose Kommunikationen nutzen ein Trägersignal, um Informationen als eine elektromagnetische Welle durch den Raum zu übermitteln. Das Trägersignal wird typischerweise mit einem Eingangssignal moduliert, um die Informationen zu tragen. Ein Trägersignal kann auf verschiedene Weise moduliert werden. Bei der digitalen Modulation wird ein analoges Trägersignal konventionell durch ein diskretes Signal moduliert.
Eine konventionelle Modulationstechnik beinhaltet das Modulieren der Phase des Trägersignals. Die Phasenumtastung (Phase-Shift Keying – PSK) ist eine digitale Modulation, die eine finite Anzahl von Phasen nutzt, wobei jeder ein einzigartiges Muster von Binärziffern des Eingangssignals zugeordnet ist. Typischerweise codiert jede Phase eine gleiche Anzahl von Bits. Jedes Bitmuster bildet ein Symbol, das durch die bestimmte Phase repräsentiert wird.
Die einfachste Form von PSK ist binäres PSK (binäre Phasenumtastung), wobei der Phasenwechsel bei 0 oder 180 Grad vorliegen kann. Dies kann auf eine Binärsequenz abgebildet werden, bei der beispielsweise eine „1” einer Phasenverschiebung von 180 Grad entspricht, während eine „0” 0 Grad bzw. keiner Phasenverschiebung entspricht.
Um die Informationen am Empfänger wiederherzustellen, wird ein Demodulator eingesetzt, um das Eingangssignal vom modulierten Trägersignal zu extrahieren. Eine PSK-Demodulation bestimmt die Phase des empfangenen Signals und bildet sie zurück auf das Symbol ab, das sie repräsentiert, um die ursprünglichen Informationen wiederherzustellen. Die konventionelle PSK-Demodulation erfordert, dass der Empfänger dazu fähig ist, die Phase des empfangenen Signals mit einem Referenzsignal zu vergleichen, das mit dem Trägersignal synchron ist.
KURZDARSTELLUNG
Im Allgemeinen kann ein innovativer Aspekt des in dieser Beschreibung dargelegten Gegenstands in Vorrichtungen verkörpert sein, die enthalten: einen superregenerativen Verstärker (SRA), der dafür ausgelegt ist, ein durch binäre Phasenumtastung (BPSK) moduliertes Signal zu empfangen und ein Amplitudensignal als Funktion der Phasenwechsel im BPSK-modulierten Signal auszugeben; einen pseudosynchronen Demodulator, der das Amplitudensignal gleichrichtet und eine Hüllkurve des gleichgerichteten Amplitudensignals erzeugt; und einen Analog-Digital-Wandler, der die Amplitudenwerte der Hüllkurve in digitale Binärwerte umwandelt.
Die vorgenannte und sonstige Ausführungsformen können jeweils optional ein oder mehrere der folgenden Merkmale allein oder in Kombination enthalten. Insbesondere enthält eine Ausführungsform alle folgenden Merkmale in Kombination. Die Vorrichtung enthält ferner: ein Tiefpassfilter, gekoppelt zwischen dem pseudosynchronen Demodulator und dem Analog-Digital-Wandler. Der SRA verstärkt das BPSK-modulierte Signal auf eine Maximalamplitude, wenn kein Phasenwechsel erfolgt. Die SRA-Verstärkung nähert sich der Nullamplitude, wenn ein Phasenwechsel erfolgt. Der Analog-Digital-Wandler vergleicht die Amplitudenwerte mit einem Schwellenwert, so dass den Amplitudenwerten über dem Schwellenwert ein erster digitaler Binärwert zugeordnet wird und den Amplitudenwerten unter dem Schwellenwert ein zweiter digitaler Binärwert zugeordnet wird. Die Amplitude bei einer bestimmten Operation bezieht sich auf eines oder mehrere von Spannung, Strom, Leistung, Frequenz, Phase oder Temperatur. Die Vorrichtung enthält ferner: eine Antenne zum Empfangen des BPSK-modulierten Signals von einer Sendevorrichtung. Die Vorrichtung enthält ferner: eine Wellenleiter-Ankoppelvorrichtung, die dafür ausgelegt ist, das BPSK-modulierte Signal von einer Sendevorrichtung zu empfangen.
Die Vorrichtung enthält ferner: einen Modulationsabschnitt zum Modulieren digitaler Eingangsdaten zum Senden, wobei der Modulationsabschnitt enthält: einen Digital-Analog-Wandler, der dafür ausgelegt ist, Binärwerte der digitalen Daten in analoge Symbole umzutasten; und einen BPSK-Modulator, der dafür ausgelegt ist, die Phase eines Trägersignals, das von einem Oszillator basierend auf dem mit jedem Symbol verknüpften Binärwert erzeugt wird, zu modulieren. Der SRA enthält einen Verstärker, eine Verzögerungsleitung, einen Addierer und einen Rücksetzschalter, der in einem direkten Weg vom Verstärker zu einem Ausgang des SRA positioniert ist. Der SRA enthält einen Verstärker, eine Verzögerungsleitung, einen Addierer und einen Rücksetzschalter, der in einem Verzögerungsweg zwischen der Verzögerungsleitung und dem Addierer positioniert ist. Der SRA enthält einen Addierer, einen Verstärker, einen Rücksetzschalter, der in einem direkten Weg vom Verstärker zu einem Ausgang des SRA positioniert ist, und eine Verzögerungsschleife, wobei die Verzögerungsschleife eine Verzögerungsleitung und einen Inverter enthält. Der Inverter stellt eine Verstärkung von –1 bereit und die Verzögerungsleitung stellt eine Verzögerung von 180 Grad bereit. Der SRA enthält einen Addierer, einen Verstärker und eine Verzögerungsschleife, wobei die Verzögerungsschleife einen Inverter, eine Verzögerungsleitung und einen Rücksetzschalter enthält. Der Inverter stellt eine Verstärkung von –1 bereit und die Verzögerungsleitung stellt eine Verzögerung von 180 Grad bereit. Der SRA enthält eine Verstärkerverzögerungsleitung, einen Rücksetzschalter und einen Subtrahierer, wobei die Verzögerungsleitung eine Verzögerung von 180 Grad bereitstellt. Der SRA enthält einen Oszillatorverstärker.
Der SRA ist ein unsymmetrischer Verstärker, wobei der SRA mindestens eine feste oder virtuelle Verzögerungsleitung, einen Oszillatorverstärker, einen Addierer und einen Resonatorschaltkreis enthält. Der SRA ist differentiell, wobei der SRA ein Paar feste oder virtuelle Verzögerungsleitungen, einen Oszillatorverstärker, ein Paar Addierer und einen Resonatorschaltkreis enthält und wobei der SRA eine differentielle Phasen-Amplituden-Umwandlung erzeugt. Die Vorrichtung enthält ferner: einen zweiten SRA, wobei der SRA und der zweite SRA miteinander verschachtelt sind. Jeder SRA ist dafür ausgelegt, über eine Zeitdauer der doppelten Symbollänge zu regenerieren und wobei jeder SRA eine verschachtelte Zeittaktung mit halber Symbolrate aufweist. Das Rücksetzsignal des zweiten SRA wird gegenüber dem Rücksetzsignal des ersten SRA um ein Symbol verzögert. Der SRA enthält eine Oszillatorverstärkertopologie. Der SRA stellt eine lineare Phasen-Amplituden-Umwandlung bereit. Der SRA stellt eine Schleifenverstärkung von 1 für jeden Zyklus bereit. Der SRA stellt eine nichtlineare Phasen-Amplituden-Umwandlung bereit. Der SRA enthält einen Rücksetzschalter, der von einem zyklischen Rücksetzsignal ausgelöst wird. Das Rücksetzsignal wird mit eingehenden Symbolen gleichphasig synchronisiert. Das Rücksetzsignal wird mit eingehenden Symbolen gleichphasig synchronisiert, aber in Bezug auf die Symbole um einen festen Betrag verzögert. Das Rücksetzsignal wird mit eingehenden Symbolen gleichphasig synchronisiert, und wobei es mehrere Rücksetzzyklen pro Symbol entsprechend einem festen Verzögerungsbetrag relativ zu den Symbolen gibt. Das Rücksetzsignal wird als Reaktion auf eine Schwellenwertamplitude des verstärkten Signals ausgelöst. Dem SRA geht eine automatische Verstärkungsregelung (AGC) voraus; und der SRA wird mit einem Synchronisationsmechanismus mit der eingehenden Symbolrate synchronisiert, wobei der Synchronisationsmechanismus die AGC auf eine Weise steuert, um die Regenerationsgeschwindigkeit des SRA durch Ändern der Amplitude des SRA-Eingangs zu beschleunigen oder zu verlangsamen.
Im Allgemeinen kann ein innovativer Aspekt des in dieser Beschreibung dargelegten Gegenstands in Vorrichtungen verkörpert sein, die einen superregenerativen Verstärker (SRA) umfassen, der dafür auslegt ist, ein durch binäre Phasenumtastung (BPSK) moduliertes Signal zu empfangen und ein Amplitudensignal als Funktion der Phasenwechsel im BPSK-modulierten Signal auszugeben; einen pseudosynchronen Demodulator, der das Amplitudensignal gleichrichtet und eine Hüllkurve des gleichgerichteten Amplitudensignals erzeugt; und einen Komparator, der die Amplitudenwerte des gleichgerichteten Amplitudensignals mit einer Referenzamplitude vergleicht, um ein binäres digitales Ausgangssignal zu erzeugen.
Im Allgemeinen kann ein innovativer Aspekt des in dieser Beschreibung dargelegten Gegenstands in Verfahren verkörpert sein, die Aktionen des Empfangens eines durch binäre Phasenumtastung (BPSK) modulierten Signals; des Nutzens eines oder mehrerer superregenerativer Verstärker (SRA) zur Umwandlung der Phase des BPSK-modulierten Signals in Amplitudenwerte; und des Durchführens einer pseudosynchronen Demodulation zur Verarbeitung der Amplitudenwerte zu einer Hüllkurve des gleichgerichteten Amplitudensignals umfassen.
Das Verfahren beinhaltet ferner Umwandeln der Hüllkurve des gleichgerichteten Amplitudensignals in einen binären Bitstrom. Umwandeln der Hüllkurve des gleichgerichteten Amplitudensignals in einen binären Bitstrom beinhaltet Durchführen einer Analog-Digital-Wandlung. Umwandeln der Hüllkurve des gleichgerichteten Amplitudensignals in einen binären Bitstrom beinhaltet Leiten des Signals durch einen Komparator, der die Amplitudenwerte der Hüllkurve des gleichgerichteten Amplitudensignals mit einer Referenzamplitude vergleicht, um ein binäres digitales Ausgangssignal zu erzeugen. Der eine oder die mehreren SRAs sind dafür ausgelegt, eine bestimmte Anzahl von Rücksetzzyklen über mindestens eine Symbollänge des Eingangssignals auszuführen, bevor ein Rücksetzsignal ausgelöst wird. Der eine oder die mehreren SRAs verstärken jeweils das Eingangssignal, wenn kein Phasenwechsel erfolgt. Der eine oder die mehreren SRAs entverstärken jeweils das Eingangssignal durch das Rücksetzsignal, wenn ein Phasenwechsel von 180 Grad erfolgt. Der eine oder die mehreren SRAs sind dafür ausgelegt, eine lineare Verstärkung bereitzustellen. Die Anzahl der von jedem SRA durchgeführten Verstärkungszyklen hängt von der SRA-Topologie ab. Die Regeneration mindestens eines Rücksetzzyklus unter einer Vielzahl von Regenerationen des Rücksetzzyklus wird durch einen Phasenwechsel zwischen einem eingehenden BPSK-Symbol und dem nächsten beeinflusst; wobei die Hüllkurve des gleichgerichteten Amplitudensignals für die Regeneration dieses einen Rücksetzzyklus geringer ist im Vergleich zu der Regeneration mindestens eines anderen Rücksetzzyklus; und wobei die Differenz als ein Phasenwechsel verarbeitet werden kann.
Der in dieser Beschreibung dargelegte Gegenstand kann in bestimmten Ausführungsformen implementiert werden, um einen oder mehrere der folgenden Vorteile zu realisieren. Eine Demodulation mithilfe eines superregenerativen Verstärkers, der als Phase-Spannungs-Wandler auslegt ist, kann die Demodulation durch Reduzierung der Komponenten vereinfachen, die verglichen mit einer konventionellen BPSK-Demodulation benötigt werden. Beispielsweise ist ein Extraktionsschaltkreis für den Frequenz-/Phasenträger nicht notwendig, um Phasenwechsel zu bestimmen. Mit anderen Worten: eine typische Anforderung der synchronen Demodulation, z. B. mit einem lokalen Oszillator, einer PLL oder einer Costas-Schleife wird vermieden. Dies kann die Größe und Komplexität sowie den Leistungsverbrauch von Empfängern verringern. Eine Demodulation mithilfe des superregenerativen Verstärkers erhöht die Verstärkung der empfangenen Sendung, was die benötige Sendeleistung verringert. Ferner kann der Einsatz des superregenerativen Verstärkers das Rauschen relativ zum Datensignal verringern, da das Rauschen im Allgemeinen vom Verstärker gemittelt wird, da es nicht mit dem Signal kohärent ist.
Die Einzelheiten einer oder mehrerer Ausführungsformen der Erfindung werden in den begleitenden Zeichnungen und der nachstehenden Beschreibung dargelegt. Sonstige Merkmale, Ziele und Vorteile der Erfindung werden ersichtlich aus der Beschreibung und den Zeichnungen und aus den Ansprüchen.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Blockschaubild einer beispielhaften kontaktlosen Kommunikation zwischen zwei Vorrichtungen.
2 ist ein Seitenansichtsschaubild einer beispielhaften Kommunikation zwischen Kommunikationsmodulen.
3 ist ein Blockschaubild eines beispielhaften Kommunikationssystems mit Demodulation.
4 ist ein Blockschaubild einer beispielhaften Costas-Schleife.
5 ist ein Blockschaubild eines beispielhaften Trägerextraktionsschaltkreises.
6A–6E veranschaulichen beispielhafte SRA-Schaltkreise.
7 ist ein Blockschaubild eines Beispiels für einen weiteren SRA-Schaltkreis.
8 ist ein Blockschaubild eines Beispiels für einen weiteren SRA-Schaltkreis.
9 zeigt eine Ansicht beispielhafter Schwingungsverläufe, die von einem SRA mit einer Schleifenverstärkung Eins erzeugt werden.
10 zeigt eine Ansicht beispielhafter Schwingungsverläufe, die von einem SRA mit einer Schleifenverstärkung Eins erzeugt werden.
11 zeigt ein Blockschaubild eines Abschnitts eines beispielhaften BPSK-Demodulators mit zwei SRAs.
12 zeigt ein Blockschaubild eines Abschnitts eines beispielhaften BPSK-Demodulators mit zwei SRAs.
13 zeigt ein Blockschaubild eines Abschnitts eines beispielhaften BPSK-Demodulators mit zwei SRAs.
14 ist ein Blockschaubild eines beispielhaften Kommunikationssystems mit BPSK-Demodulation.
15 ist ein Blockschaubild eines weiteren beispielhaften Kommunikationssystems mit BPSK-Demodulation.
16 zeigt die Schwingungsverläufe und die relativen Zeitpunkte verschiedener Signale einer beispielhaften Implementierung des kompletten BPSK-Sendeempfängers.
17 zeigt die Schwingungsverläufe und die relativen Zeitpunkte verschiedener Signale einer beispielhaften Implementierung des kompletten BPSK-Sendeempfängers mit verschachtelten SRAs.
Gleiche Bezugszeichen in den verschiedenen Zeichnungen geben gleiche Elemente an.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Überblick
Diese Spezifikation beschreibt Techniken zur Demodulation eines modulierten Trägersignals. Insbesondere beschreibt diese Spezifikation die Demodulation eines Trägersignals, das mithilfe einer Modulation durch binäre Phasenumtastung (BPSK) moduliert wird. BPSK nutzt zwei Phasen, die um 180 Grad getrennt sind, z. B. 0 Grad und 180 Grad. Diese Spezifikation beschreibt eine Auslegung eines Phasendemodulators und eines superregenerativen Verstärkers (SRA), der für die Demodulation derart eingesetzt wird, dass die Notwendigkeit für einen lokalen Oszillator entfällt, der im Allgemeinen unter Verwendung einer Costas-Schleife synchronisiert wird, um Synchronizität mit dem Trägereingangssignal herzustellen. Dieser SRA erzeugt einen Spannungsausgang, der für Phasenwechsel im BPSK-modulierten Signal repräsentativ ist. Bei manchen Implementierungen kann ein Komparator anstelle eines Analog-Digital-Wandlers verwendet werden, um aus den Spannungswerten einen Bitstrom zu bestimmen.
Kontaktlose Kommunikation
Eine kontaktlose Kommunikation kann dazu dienen, Signalübermittlungen zwischen Komponenten auf einer Vorrichtung bereitzustellen oder kann eine Kommunikation zwischen Vorrichtungen bereitstellen. In einem Beispiel können eng gekoppelte Sender/Empfänger-Paare eingesetzt werden, wobei ein Sender an einem Endgeräteabschnitt eines ersten Leitungswegs und ein Empfänger an einem Endgeräteabschnitt eines zweiten Leitungswegs angeordnet sind. Der Sender und der Empfänger können abhängig von der Stärke der gesendeten Energie in großer Nähe zueinander angeordnet sein, und es kann sein, dass der erste Leitungspfad und der zweite Leitungspfad nicht aneinandergrenzend sind. In manchen Beispielen können der Sender und der Empfänger auf getrennten Schaltkreisträgern angeordnet sein, die so positioniert sind, dass sich Übertrager (d. h. eine oder mehrere Antennen) des Sender/Empfänger-Paars in großer Nähe befinden.
1 ist ein Blockschaubild 100 einer beispielhaften kontaktlosen Kommunikation zwischen zwei Vorrichtungen. Eine erste Vorrichtung 102 enthält einen Sender 106 und einen Empfänger 108. Insbesondere können der Sender 106 und der Empfänger 108 jeweils Sendeempfänger sein, die dazu fähig sind, entweder in einem Sender- oder Empfängermodus zu arbeiten. Der Sender 106 und der Empfänger 108 sind jeweils kommunikativ mit der Steuerung 110 gekoppelt, die die Sendung oder den Empfang von Daten durch die erste Vorrichtung 102 steuert.
Die zweite Vorrichtung 104 enthält einen Sender 114 und einen Empfänger 112. Insbesondere können der Sender 114 und der Empfänger 112 jeweils Sendeempfänger sein, die dazu fähig sind, entweder im Sender- oder Empfängermodus zu arbeiten. Der Sender 114 und der Empfänger 112 sind jeweils kommunikativ mit der Steuerung 116 gekoppelt, die die Sendung oder den Empfang von Daten durch die zweite Vorrichtung 104 steuert.
Wie in 1 gezeigt, können sowohl die erste Vorrichtung 102 als auch die zweite Vorrichtung 104 jeweils Sender und Empfänger aufweisen. Dies ermöglicht doppelte Kommunikationsverbindungen zum Senden von Daten zwischen der ersten Vorrichtung 102 und der zweiten Vorrichtung 104. Insbesondere kann eine erste kontaktlose Kommunikationsverbindung zwischen dem Sender 106 der ersten Vorrichtung 102 und dem Empfänger 112 der zweiten Vorrichtung 104 gebildet werden. Eine zweite kontaktlose Kommunikationsverbindung kann zwischen dem Sender 114 der zweiten Vorrichtung und dem Empfänger 108 der ersten Vorrichtung 102 gebildet werden.
2 ist ein Seitenansichtsschaubild 200 einer beispielhaften Kommunikation zwischen Kommunikationsmodulen. 2 veranschaulicht die Kommunikation zwischen einem Sender und einem Empfänger. Beispielsweise möchte ein Benutzer einer ersten Vorrichtung vielleicht Daten mit einer zweiten Vorrichtung austauschen. Bei manchen Implementierungen kann die Kommunikation in der Gegenrichtung von der zweiten Vorrichtung zur ersten Vorrichtung fließen, indem der Sender der ersten Vorrichtung zu einem Empfänger und der Empfänger der zweiten Vorrichtung zu einem Sender umgeschaltet wird. Alternativ kann bei manchen anderen Implementierungen jede Vorrichtung mehr als einen Sendeempfänger aufweisen, der als ein Sender oder Empfänger fungieren kann, um mehrere Kommunikationsverbindungen zwischen den beiden Vorrichtungen herzustellen.
Die beiden Vorrichtungen können nah beieinander positioniert werden, so dass die jeweiligen Kommunikationsmodule zum Senden und Empfangen von Daten aneinander ausgerichtet sind und sich in gegenseitiger Reichweite befinden. Insbesondere bei EHF-Frequenzen kann es sein, dass der Sender und der Empfänger der beiden Vorrichtungen sich innerhalb spezifizierter Entfernungen befinden müssen. Die Entfernungen können variieren, beispielsweise abhängig von den verwendeten bestimmten Frequenzen, den Materialien zwischen dem Sender und dem Empfänger und der Sendestärke.
In 2 enthält eine Vorrichtung ein erstes Kommunikationsmodul mit einem Sendeempfänger-IC-Baustein 202, der als Sender funktioniert und auf einer ersten Leiterplatte 204 positioniert ist. Der Sendeempfänger-IC-Baustein 202 ist von einer ersten Signalführungsstruktur 206 umgeben, die einen Kanal bildet. Die erste Signalführungsstruktur 206 erstreckt sich auf eine Oberfläche eines ersten Gehäuses 208 der ersten Vorrichtung. Beispielsweise kann die erste Vorrichtung ein erstes Mobiltelefon sein und das erste Gehäuse 208 kann dem Außengehäuse des ersten Mobiltelefons entsprechen.
Eine zweite Vorrichtung enthält ein zweites Kommunikationsmodul mit einem Sendeempfänger-IC-Baustein 210, der als Empfänger funktioniert und auf einer zweiten Leiterplatte 212 positioniert ist. Der Sendeempfänger-IC-Baustein 210 ist von einer zweiten Signalführungsstruktur 214 umgeben, die einen Kanal bildet. Die zweite Signalführungsstruktur 214 erstreckt sich auf eine Oberfläche eines zweiten Gehäuses 216 der zweiten Vorrichtung. Beispielsweise kann die zweite Vorrichtung ein zweites Mobiltelefon sein und das zweite Gehäuse 216 kann dem Außengehäuse des zweiten Mobiltelefons entsprechen. Die Signalführungsstrukturen können aus metallischen oder metallisch ausgekleideten Wänden gebildet sein, die den IC-Baustein 210 umgeben.
Wie durch Schaubild 200 veranschaulicht, sind die erste Signalführungsstruktur 206 und die zweite Signalführungsstruktur 214 aneinander ausgerichtet und eine äußere Oberfläche des ersten Gehäuses 208 und des zweiten Gehäuses 216 stehen in physischem Kontakt, um einen optimalen Kommunikationsabstand und optimale Interferenz bereitzustellen.
Eine Datenübermittlung vom Sendeempfänger-IC-Baustein 202, z. B. von einer Antenne des IC-Bausteins verläuft durch den Kanal, der von der ersten Signalführungsstruktur 206 und der zweiten Signalführungsstruktur 214 gebildet wird, zum Sendeempfänger-IC-Baustein 210, z. B. empfangen von einer Antenne des IC-Bausteins. Beispielsweise kann ein Paar Vorrichtungen Daten untereinander übermitteln, indem Daten vom Sendeempfänger-IC-Baustein 202 zum Sendeempfänger-IC-Baustein 210 übermittelt werden. Die Signalführungsstrukturen zusammen mit der ordnungsgemäßen Ausrichtung können die Sendeleistung maximieren, die vom Empfänger-IC-Baustein empfangen wird. Bei manchen Implementierungen können die Signalführungsstrukturen aus einem metallischen Material, das die gesendeten Daten entlang der Signalführungsstrukturen zum Empfänger reflektiert, gebildet sein oder eine Schicht davon enthalten. Bei manchen anderen Implementierungen können die Signalführungsstrukturen aus einem elektromagnetischen absorbierenden Material gebildet sein oder eine Schicht davon enthalten, um Streusignale, die Interferenz verursachen können, zu verringern.
Auch wenn durchgängig das Beispiel einer kontaktlosen EHF-Kommunikation angeführt wird, können die BPSK-Demodulationsauslegungen, die in dieser Spezifikation beschrieben werden, für jede beliebige geeignete drahtlose Kommunikation verwendet werden, deren Informationen zur Kommunikation in einem modulierten Trägersignal codiert sind. Beispielsweise kann die Demodulation mit einem breiten Spektrum von Frequenzen verwendet werden, von sehr niedrigen Frequenzen, z. B. ein paar Kilohertz, bis zu sehr hohen Frequenzen, z. B. 1000 GHz. Genauso kann die Demodulation für verschiedene drahtlose Anwendungen verwendet werden, beispielsweise FM-Funk, z. B. mit 100 Megahertz (MHz), Digitalfunk mit hoher Reichweite, z. B. mit 150 MHz, medizinische Kommunikation, z. B. mit 433 MHz, ISM-Apps, z. B. mit 900 MHz, 2,4–2,5 GHz, 5–6 GHz, 57–64 GHz usw. Die Demodulationsauslegungen können auch für verschiedene Kommunikationsprotokolle wie Bluetooth, BLE, LTE, CDMA, WLAN usw. verwendet werden.
Typische PSK-Kommunikationen
3 ist ein Blockschaubild eines beispielhaften Kommunikationssystems 300 mit Demodulation. Insbesondere enthält das Kommunikationssystem 300 sowohl Modulations- als auch Demodulationswege für den Datenversand bzw. Datenempfang. Beispielsweise für einen Sendeempfänger, der zum Senden und Empfangen von Daten genutzt wird, je nach Einstellmodus des Sendeempfängers. Der Einfachheit halber ist eine einzige Struktur dargestellt, allerdings können bei manchen anderen Implementierungen die Wege unabhängig sein und mit gesonderten Antennen z. B. von verschiedenen IC-Bausteinen verknüpft sein, ohne die allgemeine Funktionsweise der Modulation und Demodulation zu ändern.
Zum Senden der modulierten Daten können eingehende digitale Daten zunächst durch eine Sende- und Empfangs-Basisbandverarbeitung 302 empfangen werden, die die RF-Funktionen für das Kommunikationssystem 300 steuert. Die Basisbandverarbeitung kann Durchführen einer Synchronisierung, Nachverfolgen, Digitalverarbeitung und Codieren (alternativ Decodieren empfangener Daten) eines unmodulierten Digitalsignals beinhalten, das zu sendende Informationen (oder die empfangen werden) enthält. Nach der Verarbeitung werden die Daten dann auf einem Modulationsweg zu einer Antenne 304 geführt. Die Antenne 304 sendet dann das modulierte Signal, z. B. zu einem Empfänger einer anderen Vorrichtung.
Der Modulationsweg enthält einen Digital-Analog-Wandler 306. Der Digital-Analog-Wandler 306 wandelt die digitalen Daten in Schwingungsverlaufsymbole um, wobei jedes eine Ganzzahl von Bits repräsentiert. Deshalb repräsentiert jedes Symbol eine Nachricht, die aus N Bits besteht.
Der PSK-Modulator 308 wendet die Symbole auf ein Trägersignal an. Die PSK-Modulation moduliert die Phase des Trägersignals durch Variieren der Sinus- und Kosinuseingänge zu einer genauen Zeit. Somit dienen die modulierten Phasen dazu, die entsprechenden digitalen Zustände darzustellen. Jedes digitale Modulationsschema nutzt eine finite Anzahl unterscheidbarer Signale, um digitale Daten darzustellen. PSK nutzt eine finite Anzahl von Phasen, wobei jeder ein entsprechender digitaler Zustand mit einem einzigartigen Muster von Binärziffern zugeordnet ist. Normalerweise codiert jede Phase eine gleiche Anzahl von Bits. Jedes Bitmuster bildet das Symbol, das durch die bestimmte Phase repräsentiert wird.
Das Trägersignal mit verschiedenen Phasen wird durch eine Phasenregelschleife (Phase Locked Loop PLL) 310 erzeugt. Die in 3 dargestellte PLL 310 enthält einen Phasen-/Frequenzkomparator 312, ein Filter 314, einen lokalen Oszillator 316 und einen Frequenzteiler 318. Der Phasen-/Frequenzkomparator 312 hat als Eingang einen Referenzeingang und Rückkopplung vom lokalen Oszillator 316. Der Phasen-/Frequenzkomparator erzeugt eine Spannung, die die Phasen-/Frequenzdifferenz zwischen den beiden Signalen darstellt. Der Spannungsausgang dient dazu, den lokalen Oszillator 316 so zu steuern, dass die Phasendifferenz konstant gehalten wird. Das Filter 314 stellt Stabilität für die PLL 310 bereit. Der lokale Oszillator 316 erzeugt ein periodisches schwingendes elektronisches Signal. In diesem Fall dient das erzeugte Signal als Trägersignal. Der Frequenzteiler 318 ist Teil eines Rückkopplungswegs zum Phasen-/Frequenzkomparator 312. Der Frequenzteiler 318 kann dazu dienen, eine Reihe von Frequenzen vom Oszillator zu erzeugen.
Das resultierende PSK-modulierte Signal wird durch einen Funkfrequenzverstärker 320 auf eine bestimmte Sendeleistung verstärkt und zum Senden zur Antenne 304 weitergeleitet. Ein Sende-/Empfangsschalter 322 kann dazu dienen, den Weg vom Sendeweg zur Antenne selektiv zu öffnen oder den Weg für empfangene Datensignale von der Antenne 304 zu öffnen. Bei manchen Implementierungen wird der Sende-/Empfangsschalter 322 nicht benötigt, weil der Versand der modulierten Daten und der Empfang der modulierten Daten eher mit dedizierten Antennen als mit gemeinsam genutzten verknüpft ist, oder wenn der Sendeempfänger Vollduplex ist und einen gleichzeitigen Sende- und Empfangsmodus erlaubt.
Bei wieder anderen Implementierungen werden der Sender und der Empfänger nicht gleichzeitig verwendet (Halbduplexmodus) und der Sendeleistungsverstärker kann ausgeschaltet werden, wenn der Empfänger von der Antenne empfängt und umgekehrt.
Wenn die Antenne 304 ein moduliertes Signal von einer anderen Vorrichtung empfängt, leitet der Sende-/Empfangsschalter 322 das Signal über einen Demodulationsweg, um die analogen/digitalen Daten aus dem Trägersignal zu extrahieren. Ein Bandpassfilter 324 kann dazu dienen, beliebige Signale außerhalb der bestimmten erwarteten Frequenzen des empfangenen Signals (Kanalbandbreite) herauszufiltern. Dann kann ein rauscharmer Verstärker 326 dazu dienen, die Verstärkung des empfangenen modulierten Signals zu erhöhen.
Der PSK-Modulator 328 dient dazu, die Symbole, die Daten codieren, vom Trägersignal zu trennen. Bei der PSK-Demodulation kann die PLL 310 dazu genutzt werden, die Phasenwechsel, die dazu dienen, jedes Symbol im Trägersignal zu codieren, zu identifizieren. Insbesondere erfolgt die Empfangsdemodulation synchron. Das bedeutet, dass die Frequenz und Phase des lokalen Oszillators im Wesentlichen identisch mit der eingehenden Trägerfrequenz und -phase sein müssen, um die Demodulation durchzuführen.
Zur Bereitstellung der Synchronisation muss der lokale Oszillator gleichphasig mit dem eingehenden Signal platziert werden. Dies wird als Synchronisation der Trägerfrequenz/-phase bezeichnet. Die Synchronisation der Trägerfrequenz/-phase kann durch einen Schaltkreis bereitgestellt werden, der als Costas-Schleife bezeichnet wird. Die Costas-Schleife kann teilweise analog und digital sein.
4 zeigt ein Blockschaubild einer beispielhaften Costas-Schleife 400 für die BPSK-Demodulation. Die Costas-Schleife 400 erzeugt ein Fehlersignal, das unabhängig von der Datenrate ist und wächst bei doppelter Phasendifferenz zwischen dem lokalen Oszillator 402 und dem eingehenden Signal 404. Die Costas-Schleife 400 nutzt die meisten der in 3 vorhandenen Blöcke 328 und 318 mit einem zusätzlichen Multiplizierer ähnlich dem Komparator 312, der das Fehlersignal erzeugt, das den lokalen Oszillator 316 steuert, und stellt diese synchronen Informationen bereit, um die Demodulation durchzuführen.
Insbesondere dient, wie in 4 gezeigt, der lokale Oszillator 402 dazu, zwei Ausgänge mit Phasendifferenzen von 90 Grad zu erzeugen. Die beiden Signale werden durch entsprechende Mischer oder Phasendetektoren 406, 408 mit dem Eingangssignal gemischt. Der Ausgang der Mischer enthält die Phasendifferenz zwischen dem entsprechenden Oszillatorsignal und dem Eingangssignal. Der Ausgang jedes Mischers 406, 408 wird durch entsprechende Tiefpassfilter 410, 412 geführt, um jeweils die hochfrequenten Komponenten herauszufiltern, aber den Phasen-/Frequenzfehler des modulierten Signals beizubehalten. Der Ausgang jedes Tiefpassfilters wird einem dritten Mischer 414 bereitgestellt, der den Ausgang der beiden Tiefpassfilter 410 und 412 kombiniert und die Datenmodulation für die innere Schleife durch Selbstmultiplikation entfernt. Der Ausgang des dritten Mischers 414 verläuft durch einen dritten Tiefpassfilter 416, der die Stabilität und Bandbreite der gesamten Costas-Schleife bestimmt. Der lokale Oszillator 402 wird durch das Eingangssignal gesteuert, um das Fehlersignal so zu minimieren, dass die Phase des lokalen Oszillators mit der Phase des Eingangssignals synchronisiert wird. Das demodulierte Signal ist am Ausgang des Tiefpassfilters 410 als eine Spannung mit positiver Amplitude beispielsweise für ein Bit „1” und einer Spannung mit negativer Amplitude für ein Bit „0” verfügbar.
5 zeigt ein Blockschaubild eines beispielhaften Trägerextraktionsschaltkreises 500. Der Trägerextraktionsschaltkreis kann dazu dienen, ein Signal des lokalen Oszillators zu erzeugen, das mit der Phase und Frequenz eines eingehenden modulierten Signals synchron ist. Der Trägerextraktionsschaltkreis 500 enthält eine PLL 502, deren Erfassungsbereich den maximalen Frequenzbereich der Trägerfrequenz des eingehenden Signals einschließlich des anfänglichen Frequenzoffsets der Senderfrequenz (Ungenauigkeit) und verschiedener Frequenzdriften beispielsweise mit der Temperatur überschreitet.
Ein Eingangssignal 504, das eine Rauschkomponente enthalten kann, wird zuerst durch einen Verstärker mit automatischer Verstärkungsregelung (AGC) 506 geleitet, der seinen Ausgang verstärkt und auf einem konstanten Hüllkurvenpegel hält, in einem Bereich für den Trägerextraktionsschaltkreis mit einer automatischen Verstärkungsregelung oder mit einem Begrenzer. Eine hohe Verstärkung kann abhängig von verschiedenen Faktoren nötig sein, darunter der Stärke des Eingangssignals, einem Betrag des Eingangsrauschens und dem dynamischen Bereich des Eingangssignals. Auf die AGC 506 folgt ein Quadrierer 508, der die Signalhüllkurve gleichrichtet und nebenbei die Wirkung hat, die Trägerfrequenz mit zwei zu multiplizieren. Der Quadrierer 508 entfernt die 180-Grad-Phasenverschiebungen der BPSK-Modulation und erzeugt ein gleichgerichtetes Signal mit der verdoppelten Frequenz, das frei von Phasenverschiebungen ist.
Nach dem Quadrierer 508 wird das Signal dann durch ein Bandpassfilter 510 geleitet. Das Bandpassfilter 510 entfernt unerwünschte Frequenzterme außerhalb der verdoppelten Trägerfrequenz. Das gefilterte Signal wird an die PLL 502 geleitet. Die PLL 502 filtert das Rauschen heraus, das möglicherweise innerhalb der Frequenzbandbreite, die durch das Bandpassfilter 510 durchgelassen wird, vorhanden ist und verriegelt das Signal mit dem Doppelfrequenzeingang mit einer Synchronizität der Frequenz und Phase. Als Nächstes teilt ein Frequenzteiler 512 die doppelte Frequenz in zwei, um eine Replik des Eingangssignalträgers mit der ursprünglichen Frequenz und gleicher Phase zu erzeugen.
Nachdem das eingehende Signal erfasst ist, benötigt die PLL 502 gegebenenfalls einen Zeitraum (Erfassungszeit) zur Phasen- und Frequenzverriegelung. Die Erfassungszeit hängt von verschiedenen Parametern ab, z. B. dem Eingangspegel des eingehenden Signals, dem Rauschpegel, der Verstärkung des PLL-Phasenkomparators, der VCO-Verstärkung und der Transferfunktion ihres optionalen Schleifenfilters.
Das verriegelte Oszillatorsignal und das Eingangssignal speisen den PSK-Demodulator 328. Die resultierenden Symbolschwingungsverläufe können weiter gefiltert werden, bevor sie einer Analog-Digital-Wandlung 330 (3) unterzogen werden, um den Schwingungsverlauf der Symbole in ihre entsprechenden Bits zu verwandeln.
Verwendung der Topologie eines superregenerativen Verstärkers (SRA)
6A–6E veranschaulichen beispielhafte SRA-Schaltkreise. Im Allgemeinen ist ein SRA ein regenerativer Verstärker, der eine Rückkopplungsschleife nutzt, um die Verstärkung des SRA über einen Zeitraum zu erhöhen. Der SRA ist typischerweise ein zeitvarianter Schaltkreis. Bei manchen Implementierungen kann der SRA die Verstärkung auf einen ausgelegten Maximalwert erhöhen, beispielsweise exponentiell oder linear. Ferner setzt der SRA die progressive Verstärkung periodisch zurück.
6A zeigt einen Beispielschaltkreis eines typischen SRA 600. Der SRA 600 enthält einen Verstärker 602 und eine Verzögerungsleitung 604. Ein Eingangssignal kann durch ein Trennglied 601 zum Verstärker 602 verlaufen. Ein Abschnitt des Ausgangs des Verstärkers 602 wird zur Verzögerungsschleife 604 weitergeleitet, während der Rest vom SRA 600 ausgegeben wird. Die Verzögerungsleitung 604 stellt eine spezifizierte Phasenverzögerung für das verstärkte Signal bereit, die von der Länge der Verzögerungsleitung abhängt. Beispielsweise kann die Verzögerungsleitung 604 eine Verzögerung von 360 Grad bereitstellen. Das verzögerte Signal wird dann zu einem Addierer 606 geleitet, der das verzögerte Signal zur Verstärkung zurück zum Eingangssignal addiert.
Bei jedem beispielhaften SRA kann das verzögerte Signal gleichphasig mit dem Eingangssignal sein, solange der zu signalisierende Eingang die Phase nicht wechselt. Wenn die Eingangsphase wechselt, wird der Wechsel einen Zeitraum lang aufgrund des Verzögerungswegs in der Verzögerungsleitung nicht wiedergegeben. Die Verzögerungsleitung 604 kann ein Trennglied enthalten, um Signale daran zu hindern, in umgekehrter Richtung durch die Verzögerungsleitung 604 zu verlaufen. Der Verstärker 602 verstärkt dann das kombinierte Signal, wodurch die gesamte Signalverstärkung weiter erhöht wird. Der Prozess wiederholt sich mit zunehmender Verstärkung des Eingangssignals über eine maximale Regenerationszeit, in der eine Rücksetzung erfolgt. Ein Rücksetzschalter 608 öffnet den Schaltkreis als Reaktion auf ein Rücksetzsignal, so dass die Verstärkung des Eingangssignals zurückgesetzt wird.
Der SRA 600 stellt eine Reihe von Merkmalen bereit. Nach dem Rücksetzen beginnt der SRA schnell mit der Regeneration, d. h. der Verstärkungszyklus beginnt erneut. Der SRA stellt eine hohe Verstärkung mit einer einzigen Stufe bereit. Der SRA kann dafür ausgelegt werden, eine lineare oder exponentielle Verstärkung bereitzustellen, die bestimmte Frequenzselektivität kann spezifisch eingestellt werden, und es wird eine unabhängige Einstellung mehrerer SRA-Parameter, darunter der Verstärkungsbetrag für jeden Zyklus und die Rücksetzbedingungen, bereitgestellt. Eine lineare Verstärkung kann dazu dienen, im Vergleich mit einem SRA mit exponentieller Verstärkung eine größere Kontrolle bereitzustellen. Der SRA kann ferner dazu dienen, die Phasensynchronisationsstrukturen zu ersetzen, die für die Demodulation verwendet werden, z. B. PLL, Costas-Schleife, lokaler Oszillator und/oder Frequenzextraktionsschaltkreise, die oben in Bezug auf 3–5 beschrieben sind. Bei manchen Implementierungen kann die Verzögerungsleitung durch ein geeignetes Bandpassfilter, z. B. ein Rohrbandpassfilter, ersetzt werden. Die Verzögerungsleitung kann auf einen minimalen Verzögerungsbetrag begrenzt werden, beispielsweise 180 Grad.
6B zeigt einen Beispielschaltkreis eines SRA 610. Der SRA 610 ist ähnlich wie der SRA 600 und enthält einen Verstärker 612, ein Trennglied 613, einen Addierer 615 und eine Verzögerungsleitung 614. Jedoch ist im SRA 610 ein Rücksetzschalter 616 entlang desselben Wegs positioniert wie die Verzögerungsleitung 614, so dass der Rücksetzschalter den Weg der Verzögerungsleitung 614 öffnet anstatt den direkten Weg vom Verstärker 612 zum Ausgang.
Diese Auslegung kann manche Vorteile haben, wenn die Regenerationszeit sehr kurz ist. Erstens hält die Positionierung des Rücksetzschalters 616 in der Verzögerungsleitung 614 das Eingangssignal am Ausgang präsent, auch wenn der Rücksetzmodus aktiv ist. Zweitens startet der SRA 610, wenn der Rücksetzstift gelöst ist, den Regenerationsprozess sofort, was im Vergleich zum SRA 600 aus 6A eine schnellere Regeneration eines weiteren Zyklus der Trägerfrequenz ergeben kann.
Wenn beispielsweise die Verzögerung, die durch die Verzögerungsleitung 604 des SRA 600 bereitgestellt wird, 360 Grad beträgt, beträgt die Trägerfrequenz (Fc) 100 GHz (= Periode von 10 ps (Picosekunden)) und die Symbolrate beträgt 10 Gigabit pro Sekunde ”Gbps” (entsprechend einer Symboldauer von 100 ps), die maximale Regenerationszeit, die eine Rücksetzzeit von 10% der Symboldauer annimmt, wird 90 ps und stellt 90 ps/10 ps = 9 Regenerationszyklen bereit. Dagegen können dieselben Parameter bei SRA 610 innerhalb derselben Zeit 10 Renerationszyklen bereitstellen.
Beim SRA 600 kann die maximale Anzahl der Regenerationszyklen vor dem Rücksetzen für einen bestimmten Verzögerungsbetrag, der durch die Verzögerungsleitung (360 Grad) bereitgestellt wird, und für einen Zyklus, der in der Mitte eines eingehenden Symbols beginnt, berechnet werden. Insbesondere wird die maximale Anzahl der Regenerationen folgendermaßen berechnet:
wobei T_Symbol der Zeit des eingehenden Symbols (d. h. die Umkehrung der Datenrate) und T_c die Trägerperiode 1/F_c ist.
Daher gibt es in einem bestimmten Beispiel, wenn die Trägerfrequenz Fc 50 GHz beträgt, was einem T_c von 20 ps entspricht, die BPSK-Symbolzeit T_Symbol 200 ps (bei einer Datenrate von 5 Gbps) beträgt, die Regenerationszeit gleich 80% der Zeit des eingehenden Symbols ist und die Rücksetzzeit gleich 20% der Zeit des eingehenden Symbols ist, acht Renerationszyklen für den SRA 600 vor dem Rücksetzen.
Beim SRA 610, der auch eine Verzögerung von 360 Grad in der Verzögerungsleitung 604 aufweist, wird die maximale Anzahl der Regenerationszyklen genauso berechnet wie oben für den SRA 600 mit einem zusätzlichen Regenerationszyklus.
Deshalb ist die Anzahl der Regenerationszyklen beim SRA 610 für dieselben Beispielwerte, die oben mit Bezug auf SRA 600 verwendet werden, neun. Die Anzahl der Regenerationszyklen entspricht einer Anzahl der maximalen gleichgerichteten Hüllkurvenverstärkung des Signals durch den SRA in einer Stufe, was für ein Hochgeschwindigkeits-/Hochfrequenzsystem bedeutend ist.
6C zeigt einen Beispielschaltkreis eines SRA 620. Der SRA 620 enthält einen Verstärker 622 und einen Rücksetzschalter 624, der in der direkten Leitung vom Verstärker 622 und dem Ausgang positioniert ist. Der Rückkopplungsweg enthält die Verzögerungsleitung 626 und einen Inverter 628. Die Verzögerungsleitung 626 und der Inverter 628 stellen jeweils eine Verzögerung von 180 Grad bereit. Insbesondere weist der Inverter 628 eine Verstärkung von (–1) auf, was einem Wechsel von 180 Grad entspricht, aber ohne oder mit geringer Verzögerung. Ein Vorteil dieser Auslegung besteht darin, dass sie nur die halbe Länge der Verzögerungsleitung 626 benötigt im Vergleich beispielsweise zur Verzögerungsleitung 604 des SRA 600. Ferner regeneriert sich der SRA 620 doppelt so schnell, weil zwei Regenerationen pro vollem Trägerzyklus erfolgen im Vergleich zu einem. Insbesondere dauert es bei einer kürzeren Verzögerungsleitung nur eine halbe Periode der Trägerfrequenz, um zum Eingang zurückaddiert zu werden (Verzögerung mit 180-Grad-Verschiebung), z. B. 10 ps im Vergleich zum Abwarten einer vollen Periode, die doppelt so lange dauert (Verzögerung mit 360-Grad-Verschiebung), z. B. 20 ps.
Aufgrund der kürzeren Verzögerung wird die maximale Anzahl der Regenerationszyklen beim SRA 620 mit einer Verzögerung von nunmehr nur 180 Grad verdoppelt, wie durch Folgendes gezeigt:
Bei Verwendung derselben Parameter wie oben in Bezug auf SRA 600 ergibt dies die doppelte maximale Anzahl von Regenerationen beim SRA 620, z. B. 16 Regenerationszyklen vor dem Rücksetzen statt 8.
6D zeigt einen Beispielschaltkreis eines SRA 630. Der SRA 630 ist ähnlich wie der SRA 620 aus 6C. Allerdings ist zusätzlich zur Verwendung der Verzögerungsleitung 632, die eine Verzögerung von 180 Grad bereitstellt, und eines Inverters 634 mit einer Verstärkung von (–1) zur Bereitstellung eines Äquivalents zu einer zusätzlichen Verzögerung um 180 Grad ein Rücksetzschalter 636 in der Rückkopplungsschleife der Verzögerungsleitung 632 positioniert. Ähnlich wie der SRA 630 wird die Verzögerungsleitung 632 nur durch Bereitstellung einer Verzögerung von 180 Grad verkürzt. Zusätzlich ermöglicht es die Position des Rücksetzschalters 636 im Abschnitt der Verzögerungsleitung dem Eingangssignal, sich auch während eines Rücksetzvorgangs zum Ausgang fortzusetzen. Ferner kann die Position des Rücksetzschalters aus der direkten Leitung des Eingangssignals wie beim Beispiel SRA 610 aus 6B die Regeneration im Verhältnis zum SRA 620 aus 6C erhöhen.
Der SRA 630 kombiniert die kürzere Verzögerungsleitung mit dem Rücksetzschalter und erhöht die maximale Anzahl der Regenerationszyklen weiter. Als Ergebnis verdoppelt die maximale Anzahl der Regenerationszyklen die Regenerationszyklen des SRA 600 plus ein Regenerationszyklus, wie durch den SRA 610 veranschaulicht, was durch die folgende Gleichung veranschaulicht wird:
Die in 6C und 6D gezeigten SRA-Topologien können gegenüber den SRA-Topologien von 6A und 6B vorteilhaft sein, weil sie sich bei ähnlichem Stromverbrauch schneller regenerieren und eine höhere Verstärkung bereitstellen. Dagegen liegt ein Vorteil der SRA-Topologien von 6A und 6B darin, dass Eingangs- und Grundrauschen mit einer langsameren Rate verstärkt werden im Vergleich zu den SRA-Topologien, die in 6C und 6D gezeigt werden, was ein geringeres Ausgangsrauschen ergeben kann.
6E zeigt eine Symboldarstellung 640 eines SRA, z. B. zur Verwendung in Schaltkreisdiagrammen, die eine BPSK-Demodulation zeigen. Die Symboldarstellung kann dazu dienen, beliebige der SRA-Topologien darzustellen, die in dieser Spezifikation beschrieben werden, z. B. 6A–6D. Auf der linken Seite der Symboldarstellung 640 sind ein Eingangssignaleingang 642 und ein Rücksetzsignaleingang 644 positioniert. Dargestellt ist eine optionale Verzögerungs-/Frequenzeinstellung 646 und kann in bestimmten Anwendungen eingesetzt werden. Eine typische Verzögerungseinstellung kann beispielsweise 0 bis 45 Grad sein. Alternativ ist eine typische Frequenzeinstellung +/–10% der Mittenresonanzfrequenz. Eine optionale Schleifenverstärkungseinstellung 648 wurde für den Bedarfsfall ebenfalls hinzugefügt. Eine typische Schleifenverstärkungseinstellung ist 0,0 bis 2,0. Die Verzögerungseinstellung, Frequenzeinstellung und Schleifenverstärkungseinstellung können unabhängig einstellbare Parameter sein.
Bei einer anderen Implementierung des SRA 620 und 630 sind die Verstärkung von minus Eins und der Addierer in einer Funktion kombiniert, so dass der negative Verstärkungsblock entfällt und der Addierer durch einen Subtrahierer ersetzt ist, bei dem das Schleifensignal vom Eingangssignal subtrahiert statt addiert wird. Mit anderen Worten: der Subtrahierer ergibt ein Signal, das dem Eingangssignal minus dem verzögerten Schleifensignal entspricht. Ein anderes Beispiel für die Verwendung eines Subtrahierers wird nachfolgend mit Bezug auf 14 beschrieben.
7 zeigt noch eine weitere Implementierung eines SRA 700 mit einem Oszillatorverstärker 700. Der SRA 700 hat eine eingebaute Festverzögerung 702 von 180 Grad als Teil seiner Topologie. Die Verzögerungsleitung 702 kann real oder virtuell sein. Wenn sie virtuell ist, kann sie durch die Topologie der Funktionen von 7 (die Art, in der die Komponenten miteinander verbunden sind) bereitgestellt werden, die nachstehend genauer beschrieben ist. Der Ausgang des SRA 700 enthält auch einen Resonanzschaltkreis 712, der durch eine Gm-Verstärkerzelle 706 auf Frequenz F0 abgestimmt ist, wobei Frequenz F0 nahe oder im Wesentlichen gleich der Eingangsträgerfrequenz ist. Das Eingangssignal wird mit einem Addierer 708 zum Ausgang des Resonanzschaltkreises addiert und das Summensignal zu einem Ausgang geleitet.
Zum Abstimmen von F0 auf Fc können verschiedene Techniken verwendet werden. Bei einer Implementierung gibt es vor Beginn der Datenübermittlung eine Trainingssequenz. Ein Sender wird dabei angewiesen, die Trägerfrequenz ohne ein Modulationssignal zu senden. Die Rücksetzung ist getaktet und kann nahe an der Symbolrate liegen, aber in diesem Stadium wird keine Synchronisation verwendet. Die Rücksetzung kann mit einer zyklischen Regenerationsperiode und einer Rücksetzperiode getaktet sein, beispielsweise einer Regenerationsperiode von 80% und einer Rücksetzperiode von 20%. Die Abstimmung von F0 wird sequentiell Schritt für Schritt geändert und die maximale Amplitude der Hüllkurve des gleichgerichteten Regenerationssignals wird für jeden Schritt aufgezeichnet. Beispielsweise wird, wieder auf 6E Bezug nehmend, die Verzögerungseinstellung 646 in diskreten Schritten eingestellt, so dass V_max für den Schritt identifiziert wird, in dem F0 im Wesentlichen nahe Fc liegt. Die maximale Amplitude V_max wird gewonnen, wenn F0 im Wesentlichen gleich Fc ist. Die Abstimmung von F0 auf V_max wird eingestellt und für mindestens einen Zeitraum während der Datenübermittlung aufrechterhalten.
Der Resonanzschaltkreis 704 stellt ein Oszillatorverhalten gleichphasig mit dem Eingangssignal bereit. Das Rücksetzsignal an den Rücksetzschalter 710 setzt die Energie zurück, die am Ende der Regeneration im Schaltkreis enthalten ist. Da die Verzögerung fest ist, kann bei dieser Implementierung eine optionale Einstellung von F0 entsprechend der Eingangsträgerfrequenz Fc durchgeführt werden, indem die Resonanz eines Resonators 712 eingestellt wird. Der Resonator 712 kann verschiedene Resonanzschaltkreise wie etwa einen diskreten Induktivitätskondensator LC, eine Verzögerungsleitung, einen Resonator, ein SOW, ein SAW usw. verwenden.
Für einen linearen Verstärkungsmodus muss der Oszillatorschaltkreis eine Schleifenverstärkung von Eins bereitstellen. Wenn kein Eingangssignal vorhanden ist, kann der Schaltkreis beginnen, aufgrund des Rauschens im Eingang oder im SRA von selbst zu schwingen. Jedoch kann diese Schwingung relativ zur Eingangssymbolrate lange Zeit dauern und sollte bei dieser Implementierung nicht von Belang sein, weil der SRA 700 mit einer Rate, die der Rate der eingehenden Symbole ähnlich ist, zurückgesetzt wird. In manchen Fällen kann eine sehr lange Reihe von Bitwerten „1” oder „0” zu einer Eigenschwingung des Schaltkreises führen. Um dies zu verhindern, kann mithilfe geeigneter konventioneller Techniken eine digitale Codierung wie Nichtrückkehr zu null („NRZ”) hinzugefügt werden. Mit der Hinzufügung des Eingangssignals beginnt die Schwingungsregeneration sofort, wobei das Eingangssignal additiv zum Ausgang ist.
8 ist ein Blockschaubild einer weiteren Implementierung eines SRA 800 mit einem beispielhaften Oszillatorverstärker. Der SRA 800 stellt einen SRA bereit, bei dem das Signal differentiell ist statt unsymmetrisch wie beim SRA 700. Manche Anwendungen, bei denen dies wichtig sein kann, sind unter anderem solche, bei denen die Frequenz sehr hoch und der verbrauchte Strom kritisch ist. Bei einem differentiellen Ansatz wird im Allgemeinen ein Faktor zwei an Verstärkung gewonnen und eine höhere Gleichtaktunterdrückung gegen Zufallsrauschen und deterministische Rauschquellen, darunter beispielsweise Taktgeber oder andere im System verwendete Signale/Frequenzen, bereitgestellt.
Zur Bereitstellung eines differentiellen Signals wird das Eingangssignal in zwei Signale mit einer Phasendifferenz von 180 Grad getrennt. Die beiden Signale verlaufen durch verschiedene Wege eines Resonanzschaltkreises 802, wobei jeder Weg des Resonanzschaltkreises 802 jeweilige Verzögerungsleitungen 804 enthält, die jeweils mit 180 Grad an einer Gm-Verstärkerzelle 806 befestigt sind. Die Verzögerungsleitungen 804 können real oder virtuell sein. Wenn sie virtuell sind, können sie durch die Topologie der Funktionen von 8 (die Art, in der die Komponenten miteinander verbunden sind) bereitgestellt werden. Der Resonanzschaltkreis 812 wird durch die Gm-Verstärkerzelle 806 auf Frequenz F0 abgestimmt, wobei Frequenz F0 nahe oder im Wesentlichen gleich der Eingangsträgerfrequenz ist. Die getrennten Eingangssignale werden durch Addierer 808 zu den jeweiligen Ausgängen des Resonanzschaltkreises addiert und die Summensignale zu einem differentiellen Ausgang geleitet.
Ein Rücksetzsignal an den Rücksetzschalter 810 setzt die Energie zurück, die am Ende der Regeneration für beide Signale im Schaltkreis enthalten ist. Da die Verzögerung fest ist, erfolgt dann bei dieser Implementierung eine optionale Einstellung von F0 relativ zur Eingangsträgerfrequenz Fc durch Einstellen der Resonanz eines Resonators 812. Der Resonator 812 kann verschiedene Resonanzschaltkreise wie etwa einen diskreten Induktivitätskondensator LC, eine Verzögerungsleitung, einen Resonator, ein SOW, ein SAW usw. verwenden.
Bei manchen Implementierungen können beim SRA, z. B. einem SRA, der den in 6–8 gezeigten ähnlich ist, ein oder mehrere der Trennglieder entfallen. Bei manchen Implementierungen kann ein Trennglied durch eine andere Komponente ersetzt werden. Beispielsweise kann ein Eingangstrennglied durch einen Verstärker mit der Verstärkung G2 ersetzt werden. Bei manchen anderen Implementierungen können ein oder mehrere Addierer, z. B. wie in 6–8 gezeigt, durch einen Subtrahierer und eine 180-Grad-Verzögerungsleitung ersetzt werden. Der Subtrahierer entspricht dem Eingangssignal minus dem verzögerten Schleifensignal. Die Verwendung des Subtrahierers kann beispielsweise erfolgen, um den invertierenden Verstärker mit einer Verstärkung von (–1) in 6C und 6D unnötig zu machen.
Die Verzögerungsleitung in jedem der oben, z. B. in 6–8, beschriebenen SRAs stellen sowohl reale Verzögerungsleitungen als auch virtuelle Verzögerungsleitungen dar. Eine reale Verzögerungsleitung ist eine Verzögerung, die durch eine Sendeleitung verursacht wird, die eine bestimmte Zeitdauer in Anspruch nimmt. Diese Verzögerung kann effektiv durch andere Strukturen oder Verbindungstopologien erzeugt werden, die die Phase um einen bestimmten Betrag ändern, der einer Verzögerungslänge entspricht. Beispielsweise kann die „virtuelle” Verzögerung durch ein Filter mit einer Gruppenverzögerung, die nicht null ist, z. B. ein Band- oder Tiefpassfilter, bereitgestellt werden. In einem anderen Beispiel kann die Verzögerung durch einen Verstärker mit einer Verstärkung von (–1) bereitgestellt werden, wie in 6C gezeigt. Ähnlich kann eine Verstärkung von (–1) durch eine Gm-Transistorstruktur bereitgestellt werden, wie in 7 gezeigt. Hier gibt es keine physikalische Verstärkung, aber das Signal wird invertiert. Bei manchen Implementierungen können andere Strukturen auch die virtuelle Verstärkung bereitstellen, beispielsweise bestimmte Kombinationen von Transistorstrukturen, bei denen die Gates und Drains in einer bestimmten Art und Weise verbunden sind.
Verhalten des SRA
Verstärkungsverhalten
Die Verstärkung eines SRA kann linear oder logarithmisch sein, je nach seiner Schleifenverstärkung G1. Die Schleifenverstärkung stellt die Gesamtverstärkung/-dämpfung der Schleife mit dem Verstärker, dem Rücksetzschalter, dem Verzögerungstrennglied und dem Addierer dar. Angenommen, das Eingangssignal ist eine Sinuswelle und lineare Schaltkreise werden verwendet und eine Schleifenverstärkung von Eins G1 = 1, kann mit der Topologie beispielsweise von SRA 600 aus 6A gezeigt werden, dass die Ausgangsspannung v_aus(t) = N × v_ein(t) wird, wobei N die Anzahl der Regenerationszyklen ist (N = f_C/f_SYMB = Verhältnis der Trägerfrequenz zu Symbolrate). Wenn die Verzögerung 180 Grad beträgt, wird der Betrag verdoppelt. Wenn beispielsweise die Symbolrate 5 Gbps und die Trägerfrequenz 55 GHz beträgt, gilt N = 55/5 = 11, wobei ein SRA mit einer Verzögerung von 360 Grad aufweist, und die Ausgangsspannung v_aus(t) nach 11 Zyklen der Trägerfrequenz wäre 11 × vein(t). Jedoch wird mit einer Verzögerung von 180 Grad die Ausgangsspannung v_aus(t) nach derselben Regenerationszeit 22 v_ein(t). In dB ausgedrückt, entspricht eine Spannungsverstärkung von 11 20log(11) = 20,8 dB. Alternativ entspricht eine Verstärkung von 22 in der Spannung 26,8 dB. Somit kann ein SRA-Schaltkreis als Ersatz für einen rauscharmen Verstärker dienen und ferner kann die Verstärkung gegenüber einem konventionellen einstufigen rauscharmen Verstärker hoch oder sehr hoch sein.
Wenn jedoch die Verstärkung G1 mehr als eins beträgt, beispielsweise 1,3, befindet sich der SRA im logarithmischen Modus, das heißt, er verstärkt regenerativ mit einer in etwa exponentiellen Zunahme, was durch folgende Gleichung ausgedrückt werden kann:
Wenn beispielsweise die Symbolrate 5 Gbps und die Trägerfrequenz 40 GHz beträgt, gilt N = 40/5 = 8 und die Ausgangsspannung v_aus(t) wäre v_ein(t) × (1,3 + 1,3² + 1,3³ + ...) = 31 × v_ein(t) nach 8 Zyklen der Trägerfrequenz. In dB ausgedrückt, entspricht eine Spannungsverstärkung von 31 20 × log(31) = 29,8 dB. Bei einer Verzögerung von 180 Grad erfolgt die Zunahme noch schneller und führt zu einer viel höheren Verstärkung.
Um die Verstärkung für jeden Zyklus progressiv zu erhöhen, muss ein Signal, das zum Eingangssignal addiert wird, gleichphasig zum Eingangssignal sein. Wenn die Verstärkung zunimmt, baut der SRA das Ausgangssignal aus dem Eingangssignal auf und beginnt dazu mit seiner Anfangsphase und -frequenz. Die Verzögerungsleitung ist so konzipiert, dass sie für das Signal einen 360-Grad-Phasenwechsel bereitstellt und sie zusammenaddiert und die Regeneration bis zur Sättigung oder Bereitstellung eines Rücksetzsignals fortsetzt. Wie oben in Bezug auf die beispielhaften SRA-Topologien beschrieben, können verschiedene SRA-Auslegungen eine Verzögerung von 180 Grad mit einem Inverter (Verstärkung –1) verwenden, um einen äquivalenten Phasenwechsel von 360 Grad bereitzustellen. Bei einer anderen SRA-Auslegung wird die Verzögerungsleitung durch eine Transferfunktion ersetzt, die das Signal entsprechend ihrer Transferfunktion formt. Die Transferfunktion kann durch ein Filter, einen Resonanzschaltkreis, ein Bandpassfilter, eine frequenz- oder phasenselektive Funktion usw. bereitgestellt werden. Das eingehende Signal und der Signalabschnitt, der in der Verzögerungsleitung verläuft, werden im Addierer zusammen addiert.
In manchen Beispielen ist das verzögerte Signal nicht gleichphasig mit dem aktuellen Eingangssignal am Addierer. Beispielweise kann die Phasenverzögerung 180 Grad betragen, aber die Addition im Addierer ist destruktiv und die Amplitude verringert sich progressiv auf null. Dies kann beispielsweise vorkommen, wenn ein moduliertes Signal Informationen durch einen Phasenwechsel codiert, z. B. unterschiedliche Phase für binäre 1 und 0.
Der Wert der Verzögerung oder der Gruppenverzögerung, die durch eine Filterverzögerung bereitgestellt wird, hängt von der bestimmten Frequenzselektivität (Qualitätsfaktor) des SRA ab und bestimmt einen Bereich der Frequenzoperation und/oder der Frequenzbandbreite des SRA. Die beste Leistungsfähigkeit der Spannungsregeneration wird erhalten, wenn die Phase des eingehenden Signals gleichphasig mit demjenigen ist, das durch die Verzögerungsleitung zum Addierer addiert wird. Beispielsweise ist bei 60 GHz die Periode eines Zyklus der Trägerfrequenz 1/F = 1/60 GHz = 16,7 ps. Eine Verzögerung von 360 Grad entspricht einer Wellenlänge und die Länge der Verzögerungsleitung für 60 GHz wird c/F = 3 × 10⁸/50 GHz = 6 mm bei einer Dielektrizitätskonstante von 1. Im Falle der Integration des SRA in einen integrierten Schaltkreis (IC) könnte die elektrische Länge durch Nutzung einer höheren Dielektrizitätskonstante oder durch Nutzung einer Verzögerung von 180 Grad plus einer Verstärkung von –1 verringert werden, was seine Länge um einen Faktor 2 verringern würde.
Verhalten der SRA-Amplitude – AM-Demodulation
Bei manchen Implementierungen kann der SRA als ein Amplitudenmodulationsdiskriminator verwendet werden. Die Erörterung des Verstärkungsverhaltens beschreibt, wie der SRA eine verstärkte Ausgangsspannung über die Zeit bereitstellt, die periodisch abgetastet und zurückgesetzt werden kann. Der SRA kann ein amplitudenmoduliertes Signal (AM) oder eine beliebige Form eines digitalen AM wie etwa ASK demodulieren, da die gleichgerichtete Ausgangshüllkurve N × v_ein(t) ist, wobei N die Anzahl der Regenerationszyklen und v_ein(t) ein möglicherweise AM-moduliertes Signal ist. Beispielsweise hat ASK zwei Amplitudenpegel A1 = 1 V und A2 = 0,2 V als A1(sin(wt)) oder A2(sin(wt)) und N = 5. Wenn der SRA periodisch in Synchronizität mit der Symbolrate zurückgesetzt wird, erzeugt Bit „1” die Spannung A1 am Eingang des SRA und wird N(A1), was gleich 5 V an seinem Ausgang ist, während A2 entsprechend N(A2) bereitstellt, was gleich 1 V ist. Es ist einfach, den Schnitt an einem Schwellenwertpegel von beispielsweise 1 V zu legen und die binäre „1” als Spannungen über 1 V entsprechend und die binäre „0” als Spannungen bei oder unter 1 V entsprechend zu unterscheiden.
SRA-Phasenverhalten – PSK-Demodulation
9 zeigt eine Ansicht 1100 beispielhafter Schwingungsverläufe, die von einem SRA mit einer Schleifenverstärkung Eins erzeugt werden. In der Ansicht 1100 ist ein BPSK-Eingangssignal zweifach dargestellt: (1) Im oberen Abschnitt der Ansicht 1000, der als Signal 1102 vergrößert dargestellt ist, und (2) innerhalb der Hauptsignalspur des SRA als Signal 1104, das dieselbe vertikale Skala verwendet, um eine progressive Verstärkungswirkung zu zeigen, die durch den SRA bereitgestellt wird. Dargestellt wird der unmodulierte eingehende Datenstrom 1106 sowie ein invertiertes Rücksetzsignal 1108.
In diesem Beispiel wird die Symbolzeit mit 200 ps (5 Gbps Datenrate) gewählt und die Trägerfrequenz ist 60 GHz. Auch das Rücksetzsignal kann als 10% der Symbolzeit gewählt werden, was in diesem Beispiel 20 ps entspricht. Mit diesen Beispielwerten beträgt die maximale Regenerationszeit 180 ps, was ca. 11 Zyklen der Trägerfrequenz entspricht.
In diesem Beispiel erlebt das Eingangssignal einen Phasenwechsel, der einem Wechsel im Datenstrom auf einen anderen Binärwert entspricht. Ein Phasenübergang von 180 Grad kann bei ca. 0,8 ns und 1,0 ns erkannt werden. Das SRA-Ausgangssignal 1110 stellt den Ausgang des SRA über zwei Phasenübergänge dar. Wie gezeigt, wächst die Ausgangssignal-Hüllkurve 1110 linear mit der Zeit, aber als Reaktion auf den Phasenwechsel von 180 Grad bei 0,8 ns und 1,0 ns behält das Ausgangssignal 1110 dieselbe Phase bei, nimmt aber linear während jedes Regenerationszyklus ab, bis es null erreicht. Mit anderen Worten: die erste Phase von 0,7 ns bis 0,8 ns war eine kohärente konstruktive Verstärkung, während die zweite Phase von 0,8 ns bis 0,9 ns eine kohärente destruktive Verstärkung war, die gegen null führt.
Das Rücksetzsignal 1108 wird mit einer Phase/Frequenz in Synchronizität mit der eingehenden Symbolrate und durch die Synchronisationsfunktion bereitgestellt. Die Synchronisationsfunktion wird nachfolgend mit Bezug auf 16 detaillierter beschrieben. Bei dieser Implementierung wird das Rücksetzsignal 1108 um ein halbes Symbol relativ zum eingehenden Datenstrom 1106 verzögert, damit der SRA auf den Phasenwechsel in der Mitte einer Regenerationsphase reagieren kann. Zusätzlich ist die rasche Zunahme der Regeneration in diesem Beispiel auf eine gewählte Verzögerung von 180 Grad und die Inversion in der SRA-Schleife zurückzuführen (z. B. wie im beispielhaften SRA, der in 6C oder 6D gezeigt wird), verglichen mit einer 360-Grad-Verzögerungsleitung.
10 zeigt eine Ansicht 1200 beispielhafter Schwingungsverläufe, die von einem SRA mit einer Schleifenverstärkung Eins erzeugt werden. Die Ansicht von 10 veranschaulicht das gegenteilige Szenario, in dem der Phasenwechsel durchweg 0 Grad beträgt (kein Phasenwechsel). Ähnlich der Ansicht 1100 von 9 zeigt die Ansicht 1200 ein BPSK-Eingangssignal 1202 zusammen mit einem SRA-Ausgangssignal 1204, das dieselbe vertikale Skala verwendet, um die Verstärkungswirkung zu veranschaulichen. Wie gezeigt, wechselt das BPSK-Eingangssignal 1202 nicht die Phase. Die resultierende Hüllkurve des SRA-Ausgangssignals 1204 nimmt auf den zweifachen Maximalpegel des in 9 gezeigten SRA-Ausgangssignals 1110 zu. Das unveränderte unmodulierte Datensignal 1206 ist oben in der Ansicht 1200 dargestellt und das invertierte Rücksetzsignal 1208 ist nahe des unteren Randes der Ansicht gezeigt.
Die positive gleichgerichtete Hüllkurve des SRA-Ausgangs 1204, die am Ende des Verstärkungszyklus für einen 180-Grad-Phasenwechsel im Wesentlichen null Volt betrug, wird eine große relative Spannung V_max für einen 0-Grad-Phasenwechsel. In diesem Beispiel ist V_max im Wesentlichen 22(V_ein) in diesem Fall von 2 N = 22 Halbzyklen des Trägers pro Zeit eines Symbolbits.
Somit wirkt der SRA als Verstärker mit der Verstärkung 22 bei einer sehr hohen Frequenz und sehr schnellen Datenrate und wandelt die Informationen der Eingangsphase in eine Ausgangsspannung, wobei eine „0” im Wesentlichen in null Volt übersetzt und eine „1” in V_max = 22(V_ein) übersetzt wird. Der nächste Schritt zur Demodulation der Informationen beinhaltet Gleichrichten des Signals, Filtern des Hochfrequenzinhalts (unter Beibehaltung der Signalhüllkurve), Schneiden des Signals mit einer Schwellenspannung um die Mitte zwischen V_max und null und Abtasten desselben zu einer Zeit nah am Ende des Verstärkungszyklus. Es kann eine weitere Digitalverarbeitung erfolgen. Diese zusätzlichen Demodulationsschritte werden nachfolgend mit Bezug auf 14 bis 16 detaillierter beschrieben.
Der SRA, der als Phasendiskriminator fungiert, erzeugt einen Ausgang, der eine Funktion eines Phasenwechsels, nicht einer absoluten Phase ist, deshalb stellt der SRA einen Ausgang bereit, der differentiell ist, d. h. eine differentielle Phasendemodulationsdiskrimination. Zur Wiedergewinnung des ursprünglichen Bitstroms kann eine Umwandlung von differentiell zu nichtdifferentiell eingesetzt werden.
Rücksetzung des SRA
Der SRA ist ein zeitvarianter Schaltkreis, der die Eingangsspannung progressiv über die Zeit mit linearem oder exponentiellem Wachstum verstärkt. Folglich muss der SRA zu einem bestimmten Zeitpunkt, einmal oder wiederholt, zurückgesetzt werden, um ihn in einem bestimmten Spannungsbetriebsbereich funktionsfähig zu halten. Wenn beispielsweise der Schaltkreis mit 5 VDC (Volt Gleichstrom) versorgt wird, würde sein Ausgang wachsen und den Grenzwert erreichen und auf 5 VDC oder weniger gesättigt, wenn er nicht zurückgesetzt wird, bevor er diese Spannung oder einen geringeren Wert erreicht, der im Betriebsspannungsbereich liegt, beispielsweise 3,5 VDC. Das Rücksetzsignal ist im Allgemeinen zyklisch und kann durch einen Taktgeber bereitgestellt werden oder selbst erzeugt werden. Ferner kann in einem Kommunikationssystem die Rücksetzrate optional synchron mit der eingehenden Datensymbolrate getaktet werden.
Bei einer Implementierung ist das Rücksetzsignal asynchron mit der eingehenden Symbolrate und wird selbst erzeugt. Da das Rücksetzsignal asynchron mit der eingehenden Symbolrate ist, kann das System die Verstärkung um einen bestimmten Betrag höher oder niedriger variieren, um die Zeittaktung ohne ein in den SRA eingehendes externes Signal zu ändern und dadurch eine selbsterzeugte Rücksetzung bereitzustellen.
Da das Rücksetzsignal inaktiv ist, setzt sich der Regenerationsprozess fort und das Eingangssignal wird kohärent regeneriert, bis seine gleichgerichtete Hüllkurvenspannung eine bestimmte Schwellenspannung in einem Komparator erreicht. An diesem Punkt wird die Rücksetzung aktiviert und das Signal wird durch das Rücksetzsignal zurückgesetzt. Da die gleichgerichtete Hüllkurve des Signals auf null abnimmt und den Schwellenpegel unterschreitet, wird die Rücksetzung deaktiviert und der Zyklus neu gestartet. In dieser Auslegung ist die Regenerationszeit von der Eingangsspannung und der Schwellenspannung abhängig. Die Regeneration erfolgt schneller bei einer höheren Eingangsspannung und langsamer bei einer niedrigeren Eingangsspannung. Zum Zweck der BPSK-Demodulation wird vorzugsweise die Eingangsspannung des SRA konstant gehalten, um eine kombinierte AM- und PSK-Demodulation zu vermeiden. Dies kann durch die Beifügung einer Amplitudenverstärkungsregelung (AGC) am Eingang des SRA erreicht werden.
Bei manchen Implementierungen ist jeder SRA dafür ausgelegt, eine bestimmte Anzahl von Verstärkungszyklen über mindestens eine Symbollänge auszuführen, bevor eine Rücksetzung ausgelöst wird. Die Abtastung ist asynchron mit der eingehenden Symbolrate. Nach den Nyquist-Kriterien bedeutet dies, dass mindestens zwei Regenerationen pro Symbol nötig sind. Wenn beispielsweise die Symbolrate 1 Gbps ist (entspricht 1 ns T_Symbol) bei einer Trägerfrequenz von 60 GHz (entspricht 16,7 ps T_c), können drei Regenerationen pro Symbol gewählt werden. Dies ergibt drei Regenerationen von jeweils 333 ps Länge. Mindestens eine dieser drei Regenerationen kann durch einen potentiellen Phasenwechsel zwischen einem eingehenden BPSK-Symbol und dem nächsten BPSK-Symbol beeinflusst werden. Nach der pseudosynchronen Demodulation und Filterung ist die Hüllkurve des gleichgerichteten Amplitudensignals für eine der Regenerationen geringer als für die beiden anderen Regenerationen. Die Differenz kann als Phasenwechsel verarbeitet werden.
Bei einer anderen Implementierung wird das Rücksetzsignal selbst erzeugt und synchron mit der eingehenden Symbolrate getaktet. Das Verhalten ist ähnlich der asynchronen Implementierung, außer dass ein Synchronisationsmechanismus hinzugefügt ist. Dieser Mechanismus kann die Verstärkung des AGC steuern, um die Regenerationsgeschwindigkeit zu beschleunigen oder zu verlangsamen, wie etwa um den SRA mit der eingehenden Symbolrate synchronisiert zu halten.
Bei manchen Implementierungen kann die Breite des Rücksetzimpulssignals sehr nah bei null liegen, aber in der Praxis muss die Energie, die im SRA wie etwa in Kondensatoren, Transistoren, Induktivitäten oder Verzögerungsleitungen gespeichert ist, auf einen niedrigen Ruhewert abgeleitet werden. Bei einer Implementierung wird die Rücksetzratenzeit auf einen Anteil der eingehenden Symbolrate, n %, festgelegt. Der Bereich n % kann 0,01% bis 99,9% umfassen. Bei sehr schnellen Systemen kann der Wertebereich 20% bis 50% betragen.
Wieder auf 9 und 10 Bezug nehmend, ist die Periode des SRA-Rücksetzsignals von 1108, 1208 gleich einer Symbolzeit der eingehenden Datenrate und mit dieser phasensynchron. Für die Anwendung einer diskriminatorischen PSK, kann die Zeittaktung des Rücksetzsignals so eingestellt werden, dass sie den Symbolwechsel in oder nahe der Mitte des SRA-Regenerationszyklus setzt. In einem solchen Szenario können zwei Regenerationsphasen definiert werden. Regenerationsphase 1, in der der SRA progressiv verstärkt und immer bis N1 × v_ein(t), ungeachtet des Phasenwechsels (da während dieser Zeit keine Phasenwechsel vorkommen). In Regenerationsphase 2 können zwei Phasen vorkommen: In Fall 1 findet kein Phasenwechsel vom vorherigen eingehenden Symbol zum nächsten statt, so dass der SRA sich bis zum Ende seines Zyklus weiter regeneriert und V_max erreicht (0-Grad-Phasenwechsel). In Fall 2 jedoch und wie zuvor beschrieben, kann ein Phasenwechsel von 180-Grad vom vorherigen zum nächsten Symbol stattfinden. In diesem Fall verringert der SRA progressiv seine Ausgangsspannung, bis er die Minimalspannung nahe oder im Wesentlichen null erreicht. Der SRA verhält sich deshalb als Phasenwechseldetektor und stellt ein in der Ausgangsspannung gleichgerichtetes Hüllkurvensignal bereit, das dem Phasenwechsel entspricht.
Noch allgemeiner kann mindestens eine Regeneration des Rücksetzzyklus unter mehreren Regenerationen des Rücksetzzyklus durch einen Phasenwechsel zwischen einem eingehenden BPSK-Symbol und dem nächsten beeinflusst werden. Folglich liegt die Hüllkurve des gleichgerichteten Amplitudensignals für diese eine Regeneration des Rücksetzzyklus niedriger im Vergleich zu mindestens einer anderen Regeneration des Rücksetzzyklus. Diese Differenz kann als Phasenwechsel verarbeitet werden.
Bei manchen Implementierungen kann ein Synchronisationsmechanismus und eine Verfolgung der Zeittaktung der eingehenden Symbolrate für den ordnungsgemäßen Betrieb nötig sein. Dies kann mit einer Verarbeitungsfunktion wie etwa einer digitalen PLL und digitaler Verarbeitung erreicht werden.
Mehrere verschachtelte SRAs für die Demodulation
11 zeigt ein Blockschaubild eines Abschnitts eines beispielhaften BPSK-Demodulators 1300 mit zwei SRAs. Insbesondere zeigt 11 zwei SRAs 1302 und 1304, die als Tandem (parallel geschaltet) verwendet werden und jeweils so eingestellt sind, dass sie sich über die Zeit einer doppelten Symbollänge regenerieren, wobei zwischen ihnen eine Verzögerung um ein Symbol liegt. In 11 entspricht jeder SRA der Topologie des SRA 600 in 6A. Jeder der SRAs 1302 und 1304 hat eine Rücksetzzeittaktung von einer halben Symbolrate in einer verschachtelten Weise. Jeder SRA 1302, 1304 ist genau gleichphasig mit den 2 Symbolen ausgerichtet. SRA 1302 ist eingestellt, um SYMB#N und SYMB#N + 1 zu regenerieren, während SRA 1304 SYMB#N + 1 und SYMB#N + 2 regeneriert. Insbesondere wird eine 1-Symbol-Verzögerung 1308 auf dem Weg zum SRA 1304 eingeführt. Im nächsten Zyklus ist SRA 1302 eingestellt, um SYMB#N + 2 und SYMB#N + 3 zu regenerieren, während SRA 1304 SYMB#N + 3 und SYMB#N + 4 regeneriert, usw.
Die Ausgangsinformationen sind nacheinander von SRA 1302, SRA 1304, SRA 1302, SRA 1304 usw. verfügbar. Jeder SRA braucht 2 Symbole zum Erreichen des Ablaufs und da ihre Zeittaktung verschachtelt ist, erfolgt die gültige Abfolge des Phasenwechsels des eingehenden Datenstroms am abwechselnden Ausgang von SRA 1302, SRA 1304, SRA 1302 usw. Die Verwendung zweier verschachtelter SRAs ist komplexer, hat aber den Vorteil, im Vergleich zu den beispielhaften SRA-Topologien mit einem einzigen SRA in 6 bis 8 mehr Zeit (die doppelte Symbolzeit) bereitzustellen, um zu regenerieren. Wenn das Verhältnis zwischen der Trägerfrequenz und der Symbolrate niedriger wird als z. B. 25 und die Frequenz hoch oder sehr hoch in Relation zu den elektronischen Fähigkeiten des IC-Prozesses oder der verfügbaren Technologie ist, kann ein doppeltes Regenerationsmodell ein geeigneter Ansatz sein. Der verschachtelte Ausgang der beiden SRAs kann durch zusätzliche Demodulatorkomponenten verarbeitet werden, dargestellt durch Block 1306, um die BPSK-Demodulation zu vervollständigen. Diese Verarbeitung kann eine pseudosynchrone Demodulation, Filterung, Verstärkung, Schnittlegung und/oder Abtastung beinhalten, wie es nachfolgend detaillierter beschrieben wird.
12 zeigt ein Blockschaubild eines Abschnitts eines beispielhaften BPSK-Demodulators 1400 mit zwei SRAs. Insbesondere zeigt 12 zwei verschachtelte SRAs 1402 und 1404, bei denen die Verzögerungsleitung für eine schnellere Regeneration (hohe Datengeschwindigkeit oder sehr hohe Frequenz oder beides) auf 180 Grad verringert wurde. Jeder SRA 1402 und 1404 enthält auch einen Subtrahierer, der den dargestellten Schleifenaddierer ersetzt, beispielsweise in den vorherigen SRA-Topologien. Der Subtrahierer kann die Topologie vereinfachen und die Funktionsinverter-Funktionsverstärkung von (–1) und den Addierer kombinieren. Zusätzlich weist jeder SRA einen jeweiligen Rücksetzschalter auf, der in der Verzögerungsschleife statt im direkten Weg des Verstärkers positioniert ist. Der Subtrahierer ergibt ein Signal, das dem Eingangssignal minus dem verzögerten Schleifensignal entspricht. Wie bei 11 sind die SRAs 1402 und 1404 parallel angeordnet und eingestellt, um über eine Zeitdauer der doppelten Symbollänge zu regenerieren. Die Ausgangsinformationen von den SRAs 1402, 1404 sind nacheinander von SRA 1402, SRA 1404, SRA 1402 usw. verfügbar. Der verschachtelte Ausgang der beiden SRAs kann durch zusätzliche Demodulatorkomponenten verarbeitet werden, dargestellt durch Block 1406, um die BPSK-Demodulation zu vervollständigen. Diese Verarbeitung kann eine pseudosynchrone Demodulation, Filterung, Verstärkung, Abtrennung und/oder Abtastung beinhalten, wie es nachfolgend detaillierter beschrieben wird.
13 zeigt ein Blockschaubild eines Abschnitts eines beispielhaften BPSK-Demodulators 1500 mit zwei SRAs 1502 und 1504. In 13 sind der SRA-Ausgang und die Verarbeitung ähnlich denjenigen von 11–12 oben. Jedoch ist die Topologie der jeweiligen SRAs 1502, 1504 von den früheren Demodulatoren verschieden. Insbesondere kann jeder SRA 1502, 1504 dem in 8 dargestellten differentiellen SRA ähnlich sein, der einen Resonator und Gm-Verstärkerzellstrukturen mit festen Verzögerungen enthält.
Auch wenn bestimmte SRA-Topologien in 11–13 veranschaulicht sind, können andere Topologien, z. B. die SRA-Topologien in 6–8, auf den BPSK-Demodulator mit verschachtelten SRAs angewandt werden. Beispielsweise kann die Synchronisationsphase mehr Informationen erfordern als von einer oder zwei SRA-Ketten bereitgestellt, um den Synchronisationsprozess durchzuführen.
Bei noch einer weiteren Implementierung kann der SRA so eingestellt sein, dass er in der Phase einer Symbollänge entspricht, beginnend mit dem Symbolbeginn und zurückgesetzt am Ende der Symbolzeit.
BPSK-Sendeempfänger
14 ist ein Blockschaubild eines beispielhaften Kommunikationssystems 1600 mit BPSK-Demodulation. Insbesondere kann das Kommunikationssystem 1600 eine Modulation und Demodulation für Übermittlungen auf EHF-Frequenz durchführen. Das Kommunikationssystem 1600 nutzt einen oder mehrere SRAs 1618 zur Bereitstellung einer Verstärkung und einer Phasenwechseldiskrimination. Das Symbolschaubild für den SRA kann einer Anzahl verschiedener SRA-Topologien entsprechen, darunter die in Bezug auf 6A–D bis 8 beschriebenen. Zusätzlich kann bei manchen Implementierungen der eine SRA durch zwei verschachtelte SRAs, beispielsweise wie in 11 bis 13 dargestellt, ersetzt werden. Insbesondere ist jeder SRA typischerweise so ausgelegt, dass er eine Schleifenverstärkung von 1,0 aufweist. Das Kommunikationssystem 1600 erfordert keine synchrone Demodulation und erfordert folglich keine(n) LO, PLL, Costas-Schleife oder Trägerextraktion aus dem eingehenden Signal, um die Demodulation durchzuführen. Ebenso benötigt ein entsprechender Sender gegebenenfalls keine PLL zur Durchführung der Modulation, wenn sein lokaler Oszillator stabil genug ist, geringes Phasenrauschen und einen begrenzten Bereich von Schwankung, z. B. mit der Temperatur, aufweist.
Der Einsatz eines SRA für die BPSK-Demodulation stellt im Vergleich zu einer konventionellen Demodulation (z. B. wie in 3 dargestellt) eine Vereinfachung des BPSK-Empfängers und -Demodulators bereit. Er vereinfacht ferner den Modulator, der zum Senden des BPSK-Signals erforderlich ist. Bei einer Implementierung als System mit sehr schnellen Datenratenkommunikationsmitteln auf einer Leiterplatte oder als integrierter Schaltkreis, stellt dies Vorteile bereit, darunter Verringerung der Komplexität, Verkleinerung und deutliche Verringerung des Stromverbrauchs. Eine Verringerung des Stromverbrauchs kann bei Anwendungen von großem Wert sein, beispielsweise in Zusammenhang mit Mobilgeräten wie etwa Smartphones, bei denen ein geringer Stromverbrauch und die Akkulebensdauer wichtige Überlegungen sind.
Das Kommunikationssystem 1600 enthält sowohl Modulations- als auch Demodulationswege für den Datenversand bzw. Datenempfang; beispielsweise für einen Sendeempfänger, der dazu dient, Daten zu senden und zu empfangen, je nach Einstellmodus des Sendeempfängers. Der Einfachheit halber ist eine einzige Struktur dargestellt, allerdings können in manchen anderen Implementierungen die Wege unabhängig sein und mit gesonderten Antennen z. B. von verschiedenen IC-Bausteinen verknüpft sein, ohne die allgemeine Funktionsweise der Modulation und Demodulation zu ändern.
Zum Senden der modulierten Daten können die eingehenden digitalen Daten zunächst durch eine Sende- und Empfangs-Basisbandverarbeitung 1602 empfangen werden, die die RF-Funktionen für das Kommunikationssystem 1600 steuert. Die Basisbandverarbeitung kann Durchführen einer Synchronisierung, Nachverfolgen, Digitalverarbeitung und Codieren (alternativ Decodieren empfangener Daten) eines unmodulierten Digitalsignals in ähnlicher Weise beinhalten, wie es oben in Bezug auf die Sende- und Empfangsbasisbandverarbeitung 302 (3) beschrieben ist. Nach der Verarbeitung werden die Daten dann auf einen Modulationsweg zu einer Antenne 1604 geführt. Die Antenne 1604 sendet dann das modulierte Signal, z. B. zu einem Empfänger einer anderen Vorrichtung.
Bei manchen Implementierungen ist die Antenne 1604 durch ein RF-Kabel ersetzt, das den Sendeempfänger 1600 mit einer entfernten Sendeempfängereinheit koppelt. Das RF-Kabel kann aus einem oder mehreren geeigneten Kabeln ausgewählt werden, darunter beispielsweise ein RF-Koaxialkabel, eine Übertragungsleitung, ein RF-Leckkabel, ein verdrilltes Doppelkabel, ein Kabel usw. Diese Kommunikationsauslegung kann eine höhere EMI-Trennung, eine geringere Empfindlichkeit und geringeres Übersprechen bereitstellen. Ein anderer Vorteil könnte die verringerte Dämpfung der Signalfortpflanzung relativ zur Fortpflanzung in der Luft sein.
Bei noch weiteren Implementierungen können die Kommunikationsvorrichtungen über einen Wellenleiter anstelle einer Antenne oder eines Kabels gekoppelt sein. Die Kopplung an den Wellenleiter erfordert eine Wellenleiter-Ankoppelvorrichtung. Die Wellenleiter-Ankoppelvorrichtung enthält eine Sonde zum Einspeisen der RF-Energie in den Wellenleiter. Das andere Ende des Wellenleiters ist mit einer zweiten Wellenleiter-Ankoppelvorrichtung gekoppelt, die an einen entfernten Sendeempfänger ähnlich 1600 gekoppelt ist. Da ein Wellenleiter im Allgemeinen eine geschlossene elektrische Leitungsstruktur darstellt, wobei eine EM-Welle in ihrem geschlossenen Raum vom Sender zum Empfänger geführt wird, kann die Trennung gegenüber dem Äußeren des Wellenleiters einem Medium wie Luft zwischen zwei Antennen überlegen sein. Ähnlich kann ein Wellenleiter eine höhere EMI-Trennung, eine geringere Empfindlichkeit und eine geringes Übersprechen als eine Antenne bereitstellen. Ein anderer Vorteil könnte die verringerte Dämpfung der Signalfortpflanzung relativ zur Fortpflanzung in der Luft sein.
Der Modulationsweg enthält einen Digital-Analog-Wandler 1606. Der Digital-Analog-Wandler 1606 wandelt die digitalen Eingangsdaten in Schwingungsverlaufsymbole um, wobei jedes eine Ganzzahl von Bits darstellt. Deshalb stellt jedes Symbol eine Nachricht dar, die aus N Bits besteht. Der Modulationsweg kann zusätzliche Komponenten enthalten, die der Einfachheit und Klarheit halber nicht dargestellt sind. Diese Komponenten können unter anderem ein optionales Filter sein, das die Bandbreite des Signals vor und nach dem Modulator begrenzt. Das Filter kann ein Tiefpassfilter oder Bandpassfilter sein und analog oder digital implementiert sein. Wenn digital, kann das Filter in der Basisbandverarbeitung implementiert sein und sich vor dem Digital-Analog-Wandler 1606 befinden. Wenn analog, kann das Filter nach dem Digital-Analog-Wandler 1608 implementiert sein und bei manchen Implementierungen vor dem BPSK-Modulator 1608.
Der BPSK-Modulator 1608 wendet die Symbole auf ein Trägersignal an. Die PSK-Modulation moduliert die Phase des Trägersignals durch Variieren der Sinus- und Kosinuseingänge zu einer genauen Zeit. Jedes digitale Modulationsschema nutzt eine finite Anzahl unterscheidbarer Signale, um digitale Daten zu repräsentieren. PSK nutzt eine finite Anzahl von Phasen, wobei jeder ein entsprechender digitaler Zustand, der ein einzigartiges Muster von Binärziffern ist, zugeordnet ist. Insbesondere nutzt BPSK zwei Phasen, die um 180 Grad getrennt sind (z. B. 0 Grad und 180 Grad). Normalerweise codiert jede Phase eine gleiche Anzahl von Bits. Insbesondere wird bei BPSK 1 Bit pro Symbol moduliert, so dass eine bestimmte Phase dazu dient, ein einzelnes Bit als binäre 1 oder 0 darzustellen, je nach Phase. Beispielsweise können 0 Grad eine binäre 0 und 180 Grad eine binäre 1 darstellen.
Das Trägersignal wird von einem lokalen Oszillator 1612 erzeugt. Der BPSK-Modulator 1608 wendet die Modulation auf das vom lokalen Oszillator 1612 erzeugte Trägersignal an. Die Modulation kann so durchgeführt werden, dass jedes Symbol der Eingangsdaten einer bestimmten Phase des Trägersignals entspricht. Ein einfacher lokaler Oszillator wird anstelle einer PLL verwendet, da die PLL in dieser Architektur unnötig ist, weil der Empfänger sich nicht mit der Frequenz des Senders verriegeln muss und nur basierend auf der Phasendifferenz zwischen zwei Symbolen demodulieren muss.
Das resultierende BPSK-modulierte Signal wird durch eine spezifizierte Sendeleistung durch den Verstärker 1610 verstärkt und zum Senden zur Antenne 1604 weitergeleitet. Ein Sende-/Empfangsschalter 1614 kann dazu dienen, den Weg vom Sendeweg zur Antenne selektiv zu öffnen oder den Weg für empfangene Datensignale von der Antenne 1604 zu öffnen. Bei manchen Implementierungen wird der Sende-/Empfangsschalter 1614 nicht benötigt, weil der Versand der modulierten Daten und der Empfang der modulierten Daten eher mit dedizierten Antennen als mit gemeinsam genutzten verknüpft ist (z. B. unter Verwendung eines einzigen Sendeempfängers). In wieder einer anderen Implementierung wird der Schalter 1614 nicht benötigt, da der Sender ausgeschaltet werden kann, während die Empfangsfunktion aktiv ist, und umgekehrt.
Wenn die Antenne 1604 ein moduliertes Signal von einer anderen Vorrichtung empfängt, leitet der Sende-/Empfangsschalter 1614 das Signal über einen Demodulationsweg, um die digitalen Daten vom Trägersignal zu extrahieren. Ein Filter 1616 kann dazu dienen, beliebige Signale außerhalb der bestimmten erwarteten Frequenzen des empfangenen Signals herauszufiltern.
Bei manchen Implementierungen kann das Filter 1616 weggelassen werden, da der SRA intrinsisch eine frequenzselektive Funktion bereitstellt. Wenn der SRA verzögerungsbasiert ist, wirkt die feste Verzögerung in ähnlicher Weise wie ein enges Bandpassfilter, da die Phase von 360 Grad (oder 180 Grad) bei einer einzigen Frequenz auftritt, die als F0 = c/Feste_Verzögerung bezeichnet wird. Wenn die Eingangsträgerfrequenz Fc höher als F0 ist, wird die Verzögerung geringer als 360 Grad (oder 180 Grad) und der Regenerationsprozess wird reduziert.
Genauso wird die Verzögerung, wenn die Trägerfrequenz Fc niedriger als F0 ist, größer als 360 Grad (oder 180 Grad) und die Regeneration wird ebenfalls reduziert. Wenn beispielsweise die Verzögerung für eine eingehende Trägerfrequenz von 30 GHz konzipiert ist, beträgt ein Zyklus dieser Frequenz 33,33 ps. Da ein Zyklus bei einer Sinuswellen-Trägerfrequenz gleich 360 Grad ist, würde die Verzögerung als fester Wert von 33,33 ps konzipiert. Ferner beträgt ein Zyklus einer Interferenzträgerfrequenz von 35 GHz 28,57 ps, was 803,59 Grad entspricht. Da die Signalbeiträge im SRA-Addierer mit einer Phasendifferenz von 51 Grad addiert werden, beispielsweise wie in 6A dargestellt, ist die Regeneration nicht optimal, deshalb reduziert oder aufgehoben.
In einem anderen Beispiel beträgt ein Zyklus einer Interferenzträgerfrequenz von 25 GHz 40,0 ps, was 432,0 Grad entspricht. Da die 2 Signalbeiträge im SRA-Addierer mit einer Differenz von 72 Grad addiert werden, ist die Regeneration erneut nicht optimal, deshalb reduziert oder aufgehoben.
Nun wieder auf 14 Bezug nehmend, verläuft das gefilterte modulierte Signal dann durch einen SRA 1618. Der SRA kann eine der oben beschriebenen Topologien und das beschriebene phasendiskriminatorische Verhalten aufweisen. Der SRA ist ein regenerativer Verstärker, der eine Rückkopplungsschleife nutzt, um die Verstärkung des SRA über einen Zeitraum zu erhöhen. Bei manchen Implementierungen kann der SRA die Verstärkung auf einen ausgelegten Maximalwert erhöhen, beispielsweise exponentiell oder linear, wie oben beschrieben. Ferner wird der SRA periodisch zurückgesetzt. Durch die Rücksetzung wird die progressive Verstärkung zurückgesetzt.
Insbesondere empfängt der SRA 1618 ein phasenmoduliertes Signal und gibt ein Signal aus, das eine gleichgerichtete Hüllkurvenspannung aufweist, die auf die Phasendifferenz reagieren kann. Somit kann der SRA die Phasendifferenzen in Spannungswerte umwandeln. Bei manchen Implementierungen ist der SRA 1618 dafür konzipiert, eine Schleifenverstärkung im Wesentlichen von Eins bereitzustellen. Wenn der Phasenwechsel null ist, steigt die Ausgangsspannung progressiv an, bis die Maximalspannung V_max erreicht ist. Wenn die Eingangsphase wechselt, verringert sich die Ausgangshüllkurvenspannung danach progressiv gegen null, wenn die Schleifenverstärkung Eins ist. Somit kann der Hüllkurvenausgang eine Maximalspannung V_max (z. B. 1 Volt) sein, wenn kein Phasenwechsel vorliegt, und im Wesentlichen null Volt, wenn während der regenerativen Periode des SRA ein Phasenwechsel vorliegt.
Das Ausgangsspannungssignal wird dann mithilfe des pseudosynchronen Demodulators 1620 demoduliert. Der pseudosynchrone Demodulator 1620 behält die gleichgerichtete Hüllkurve des Signals bei und kann beispielsweise ein Hüllkurvendetektor, ein Mischer, ein Selbstmultiplizierer, ein Gilbertzellenmischer, ein einfacher oder doppelter Halbwellengleichrichter, ein doppelt-balancierter Mischer, ein aktiver oder passiver Mischer oder eine emulierte Diode bzw. Widerstand, Stromquelle und Gleichrichter mit bipolaren NPN- oder PNP- oder CMOS P- oder N-Transistoren oder ein beliebiger anderer geeigneter Typ von Selbstdemodulator sein, der kein zusätzliches Signal von einem lokalen Oszillator benötigt. Der pseudosynchrone Demodulator 1620 richtet das Signal gleich, um nur die positiven Spannungswerte, negativen Werte oder ein Differenzsignal bereitzustellen. Der Ausgang ist die gleichgerichtete Hüllkurve des Signals.
Bei einem pseudosynchronen Demodulator ist bekannt, dass das Produkt der beiden Sinusfunktionen derselben Frequenz einen Term mit doppelter Frequenz und einen mit Nullfrequenz erzeugt. Das Herausfiltern des Terms mit doppelter Frequenz unter Beibehaltung der Nullfrequenzinformationen stellt demodulierte Informationen bereit, die als eine Spannung dargestellt werden, die proportional zur halben (oder gleichgerichteten) Hüllkurve des Signals ist.
Ein Tiefpassfilter 1622 kann angewandt werden, um die doppelte Frequenz oder andere Oberschwingungen der Trägerfrequenz, die vom Demodulatorgleichrichter erzeugt werden, unerwünschte Frequenzen, Breitbandrauschen und beliebige Hochfrequenzsignale zu entfernen, die an der durch den SRA 1618 bereitgestellten Verstärkung beteiligt sind.
Ein Analog-Digital-Wandler 1624 dient dazu, die Spannungswerte in einen Bitstrom umzuwandeln, der den gesendeten Informationen entspricht. Insbesondere wird, wenn der Analog-Digital-Wandler 1624 mit dem 10-Fachen der Symbolrate mit N Bit Auflösung abtastet, ein digitales Signal erzeugt und für die Sende- und Empfangsbasisbandverarbeitung 1602 bereitgestellt, um vor der Ausgabe weiterverarbeitet zu werden. Die Verarbeitung kann beinhalten: Versetzen und Skalieren auf einen Abschnitt einer digitalen Vollskala, Schneiden der Symbole mit N Pegeln, Abtasten der Daten, Abbilden der Ergebnisse auf Symbole, Decodieren, Umwandeln der differentiellen BPSK in nichtdifferentielle BPSK, Korrektur des Decodier-Vorwärtsfehlers usw.
Bei einer anderen Implementierung, die auf sehr schnelle Daten abzielt, kann die vertikale Auflösung des Analog-Digital-Wandlers 1624 verringert werden, was einen schnellen Komparator ergeben kann statt viele parallel geschaltete Komparatoren. Der schnelle Komparator stellt einen Vergleich „1” oder „0” mit 1-Bit-Auflösung bereit, wobei 1 ausgegeben wird, wenn das Signal über einem Schwellenpegel liegt, und andernfalls „0”. Bei dieser Implementierung kann die Abtastrate des Analog-Digital-Wandlers 1624 verringert werden. Beispielsweise würde der Analog-Digital-Wandler 1624 für eine Symbolrate von 5 GSymb/s mit 10 GSps oder mehr abtasten. Bei manchen Implementierungen kann die Abtastrate auf die einfache Symbolrate verringert werden. Wenn das SRA-Rücksetzsignal und die eingehenden Daten synchronisiert werden, kann die Abtastrate verringert werden.
Da der SRA die BPSK-Phasendifferenzinformationen in Spannungspegel umgewandelt hat, kann der Analog-Digital-Wandler 1624 die Spannungspegel verarbeiten, die entweder einem Phasenwechsel von 180 Grad (null Spannung) oder V_max entsprechend einem 0-Grad-Phasenwechsel entsprechen.
Als Beispiel sei ein BPSK-Binärstrom „0,110,001,101” betrachtet. Durch Abbilden einer „0” auf die 0-Grad-Phase und einer „1” auf die 180-Grad-Phase wird der Eingangsdatenstrom „0,110,001,101” ein sendemoduliertes BPSK-Signal mit der folgenden Phasensequenz: 0 Grad, 180 Grad, 180 Grad, 0 Grad, 0 Grad, 0 Grad, 180 Grad, 180 Grad, 0 Grad, 180 Grad”. Der SRA wandelt diesen Strom von Phasenwechseln um in „unbekannt, 0, V_max, 0, V_max, V_max, 0, V_max, 0, 0”. Der erste Zustand ist unbekannt, weil eine Differenz benötigt wird. Dies ist ein übliches Problem bei differentiellen Modulationen und zu Beginn des Stroms kann ein bekanntes Extra-Bit hinzugefügt werden, um dies zu korrigieren. Wenn der Zustand vor der Sequenz bekannt ist, ist das bekannte Extra-Bit unnötig. Nach der Schnittlegung um eine Schwellenspannung, die mittig zwischen V_max und null liegt, und unter Hinweis darauf, dass eine Nullspannung erzeugt wird, wenn ein 180-Grad-Phasenwechsel stattfindet, ist der SRA-Ausgangsstrom nach der Demodulation „unbekannt, 1, 0, 1, 0, 0, 1, 0, 1, 1”. Ersetzen des unbekannten Bits durch „0” ergibt „(0),101,001,011”. Bei einer Umwandlung von differentiell zu nichtdifferentiell entspricht eine „1” einem Zustandswechsel, während „0” keinem entspricht. Somit gibt ein Wert von „1” im SRA-Ausgang an, dass der Binärwert sich gegenüber dem vorherigen Wert geändert hat, während ein SRA-Ausgang von „0” eine Wiederholung des letzten Binärwertes angibt. Dadurch stellt Umwandlung von differentiell zu nichtdifferentiell „(0)110,001,101” bereit. Durch dessen Vergleich mit dem Eingangsdatenstrom lässt sich beobachten, dass der eingehende Datenstrom korrekt wiederhergestellt ist.
15 ist ein Blockschaubild eines beispielhaften Kommunikationssystems 1700 mit BPSK-Demodulation unter Verwendung eines oder mehrerer SRAs. Insbesondere kann das Kommunikationssystem 1700 eine Modulation und Demodulation für Übermittlungen auf EHF-Frequenz durchführen. Das Kommunikationssystem 1700 nutzt einen oder mehrere SRAs 1718 zur Bereitstellung einer Verstärkung und einer Phasenwechseldiskriminierung. Wie bei 14 kann das Symbolschaubild für den SRA einer Anzahl verschiedener SRA-Topologien entsprechen, darunter die in Bezug auf 6A–D bis 8 beschriebenen. Zusätzlich kann bei manchen Implementierungen der eine SRA durch zwei verschachtelte SRAs, beispielsweise wie in 11 bis 13 dargestellt, ersetzt werden. Das Kommunikationssystem 1700 erfordert keine synchrone Demodulation und erfordert folglich keine PLL, LO, Costas-Schleife oder Trägerextraktionsfunktion, um die Demodulation durchzuführen.
Das BPSK-Kommunikationssystem 1700 ist ähnlich wie das eine aus 14 mit einigen Unterschieden. Somit können die mit dem Kommunikationssystem 1600 gemeinsamen Merkmale für das BPSK-Kommunikationssystem 1700 gelten. Die Hauptunterschiede zwischen den Kommunikationssystemen 1600 und 1700 sind unter anderem: Der sendeseitige Digital-Analog-Wandler 1606 ist durch einen 1-Bit-Verstärker ersetzt und der empfangsseitige Analog-Digital-Wandler 1624 ist durch einen 1-Bit-/2-Pegel-Komparator ersetzt. Bei einer sehr hohen Datenrate kann ein analoges Tiefpassfilter in den Sendeweg vor dem BPSK-Modulator eingebaut werden.
Das BPSK-Kommunikationssystem 1700 enthält sowohl Modulations- als auch Demodulationswege für den Datenversand bzw. Datenempfang. In diesem Beispiel kann der Sendeempfänger zum Senden und Empfangen von Daten genutzt werden, je nach Einstellmodus des Sendeempfängers. Der Einfachheit halber ist eine einzige Struktur dargestellt, allerdings können in manchen anderen Implementierungen die Wege unabhängig sein und mit gesonderten Antennen z. B. von verschiedenen IC-Bausteinen verknüpft sein, ohne die allgemeine Funktionsweise der Modulation und Demodulation zu ändern.
Zum Senden der modulierten Daten können eingehende digitale Daten zunächst durch eine Sende- und Empfangs-Basisbandverarbeitung 1702 empfangen werden, die die RF-Funktionen für das Kommunikationssystem 1700 steuert. Die Basisbandverarbeitung kann Durchführen einer Synchronisierung, Nachverfolgen, Digitalverarbeitung und Codieren (und alternativ Decodieren empfangener Daten) des unmodulierten Digitalsignals in ähnlicher Weise beinhalten, wie es oben in Bezug auf die Sende- und Empfangsbasisbandverarbeitung 302 (3) beschrieben ist. Nach der Verarbeitung werden die Daten über den Modulationsweg und RF/EHF-Verstärker zu einer Antenne 1704 geführt. Die Antenne 1704 kann dann das modulierte Signal senden.
Der Modulationsweg enthält ein Tiefpassfilter 1706, das eine Frequenzbandbreite des erzeugten BPSK-modulierten Signals definieren kann. Das Tiefpassfilter 1705 kann die Bandbreite des modulierten Signals begrenzen und somit die Bandbreite des gesendeten Signals begrenzen. Es gibt eine Kommunikationsbeziehung, die die Signalfrequenzbandbreite (BW) und die Anstiegs- und Abfallzeit (t_r,f) des Signals verbindet: BW × t_r,f ≈ 0,35. Wenn als Beispiel das Eingangssignal ein binärer Bitstrom einer Bandbreite von 50 GHz mit einer Symbolrate (S) von 10 GSps ist und in BPSK moduliert wird, ist die EHF-Mindestbandbreite, die für die optimale Demodulation eines BPSK-Signals erforderlich ist, 1,6 × S, was gleich 16 GHz ist. In manchen Fällen kann die Bandbreite auf 1,0 × S oder weniger verringert werden auf Kosten einer verringerten RF-Empfindlichkeit oder der Erzeugung von Artefakten während der Demodulation aufgrund der übermäßigen RMS-Verzögerungsverbreitung oder fehlender Bandbreite. Zum wenigstens teilweisen Gegensteuern gegen diese Beeinträchtigungen können Entzerrung oder Präemphase eingesetzt werden. Das Tiefpassfilter 1706 kann mit einer Schnittfrequenz von 16 GHz konzipiert werden. Dies wirkt sich auf die Anstiegs- und Abfallzeiten des digitalen modulierenden Signals aus, wie etwa dass t_r,f von ca. 0,35/50 GHz = 7 ps vor dem Filter auf 0,35/16 GHz = 21,9 ps nach dem Filter verringert wird.
Wie beim Kommunikationssystem 1600 von 16, ist der Ausgang des BPSK-Modulators 1708 eine modulierte Form des vom lokalen Oszillator 1712 erzeugten Trägersignals. Die Modulation kann so durchgeführt werden, dass jedes Symbol der Eingangsdaten einer bestimmten Phase des Trägersignals entspricht. Bei manchen Implementierungen ist der BPSK-Modulator 1708 für schnelle Datenübertragung ausgelegt. Ein eingehendes Bitstromsignal kann entweder differentiell oder unsymmetrisch sein. Wenn der eingehende Bitstrom unsymmetrisch ist, kann er mithilfe konventioneller Umwandlungstechniken in ein differentielles Signal umgewandelt werden. Das differentielle Signal gleicht den Strom in beiden Zweigen einer Mischerstruktur wie etwa einer Gilbertzelle aus. Das Signal des lokalen Oszillators (LO) 1712 wird unten in der Mischerstruktur eingespeist. Beispielsweise kann die Sinuswelle des LO-Signals dem Ausgang ohne Phasenwechsel oder Inversion bereitgestellt werden. In diesem Szenario erzeugt eine Änderung des Eingangssignals einen Phasenwechsel und beide Signale hängen eng zusammen.
Diese Technik stellt einen fast konstanten Strom bereit, der jeden Zweig des Stromkreises treibt. Dadurch kann der BPSK-Modulator 1708 sehr schnell sein, während er ein geringeres Rauschen erzeugt als andere Techniken. Andere Techniken können dynamische momentane Stromwechsel erzeugen, die Rauschen im Signalweg verursachen, durch die Stromversorgungen oder EMI-Strahlung.
Andererseits wird fast derselbe Strom für „1 s” und für „0 s” verbraucht. Ein Aspekt von BPSK ist, dass an den Phasenübergängen zwischen 0 und 180 Grad die Hüllkurve der Trägeramplitude null erreichen kann. Solche Phasenübergänge sollten minimiert werden, um EMC-Spitzen und EMI-Strahlung aufgrund der momentanen Stromschwankungen zu vermeide.
Es können andere BPSK-Modulatortechniken wie etwa die unsymmetrische Signalverarbeitung eingesetzt werden, um den durchschnittlich verbrauchten Strom zu verringern, mit den potentiellen Nachteilen der verringerten Übergangsgeschwindigkeit und der verringerten Ausgangsbandbreite.
Das resultierende BPSK-modulierte Ausgangssignal wird durch einen Verstärker 1710 auf eine bestimmte Sendeleistung verstärkt und zum Senden zur Antenne 1704 weitergeleitet. Ein Sende-/Empfangsschalter 1714 kann dazu dienen, zwischen dem Sende- oder Empfangsweg zur Antenne zu wählen. Bei manchen Implementierungen wird der Sende-/Empfangsschalter 1714 nicht benötigt, weil Versand und Empfang mit dedizierten Antennen verknüpft sind.
Wenn die Antenne 1704 ein moduliertes Signal von einer anderen Vorrichtung empfängt, leitet der Sende-/Empfangsschalter 1714 das Signal über einen Demodulationsweg, um die digitalen Daten vom modulierten Signal zu extrahieren. Ein Filter 1716 kann dazu dienen, beliebige Signale außerhalb der bestimmten erwarteten Frequenzen des empfangenen Signals herauszufiltern.
Das gefilterte modulierte Signal verläuft dann durch einen SRA 1718, der als Phasenwechsel-Spannungs-Wandler ausgelegt ist. Ähnlich wie der SRA 1618 und wie in den vorherigen Abschnitten detailliert beschrieben, erzeugt der SRA 1718 eine Maximalspannung (z. B. 1 Volt), wenn kein Phasenwechsel vorliegt, und null Volt, wenn ein Phasenwechsel vorliegt.
Das Ausgangsspannungssignal wird dann mithilfe eines pseudosynchronen Demodulators 1720 demoduliert. Der pseudosynchrone Demodulator 1720, ähnlich dem pseudosynchronen Demodulator 1620 richtet das Signal gleich, so dass nur eine positive, eine negative oder eine differentielle Signalhüllkurve vorliegt. Ein Filter 1722 kann angewandt werden, um an der Trägerfrequenz die Signalhüllkurve beizubehalten und die Frequenzkomponenten zu entfernen, die Trägerfrequenz zu verdoppeln, unerwünschte Frequenzen, Rauschen und sonstige Signale zu entfernen, die an der durch den SRA 1718 bereitgestellten Verstärkung beteiligt sind.
Im Gegensatz zum Kommunikationssystem 1600 von 16, enthält der Demodulationsweg keine Digital-Analog-Wandler 1624 mit vertikaler N Bit Auflösung. Stattdessen enthält das Kommunikationssystem 1700 einen Komparator 1724. Der Komparator 1724 wird mit dem Ausgang des pseudosynchronen Demodulators 1720 und einer Referenzspannung gespeist, die den Schwellenpegel darstellt, der bestimmt, was eine Null (darunter) oder eine „1” (darüber) ist.
Der binäre digitale Ausgang des Komparators wird durch den Abtaster 1726 basierend auf einem Taktsignal abgetastet. Der Taktgeber wird vom Basisband-Verarbeitungsblock 1702 bereitgestellt und wird nach Abschluss des anfänglichen oder zyklischen Synchronisationsprozesses zwischen dem entfernten Sender und dem Empfänger Phasen- und frequenzsynchron mit dem eingehenden Symboldatenstrom. Eine typische Implementierung einer solchen Funktion ist eine PLL, die mit der Symbolrate verriegelt ist. Wenn beispielsweise die Symbolrate 20 Gbps oder eine 50-ps-Bitperiode bei BPSK ist, läuft der Taktgeber mit 20 GSps und wird mit dem eingehenden Datenstrom synchronisiert, um ein Maximum an Informationen und/oder eine minimale Bitfehlerrate (BER) bereitzustellen. Das invertierte Rücksetzsignal läuft in diesem Beispiel ebenfalls mit 20 GSps und ist mit dem Taktsignal synchron. Das Rücksetzsignal kann bei manchen Implementierungen aus dem Taktsignal abgeleitet werden.
Die Abtastung erkennt die binären Werte für jedes Symbol, um einen Bitstrom zu generieren, der dem Sende- und Empfangsbasisbandverarbeitungsblock 1702 bereitgestellt wird. Eine solche Verarbeitung kann unter anderem Folgendes sein: Umwandlung differentielles BPSK (DBPSK) in nichtdifferentielles, DBPSK in BPSK, Decodieren, wenn zuvor codiert (z. B. NRZ), Extraktion der Vorwärtsfehlerkorrektur FER, wenn FER verwendet wurde, digitale Filterung, Entzerrung, Nachverfolgung, Skalierung, Offsetentfernung, Überwachung der Verbindungsqualität, RSSI-Überwachung usw.
16 zeigt eine Anzeige 1800 von Schwingungsverläufen und relativen Zeitpunkten verschiedener Signale einer beispielhaften Implementierung eines BPSK-Sendeempfängers, wie in 15 dargestellt.
In der Anzeige 1800 ist der Eingangsdatenstrom 1802 oben in der Figur dargestellt und entspricht dem Bitstrom „0110001101”. Die anderen Schwingungsverläufe 1806 bis 1816 sind in einem vergrößerten Zeitabschnitt des Bitstroms 1802 dargestellt. Zusätzlich ist in diesem Beispiel die Datenrate oder Symbolrate 5 Gbps oder 200 ps Bitzeit und als Trägerfrequenz ist 60 GHz gewählt. Das Eingangssignal, das dem BPSK-Eingangssignal in 15 entspricht, wird mit einem lokalen Oszillator mit 60 GHz moduliert und durch Signal 1804 dargestellt. Die Phasenwechsel sind im Bitstrom 1806 bei allen 0-1- oder 1-0-Übergängen dargestellt. In diesem Beispiel gibt es kein Filter 1706 und deshalb ist die Frequenzbandbreite des Signals nicht bandbegrenzt.
Die Anzeige 1800 zeigt auch das invertierte Rücksetzsignal (RESET) 1808 für den SRA an. Das invertierte Rücksetzsignal wird durch die Basisbandverarbeitungsfunktion 1702 bereitgestellt und nach der Synchronisationsphase genau eingestellt. Das invertierte Rücksetzsignal wird um eine Bitzeit von 0,5 verzögert, so dass der SRA einen Phasenwechsel im Wesentlichen in der Mitte einer Regenerationsperiode erkennt. Das Tastverhältnis des invertierten Rücksetzsignals beträgt 90% für die Regeneration und 10% für die Rücksetzung. Das SRA-Ausgangssignal 1810 ist ebenfalls angezeigt. Wie durch das Ausgangssignal 1810 gezeigt, beginnt der Regenerationsprozess an der Anstiegsflanke des invertierten Rücksetzsignals und endet an seiner Abfallflanke. Wie zuvor beschrieben, steigt die Ausgangshüllkurve des SRA aufgrund der progressiven (kohärenten) Verstärkung bis zum halben Regenerationsprozess und 1) setzt sich entweder fort bis V_max, wenn kein Phasenwechsel vorliegt, oder 2) nimmt im Wesentlichen auf null ab, wenn ein 180-Grad-Phasenwechsel stattfindet.
Der erste SRA-Ausgang, der in 1810 links im Fenster dargestellt ist, zeigt einen pyramidenförmigen Ausgang, der durch einen Phasenwechsel erzeugt wird, der durch das Eingangssignal 1804 veranschaulicht wird. Jedoch ist das nächste Geschehen im SRA-Ausgangssignal 1810 eine volle Regeneration, die wieder dem Abschnitt des Eingangssignals 1804 entspricht, das keinen Phasenwechsel zeigt (0 Grad). Das SRA-Signal nach der pseudosynchronen Demodulation und Tiefpassfilterung wird durch das Signal 1812 dargestellt, das der Gleichrichtung des SRA-Ausgangssignals 1810 unter Beibehaltung der Hüllkurve des Signals entspricht. Sichtbar ist ein nichtlinearer Effekt aufgrund der nichtlinearen Transferfunktion des pseudosynchronen Demodulators und des Tiefpassfiltertyps. Aufgrund der Verzögerung des verwendeten bestimmten Tiefpassfilters kann auch eine Verzögerung erkennbar sein.
Am Ende jeder Regeneration (d. h. zur Abfallflankenzeit des invertierten Rücksetzsignals 1808) beträgt die Ausgangsspannung des SRA in diesem Beispiel entweder ca. 0 V oder ca. 3,5 V, wobei null einen 180-Grad-Phasenwechsel und 3,5 V keinen Phasenwechsel darstellt. Der Ausgang des Komparators wird durch das Signal 1814 dargestellt, für das die Schwellenspannung auf ca. 2 V gesetzt wurde. Die Abtastzeit ist in diesem Beispiel so eingestellt, dass sie mit der Abfallflanke des invertierten Rücksetzsignals zusammenfällt. Schließlich wird das Signal nach der Abtastung durch das Signal 1816 dargestellt und stellt eine „1” nach einem 0-Grad-Phasenwechsel (die SRA-Ausgangshüllkurve lag bei ca. 3,5 V) und eine „0” nach einem 180-Grad-Phasenwechsel (der SRA-Ausgang 1810 lag bei 0 V) bereit. Wie zuvor beschrieben, ist das Ausgangssignal 1816 nach dem Abtasten das demodulierte DBPSK-Signal und ist „X101001011”. Wie oben beschrieben, ist das erste Bit X ungültig, da der SRA differentielle Ausgangsinformationen bereitstellt. Nach Ersetzen dieses ersten Bits durch eine „0” und Umwandeln dieses Bitstroms in eine nichtdifferentielle Codierung wie oben beschrieben, stellt der resultierende Ausgang einen demodulierten BPSK-Bitstrom des Wertes „(0)110001101” bereit, der richtig ist und dem eingehenden Bitstrom 1802 entspricht.
Bei manchen Implementierungen wird der Regenerationszyklus des SRA mit der Symbolrate synchronisiert und die Zeittaktung so ausgerichtet, dass der SRA-Regenerationszyklus um die Zeit des Eingangsphasenübergangs zentriert wird (das invertierte Rücksetzsignal wird um einen Wert nahe 0,5 × Symbolzeit verzögert).
Variationen des BPSK-Kommunikationssystems
Bei manchen anderen Implementierungen folgt auf den SRA 1718 in 15 eine synchrone Demodulation mit Costas-Schleife, z. B. unter Verwendung einer Costas-Schleife ähnlich der in 4 dargestellten Costas-Schleife 400. Bei dieser Implementierung wird die Zeittaktung des SRA so verändert, dass die Regeneration gleichphasig mit dem Symbolsignal ist (das Rücksetzsignal gleichphasig mit der Symbolzeit ist). Der Ausgang des SRA wird direkt in die 2 Mischer der Costas-Schleife (z. B. Mischer 406 und 408 von 4) eingespeist und die Filterung durch 2 Tiefpassfilter erfolgt danach. In dieser Auslegung wird die Rücksetzphase an den Phasenwechseln ausgerichtet und der Regenerationszyklus wird in der Symbolzeit zentriert. Dieses Konzept gilt, da der SRA die Eingangssignalphase durchleitet, wenn in der Regenerationszeit kein Phasenwechsel stattfindet, aber nicht während der Rücksetzzeit. Dem Ausgang des I-Weg-Mischers folgt ein Tiefpassfilter zum Entfernen des Mischerprodukts wie etwa einer Frequenzkomponente mit der doppelten Trägerfrequenz und Beibehalten nur der Signalhüllkurve (Modulationsvorzeichen und Phasenfehler). Das Signal nach der Filterung wird +V_max, wenn sowohl die Eingangsfrequenz und der LO (normalerweise 0-Grad-Phase) bei –90 Grad gleichphasig sind, und –V_max, wenn sie gegenphasig sind (normalerweise +90 Grad). Der Ausgang ist immer noch ein BPSK-Signal und kein DBPSK-Signal. Ein Vorteil dieser Implementierung besteht darin, dass die Energie pro Bit gegenüber der pseudosynchronen Demodulation verdoppelt ist (Bereich von –V_max bis +V_max im Vergleich zum Bereich 0 bis V_max). Jedoch bringt die Implementierung bei hohen Frequenzen zusätzliche Komplexität hinein und erhöht den Stromverbrauch.
Bei noch einer anderen Implementierung folgt auf den SRA 1718 in 15 eine synchrone Demodulation, bei der der lokale Oszillator eine Trägerextraktion verwendet. Dem SRA folgt ein Mischer, der an seinem zweiten Anschluss durch den synchronen lokalen Oszillator gespeist wird. Ein synchroner lokaler Oszillator kann durch Trägerextraktion erzeugt werden, wie in 5 dargestellt. In diesem Szenario wird die Zeittaktung des SRA so eingestellt, dass die Regeneration gleichphasig mit dem Symbolsignal ist (das Rücksetzsignal gleichphasig mit der Symbolzeit ist). Dem Ausgang des Mischers folgt ein Tiefpassfilter zum Entfernen des Mischerprodukts wie etwa einer Frequenzkomponente mit der doppelten Trägerfrequenz und Beibehalten nur der Signalhüllkurve. Das Signal nach der Filterung ist +V_max, wenn sowohl die Eingangsfrequenz und der lokale Oszillator (normalerweise 0-Grad-Phase) gleichphasig sind, und –V_max, wenn sie gegenphasig sind (normalerweise 180 Grad). Der Ausgang ist immer noch ein BPSK-Signal und kein DBPSK-Signal. Ein Vorteil dieser Implementierung besteht darin, dass die Energie pro Bit gegenüber der pseudosynchronen Demodulation verdoppelt ist (–V_max bis + V_max im Vergleich zu 0 bis V_max). Jedoch bringt die Implementierung bei hohen Frequenzen zusätzliche Komplexität hinein und erhöht den Stromverbrauch, z. B. kann der Stromverbrauch 2 bis 15 mal höher liegen.
BPSK-Demodulation mit zwei verschachtelten SRAs
Nun wieder auf 14 und 15 Bezug nehmend, können die SRAs 1618 und 1718 jeweils zwei verschachtelte SRAs darstellen, beispielsweise wie mit Bezug auf 11–13 beschrieben. Bei den verschachtelten SRAs von 11–13 wird der Regenerationszyklus mit der halben Symbolrate synchronisiert (2 Symbole lang), um dem/den SRA(s) mehr Zeit zu verschaffen, zu regenerieren und den/die Phasenwechsel zu diskriminieren, was besonders nützlich sein kann, wenn das Verhältnis zwischen Trägerfrequenz und Symbolrate weniger als ca. 25 beträgt, wenn die Trägerfrequenz hoch ist (z. B. im Bereich von 1 GHz bis 2000 GHz) oder wenn die Datenrate hoch ist (z. B. im Bereich von 100 Mbps bis 1000 Gbps). Bei dieser Implementierung werden zwei SRAs parallel verwendet, wobei jeder mit zwei Symbolen Länge regeneriert und sie mit dem Rücksetzsignal miteinander verschachtelt sind. Wie mit Bezug auf 11–13 beschrieben, ist diese Implementierung komplexer, hat aber den Vorteil, im Vergleich zu Implementierungen mit einem SRA mehr Zeit bereitzustellen (die doppelte Symbolzeit), um zu regenerieren.
17 zeigt eine Anzeige 1900 der Schwingungsverläufe und der relativen Zeitpunkte verschiedener Signale einer beispielhaften Implementierung des kompletten BPSK-Sendeempfängers, der mithilfe zweier verschachtelter SRAs über zwei Symbole regeneriert wird. Die SRAs können verschachtelte SRAs sein, beispielsweise wie in 11 bis 13 dargestellt. Insbesondere kann der Sendeempfänger zwei parallele verschachtelte SRAs mit halber Rate als Phasendiskriminatoren nutzen. Bestimmte Signale werden grafisch dargestellt, darunter der digitale Eingangsstrom, auf EHF moduliert, gesendet, empfangen, verstärkt, diskriminiert, demoduliert, aufgeteilt und ausgegeben.
In der Anzeige 1900 ist der Eingangsbitstrom 1902 oben in der Anzeige 1900 dargestellt und entspricht in diesem Beispiel den Bits „0110001101”. Die anderen Schwingungsverläufe 1906 bis 1916 sind in einem vergrößerten Zeitabschnitt des Bitstroms 1902 dargestellt. Zusätzlich ist in diesem Beispiel die Datenrate oder Symbolrate 6 Gbps oder 166,7 ps Bitzeit und als Trägerfrequenz ist 60 GHz gewählt. Das Eingangssignal, das z. B. dem BPSK-Eingangssignal in 15 entspricht, wird mit einem lokalen Oszillator mit 60 GHz moduliert und durch Signal 1904 dargestellt. Die Phasenwechsel sind im Bitstrom 1906 bei allen 0-1- oder 1-0-Übergängen dargestellt. In diesem Beispiel gibt es kein Filter 1706 und deshalb ist die Frequenzbandbreite des Signals für größere visuelle Deutlichkeit nicht bandbegrenzt.
Das invertierte Rücksetzsignal für den SRA ist nicht dargestellt, ist aber beim ersten SRA synchron mit dem eingehenden Datenstrom und beim zweiten SRA der verschachtelten SRAs um eine Symbolzeit verzögert. Das Rücksetzsignal wird durch die Verarbeitungsfunktion 1702 bereitgestellt und nach der Synchronisationsphase genau eingestellt. In diesem Beispiel beträgt das Tastverhältnis des Rücksetzsignals 10% Rücksetzung, 90% Regeneration.
Der Ausgang des ersten SRA ist durch Signal 1908 dargestellt. Das Signal 1908 veranschaulicht, dass das SRA-Signal eine volle Regeneration aufweist, die 2 Symbolzeiten dauert. Wie oben beschrieben, erzeugt ein Phasenwechsel ein Signal mit „pyramidenförmiger” Hüllkurve, wo die Verstärkung des Signals zunimmt und dann abnimmt, während kein Phasenwechsel eine volle Regeneration bis zur Abfallflanke des invertierten Rücksetzsignals erzeugt.
Das Signal des ersten SRA nach der pseudosynchronen Demodulation und Tiefpassfilterung wird durch das Signal 1910 dargestellt. Das Signal 1910 entspricht der Gleichrichtung des SRA-Ausgangssignals 1908 des ersten SRA und behält die Hüllkurve des Signals bei. Sichtbar ist ein nichtlinearer Effekt aufgrund der nichtlinearen Transferfunktion des pseudosynchronen Demodulators (in diesem Beispiel ein Selbstmultiplizierer) und des Tiefpassfilters. Aufgrund der Gruppenverzögerung des verwendeten bestimmten Tiefpassfilters, in diesem Fall ein Butterworth-Tiefpassfilter der 7. Ordnung mit einer Schnittfrequenz von 40 GHz, ist auch eine Verzögerung erkennbar.
Der Ausgang des zweiten SRA ist durch Signal 1912 dargestellt. Der Ausgang des zweiten SRA 1304 veranschaulicht die in 11 dargestellte Verzögerung von 1 Symbol 1308 gegenüber dem Ausgang des in 11 dargestellten ersten SRA als 1302. Das Signal des zweiten SRA nach der pseudosynchronen Demodulation und Tiefpassfilterung wird durch das Signal 1914 dargestellt. Der nichtlineare Effekt und die Verzögerung sind denjenigen des Signals 1910 ähnlich.
Am Ende jeder Regeneration, die A) oben an positiven Flanken bei (2), (4), (5), (7) erkannt wird oder B) am Ende der negativen Flanke nahe null bei (1), (3), (6), (8), (9) erkannt wird, beträgt die Ausgangsspannung jedes SRA in diesem Beispiel entweder ca. 0 V oder ca. 10 V, wobei null einen 180-Grad-Phasenwechsel und 10 V einen Phasenwechsel von 0 Grad darstellt. Bei manchen Implementierungen fallt das Ende des Regenerationsprozesses des ersten SRA 1908 und 1302 in 11 mit Abfallflankenzeit des invertierten Rücksetzsignals und das Ende des Regenerationsprozesses des zweiten SRA 1912 und 1304 in 11 fällt mit dem invertierten Rücksetzsignal zusammen, das um ein Symbol verzögert ist, wie durch 1308 in 11 bereitgestellt. Zwei ähnliche Komparatoren folgen den Demodulationsausgängen, die durch 1910 und 1914 dargestellt sind, für die die Schwellenspannung oder Referenzspannung um etwa die Pegelmitte zwischen 0 und V_max eingestellt werden kann, im Beispiel zwischen 0 V und 10 V, z. B. 5 V.
Schließlich werden beide Signale zu den Zeiten (1) bis (9) abgetastet und alternativ ausgewählt, um den Ausgangsstrom 1916 aus den Signalen 1910 und 1914 zu den Zeiten (1), (2), (3), (4), (5), (6), (7), (8), und (9) zu erzeugen, was Folgendes ausgibt:
Undefiniert = X vor (1),
0 V oder 180 Grad = „1” bei (1),
10 V oder 0 Grad = „0” bei (2),
0 V oder 180 Grad = „1” bei (3),
10 V oder 0 Grad = „0” bei (4),
10 V oder 0 Grad = „0” bei (5),
0 V oder 180 Grad = „1” bei (6),
10 V oder 0 Grad = „0” bei (7),
0 V oder 180 Grad = „1” bei (8), und
0 V oder 180 Grad = „1” bei (9),
Der resultierende Bitstrom ist „X101001011”. Er wird abgetastet und als Ausgangsstrom 1916 an die Sende- und Empfangsbasisbandverarbeitung ausgegeben.
Um diesen differentiellen Datenstrom in einen nichtdifferentiellen umzuwandeln, wird dieselbe Umwandlung wie oben beschrieben angewandt und der Bitstrom wird „(0)110001101”. Dieser demodulierte digitale Ausgang ist identisch mit dem eingehenden Datenstrom.
Eine Reihe von Ausführungsformen der Erfindung wurden beschrieben. Dennoch versteht es sich, dass verschiedene Modifikationen vorgenommen werden können, ohne vom Geist und Umfang der Erfindung abzuweichen. Demnach fallen andere Ausführungsformen in den Umfang der folgenden Ansprüche.
Diese Spezifikation enthält zwar viele bestimmte Implementierungsdetails, diese sind aber nicht als Beschränkungen des Umfangs einer Erfindung oder des Umfangs der Ansprüche auszulegen, sondern als Beschreibungen von Merkmalen, die für bestimmte Ausführungsformen bestimmter Erfindungen spezifisch sind. Bestimmte Merkmale, die in dieser Spezifikation im Kontext separater Ausführungsformen beschrieben sind, können auch kombiniert in einer einzigen Ausführungsform implementiert sein. Umgekehrt können auch verschiedene Merkmale, die im Kontext einer einzigen Ausführungsform beschrieben sind, separat in mehreren Ausführungsformen oder in einer geeigneten Teilkombination implementiert sein. Darüber hinaus können Merkmale oben zwar als in bestimmten Kombinationen wirkend und sogar ursprünglich so beansprucht beschrieben sein, aber ein oder mehrere Merkmale aus einer beanspruchten Kombination können in einigen Fällen herausgenommen werden und die beanspruchte Kombination kann auf eine Teilkombination oder eine Variation einer Teilkombination gerichtet sein.
Operationen werden zwar in den Zeichnungen in einer bestimmten Reihenfolge dargestellt, aber dies ist nicht so zu verstehen, dass es erforderlich ist, dass solche Operationen in der dargestellten bestimmten Reihenfolge oder in sequentieller Reihenfolge ausgeführt werden oder dass alle veranschaulichten Operationen ausgeführt werden müssen, um wünschenswerte Ergebnisse zu erzielen. Unter gewissen Umständen können Multitasking und Parallelverarbeitung vorteilhaft sein. Darüber hinaus ist die separate Anordnung verschiedener Systemmodule und -komponenten in den oben beschriebenen Ausführungsformen nicht so zu verstehen, als erforderten sie in allen Ausführungen eine solche separate Anordnung, und es ist zu verstehen, dass die beschriebenen Programmkomponenten und -systeme im Allgemeinen zusammen in einem einzigen Softwareprodukt integriert oder in mehrere Softwareprodukte gepackt werden können.
Bestimmte Ausführungsformen des Gegenstands wurden beschrieben. Andere Ausführungsformen fallen in den Umfang der folgenden Ansprüche. Beispielsweise können die in den Ansprüchen angeführten Aktionen in einer anderen Reihenfolge ausgeführt werden und dennoch wünschenswerte Ergebnisse erzielen. Als Beispiel erfordern die in den begleitenden Figuren dargestellten Prozesse nicht unbedingt die dargestellte bestimmte Reihenfolge oder eine sequentielle Reihenfolge, um wünschenswerte Ergebnisse zu erzielen. In manchen Fällen können Multitasking und Parallelverarbeitung vorteilhaft sein.

Claims

Vorrichtung, umfassend: einen superregenerativen Verstärker (SRA), der dafür ausgelegt ist, ein durch binäre Phasenumtastung (BPSK) moduliertes Signal zu empfangen und ein Amplitudensignal als Funktion der Phasenwechsel im BPSK-modulierten Signal auszugeben; einen pseudosynchronen Demodulator, der das Amplitudensignal gleichrichtet und eine Hüllkurve des gleichgerichteten Amplitudensignals erzeugt; und einen Analog-Digital-Wandler, der die Amplitudenwerte der Hüllkurve in digitale Binärwerte umwandelt.
Vorrichtung nach Anspruch 1, ferner umfassend: ein Tiefpassfilter, gekoppelt zwischen dem pseudosynchronen Demodulator und dem Analog-Digital-Wandler.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der SRA das BPSK-modulierte Signal auf eine Maximalamplitude verstärkt, wenn kein Phasenwechsel erfolgt.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die SRA-Verstärkung sich der Nullamplitude nähert, wenn ein Phasenwechsel erfolgt.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Analog-Digital-Wandler die Amplitudenwerte mit einem Schwellenwert vergleicht, so dass den Amplitudenwerten über dem Schwellenwert ein erster digitaler Binärwert zugeordnet wird und den Amplitudenwerten unter dem Schwellenwert ein zweiter digitaler Binärwert zugeordnet wird.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Amplitude sich bei einer bestimmten Operation auf eines oder mehrere von Spannung, Strom, Leistung, Frequenz, Phase oder Temperatur bezieht.
Vorrichtung nach Anspruch 1, ferner umfassend: eine Antenne zum Empfangen des BPSK-modulierten Signals von einer Sendevorrichtung.
Vorrichtung nach Anspruch 1, ferner umfassend: eine Wellenleiter-Ankoppelvorrichtung, die dafür ausgelegt ist, das BPSK-modulierte Signal von einer Sendevorrichtung zu empfangen.
Vorrichtung nach Anspruch 1, ferner umfassend: einen Modulationsabschnitt zum Modulieren digitaler Eingangsdaten zum Senden, wobei der Modulationsabschnitt enthält: einen Digital-Analog-Wandler, der dafür ausgelegt ist, Binärwerte der digitalen Daten in analoge Symbole umzutasten; und einen BPSK-Modulator, der dafür ausgelegt ist, die Phase eines Trägersignals, das von einem Oszillator basierend auf dem mit jedem Symbol verknüpften Binärwert erzeugt wird, zu modulieren.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der SRA einen Verstärker, eine Verzögerungsleitung, einen Addierer und einen Rücksetzschalter, der in einem direkten Weg vom Verstärker zu einem Ausgang des SRA positioniert ist, umfasst.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der SRA einen Verstärker, eine Verzögerungsleitung, einen Addierer und einen Rücksetzschalter, der in einem Verzögerungsweg zwischen der Verzögerungsleitung und dem Addierer positioniert ist, umfasst.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der SRA einen Addierer, einen Verstärker, einen Rücksetzschalter, der in einem direkten Weg vom Verstärker zu einem Ausgang des SRA positioniert ist, und eine Verzögerungsschleife umfasst, wobei die Verzögerungsschleife eine Verzögerungsleitung und einen Inverter enthält.
Vorrichtung nach Anspruch 12, wobei der Inverter eine Verstärkung von –1 bereitstellt und die Verzögerungsleitung eine Verzögerung von 180 Grad bereitstellt.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der SRA einen Addierer, einen Verstärker und eine Verzögerungsschleife enthält, wobei die Verzögerungsschleife einen Inverter, eine Verzögerungsleitung und einen Rücksetzschalter enthält.
Vorrichtung nach Anspruch 14, wobei der Inverter eine Verstärkung von –1 bereitstellt und die Verzögerungsleitung eine Verzögerung von 180 Grad bereitstellt.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der SRA eine Verstärkerverzögerungsleitung, einen Rücksetzschalter und einen Subtrahierer umfasst, wobei die Verzögerungsleitung eine Verzögerung von 180 Grad bereitstellt.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der SRA einen Oszillatorverstärker umfasst.
Vorrichtung nach Anspruch 17, wobei der SRA ein unsymmetrischer Verstärker ist, wobei der SRA mindestens eine feste oder virtuelle Verzögerungsleitung, einen Oszillatorverstärker, einen Addierer und einen Resonatorschaltkreis enthält.
Vorrichtung nach Anspruch 17, wobei der SRA differentiell ist, wobei der SRA ein Paar feste oder virtuelle Verzögerungsleitungen, einen Oszillatorverstärker, ein Paar Addierer und einen Resonatorschaltkreis enthält und wobei der SRA eine differentielle Phasen-Amplituden-Umwandlung erzeugt.
Vorrichtung nach Anspruch 1, ferner umfassend einen zweiten SRA, wobei der SRA und der zweite SRA miteinander verschachtelt sind.
Vorrichtung nach Anspruch 20, wobei jeder SRA dafür ausgelegt ist, über eine Zeitdauer der doppelten Symbollänge zu regenerieren und wobei jeder SRA eine verschachtelte Zeittaktung mit halber Symbolrate aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 21, wobei das Rücksetzsignal des zweiten SRA gegenüber dem Rücksetzsignal des ersten SRA um ein Symbol verzögert wird.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der SRA eine Oszillatorverstärkertopologie umfasst.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der SRA eine lineare Phasen-Amplituden-Umwandlung bereitstellt.
Vorrichtung nach Anspruch 24, wobei der SRA eine Schleifenverstärkung für jeden Zyklus von 1 bereitstellt.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der SRA eine nichtlineare Phasen-Amplituden-Umwandlung bereitstellt.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der SRA einen Rücksetzschalter enthält, der von einem zyklischen Rücksetzsignal ausgelöst wird.
Vorrichtung nach Anspruch 27, wobei das Rücksetzsignal mit eingehenden Symbolen gleichphasig synchronisiert wird.
Vorrichtung nach Anspruch 28, wobei das Rücksetzsignal mit eingehenden Symbolen gleichphasig synchronisiert wird, aber relativ zu den Symbolen um einen festen Betrag verzögert.
Vorrichtung nach Anspruch 28, wobei das Rücksetzsignal mit eingehenden Symbolen gleichphasig synchronisiert wird und wobei es mehrere Rücksetzzyklen pro Symbol entsprechend einem festen Verzögerungsbetrag relativ zu den Symbolen gibt.
Vorrichtung nach Anspruch 27, wobei das Rücksetzsignal als Reaktion auf eine Schwellenwertamplitude des verstärkten Signals ausgelöst wird.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei: dem SRA eine automatische Verstärkungsregelung (AGC) vorausgeht; und der SRA mit einem Synchronisationsmechanismus mit der eingehenden Symbolrate synchronisiert wird, wobei der Synchronisationsmechanismus die AGC auf eine Weise steuert, um die Regenerationsgeschwindigkeit des SRA durch Ändern der Amplitude des SRA-Eingangs zu beschleunigen oder zu verlangsamen.
Vorrichtung, umfassend: einen superregenerativen Verstärker (SRA), der dafür auslegt ist, ein durch binäre Phasenumtastung (BPSK) moduliertes Signal zu empfangen und ein Amplitudensignal als Funktion der Phasenwechsel im BPSK-modulierten Signal auszugeben; einen pseudosynchronen Demodulator, der das Amplitudensignal gleichrichtet und eine Hüllkurve des gleichgerichteten Amplitudensignals erzeugt; und einen Komparator, der die Amplitudenwerte des gleichgerichteten Amplitudensignals mit einer Referenzamplitude vergleicht, um ein binäres digitales Ausgangssignal zu erzeugen.
Verfahren, umfassend: Empfangen eines durch binäre Phasenumtastung (BPSK) modulierten Signals; Nutzen eines oder mehrerer superregenerativer Verstärker (SRA) zur Umwandlung der Phase des BPSK-modulierten Signals in Amplitudenwerte; und Durchführen einer pseudosynchronen Demodulation zur Verarbeitung der Amplitudenwerte zu einer Hüllkurve des gleichgerichteten Amplitudensignals.
Verfahren nach Anspruch 34, ferner umfassend: Umwandeln der Hüllkurve des gleichgerichteten Amplitudensignals in einen binären Bitstrom.
Verfahren nach Anspruch 35, wobei Umwandeln der Hüllkurve des gleichgerichteten Amplitudensignals in einen binären Bitstrom Durchführen einer Analog-Digital-Wandlung beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 35, wobei Umwandeln der Hüllkurve des gleichgerichteten Amplitudensignals in einen binären Bitstrom Leiten des Signals durch einen Komparator beinhaltet, der die Amplitudenwerte der Hüllkurve des gleichgerichteten Amplitudensignals mit einer Referenzamplitude vergleicht, um ein binäres digitales Ausgangssignal zu erzeugen.
Verfahren nach Anspruch 34, wobei der eine oder die mehreren SRAs dafür ausgelegt sind, eine bestimmte Anzahl von Verstärkungszyklen über mindestens eine Symbollänge des Eingangssignals auszuführen, bevor ein Rücksetzsignal ausgelöst wird.
Verfahren nach Anspruch 38, wobei der eine oder die mehreren SRAs jeweils das Eingangssignal verstärken, wenn kein Phasenwechsel erfolgt.
Verfahren nach Anspruch 38, wobei der eine oder die mehreren SRAs jeweils das Eingangssignal durch das Rücksetzsignal entverstärken, wenn ein Phasenwechsel von 180 Grad erfolgt.
Verfahren nach Anspruch 38, wobei der eine oder die mehreren SRAs dafür ausgelegt sind, eine lineare Verstärkung bereitzustellen.
Verfahren nach Anspruch 38, wobei die Anzahl der von jedem SRA durchgeführten Verstärkungszyklen von der SRA-Topologie abhängt.
Verfahren nach Anspruch 38, wobei die Regeneration mindestens eines Rücksetzzyklus unter einer Vielzahl von Regenerationen des Rücksetzzyklus durch einen Phasenwechsel zwischen einem eingehenden BPSK-Symbol und dem nächsten beeinflusst wird; wobei die Hüllkurve des gleichgerichteten Amplitudensignals für die Regeneration dieses einen Rücksetzzyklus geringer ist im Vergleich zu der Regeneration mindestens eines anderen Rücksetzzyklus; und wobei die Differenz als ein Phasenwechsel verarbeitet werden kann.