CN107896203A

CN107896203A - Bpsk解调

Info

Publication number: CN107896203A
Application number: CN201710880433.4A
Authority: CN
Inventors: 帕特里克·安托万·拉达; 罗杰·D·伊萨克; 伊恩·A·凯尔斯; 理查德·拉塞尔·苏特
Original assignee: Base System
Current assignee: Molex LLC
Priority date: 2016-10-03
Filing date: 2017-09-26
Publication date: 2018-04-10
Anticipated expiration: 2037-09-26
Also published as: US20180131546A1; US9900197B1; US20190260619A1; US10742462B2; US10225120B2; DE102017009109A1; CN107896203B

Abstract

本发明涉及BPSK解调。具体涉及用于EM通信的方法、系统和设备。所述设备之一包括：超再生放大器(SRA)，其被配置为接收二进制相移键控(BPSK)调制的信号并且输出随BPSK调制的信号中的相位变化而变化的振幅信号；伪同步解调器，其对振幅信号进行整流并生成整流振幅信号的包络；以及模数转换器，其将所述包络的振幅值转换为数字二进制值。

Description

BPSK解调

技术领域

本说明书涉及电磁通信。

背景技术

半导体制造和电路设计技术的进步使得能够开发和生产工作频率越来越高的集成电路(IC)。继而，包含高频集成电路的电子产品和系统能够提供比前几代产品更大的功能性。附加功能性通常包括以越来越高的速度处理越来越大量的数据。

传统非接触式通信使用载波信号作为电磁波来穿过空间发送信息。通常利用输入信号来调制载波信号以承载信息。可按照多种方式来调制载波信号。在数字调制中，传统上通过离散信号来调制模拟载波信号。

一个传统调制技术包括对载波信号的相位进行调制。相移键控(PSK)是使用有限数量的相位的数字调制，各个相位被指派输入信号的二进制位的唯一图案。通常，各个相位对相等数量的比特进行编码。比特的各个图案形成由特定相位表示的符号。

最简单形式的PSK是二进制PSK，其中相位变化可为0或180度。其可被映射至二进制序列，其中例如，“1”对应于180度相移，而“0”对应于0度或无相移。

为了在接收机处恢复信息，使用解调器来从调制的载波信号提取输入信号。PSK解调确定所接收的信号的相位并将其映射回它所表示的符号，以恢复原始信息。传统PSK解调需要接收机能够将所接收的信号的相位与基准信号进行比较，该基准信号与载波信号同步。

发明内容

通常，本说明书中所描述的主题的一个新颖方面可在设备中具体实现，所述设备包括：超再生放大器(SRA)，其被配置为接收二进制相移键控(BPSK)调制的信号并且输出作为BPSK调制的信号中的相位变化的函数的振幅信号；伪同步解调器，其对振幅信号进行整流并且生成被整流的振幅信号的包络；以及模数转换器，其将包络的振幅值转换为数字二进制值。

以上和其它实施方式可各自可选地包括以下特征中的一个或更多个，以单独或组合的方式。具体地，一个实施方式包括所有以下特征的组合。所述设备还包括：低通滤波器，其耦合在伪同步解调器和模数转换器之间。当没有发生相位变化时，SRA将BPSK调制的信号放大至最大振幅。当发生相位变化时，SRA放大接近零振幅。模数转换器将振幅值与阈值进行比较，使得高于阈值的振幅值被指派第一数字二进制值，低于阈值的振幅值被指派第二数字二进制值。具体操作期间的振幅是指电压、电流、功率、频率、相位或温度中的一个或更多个。所述设备还包括：天线，其用于从发送装置接收BPSK调制的信号。所述设备还包括：波导发射器，其被配置为从发送装置接收BPSK调制的信号。

所述设备还包括：调制部，其用于调制输入数字数据以用于传输，其中，该调制部包括：数模转换器，其被配置为将数字数据的二进制值转换为模拟符号；以及BPSK调制器，其被配置为基于与各个符号关联的二进制值来调制由振荡器生成的载波信号的相位。SRA包括放大器、延迟线、加法器以及设置在从放大器至SRA的输出的直达路径中的复位开关。SRA包括放大器、延迟线、加法器以及设置在延迟线与加法器之间的延迟路径中的复位开关。SRA包括加法器、放大器、设置在从放大器至SRA的输出的直达路径中的复位开关以及延迟环路，其中，该延迟环路包括延迟线和反相器。反相器提供-1的增益，并且延迟线提供180度的延迟。SRA包括加法器、放大器和延迟环路，其中，该延迟环路包括反相器、延迟线和复位开关。反相器反相器提供-1的增益，延迟线提供180度的延迟。SRA包括放大器延迟线、复位开关和减法器，其中，延迟线提供180度延迟。SRA包括振荡放大器。

SRA是单端放大器，该SRA包括至少一个固定的或虚拟的延迟线、振荡放大器、加法器和谐振器电路。SRA为差分的，该SRA包括一对固定的或虚拟的延迟线、振荡放大器、一对加法器、以及谐振器电路，并且其中，SRA生成差分相位至振幅转换。所述设备还包括：第二SRA，其中，SRA和第二SRA是交错的。各个SRA被配置为在双符号长度的时间内再生，并且其中，各个SRA具有半符号速率交错定时。相对于第一SRA的复位信号，第二SRA的复位信号被延迟了一个符号。SRA包括振荡放大器拓扑。

SRA提供线性相位至振幅转换。该SRA针对各个循环提供1的环路增益。SRA提供非线性相位至振幅转换。该SRA包括由循环复位信号触发的复位开关。复位信号与传入符号相位同步。复位信号与传入符号在相位上同步，但是相对于所述符号延迟了固定量。复位信号与传入符号在相位上同步，并且其中，根据相对于符号的固定延迟量，每符号存在多个复位循环。响应于被放大的信号的阈值振幅，触发所述复位信号。SRA的前面有自动增益控制(AGC)；并且利用同步机制使SRA与传入符号速率为同步，该同步机制以通过改变SRA输入的振幅来加速或减速SRA的再生速度的方式控制AGC。

通常，本说明书中所描述的主题的一个新颖方面可在设备中具体实现，所述设备包括：超再生放大器(SRA)，其被配置为接收二进制相移键控(BPSK)调制的信号并且输出作为BPSK调制的信号中的相位变化的函数的振幅信号；伪同步解调器，其对振幅信号进行整流并且生成被整流的振幅信号的包络；以及比较器，其将被整流的振幅信号的振幅值与基准振幅进行比较以生成二进制数字输出信号。

通常，本说明书中所描述的主题的一个新颖方面可在方法中具体实现，所述方法包括以下动作：接收二进制相移键控(BPSK)调制的信号；利用一个或更多个超再生放大器(SRA)将BPSK调制的信号的相位转换为振幅值；以及执行伪同步解调，以将振幅值处理为被整流的振幅信号的包络。

所述方法还包括将被整流的振幅信号的包络转换为二进制比特流。将被整流的振幅信号的包络转换为二进制比特流包括：执行模数转换。将被整流的振幅信号的包络转换为二进制比特流包括：使信号通过比较器以生成二进制数字输出，该比较器将整流振幅信号的包络的振幅值与基准振幅进行比较。在复位信号被触发之前，一个或更多个SRA被配置为横跨输入信号的至少一个符号长度执行指定数量的复位循环。当没有发生相位变化时，一个或更多个SRA各自放大输入信号。当存在180度相位变化时，一个或更多个SRA各自通过复位信号来对输入信号进行去放大。一个或更多个SRA被配置为提供线性增益。由各个SRA执行的放大循环的数量取决于SRA拓扑。多个复位循环的再生当中的至少一个复位循环的再生受一个传入BPSK符号与下一BPSK符号之间的相位变化影响；其中，针对该一个复位循环的再生的被整流的振幅信号的包络与至少一个其它复位循环的再生相比为更低；并且其中，所述差异能够被处理为相位变化。

本说明书中所描述的主题可在具体实施方式中实现实现以下优点中的一个或更多个。与传统BPSK解调相比，使用被配置成相位至电压转换器的超再生放大器的解调可通过减少所需的组件来简化解调。例如，不需要频率/相位载波提取电路来确定相位变化。换言之，避免了同步解调的通常要求，例如，使用本地振荡器、PLL或Costas环路。这可减小接收机的大小和复杂度以及功耗。使用超再生放大器的解调使所接收的传输的增益增加，这可降低所需的发送功率。另外，超再生放大器的使用可相对于数据信号减小噪声，因为噪声通常将由于不与信号一致而被放大器平均化。

本发明的一个或更多个实施方式的细节在附图以及下面的描述中阐述。本发明的其它特征、目的和优点将从该描述和附图以及权利要求书显而易见。

附图说明

图1是两个装置之间的示例非接触式通信的框图。

图2是通信模块之间的示例通信的侧视图。

图3是包括解调的示例通信系统的框图。

图4是示例Costas环路的框图。

图5是示例载波提取电路的框图。

图6A至图6E示出示例SRA电路。

图7是另一SRA电路的示例的框图。

图8是另一SRA电路的示例的框图。

图9示出由单位环路增益的SRA形成的示例波形的显示。

图10示出由单位环路增益的SRA形成的示例波形的显示。

图11示出包括两个SRA的示例BPSK解调器的一部分的框图。

图12示出包括两个SRA的示例BPSK解调器的一部分的框图。

图13示出包括两个SRA的示例BPSK解调器的一部分的框图。

图14是包括BPSK解调的示例通信系统的框图。

图15是包括BPSK解调的另一示例通信系统的框图。

图16示出完整BPSK收发器的示例实施方式的各种信号的波形和相对定时。

图17示出使用交错SRA的完整BPSK收发器的示例实施方式的各种信号的波形和相对定时。

各种图中的相似的标号指示相似的元件。

具体实施方式

概述

本说明书描述了用于将调制的载波信号解调的技术。具体地，本说明书描述了利用二进制相移键控(BPSK)调制进行了调制的载波信号的解调。BPSK使用分离开180度的两个相位，例如，0度和180度。本说明书描述了用于解调的相位解调器和超再生放大器(SRA)的配置，使得不再需要通常与Costas环路的使用同步以提供与输入载波信号的同步性的本地振荡器。该SRA生成代表BPSK调制的信号中的相位变化的电压输出。在一些实施方式中，可代替模数转换器使用比较器来从电压值确定比特流。

非接触式通信

非接触式通信可用于提供装置上的组件之间的信号通信，或者可提供装置之间的通信。在一个示例中，可部署紧密耦合的发送器/接收器对，使得发送器被设置在第一传导路径的终端部分处，接收器被设置在第二传导路径的终端部分处。发送器和接收器可根据所发送的能量的强度彼此紧邻设置，并且第一传导路径和第二传导路径可能相对于彼此不邻接。在一些示例中，发送器和接收器可被设置在分离的电路载体上，所述电路载体被设置为使得与发送器/接收器对的换能器(例如，一个或更多个天线)紧邻。

图1是两个装置之间的示例非接触式通信的框图100。第一装置102包括发送器106和接收器108。具体地，发送器106和接收器108可各自是能够以发送器或接收器模式操作的收发器。发送器106和接收器108各自通信上耦合至控制器110，该控制器110管理第一装置102的数据的发送或接收。

第二装置104包括发送器114和接收器112。具体地，发送器114和接收器112可各自是能够以发送器或接收器模式操作的收发器。发送器114和接收器112各自通信上耦合至控制器116，该控制器116管理第二装置104的数据的发送或接收。

如图1所示，第一装置102和第二装置104二者具有相应的发送器和接收器。这允许用于在第一装置102和第二装置104之间发送数据的双通信链路。具体地，第一非接触式通信链路可形成在第一装置102的发送器106与第二装置104的接收器112之间。第二非接触式通信链路可形成在第二装置的发送器114与第一装置102的接收器108之间。

图2是通信模块之间的示例通信的侧视图200。图2示出发送器和接收器之间的通信。例如，第一装置的用户可能希望与第二装置交换数据。在一些实施方式中，通过将第一装置的发送器切换为接收器并且将第二装置的接收器切换为发送器，通信可在从第二装置至第一装置的相反方向上流动。另选地，在一些其它实施方式中，各个装置可具有可充当发送器或接收器的不止一个收发器以在两个装置之间建立多条通信链路。

两个装置可彼此靠近设置，使得用于发送和接收数据的相应通信模块对准并且在彼此的范围内。具体地，对于EHF频率，两个装置的发送器和接收器可能需要在指定的距离内。所述距离可例如根据所使用的特定频率、发送器和接收器之间的材料以及传输强度而变化。

在图2中，第一装置包括第一通信模块，其具有作为发送器操作并被设置在第一PCB 204上的收发器IC封装202。收发器IC封装202被形成信道的第一信号引导结构206环绕。第一信号引导结构206延伸至第一装置的第一壳体208的表面。例如，第一装置可以是第一移动电话，并且第一壳体208可对应于第一移动电话的外壳。

第二装置包括第二通信模块，其具有作为接收器操作并被设置在第二PCB 212上的收发器IC封装210。收发器IC封装210被形成信道的第二信号引导结构214环绕。第二信号引导结构214延伸至第二装置的第二壳体216的表面。例如，第二装置可以是第二移动电话，第二壳体216可对应于第二移动电话的外壳。信号引导结构可由环绕IC封装210的金属或内衬金属的壁形成。

如示图200所示，第一信号引导结构206和第二信号引导结构214对准，并且第一壳体208和第二壳体216的外表面物理接触以提供最佳通信距离和干扰。

来自收发器IC封装202——例如来自IC封装的天线的数据传输穿过由第一信号引导结构206和第二信号引导结构214形成的信道，来到收发器IC封装210——例如被IC封装的天线接收。例如，一对装置可通过从收发器IC封装202向收发器IC封装210发送数据来彼此通信数据。信号引导结构连同恰当的对准一起可使接收器IC封装所接收的传输功率最大化。在一些实施方式中，信号引导结构可由金属材料形成或包括金属材料层，所述金属材料将沿着信号引导结构发送的数据朝着接收器反射。在一些其它实施方式中，信号引导结构可由电磁吸收材料形成或包括电磁吸收材料层以减少可能导致干扰的杂散信号。

尽管始终使用EHF非接触式通信的示例，本说明书中所描述的BPSK解调配置可用于信息被编码以用于在调制的载波信号中通信的任何合适的无线通信。例如，该解调可用于从非常低的频率——例如几千赫至非常高的频率——例如，1000GHz的宽频谱。类似地，该解调可用于各种无线应用，包括例如调频无线电——例如100兆赫(MHz)、远程数字无线电——例如150MHz、医疗通信——例如433MHz、ISM应用——例如900MHz、2.4-2.5GHz、5-6GHz、57-64GHz等。该解调配置也可用于诸如Bluetooth、BLE、LTE、CDMA、Wi-Fi等的不同通信协议。

典型的PSK通信

图3是包括解调的示例通信系统300的框图。具体地，通信系统300包括分别用于数据发送和数据接收的调制路径和解调路径二者。例如，对于根据为收发器设定的模式而被用于发送和接收数据二者的收发器。为了方便示出单个结构，然而，在一些其它实施方式中，在不改变调制和解调的一般功能的情况下，所述路径可为独立的并且与例如不同IC封装的不同天线关联。

为了发送调制的数据，传入的数字数据可初始被管理通信系统300的RF功能的发送和接收基带处理302接收。基带处理可包括执行包含要发送(或者所接收)的信息的未调制数字信号的同步、跟踪、数字处理和编码(另选地，所接收的数据的解码)。在该处理之后，数据然后沿着调制路径朝着天线304传递。天线304然后将调制的信号例如朝着另一装置的接收器发送。

调制路径包括数模转换器306。数模转换器306将数字数据转换为各自表示整数个比特的波形符号。因此，各个符号表示由N比特组成的消息。

PSK调制器308将符号应用于载波信号。PSK调制通过在精确的时间变化正弦和余弦输入来调制载波信号的相位。因此，调制的相位用于表示对应数字状态。各个数字调制方案使用有限数量的不同信号来表示数字数据。PSK使用有限数量的相位，各个相位被指派具有二进制位的唯一图案的对应数字状态。通常，各个相位对相等数量的比特进行编码。比特的各个图案形成由特定相位表示的符号。

通过锁相环路(PLL)310来生成具有不同相位的载波信号。图3所示的PLL 310包括相位/频率比较器312、滤波器314、本地振荡器316和分频器318。相位/频率比较器312以基准输入和来自本地振荡器316的反馈作为输入。相位/频率比较器生成表示两个信号之间的相位/频率差的电压。该电压输出用于控制本地振荡器316，使得相位差保持恒定。滤波器314为PLL 310提供稳定性。本地振荡器316生成周期性振荡电子信号。在这种情况下，所生成的信号用作载波信号。分频器318是通向相位/频率比较器312的反馈路径的一部分。分频器318可用于从振荡器生成一定范围的频率。

所得的PSK调制的信号被射频放大器320放大至指定的发送功率并被路由至天线304以用于传输。发送/接收开关322可用于选择性地打开从传输路径至天线的路径或者打开用于从天线304接收的数据信号的路径。在一些实施方式中，由于调制的数据的发送和调制的数据的接收与专用天线关联而非共享，或者如果收发器为全双工并且允许同时发送和接收模式，则不需要发送/接收开关322。

在另一实施方式中，发送器和接收器不同时使用(半双工模式)，当接收器从天线接收时发送功率放大器可被关闭，反之亦然。

当天线304从另一装置接收到调制的信号时，发送/接收开关322沿着解调路径对信号进行路由以从载波信号提取模拟/数字数据。带通滤波器324可用于滤除所接收的信号的特定预期的频率(信道带宽)之外的任何信号。然后，低噪放大器326可用于增大所接收的调制的信号的增益。

PSK解调器328用于从载波信号分离对数据编码的符号。PSK解调可使用PLL 310来识别载波信号中用于对各个符号编码的相位变化。具体地，接收解调是同步的。这意味着本地振荡器的频率和相位必须与传入载波频率和相位基本上相同以执行解调。

为了提供同步，本地振荡器必须被设置为与传入信号同相。这被称作载波频率/相位同步。载波频率/相位同步可通过被称作Costas环路的电路来提供。Costas环路可为部分模拟和数字的。

图4示出用于BPSK解调的示例Costas环路400的框图。Costas环路400创建误差信号，该误差信号独立于数据速率并且以本地振荡器402与传入信号404之间的相位差的两倍地增长。Costas环路400使用图3中所呈现的大部分方框328和318，并且增加了与比较器312相似的乘法器，其创建操纵本地振荡器316的误差信号并提供该同步信息以执行解调。

具体地，如图4所示，本地振荡器402用于生成具有90度相位差的两个输出。两个信号由相应混合器或相位检测器406、408与输入信号混合。混合器的输出包含对应振荡器信号与输入信号之间的相位差。各个混合器406、408的输出穿过相应低通滤波器410、412以在维持调制的信号的相位/频率误差的同时分别滤除高频分量。各个低通滤波器的输出被提供给第三混合器414，该第三混合器414将两个低通滤波器410和412的输出组合并通过自乘去除用于内环路的数据调制。第三混合器414的输出穿过第三低通滤波器416，该第三低通滤波器416确定总Costas环路的稳定性和带宽。本地振荡器402由输入信号控制以使误差信号最小化，使得本地振荡器的相位与输入信号的相位同步。解调的信号在低通滤波器410的输出处作为例如比特“1”的正振幅电压以及比特“0”的负振幅电压是有效的。

图5示出示例载波提取电路500的框图。载波提取电路可用于创建与传入的调制的信号的相位和频率同步的本地振荡器信号。载波提取电路500包括PLL 502，该PLL 502具有超过传入信号载波频率的最大频率范围的捕获范围，所述传入信号载波频率包括发送器频率初始频率偏移(误差)以及例如随温度的各种频率漂移。

可能包括一些噪声分量的输入信号504首先穿过自动增益控制放大器(AGC)506，该AGC 506放大并将其输出维持在具有自动增益控制功能或具有限制器的载波提取电路的范围内的恒定包络电平。根据包括输入信号的强度、输入噪声量以及输入信号的动态范围的各种因素，可能需要高增益放大。AGC 506后面是平方器508，该平方器508对信号包络进行整流并且顺带具有使载波频率乘以二的效果。平方器508去除BPSK调制的180度相移并且创建没有任何相移的倍频的整流信号。

在平方器508之后，信号然后被传递至带通滤波器510。带通滤波器510去除双倍载波频率之外的不想要的频率项。滤波的信号被传递至PLL 502。PLL 502滤除由带通滤波器510使其通过的频率带宽内可能存在的噪声并且锁定至频率和相位同步的倍频输入。接下来，分频器512将倍频一分为二以在原始频率且同相地创建输入信号载波的副本。

在感测到传入信号之后，PLL 502可能需要一段时间(采集时间)来进行相位和频率锁定。采集时间取决于各种参数，诸如传入信号的输入电平、噪声电平、PLL相位比较器增益、VCO增益以及其可选的环路滤波器的传递函数。

锁定的振荡器信号和输入信号馈送PSK解调器328。所得的符号波形可在经历模数转换330(图3)以将符号的波形转换为其对应比特之前被进一步滤波。

使用超再生放大器(SRA)拓扑

图6A至图6E示出示例SRA电路。通常，SRA是使用反馈环路来增大某些时间段内SRA的增益的再生放大器。SRA通常是时变电路。在一些实施方式中，SRA可例如以指数或线性方式将增益增大至某些设计的最大值。另外，SRA周期性地对逐步放大进行复位。

图6A示出典型SRA 600的示例电路。SRA 600包括放大器602和延迟线604。输入信号可穿过隔离器601到达放大器602。放大器602输出的一部分被路由至延迟环路604，而其余部分从SRA 600输出。延迟线604为放大的信号提供指定的相位延迟，其取决于延迟线的长度。例如，延迟线604可提供360度的延迟。延迟的信号然后被传递给加法器606，该加法器606将延迟的信号返回与输入信号相加以用于放大。

在各个示例SRA中，只要对信号的输入不改变相位，延迟的信号就可与输入信号同相。当输入的相位变化时，由于延迟路径，在一段时间内在延迟线中将不反映该变化。延迟线604可包括隔离器以防止信号在反方向上穿过延迟线604。然后，放大器602将放大组合的信号，从而进一步增大总信号增益。在发生复位的最大再生时间内，该处理重复以增加输入信号的放大。复位开关608响应于复位信号而使电路开路，使得输入信号的放大被复位。

SRA 600提供若干特征。在复位之后，SRA快速地开始再生，即，放大循环再次开始。SRA利用单极来提供高增益。SRA可被配置为提供线性或指数增益，可具体地设定特定频率选择性，以及为多个SRA提供参数的独立调节，实施参数包括各个循环和复位条件的增益量。与具有指数增益的SRA相比，线性增益可用于提供更大的控制。SRA可进一步用于代替用于解调的相位同步结构，例如上面关于图3至图5描述的PLL、Costas环路、本地振荡器和/或频率提取电路。在一些实施方式中，延迟线可由合适的带通滤波器——例如管式带通滤波器来代替。延迟线可被限制为例如180度的最小延迟量。

图6B示出SRA 610的示例电路。SRA 610与SRA 600相似并且包括放大器612、隔离器613、加法器615和延迟线614。然而，在SRA 610中，复位开关616沿着与延迟线614相同的路径设置，以使得复位打开延迟线614路径，而非从放大器612至输出的直达路径。

当再生时间非常短时，此配置可具有一些优点。首先，将复位616设置在延迟线614中使得即使当复位模式有效时输入信号也被提供给输出。其次，当复位引脚被释放时，SRA610立即开始再生处理，与图6A的SRA 600相比这可导致多一个载波频率循环的更快再生。

例如，如果由SRA 600的延迟线604提供的延迟为360度，载波频率(Fc)为100GHz(＝10ps(皮秒)周期)，符号速率为10吉比特每秒“Gbps”(对应于100ps符号持续时间)，则在假设复位时间为符号持续时间的10％的情况下最大再生时间变为90ps并且提供90ps/10ps＝9个再生循环。相比之下，在相同参数下SRA 610可在相同的时间内提供10个再生循环。

对于SRA 600，可针对由延迟线提供的特定量延迟(360度)并且针对在传入符号的中间开始的循环计算复位之前的再生循环的最大数量。具体地，根据下式来计算再生的最大数量：

其中T_symbol对应于传入符号时间(即，数据速率的倒数)，T_c是载波周期1/F_c。

因此，在一个具体示例中，如果载波频率Fc为50GHz，其对应于20ps的T_c，BPSK符号时间T_symbol为200ps(对于5Gbps数据速率)，再生时间等于传入符号时间的80％，复位时间等于传入符号时间的20％，则对于SRA 600在复位之前存在八个再生循环。

对于也在延迟线604中具有360度的延迟的SRA 610，与上面针对SRA 600一样，以一个额外的再生循环，计算再生循环的最大数量。

因此，针对上面关于SRA 600所使用的相同示例值，SRA 610的再生循环的数量为九个。再生循环的数量对应于在一个级中SRA对信号的最大整流包络放大的数量，这对于高速高频系统而言是重要的。

图6C示出SRA 620的示例电路。SRA 620包括放大器622以及设置在从放大器622到输出的直达线路中的复位624。反馈路径包括延迟线626和反相器628二者。延迟线626和反相器628各自提供180度的延迟。具体地，反相器628具有(-1)的增益，其等同于180度的变化，但是没有或很少延迟。此配置的优点在于，与例如SRA 600的延迟线604相比，它仅需要长度为一半的延迟线626。另外，由于与一次相对地，载波的每一完整循环发生两次再生，所以SRA 620再生快两倍。具体地，利用较短的延迟线，仅花费载波频率的周期的一半来返回与输入相加(180度移位延迟)，例如，10ps，而与等待完整周期花费两倍的时间(360度移位延迟)，例如，20ps相对。

由于较短的延迟，延迟如今仅为180度的SRA 620的再生循环的最大数量如下式所示加倍：

使用与上面关于SRA 600相同的参数，这导致SRA 620的再生的最大数量加倍，例如在复位之前16个再生循环，而非8个。

图6D示出SRA 630的示例电路。SRA 630与图6C的SRA 620相似。然而，除了使用提供180度的延迟的延迟线632以及具有增益(-1)以提供等同于附加180度延迟的反相器634之外，复位开关636被设置在延迟线632的反馈环路内。与SRA 630相似，通过仅提供180度延迟，来使延迟线632被缩短。另外，在延迟环路部分中的复位开关636的位置允许输入信号即使在复位期间仍继续传递至输出。另外，如图6B的示例SRA 610一样，在输入信号的直达线路之外来对复位的定位可相对于图6C的SRA 620增加再生。

SRA 630将较短的延迟线与复位开关组合进一步增加了再生循环的最大数量。结果，再生循环的最大数量是SRA 600的再生循环的两倍加如SRA 610所示的一个再生循环，由下式示出：

图6C和图6D所示的SRA拓扑可优于图6A和图6B的SRA拓扑，因为它们更快地再生并且对于相似的电流消耗提供更高的放大。相比之下，图6A和图6B的SRA拓扑的优点在于与图6C和图6D所示的SRA拓扑相比输入和固有噪声以较慢的速率被放大，这可导致较低的输出噪声。

图6E示出例如用在示出BPSK解调的电路图中的SRA的符号表示640。该符号表示可用于表示本说明书中所描述的任何SRA拓扑，例如，图6A至图6D。在符号表示640的左侧设置有输入信号输入642和复位信号输入644。可选的延迟/频率调节646被示出并且可用在具体应用中。典型延迟调节可为例如0至45度。另选地，典型频率调节为中心谐振频率的+/-10％。在需要的情况下还可增加可选的环路增益调节648。典型的环路增益调节为0.0至2.0。延迟调节、频率调节和环路增益调节可为可独立调节的参数。

在SRA 620和630的另一实施方式中，负单位增益和加法器被组合在一个功能中，使得负增益块被删除并且加法器由减法器代替，与相加相反，该减法器从输入信号减去环路信号。换言之，减法器得到与输入信号减去延迟的环路信号对应的信号。使用减法器的另一示例在下面关于图14来描述。

图7示出使用振荡放大器700的SRA 700的另一实施方式。SRA 700具有作为其拓扑的一部分构建的180度固定延迟702。延迟线702可为真实的或虚拟的。如果是虚拟的，则可由下面更详细描述的图7的功能的拓扑(组件被连接在一起的方式)提供。SRA 700的输出还包括谐振电路712，该谐振电路712被放大器gm单元706调谐至频率F0，其中频率F0接近或基本上等于输入载波频率。利用加法器708将输入信号与谐振电路输出相加，并且求和的信号被传送至输出。

可使用不同的技术将F0调谐至Fc。在一个实施方式中，在数据通信开始之前，存在训练序列。发送器被指示在没有任何调制信号的情况下发送载波频率。复位被时钟控制并且可接近符号速率，但是在此阶段没有使用同步。可利用循环再生周期和复位周期来对复位进行时钟控制，例如再生周期为80％，复位周期为20％。F0的调谐逐步地顺序改变，并且记录每一步的再生整流信号包络的最大振幅。例如，返回参照图6E，在离散的步骤中调节延迟调节646，使得针对F0基本上接近Fc的步骤识别V_max。当F0基本上等于Fc时获得最大振幅V_max。至少在数据通信期间的时间段内设定并维持F0至V_max的调谐。

谐振电路704提供与输入信号同相的振荡行为。对复位开关710的复位信号使在再生的结尾处电路中包含的能量复位。在此实施方式中，由于延迟是固定的，可通过调节谐振器712的谐振来执行F0的可选调节以与输入载波频率Fc匹配。谐振器712可使用诸如离散电感-电容器LC、延迟线、谐振器、SOW、SAW等的各种谐振电路。

对于线性放大模式，振荡器电路必须提供单位增益的环路增益。如果不存在输入信号，则电路可能由于输入中或SRA中的噪声而自己开始振荡。然而，此振荡可能相对于输入符号速率花费较长时间，并且在此实施方式中不应成为问题，因为SRA 700按照与传入符号速率相似的速率复位。在一些情况下，非常长的一系列“1”或“0”比特值可能导致电路的自振荡。为了防止此问题，可使用合适的传统技术增加诸如不归零(“NRZ”)的数字编码。通过输入信号的相加，振荡再生随着输入信号与输出相加而立即开始。

图8是使用示例振荡放大器的SRA 800的另一实施方式的框图。SRA 800提供这样的SRA，其中信号为差分的，而非如SRA 700中一样为单端的。此问题可能重要的一些应用包括当频率非常高并且消耗的电流为临界时。差分方法通常获得两倍的增益并且对随机噪声和确定性噪声源提供更高的共模抑制，所述随机噪声和确定性噪声源例如包括系统中所使用的时钟或者其它信号/频率。

为了提供差分信号，输入信号被分离成具有180度相位差的两个信号。这两个信号穿过谐振电路802的不同路径，谐振电路802的各条路径包括相应延迟线804，各条延迟线804相对于放大器gm单元806固定在180度。延迟线804可为真实的或虚拟的。如果是虚拟的，则它们可由图8的功能的拓扑(组件被连接在一起的方式)提供。谐振电路812被放大器gm单元806调谐至频率F0，其中频率F0接近或基本上等于输入载波频率。通过加法器808将分离的输入信号与相应谐振电路输出相加，并且求和的信号被传送至差分输出。

对复位开关810的复位信号使在再生的结尾处用于两个信号的电路中包含的能量复位。在此实施方式中，由于延迟是固定的，所以通过调节谐振器812的谐振来进行F0相对于输入载波频率Fc的可选调节。谐振器812可使用诸如离散电感-电容器LC、延迟线、谐振器、SOW、SAW等的各种谐振电路。

在一些实施方式中，SRA——例如与图6至图8所示那些相似的SRA——可消除一个或更多个隔离器。在一些实施方式中，隔离器可被另一组件代替。例如，输入隔离器可由增益G2的放大器代替。在一些其它实施方式中，例如如图6至图8所示的一个或更多个加法器可由减法器和180度延迟线代替。减法器对应于输入信号减去延迟的环路信号。减法器的使用可例如用于使得不再需要图6C和图6D中具有增益(-1)的反相放大器。

上面例如图6至图8中所描述的各个SRA中的延迟线表示真实延迟线和虚拟延迟线二者。真实延迟线是由花费特定时间长度的传输线导致的延迟。此延迟可通过使相位改变等于某一延迟长度的特定量的其它结构或连接拓扑来有效地创建。例如，可通过具有非零的群延迟的滤波器例如带通或低通滤波器来提供“虚拟”延迟。在另一示例中，可如图6C所示通过具有增益(-1)的放大器来提供延迟。类似地，可如图7所示通过gm晶体管结构来提供(-1)增益。这里，不存在物理延迟，而是信号被反转。在一些实施方式中，其它结构也可提供虚拟增益，例如栅极和漏极以特定方式连接的晶体管结构的特定组合。

SRA行为

增益行为

SRA的增益可根据其环路增益Gl为线性的或对数的。环路增益表示包括放大器、复位、延迟隔离器和加法器的环路的总增益/衰减。假设输入信号是正弦波，使用线性电路，并且单位环路增益Gl＝1，在例如图6A的SRA 600的拓扑的情况下可显示出输出电压变为v_out(t)＝N×v_in(t)，其中N是再生循环的数量(N＝fc/f_SYMB＝载波频率与符号速率之比)。如果延迟为180度，则该量加倍。例如，如果符号速率为5Gbps并且载波频率为55GHz，则在具有360度延迟的SRA的情况下N＝55/5＝11并且在载波频率的11个循环之后输出电压v_out(t)将为11×v_in(t)。然而，在180度的延迟的情况下，在相同的再生时间之后输出电压v_out(t)变为22v_in(t)。以dB来表示，11的电压增益等同于20log(11)＝20.8dB。另选地，22的电压增益对应于26.8dB。因此，SRA电路可用作低噪放大器替代，另外与传统单极LNA相对，所获得的增益可高或非常高。

然而，当环路增益Gl超过一——例如1.3时，SRA处于对数模式，即，它以大致指数增长再生放大，其可由下式表示：

例如，如果符号速率为5Gbps并且载波频率为40GHz，则N＝40/5＝8并且在载波频率的8个循环之后输出电压v_out(t)将为v_in(t)×(1.3+1.3²+1.3³+…)＝31×v_in(t)。以dB来表示，31的电压增益等同于20×log(31)＝29.8dB。对于180度的延迟，增长甚至更快并且得到更高的增益。

为了针对各个循环逐步地增加增益，与输入信号相加的信号需要与输入信号同相。当增益不断增加时，SRA从输入信号以其初始相位和频率开始逐步建立输出信号。延迟线被设计为向信号提供360度相位变化并将它们相加在一起，并且继续再生直至饱和或者直至提供复位信号。如上面关于示例SRA拓扑所描述的，不同的SRA配置可利用反相器(-1的增益)使用180度的延迟来提供等同的360度相位变化。在另一SRA配置中，延迟线由根据其传递函数对信号进行整形的传递函数代替。该传递函数可由滤波器、谐振电路、带通滤波器、频率或相位选择功能等提供。传入信号与经过延迟线的信号部分在加法器中相加在一起。

在一些情况下，在加法器处延迟的信号不与当前输入的信号同相。例如，相位延迟可为180度，但是加法器中的加法是相消的并且振幅逐步减小为零。例如，当调制的信号使用相位变化来对信息进行编码——例如用于二进制1和0的不同相位——时可能发生这种情况。

延迟或者由滤波器延迟提供的群延迟的值取决于SRA的特定频率选择性(品质因数)并且决定SRA的频率操作范围和/或频率带宽。当传入信号的相位与通过延迟线与加法器相加的信号同相时，获得电压再生的最佳性能。例如，在60GHz下，载波频率的一个循环的周期为1/F＝1/60GHz＝16.7ps。360度的延迟对应于一个波长，并且对于介电常数1，用于60GHz的延迟线的长度变为c/F＝3×10⁸/50GHz＝6mm。在SRA集成在集成电路(IC)上的情况下，可利用更高的介电常数或者将以因数2减小其长度的利用180度延迟加增益-1来减小电长度。

SRA振幅行为–AM解调

在一些实施方式中，SRA可用作振幅调制鉴别器。增益行为的讨论描述了SRA如何随时间推移提供放大的输出电压，其可被周期性地采样和复位。SRA可对振幅调制的信号(AM)或者诸如ASK的任何形式的数字AM进行解调，因为整流输出包络为N×v_in(t)，其中N是再生循环的数量，v_in(t)是可能AM调制的信号。例如，ASK具有两个振幅电平A1＝1V和A2＝0.2V作为A1(sin(wt))或A2(sin(wt))并且N＝5。如果SRA与符号速率同步周期性地复位，则比特“1”在SRA的输入端创建电压A1，在其输出端变为N(A1)，其等于5V，而A2分别提供N(A2)其等于1V。很容易在例如1V的阈值电平处切分，并且将二进制“1”鉴别为与1V以上的电压对应，将二进制“0”鉴别为与1V或以下的电压对应。

SRA相位行为-PSK解调

图9示出由单位环路增益的SRA创建的示例波形的显示1100。在显示1100中，BPSK输入信号被表示了两次：(1)在显示1000的顶部被缩放为信号1102；以及(2)在主SRA轨迹内被表示为信号1104，其使用相同的垂直刻度以显示SRA所提供的逐步放大效果。还示出未调制的传入数据流1106作为反相复位信号1108。

在此示例中，符号时间被选为200ps(5Gbps数据速率)并且载波频率为60GHz。另外，复位信号可被选为符号时间的10％，在此示例中对应于20ps。利用这些示例值，最大再生时间为180ps，对应于载波频率的约11个循环。

在此示例中，输入信号经历与数据流的变化对应的相位变化，成为不同的二进制值。可在0.8ns和1.0ns附近识别出180度的相位转变。SRA输出信号1110表示SRA在两次相位转变内的输出。如所示，输出信号包络1110随时间推移但是响应于0.8ns和1.0ns处的180度的相位变化而线性地增长，输出信号1110保持相同的相位，但是在各个再生循环期间线性地减小，直至到零。换言之，0.7ns至0.8ns的第一阶段是相长放大，而0.8ns至0.9ns的第二阶段是朝着零的相消放大。

复位信号1108在相位/频率与传入符号速率同步的情况下生成，并且由同步功能提供。同步功能在下面关于图16来更详细地描述。在此实施方式中，复位信号1108相对于传入数据流1106延迟了半个符号，以便于SRA对再生阶段中间的相位变化作出响应。另外，与360度延迟线相比，在此示例中再生的快速增长是由于所选择的180度的延迟以及SRA环路中的反相(例如，如图6C或图6D中所示的示例SRA中一样)。

图10示出由单位环路增益的SRA创建的示例波形的显示1200。图10的显示示出了相位变化始终为0度(无相位变化)的相反场景。与图9的显示1100相似，显示1200使用相同的垂直刻度示出BPSK输入信号1202以及SRA输出信号1204以示出放大效果。如所示，BPSK输入信号1202没有改变相位。所得的SRA输出信号包络1204增长直至图9所示的SRA输出信号1110的最大电平的两倍。在显示1200的顶部示出没有改变的未调制数据信号1206，并且在显示的底部附近示出反相复位信号1208。

对于180度相位变化在放大循环的结尾处基本上为零伏的SRA输出1204的正整流包络对于0度相位变化变为大的相对电压V_max。在此示例中，在每一个符号比特时间载波的2N＝22个半循环的情况下，V_max基本上为22(V_in)。

因此，SRA以非常高的频率和非常快的数据速率充当增益22的放大器，并且将输入相位信息转换为输出电压，“0”被转换为基本上零伏，“1”被转换为V_max＝22(V_in)。接下来对信息进行解调的步骤包括对信号进行整流，滤除高频内容(保持信号包络)，利用在V_max和零之间的中心附近的阈值电压切分信号，并且在接近放大循环结束的时间对它进行采样。另外，可进行数字处理。这些附加解调步骤在下面关于图14至图16来更详细地描述。

充当相位鉴别器的SRA生成随相位变化(而非绝对相位)而变化的输出，因此SRA提供差分的输出，即，差分相位解调鉴别。为了恢复原始比特流，可使用差分至非差分转换。

SRA复位

SRA是随时间推移以线性或指数增长逐步放大输入电压的时变电路。因此，SRA需要在某一时间点被一次或重复地复位，以保持其在给定电压操作范围内起作用。例如，如果电路由5VDC(直流电压)驱动，则其输出将增长并达到极限，并且如果在达到该电压或者操作电压范围内的较小值——例如3.5VDC之前没有复位则饱和至5VDC或以下。复位信号通常是循环的，可由时钟提供或者可自我生成。另外，在通信系统中，可选地，可使复位速率与传入数据符号速率同步。

在一个实施方式中，复位信号与传入符号速率异步并且是自我生成的。由于复位信号与传入符号速率异步，所以系统可将所述放大增大或减小指定量以在没有进入SRA的外部信号的情况下改变定时，从而提供自我生成的复位。

当复位信号无效时，再生处理继续并且相干地再生输入信号，直至在比较器中其整流包络电压达到给定阈值电压。在那时复位被启用，并且通过复位信号使信号复位。随着信号的整流包络减小至零并且越过阈值电平，复位被停用，循环重新开始。在此配置中。再生时间取决于输入电压和阈值电压。对于较高的输入电压，再生将较快，对于较低的输入电压将较慢。为了BPSK解调的目的，优选保持SRA的输入电压恒定以避免组合的AM和PSK解调。这可通过在SRA的输入端添加振幅增益控制(AGC)来实现。

在一些实施方式中，各个SRA被配置为在复位被触发之前横跨至少一个符号长度执行指定数量的放大循环。采样不与传入符号速率同步。根据Nyquist准则，这意味着需要每符号至少两个再生。作为示例，如果在60GHz的载波频率(对应于16.7ps T_c)下符号速率为1Gbps(对应于1ns T_symbol)，则可选择每符号三个再生。这导致各自长为333ps的三个再生。这三个再生中的至少一个可受一个传入BPSK符号与下一BPSK符号之间的可能相位变化影响。在伪同步解调和滤波之后，一个再生的整流振幅信号的包络将低于其它两个再生。该差异可被处理为相位变化。

在另一实施方式中，复位信号是自我生成的并且与传入符号速率同步。除了增加同步机制之外，行为与异步实施方式相似。该机制可控制AGC的增益以加速或减速再生速度(诸如保持SRA与传入符号速率同步)。

在一些实施方式中，复位脉冲信号的宽度可能非常接近于零，但是在实际中，存储在SRA中——诸如在电容、晶体管、电感或延迟线中——的能量需要被放电至低静态值。在一个实施方式中，复位速率时间被固定为传入符号速率的一部分，n％。n％范围可从0.01％至99.9％。对于非常高速的系统，值范围可为20％至50％。

返回参照图9和图10，1108、1208的SRA复位信号周期等于传入数据速率的一个符号时间并且与其相位同步。对于鉴别PSK的应用，复位信号的定时可被设定为将符号变化置于SRA再生循环的中间或附近。在这样的场景中，可定义两个再生阶段。在再生阶段1，SRA逐步地放大并且一直到N1×v_in(t)，而不管相位变化(因为在此期间不发生相位变化)。在再生阶段2，可发生两种情况：在情况1中，从先前传入符号到下一传入符号不发生相位变化，使得SRA继续再生直至其循环结束达到V_max(0度相位变化)。然而在情况2中，如先前所描述的，从先前符号至下一符号可发生180度的相位变化。在这种情况下，SRA逐步减小其输出电压，直至达到接近或基本为零的最小值。SRA因此充当相位变化检测器并且提供与相位变化对应的输出电压整流包络信号。

更一般地，多个复位循环的再生当中的至少一个复位循环的再生可受一个传入BPSK符号与下一BPSK符号之间的相位变化影响。因此，此一个复位循环的再生的整流振幅信号的包络与至少一个其它复位循环的再生相比较低。此差异可被处理为相位变化。

在一些实施方式中，可能需要对传入符号速率定时的同步和跟踪机制以便于正确操作。这可利用诸如数字PLL和数字处理的处理功能来实现。

用于解调的多个交错SRA

图11示出包括两个SRA的示例BPSK解调器1300的一部分的框图。具体地，图11示出两个SRA 1302和1304，其串联(并联)使用并且各自被设定为在双符号长度的时间内再生，二者之间具有一个符号的延迟。在图11中，各个SRA对应于图6A中的SRA 600的拓扑。SRA1302和1304中的每一个以交错方式具有半符号速率复位定时。各个SRA 1302、1304在相位方面与2个符号准确对准。SRA 1302被设定为再生SYMB#N和SYMB#N+1，而SRA 1304再生SYMB#N+1和SYMB#N+2。具体地，在通向SRA 1304的路径上引入1符号延迟1308。在下一循环中，SRA 1302被设定为再生SYMB#N+2和SYMB#N+3，而SRA 1304再生SYMB#N+3和SYMB#N+4，等等。

输出信息依次从SRA 1302、SRA 1304、SRA 1302、SRA1304等可用。各个SRA需要2个符号来达到成熟，并且由于其定时是交错的，在SRA 1302、SRA 1304、SRA 1302等的交替输出端给出传入数据流的一连串有效相位变化。与图6至图8中的具有单个SRA的示例SRA拓扑相比，使用两个交错的SRA更复杂，但是具有提供更多时间(双符号时间)来再生的益处。当载波频率与符号速率之比变得低于例如25，并且相对于IC工艺或可用技术的电子能力，该频率较高或非常高时，双再生方案可能是合适的方法。两个SRA的交错输出可由通过方框1306表示的附加解调器组件处理以完成BPSK解调。该处理可包括伪同步解调、滤波、放大、切分和/或采样，如下面将更详细描述的。

图12示出包括两个SRA的示例BPSK解调器1400的一部分的框图。具体地，图12示出两个交错的SRA 1402和1404，其中延迟线已减小至180度以便于更快的再生(高数据速度或者非常高的频率或者这二者)。各个SRA 1402和1404还包括代替例如在先前的SRA拓扑中所示的环路加法器的减法器。该减法器可简化拓扑并且将功能反相器功能增益(-1)和加法器组合。另外，各个SRA具有设置在延迟环路而非在放大器的直达路径中的相应复位开关。减法器导致与输入信号减去延迟的环路信号对应的信号。如图11一样，SRA 1402和1404并联布置并且被设定为在双符号长度的时间内再生。来自SRA 1402、1404的输出信息从SRA1402、SRA1404、SRA1402等依次可用。两个SRA的交错输出可由通过由方框1406表示的附加解调器组件处理以完成BPSK解调。该处理可包括伪同步解调、滤波、放大、切分和/或采样，如下面将更详细描述的。

图13示出包括两个SRA 1502和1504的示例BPSK解调器1500的一部分的框图。在图13中，SRA输出和处理与上面的图11至图12相似。然而，相应SRA 1502、1504的拓扑不同于早前的解调器。具体地，各个SRA 1502、1504可与图8所示的差分SRA相似，其包括具有固定延迟的谐振器和放大器gm单元结构。

尽管图11至图13中示出了特定SRA拓扑，例如图6至图8中的SRA拓扑的其它拓扑也可被应用于使用交错SRA的BPSK解调器。例如，同步阶段可能需要比一个或两个SRA链所提供的信息更多的信息以便执行同步处理。

在另一实施方式中，SRA可被设定为相位与一个符号长度匹配，在符号的起始处开始并在符号时间的结尾处复位。

BPSK收发器

图14是包括BPSK解调的示例通信系统1600的框图。具体地，通信系统1600可针对EHF频率传输执行调制和解调。通信系统1600使用一个或更多个SRA 1618以提供放大和相位变化鉴别二者。SRA的符号图可对应于若干不同的SRA拓扑，包括关于图6A至图6D至图8所描述的那些。另外，在一些实施方式中，单个SRA可由两个交错的SRA代替，例如，如图11至图13所示。具体地，各个SRA通常被配置为具有环路增益1.0。通信系统1600不需要同步解调，因此不需要LO、PLL、Costas环路或者从传入信号的载波提取以执行解调。同样地，如果其本地振荡器足够稳定，具有低相位噪声，并且具有例如随温度的有限范围的变化，则对应发送器可不需要PLL来执行调制。

与传统解调(例如，如图3所示)相比，SRA用于BPSK解调提供了BPSK接收器和解调器的简化。其进一步简化了发送BPSK信号所需的调制器。当实现为印刷电路板上具有非常快速的数据速率通信手段的系统或者实现为集成电路时，这提供了包括降低复杂度、减小尺寸以及显著降低功耗的优点。功耗的降低在例如与低功耗和电池寿命是重要考虑的诸如智能电话的移动装置关联的应用中可能有很大价值。

通信系统1600包括调制路径和解调路径二者以分别用于数据发送和数据接收；例如，对于用于发送和接收数据二者的收发器，根据针对收发器所设定的模式。为了方便示出了单个结构，然而，在一些其它实施方式中，在不改变调制和解调的一般功能的情况下，路径可为独立的并且与例如不同IC封装的不同天线关联。

为了发送调制的数据，传入的数字数据可初始被管理通信系统1600的RF功能的发送和接收基带处理1602接收。基带处理可包括按照如上面关于发送和接收基带处理302(图3)所描述的相似方式执行未调制数字信号的同步、跟踪、数字处理和编码(另选地，所接收的数据的解码)。在处理之后，数据然后沿着调制路径朝着天线1604传递。天线1604然后将调制的信号例如朝着另一装置的接收器发送。

在一些实施方式中，天线1604由将收发器1600耦合至远程收发器单元的RF线缆代替。RF线缆可选自包括例如RF同轴线缆、传输线、泄漏RF线缆、双绞线、线缆等的一个或更多个合适的线缆。此通信配置可提供更高的EMI隔离、更低的敏感性和更低的串扰。另一优点是相对于空气中的传播可减小传播的衰减。

在一些其它实施方式中，代替天线或线缆，通信装置可利用波导来耦合。耦合至波导需要波导发射器。波导发射器包括向波导馈送RF能量的探针。波导的另一端耦合至第二波导发射器，该第二波导发射器耦合至与1600相似的远程收发器。由于波导通常是在其密闭空间中从发送器至接收器引导EM波的封闭导电结构，所以相对于波导外部的隔离可能优于诸如两个天线之间的空气的介质。类似地，与天线相比，波导可提供更高的EMI隔离、更低的敏感性和更低的串扰。另一优点是相对于空气中的传播可减小传播的衰减。

调制路径包括数模转换器1606。数模转换器1606将输入的数字数据转换为波形符号，各自表示整数个比特。因此，各个符号表示由N比特组成的消息。调制路径可包括为了方便和清晰而没有示出的附加组件。这些组件可包括在调制器之前和之后限制信号的带宽的可选的滤波器。该滤波器可以是低通滤波器或带通滤波器并且以数字或模拟方式实现。如果是数字的，则滤波器可被实现于基带处理中并被设置在数模转换器1606前面。如果是模拟的，则滤波器可被实现在数模转换器1606后面，而在一些实施方式中是在BPSK调制器1608前面。

BPSK调制器1608将符号应用于载波信号。PSK调制通过在精确的时间变化正弦和余弦输入来调制载波信号的相位。各个数字调制方案使用有限数量的不同信号来表示数字数据。PSK使用有限数量的相位，各个相位被指派作为二进制位的唯一图案的对应数字状态。具体地，BPSK使用分离开180度的两个相位(例如，0度和180度)。通常，各个相位对相等数量的比特进行编码。具体地，对于BPSK，对每符号1比特进行调制，以使得特定相位用于根据相位将单比特表示为二进制1或0。例如，0度可表示二进制0，180度可表示二进制1。

通过本地振荡器1612来生成载波信号。BPSK调制器1608对本地振荡器1612所生成的载波信号应用调制。可执行调制，使得输入数据的各个符号对应于载波信号的特定相位。由于在此架构中不需要PLL，代替PLL使用简单的本地振荡器，因为接收器不需要锁定到发送器的频率，而仅需要基于两个符号之间的相位差来解调。

所得的BPSK调制的信号被放大器1610放大至指定的发送功率并被路由至天线1604以用于传输。发送/接收开关1614可用于选择性地打开从传输路径至天线的路径或者打开用于从天线1604接收的数据信号的路径。在一些实施方式中，由于调制的数据的发送和调制的数据的接收与专用天线关联而非共享(例如，使用单个收发器)，所以不需要发送/接收开关1614。在另一实施方式中，由于发送器可能被切换为关闭而接收功能有效，反之亦然，不需要开关1614。

当天线1604从另一装置接收到调制的信号时，发送/接收开关1614沿着解调路径对信号进行路由以从载波信号提取数字数据。滤波器1616可用于滤除所接收的信号的特定预期频率之外的任何信号。

在一些实施方式中，由于SRA固有地提供频率选择功能，滤波器1616可被省略。如果SRA是基于延迟的，则固定延迟按照相似的方式作用于窄带通滤波器，因为360度(或180度)的相位出现在称为F0＝c/Fixed_delay的单一频率处。如果输入载波频率载波Fc高于F0，则延迟变为低于360度(或180度)并且再生处理减少。

类似地，如果载波频率低于F0，则延迟变为高于360度(或180度)并且再生也减少。例如，如果针对30GHz的传入载波频率设计延迟，则该频率的一个循环为33.33ps。由于对于正弦波载波频率，一个循环等于360度，所以延迟将被设计为固定值33.33ps。另外，35GHz的干扰载波频率的一个循环为28.57ps，其对应于308.59度。由于信号贡献在例如如图6A所示的SRA加法器上与51度相位差相加，所以再生不是最佳的，因此减少或者被消去。

在另一示例中，25GHz的干扰载波频率的一个循环为40.0ps，其对应于432.0度。由于2个信号贡献在SRA加法器上与72度差相加，所以再生同样不是最佳的，因此减少或者被消去。

返回参照图14，经滤波的调制的信号然后穿过SRA 1618。该SRA可具有上述拓扑之一和所描述的相位鉴别行为。该SRA是使用反馈环路在某一时间段内增加SRA的增益的再生放大器。在一些实施方式中，SRA可如上所述例如以指数或线性方式将增益增大至某一设计的最大值。另外，SRA被周期性地复位。该复位对逐步放大进行复位。

具体地，SRA 1618接收相位调制的信号并且输出具有可响应于相位差的整流包络电压的信号。因此，SRA可将相位差转换为电压值。在一些实施方式中，SRA 1618被设计为提供基本上单位增益的环路增益。当相位变化为零时，输出电压逐步增大，直至达到最大电压V_max。如果输入相位改变，则当环路增益为单位增益时，输出包络电压随后逐步朝着零减小。因此，如果不存在相位变化，则包络输出可为最大电压V_max(例如，1伏)，而如果在SRA的再生周期期间存在相位变化，则基本上为零伏。

然后利用伪同步解调器1620对输出电压信号进行解调。伪同步解调器1620保持信号的整流包络，并且可以是例如包络检测器、混合器、自乘器、Gilbert单元混合器、单或双交流整流器、双平衡混合器、有源或无源混合器、或者利用双极NPN或PNP或CMOS P或N晶体管模拟的二极管、电阻器、电流源和整流器、或者不需要附加本地振荡器信号的任何其它合适类型的自解调器。伪同步解调器1620对信号进行整流以仅提供正电压值、负值或差分信号。输出为信号的整流包络。

对于伪同步解调器，已知相同频率的正弦(sinus)函数的乘积创建倍频项和零频率项。在保持零频率信息的同时滤除倍频项得到被表示为与信号的半(或整流)包络成比例的电压的解调信息。

可应用低通滤波器1622以去除由解调器整流器创建的载波频率的倍频或其它谐波、不想要的频率、宽带噪声以及SRA 1618所提供的放大中涉及的任何高频信号。

模数转换器1624用于将电压值转换为与正在发送的信息对应的比特流。具体地，如果模数转换器1624以N比特的分辨率按照符号速率的10倍采样，则数字信号被创建并提供给发送和接收基带处理1602以用于在输出之前进一步处理。处理可包括：偏移并缩放至数字全刻度的一部分、利用N个电平来切分符号、对数据进行采样、将结果映射至符号、解码、将差分BPSK转换为非差分BPSK、对前向纠错进行解码等。

在以非常高速的数据为目标的另一实施方式中，模数转换器1624垂直分辨率可减小，这可得到一个快速比较器，而非并联的许多比较器。快速比较器提供1比特分辨率比较“1”或“0”，当信号高于阈值电平时输出1，否则输出“0”。在此实施方式中，模数转换器1624采样速率可减小。例如，对于5GSymb/s的符号速率，模数转换器1624将需要按照10GSps或以上来采样。在一些实施方式中，采样速率可减小至符号速率的一倍。如果SRA复位信号和传入数据同步，则采样速率可减小。

由于SRA将BPSK相位差信息转换为电压电平，所以模数转换器1624能够处理与180度的相位变化对应的电压电平(零电压)或者与0度相位变化对应的V_max。

作为示例，考虑BPSK二进制流“0,110,001,101”。通过将“0”映射至0度相位并将“1”映射至180度相位，输入数据流“0,110,001,101”变为具有以下相位序列的发送调制BPSK信号：“0度、180度、180度、0度、0度、0度、180度、180度、0度、180度”。SRA将该相位变化流转换为“未知、0、V_max、0、V_max、V_max、0、V_max、0、0”。由于需要差，所以第一状态未知。这是差分调制的常见问题，可在流的起始处增加额外的已知比特来校正此问题。如果在序列之前状态已知，则不需要额外已知比特。在V_max和零之间的中心处的阈值电压附近切分之后，并且记得当发生180度相位变化时创建零电压，解调之后的SRA输出流为“未知、1、0、1、0、0、1、0、1、1”。用“0”代替未知比特得到“(0),101,001,011”。在差分至非差分转换中，“1”等同于状态变化，而“0”等同于状态没有变化。因此，SRA输出中的值“1”指示二进制值相对于先前值改变，而SRA输出“0”指示重复最后的二进制值。这样，差分至非差分转换得到“(0)110,001,101”。通过将这与输入数据流比较，可观察到传入比特流已被正确地恢复。

图15是包括使用一个或更多个SRA的BPSK解调的示例通信系统1700的框图。具体地，通信系统1700可针对EHF频率传输执行调制和解调。通信系统1700使用一个或更多个SRA 1718以提供放大和相位变化鉴别二者。如图14一样，SRA的符号图可对应于若干不同的SRA拓扑，包括关于图6A至图6D至图8所描述的那些。另外，在一些实施方式中，单个SRA可由两个交错的SRA代替，例如，如图11至图13所示。通信系统1700不需要同步解调，因此不需要PLL、LO、Costas环路或者载波提取功能以执行解调。

BPSK通信系统1700与图14的BPSK通信系统相似，有一些不同。因此，与通信系统1600的公共特征可应用于BPSK通信系统1700。通信系统1600和1700之间的主要不同包括：发送数模转换器1606由1比特放大器代替，接收模数转换器1624由1比特2电平比较器代替。对于非常高的数据速率，可包括在BPSK调制器之前的发送路径上的模拟低通滤波器。

BPSK通信系统1700包括调制路径和解调路径二者以分别用于数据发送和数据接收。在此示例中，根据收发器的模式，收发器可用于发送和接收数据二者。为了方便示出了单个结构，然而，在一些其它实施方式中，在不改变调制和解调的一般功能的情况下，路径可为独立的并且与例如不同IC封装的不同天线关联。

为了发送调制的数据，传入的数字数据可初始被管理通信系统1700的RF功能的发送和接收基带处理1702接收。基带处理可包括按照如上面关于发送和接收基带处理302(图3)所描述的相似方式执行未调制数字信号的同步、跟踪、数字处理和编码(另选地，所接收的数据的解码)。在处理之后，数据沿着调制路径和RF/EHF放大器朝着天线1704传递。天线1704然后可发送调制的信号。

调制路径包括低通滤波器1706，其可限定所生成的BPSK调制的信号的频率带宽。低通滤波器1706可限制调制的信号的带宽，因此限制所发送的信号的带宽。存在将信号频率带宽(BW)与信号的上升和下降时间(t_r,f)链接的通信关系：BW×t_r,f≈0.35。作为示例，如果输入信号是具有10GSps符号速率(S)的50GHz带宽的二进制比特流，并且以BPSK调制，则最佳地解调BPSK信号所需的最小EHF带宽为1.6×S，其等于16GHz。在一些情况下，带宽可减小至1.0×S或以下，代价是RF灵敏度降低或者在解调期间由于过度RMS延迟扩展或缺少带宽而形成伪像。可使用均衡和或预加重来至少部分地抵消这些缺陷。低通滤波器1706可被设计为具有16GHz的截断频率。这影响数字调制信号的上升和下降时间，使得t_r,f从滤波之前的约0.35/50GHz＝7ps减小至滤波之后的0.35/16GHz＝21.9ps。

如图14的通信系统1600一样，BPSK调制器1708的输出是本地振荡器1712所生成的载波信号的调制形式。可执行调制，使得输入数据的各个符号与载波信号的特定相位对应。在一些实施方式中，BPSK调制器1708被配置用于高速数据传输。传入的比特流信号可为差分的或单端的。如果传入的比特流是单端的，则可利用传统转换技术将其转换为差分信号。差分信号使诸如Gilbert单元的混合器结构的两个分支上的电流平衡。本地振荡器(LO)信号1712被馈送至混合器结构的底部。例如，可在没有相位变化或反相的情况下向输出提供正弦波的LO信号。在此场景下，传入的信号变化创建相位变化，两个信号严格相关。

此技术提供了驱动电路的任一分支的几乎恒定的电流。这使得BPSK调制器1708非常快速，同时与其它技术相比生成较少噪声。其它技术可能表现出动态瞬时电流变化，这通过电源或EMI辐射导致信号路径中的噪声。

另一方面，“1”和“0”消耗几乎相同的电流。BPSK的一个方面在于，在0与180度之间的相位转变处，载波振幅的包络可能达到零。这样的相位转变应该被最小化，以避免由于瞬时电流变化引起的EMC尖峰和EMI辐射。

可使用诸如单端信号处理的其它BPSK调制器技术来平均消耗的电流，可能的缺点是转变速度降低以及输出带宽减小。

所得的BPSK调制的输出信号被放大器1710放大至指定的发送功率并被路由至天线1704以用于传输。发送/接收开关1714可用于在天线的发送或接收路径之间选择。在一些实施方式中，由于发送和接收与专用天线关联，所以不需要发送/接收开关1714。

当天线1704从另一装置接收到调制的信号时，发送/接收开关1714沿着解调路径对信号进行路由以从调制的信号提取数字数据。滤波器1716可用于滤除所接收的信号的特定预期频率之外的任何信号。

经滤波的调制的信号然后穿过被配置为相位变化至电压转换器的SRA 1718。与SRA 1618相似并且如先前章节中详细描述的，如果不存在相位变化，则SRA 1718生成最大电压(例如，1伏)，如果存在相位变化，则生成零伏。

然后利用伪同步解调器1720对输出电压信号进行解调。与伪同步解调器1620相似，伪同步解调器1720对信号进行整流以使得仅存在正、负或差分信号包络。可应用滤波器1722以保持信号包络并去除载波频率处的频率分量、双倍载波频率、不想要的频率、噪声以及SRA1718所提供的放大中涉及的其它信号。

与图16的通信系统1600相比，解调路径不包括N比特垂直分辨率模数转换器1624。相反，通信系统1700包括比较器1724。比较器1724被馈送来自伪同步解调器1720的输出以及基准电压，该基准电压是确定什么是零(低于它)或“1”(高于它)的阈值电平。

由采样器1726基于时钟信号对来自比较器的二进制数字输出进行采样。时钟是从基带处理块1702提供的，并且在远程发送器和接收器之间完成了初始或循环同步处理之后，变得频率和相位与传入符号数据流同步。这种功能的典型实施方式是锁定至符号速率的PLL。作为示例，如果符号速率为20Gbps，或者是对于BPSK的50ps比特周期，则时钟按照20GSps运行并且与传入数据流同步以提供最大开眼和/或最小BER。反相复位信号在此示例中也按照20GSps运行并且与时钟信号同步。在一些实施方式中，可从时钟信号推导复位信号。

该采样识别各个符号的二进制值以便生成比特流，该比特流被提供给发送和接收基带处理块1702。这样的处理可包括：差分BPSK(DBPSK)至非差分转换、DBPSK至BPSK、如果先前有编码的话则解码(例如，NRZ)、如果有使用FER的话则前向纠错FER提取、数字滤波、均衡、跟踪、缩放、偏移去除、链路质量监测、RSSI监测等。

图16示出如图15所示的BPSK收发器的示例实施方式的各种信号的波形和相对定时的显示1800。

在显示1800中，输入比特流1802被示出在图的顶部并且对应于比特流“0110001101”。其它波形1806至1816被示出在比特流1802的放大时间部分中。另外，在此示例中，数据速率或符号速率为5Gbps或200ps比特时间，载波频率被选为60GHz。与图15中的输入BPSK信号对应的输入信号利用本地振荡器以60GHz调制，并且由信号1804示出。在比特流1806中的各个0-1或1-0转变处示出相位变化。在此示例中，不存在滤波器1706，因此信号的频率带宽不受频带限制。

显示1800还显示了用于SRA的反相RESET信号1808。反相复位信号由基带处理功能1702提供并且在同步阶段之后被精确地调节。反相RESET被延迟了0.5比特时间，以使得SRA识别出基本上在再生周期的中间的相位变化。反相RESET的占空比为再生约90％，复位10％。还显示了SRA输出信号1810。如输出信号1810所示，再生处理在反相RESET的上升沿处开始，并且随其下降沿停止。如先前所描述的，SRA的输出包络由于逐步(相干)放大而增加直至再生处理过半，并且1)当不存在相位变化时，继续增长直至V_max，或者2)当发生180度相位变化时，基本上减小至零。

在1810中示出于窗口的左侧的第一SRA输出示出了由输入信号1804所示的相位变化创建的金字塔状输出。然而，SRA输出信号1810中接下来出现的是与输入信号1804的没有显示相位变化(0度)的部分对应的完整再生。伪同步解调和低通滤波之后的SRA信号由信号1812示出，其对应于在保持信号的包络的同时SRA输出信号1810的整流。由于伪同步解调器的非线性传递函数和低通滤波器的类型，非线性效应可见。另外，由于所使用的特定低通滤波器的延迟，延迟可能显著。

在各个再生的结尾处(即，在反相RESET信号1808的下降沿时间)，在此示例中SRA的输出电压为0V左右或3.5V左右，零表示180度的相位变化，3.5V用于无相位变化。比较器的输出由信号1814示出，其中阈值电压被置于约2V处。在此示例中采样时间被设定为与反相RESET信号的下降沿一致。最后，采样之后的信号由信号1816示出并且在0度相位变化(SRA输出包络为约3.5V)之后提供“1”，在180度相位变化(SRA的输出1810为约0V)之后提供“0”。如先前所描述的，采样之后的输出信号1816是解调的DBPSK并且为“X101001011”。如上所述，第一比特X是无效的，因为SRA提供差分输出信息。在如上所述将该第一比特用“0”代替并将该比特流转换为非差分编码之后，所得的输出提供值为“(0)110001101”的解调的BPSK比特流，其是正确的并且对应于传入的比特流1802。

在一些实施方式中，使SRA的再生循环与符号速率同步，并且诸如SRA再生循环的对准的定时以输入相位转变的时间为中心(反相RESET信号延迟了接近于0.5×符号时间的值)。

BPSK通信系统的变型

在一些其它实施方式中，图15的SRA 1718跟随有例如使用与图4所示的Costas环路400相似的Costas环路的Costas环路同步解调。在此实施方式中，SRA的定时改变，使得再生与符号信号同相(RESET信号与符号时间同相)。SRA的输出被直接馈送至Costas环路的2个混合器(例如，图4的混合器406和408)中，随后进行2低通滤波。在此配置中，RESET相位与相位变化对准，并且再生循环在符号时间中居中。此概念是有效的，因为当再生时间中没有发生相位变化时SRA穿过传入信号相位，但在复位时间期间没有。I路径混合器的输出跟随有低通滤波器以去除诸如为载波频率两倍的频率分量的混合产物并且仅保留信号包络(调制标志和相位误差)。滤波之后的信号当输入频率和LO(通常为0度相位)二者以-90度同相时变为+V_max，当反相(通常为+90度)时变为-V_max。该输出仍是BPSK信号，而非DBPSK信号。此实施方式的优点在于，与伪同步解调相对每比特的能量加倍(与0至V_max范围相比，-V_max至+V_max范围)。然而，在高频下，实施方式增加了复杂度并且使功耗增加。

在另一实施方式中，图15中的SRA 1718跟随有同步解调，其中本地振荡器使用载波提取。SRA跟随有混合器，在其第二端子上利用同步本地振荡器馈送。同步本地振荡器可通过如图5所示的载波提取来生成。在此场景中，SRA的定时被设定为使得再生与符号信号同相(RESET信号与符号时间同相)。混合器的输出跟随有低通滤波器以去除诸如为载波频率两倍的频率分量的混合产物并且仅保留信号包络。滤波之后的信号在输入频率和本地振荡器(通常为0度相位)二者同相的情况下为+V_max，当反相(通常为180度)时为-V_max。该输出仍是BPSK信号，而非DBPSK信号。此实施方式的优点在于，与伪同步解调相对每比特的能量加倍(与0至V_max相比，-V_max至+V_max)。然而，高频下的实施方式增加了复杂度并且使功耗增加，例如，功耗可大2至15倍。

使用两个交错SRA的BPSK解调

返回参照图14和图15，SRA 1618和1718分别可各自表示两个交错的SRA，例如如关于图11至图13所描述的。在图11至图13的交错SRA中，使再生循环与与符号速率的一半(2符号长)同步以给予SRA更多时间来再生和鉴别相位变化，这可能当载波频率和符号速率之比小于25左右时，当载波频率高(例如，1GHz至2000GHz的范围)时，或者当数据速率高(例如，100Mbps至1000Gbps的范围)时特别有用。此实施方式使用并联的两个SRA，各个SRA在两个符号的长度上再生并且利用RESET信号彼此交错。如关于图11至图13所描述的，此实施方式更复杂，但是与单个SRA实施方式相比具有提供更多时间(双符号时间)以再生的优点。

图17示出在两个符号上利用两个交错SRA再生的完整BPSK收发器的示例实施方式的各种信号的波形和相对定时的显示1900。SRA可以是例如如图11至图13中所描述的交错SRA。具体地，收发器可使用两个并联交错半速率SRA作为相位鉴别器。特定信号被包括数字输入流地标绘，调制到EHF，发送，接收，放大，鉴别，解调，切分和输出。

在显示1900中，输入比特流1902被示出在显示1900的顶部并且在此示例中对应于比特“0110001101”。其它波形1906至1916被示出在比特流1902的放大时间部分中。另外，在此示例中，数据速率或符号速率为6Gbps或166.7ps比特时间，并且载波频率被选为60GHz。例如与图15中的输入BPSK信号对应的输入信号利用本地振荡器以60GHz调制，并且由信号1904示出。在比特流1906中的各个0-1或1-0转变处示出相位变化。在此示例中，不存在滤波器1706，因此为了视觉上更清晰，信号的频率带宽不受频带限制。

SRA的反相复位信号没有被示出，但是与第一SRA的传入数据流同步并且对于交错SRA中的第二SRA延迟了一个符号时间。复位信号由处理功能1702提供并且在同步阶段之后被精确地调节。在此示例中，复位信号的占空比为10％复位，90％再生。

第一SRA的输出由信号1908示出。信号1908示出了SRA信号具有持续2个符号时间的完整再生。如上所述，相位变化创建“金字塔”包络形状的信号，其中信号的放大增加然后减小，而没有相位变化创建直至反相RESET信号的下降沿的完整再生。

伪同步解调和低通滤波之后的第一SRA信号由信号1910示出。信号1910对应于第一SRA的SRA输出信号1908的整流并且保持信号的包络。由于伪同步解调器(在此示例中，自乘器)的非线性传递函数和低通滤波器，非线性效应可见。另外，由于所使用的特定低通滤波器的群延迟，延迟显著，在此示例中，是具有40GHz的截断频率的第7阶的Butterworth低通滤波器。

第二SRA的输出由信号1912示出。与如图11所示的第一SRA的输出1302相对，第二SRA 1304的输出示出了图11所示的1符号延迟1308。伪同步解调和低通滤波之后的第二SRA信号由信号1914示出。非线性效应和延迟与信号1910相似。

在各个再生的结尾处，即，A)在(2)、(4)、(5)、(7)处识别的正斜坡的顶部，或者B)在(1)、(3)、(6)、(8)、(9)处识别的接近零的负斜坡的结尾处，此示例中各个SRA的输出电压为0V左右或10V左右，零表示180度相位变化，10V表示零度相位变化。在一些实施方式中，第一SRA 1908和图11中的1302的再生处理的结尾与反相复位信号的下降沿时间一致，而第二SRA 1912和图11中的1304的再生处理的结尾与如图11中的1308所提供地延迟了一个符号的反相复位一致。两个相似的比较器跟随在由1910和1914示出的解调的输出之后，其中阈值电压或基准电压可被设定在0和V_max之间的中间电平附近，在此示例中，是在0V和10V之间，例如，5V。

最后，两个信号在时间(1)至(9)被采样，另选地被选择以在时间(1)、(2)、(3)、(4)、(5)、(6)、(7)、(8)和(9)从信号1910和1914创建输出流1916，其输出如下：

(1)之前，未定义＝X，

在(1)处，0V或180度＝“1”，

在(2)处，10V或0度＝“0”，

在(3)处，0V或180度＝“1”，

在(4)处，10V或0度＝“0”，

在(5)处，10V或0度“0”，

在(6)处，0V或180度＝“1”，

在(7)处，10V或0度＝“0”，

在(8)处，0V或180度＝“1”，并且

在(9)处，0V或180度＝“1”。

所得比特流为“X101001011”。它被采样并作为输出流1916被输出给发送/接收器基带处理。

为了将该差分数据流转换为非差分数据流，应用上面所述的相同转换，比特流变为“(0)110001101”。该解调的数字输出与传入的数据流相同。

已描述了本发明的若干实施方式。然而，将理解，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可进行各种修改。因此，其它实施方式也在以下权利要求书的范围内。

尽管本说明书包含许多具体实施方式细节，这些细节不应被解释为对任何发明范围或者可要求保护的范围的限制，而是应被解释为可能特定发明的特定实施方式所特定的特征的描述。在本说明书中在单独的实施方式的上下文中描述的特定特征也可在单个实施方式中组合实现。反之，在单个实施方式的上下文中描述的各种特征也可在多个实施方式中单独地或者按照任何合适的子组合实现。此外，尽管上面可能将特征描述为按照特定组合作用并且甚至最初如此要求保护，来自要求保护的组合的一个或更多个特征在一些情况下可从该组合被删去，并且要求保护的组合可指向子组合或子组合的变型。

类似地，尽管在附图中按照特定次序描绘操作，这不应被理解为要求这样的操作按照所示的特定次序或者按照顺序次序来执行，或者要求执行所有所示的操作，以实现可取的结果。在某些情况下，多任务和并行处理可能是有利的。此外，上述实施方式中的各种系统模块和组件的分离不应被理解为在所有实施方式中均要求这样的分离，应该理解，所描述的程序组件和系统通常可被一起集成在单个软件产品中或者封装到多个软件产品中。

描述了主题的特定实施方式。其它实施方式也在以下权利要求书的范围内。例如，权利要求中叙述的动作可按照不同的次序执行并且仍实现可取的结果。作为一个示例，附图中所描绘的处理未必要求所示的特定次序或者顺序次序以实现可取的结果。在一些情况下，多任务和并行处理可能是有利的。

Claims

1.一种设备，包括：

超再生放大器(SRA)，其被配置为接收二进制相移键控(BPSK)调制的信号，并且输出作为BPSK调制的信号中的相位变化的函数的振幅信号；

伪同步解调器，其对所述振幅信号进行整流，并且生成被整流的振幅信号的包络；以及

模数转换器，其将所述包络的振幅值转换为数字二进制值。

2.根据权利要求1所述的设备，还包括：

低通滤波器，其被耦合在所述伪同步解调器和所述模数转换器之间。

3.根据权利要求1所述的设备，其中，

当没有发生相位变化时，所述SRA将BPSK调制的信号放大至最大振幅。

4.根据权利要求1所述的设备，其中，

当发生相位变化时，所述SRA放大接近零振幅。

5.根据权利要求1所述的设备，其中，

所述模数转换器将振幅值与阈值进行比较，使得高于所述阈值的振幅值被指派第一数字二进制值，而低于所述阈值的振幅值被指派第二数字二进制值。

6.根据权利要求1所述的设备，其中，

在特定操作期间的振幅是指电压、电流、功率、频率、相位或温度中的一个或更多个。

7.根据权利要求1所述的设备，还包括：

天线，其用于接收来自发送装置的BPSK调制的信号。

8.根据权利要求1所述的设备，还包括：

波导发射器，其被配置为接收来自发送装置的BPSK调制的信号。

9.根据权利要求1所述的设备，还包括：

调制部，其用于对输入数字数据进行调制以用于传输，其中，所述调制部包括：

数模转换器，其被配置为将所述数字数据的关键二进制值转换为模拟符号；以及

BPSK调制器，其被配置为基于与每个符号关联的二进制值来对通过振荡器生成的载波信号的相位进行调制。

10.根据权利要求1所述的设备，其中，所述SRA包括：

放大器、延迟线、加法器、以及被设置在从所述放大器至所述SRA的输出的直达路径中的复位开关。

11.根据权利要求1所述的设备，其中，所述SRA包括：

放大器、延迟线、加法器、以及被设置在所述延迟线和所述加法器之间的延迟路径中的复位开关。

12.根据权利要求1所述的设备，

其中，所述SRA包括加法器、放大器、被设置在从所述放大器至所述SRA的输出的直达路径中的复位开关、以及延迟环路，

其中，所述延迟环路包括延迟线和反相器。

13.根据权利要求12所述的设备，其中，

所述反相器提供-1的增益，并且

所述延迟线提供180度的延迟。

14.根据权利要求1所述的设备，

其中，所述SRA包括加法器、放大器和延迟环路，

其中，所述延迟环路包括反相器、延迟线和复位开关。

15.根据权利要求14所述的设备，其中，

所述反相器提供-1的增益，并且

所述延迟线提供180度的延迟。

16.根据权利要求1所述的设备，

其中，所述SRA包括放大器延迟线、复位开关和减法器，

其中，所述延迟线提供180度延迟。

17.根据权利要求1所述的设备，其中，

所述SRA包括振荡放大器。

18.根据权利要求17所述的设备，其中，

所述SRA是单端放大器，所述SRA包括至少一个固定或虚拟的延迟线、振荡放大器、加法器和谐振器电路。

19.根据权利要求17所述的设备，

其中，所述SRA为差分的，所述SRA包括一对固定或虚拟的延迟线、振荡放大器、一对加法器、以及谐振器电路，并且

其中，所述SRA生成用于振幅转换的差分相位。

20.根据权利要求1所述的设备，还包括：

第二SRA，

其中，所述SRA和所述第二SRA是交错的。

21.根据权利要求20所述的设备，

其中，每个SRA被配置为在双符号长度的时间内再生，并且

其中，每个SRA具有半符号速率交错定时。

22.根据权利要求21所述的设备，其中，

相对于所述第一SRA的复位信号，所述第二SRA的复位信号被延迟了一个符号。

23.根据权利要求1所述的设备，其中，

所述SRA包括振荡放大器拓扑。

24.根据权利要求1所述的设备，其中，

所述SRA提供线性相位至振幅转换。

25.根据权利要求24所述的设备，其中，

所述SRA将每个循环的环路增益提供为1。

26.根据权利要求1所述的设备，其中，

所述SRA提供非线性相位至振幅转换。

27.根据权利要求1所述的设备，其中，

所述SRA包括通过循环复位信号来被触发的复位开关。

28.根据权利要求27所述的设备，其中，

所述复位信号与传入符号在相位上同步。

29.根据权利要求28所述的设备，其中，

所述复位信号与所述传入符号在相位上同步，但是相对于所述符号而被延迟了固定量。

30.根据权利要求28所述的设备，

其中，所述复位信号与所述传入符号在相位上同步，并且

其中，根据相对于所述符号的固定延迟量，每符号存在多个复位循环。

31.根据权利要求27所述的设备，其中，

响应于被放大的信号的阈值振幅，来触发所述复位信号。

32.根据权利要求1所述的设备，其中：

所述SRA的前面有自动增益控制(AGC)；并且

利用同步机制使所述SRA与所述传入符号速率同步，所述同步机制以通过改变所述SRA输入的振幅来加速或减速所述SRA的再生速度的方式来控制所述AGC。

33.一种设备，包括：

比较器，其将被整流的振幅信号的振幅值与基准振幅进行比较，以生成二进制数字输出信号。

34.一种方法，包括：

接收二进制相移键控(BPSK)调制的信号；

利用一个或更多个超再生放大器(SRA)来将BPSK调制的信号的相位转换为振幅值；以及

执行伪同步解调，以将所述振幅值处理成被整流的振幅信号的包络。

35.根据权利要求34所述的方法，还包括：

将被整流的振幅信号的所述包络转换为二进制比特流。

36.根据权利要求35所述的方法，其中，将被整流的振幅信号的所述包络转换为二进制比特流包括：

执行模数转换。

37.根据权利要求35所述的方法，其中，将被整流的振幅信号的所述包络转换为二进制比特流包括：

将所述信号穿过比较器以生成二进制数字输出，其中，所述比较器用于将被整流的振幅信号的所述包络的振幅值与基准振幅进行比较。

38.根据权利要求34所述的方法，其中，

所述一个或更多个SRA被配置为：在复位信号被触发之前，横跨所述输入信号的至少一个符号长度来执行指定数量的放大循环。

39.根据权利要求38所述的方法，其中，

当没有发生相位变化时，所述一个或更多个SRA中的每个SRA放大所述输入信号。

40.根据权利要求38所述的方法，其中，

当存在180度的相位变化时，所述一个或更多个SRA中的每个SRA通过所述复位信号来对所述输入信号进行去放大。

41.根据权利要求38所述的方法，其中，

所述一个或更多个SRA被配置为提供线性增益。

42.根据权利要求38所述的方法，其中，

由每个SRA执行的放大循环的数量取决于所述SRA拓扑。

43.根据权利要求38所述的方法，

其中，通过在一个传入的BPSK符号与下一BPSK符号之间的相位变化来影响在多个复位循环的再生当中的至少一个复位循环的再生；

其中，针对该一个复位循环的再生的所述被整流的振幅信号的所述包络与至少一个其它复位循环的再生相比而更低；并且

其中，所述差异能够被处理为相位变化。