WO2016174805A1 - 無線アクセスシステム及びその制御方法 - Google Patents

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WO2016174805A1
WO2016174805A1 PCT/JP2016/001220 JP2016001220W WO2016174805A1 WO 2016174805 A1 WO2016174805 A1 WO 2016174805A1 JP 2016001220 W JP2016001220 W JP 2016001220W WO 2016174805 A1 WO2016174805 A1 WO 2016174805A1
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access system
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真一 堀
知行 山瀬
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日本電気株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a wireless access system and a control method thereof, and more particularly, to a wireless access system including a center unit and a remote unit installed at a location away from the center unit and a control method thereof.
  • wireless access using an optical fiber as shown in FIG. 14 is provided as a system for supplying radio waves at low cost to an underground shopping center or building where radio waves from an outdoor base station are difficult to reach.
  • the system is in place.
  • the wireless access system shown in FIG. 14 includes a center unit 101, an optical access unit 102, and a remote unit 103.
  • the center unit 101 includes a digital baseband 104, a parallel-serial converter (parallel-serial converter) 105, and a serial-parallel converter (serial-parallel converter) 106.
  • the optical access unit 102 includes electrical-optical converters (E / O converters) 107 and 112, optical fibers 109 and 110, and optical-electrical converters (O / E converters) 108 and 111.
  • the remote unit 103 includes a serial-parallel converter 113, a parallel-serial converter 114, a DA converter (DAC) 115, an AD converter (ADC) 116, an up converter 117, a down converter 118, an antenna 119, and a crystal 120. Yes.
  • the crystal 120 generates a reference signal necessary for generating a local signal for frequency conversion by the up converter 117 and the down converter 118.
  • the digital quadrature signal (I, Q) generated by the digital baseband 104 of the center unit 101 is subjected to paraserial conversion by the paraserial converter 105 and then weakly transmitted via the optical access unit 102. It is transmitted to the remote unit 103 installed in the area. Thereafter, the remote unit 103 performs serial-parallel conversion by the serial-parallel converter 113, converts it to an analog signal by the DA converter 115, further converts it to a high-frequency signal by the up-converter 117, and radiates it from the antenna 119.
  • the signal received from the antenna 119 is converted into a low frequency band by the down converter 118 in the remote unit 103, and then converted into a digital signal by the AD converter 116. After being subjected to parallel conversion by the converter 114, it is transmitted to the center unit 101 via the optical access unit 102.
  • the center unit 101 is arranged in the central station, and the small and light remote unit 103 is arranged in a low-power area such as an underground shopping area, so that the system can be installed in various places. .
  • a low-power area such as an underground shopping area
  • the wireless access system shown in FIG. 15 includes a center unit 201, an optical access unit 202, and a remote unit 203.
  • the center unit 201 includes a digital baseband 204, a digital quadrature modulator 205, and a bandpass (BP) ⁇ modulator 206.
  • the optical access unit 202 includes an electrical / optical converter 207, an optical fiber 208, and an optical / electrical converter 209.
  • the remote unit 203 includes a band pass filter (BPF) 210 and an antenna 211.
  • BPF band pass filter
  • the digital quadrature signal (I, Q) generated by the digital baseband 204 of the center unit 201 is converted into a high-frequency radio signal by the digital quadrature modulator 205 and then occupied by the radio signal. Is converted into a 1-bit signal by a bandpass ⁇ modulator 206 designed to minimize the influence of quantization noise in the frequency band.
  • the center unit 201 transmits a 1-bit signal to the remote unit 203 via the optical access unit 202.
  • the remote unit 203 passes the received 1-bit signal through the BPF 210, extracts a high-frequency radio signal, and radiates it through the antenna 211.
  • the remote unit serial-parallel converter 113, the parallel-serial converter 114, and the crystal 120 are not required compared to the configuration shown in FIG. 14, thereby further reducing the size and weight of the remote unit. Is achieved.
  • the bandpass ⁇ modulator 206 arranged in the center unit 201 has a limit on the operation speed, and the operation speed that can be realized with the current device performance is about 1 GHz. is there.
  • mobile networks use not only frequencies below 1 GHz but also frequencies up to 2.6 GHz. In the future, higher frequencies will be developed to 3.5 GHz and 5 GHz.
  • the configuration of FIG. 15 has a problem that it cannot be used in a high frequency band of 1 GHz or more.
  • the configuration of FIG. 14 does not use band-pass ⁇ modulation and independently has a function of converting to a high-frequency band on the remote unit side, and therefore can cope with a high-frequency region of 1 GHz or more.
  • the remote unit becomes complicated as compared with the configuration of FIG.
  • the present invention has been made to solve such problems, and an object of the present invention is to provide a radio access system including a remote unit capable of handling a high frequency region without being complicated and a control method thereof. To do.
  • a wireless access system includes a center unit, and a remote unit that is installed at a location apart from the center unit, converts a baseband signal generated by the center unit into a high-frequency signal, and radiates it from an antenna.
  • the center unit comprises a digital baseband that generates the baseband signal, an oscillator that generates a clock signal, and converts the baseband signal into a 1-bit signal based on the clock signal, A 1-bit modulator that outputs the 1-bit signal, wherein the remote unit extracts a clock signal from the 1-bit signal output from the center unit, and generates a local signal using the extracted clock signal as a reference signal
  • a local generation unit for generating a desired band from the 1-bit signal.
  • a filter for extracting said those having an up converter for converting an output signal of said filter to said high frequency signal using a local signal.
  • the wireless access system control method is installed in a center unit and a place away from the center unit, converts a baseband signal generated by the center unit into a high frequency signal and radiates it from an antenna.
  • a remote unit for controlling a wireless access system wherein the center unit converts a baseband signal into a 1-bit signal using a clock signal, and the center unit converts the 1-bit signal into the 1-bit signal.
  • the remote unit Transmitting to a remote unit; the remote unit extracting a clock signal from the 1-bit signal; the remote unit generating a local signal using the extracted clock signal as a reference signal; and the remote unit The unit starts from the 1bit signal Extracting a band component, and the remote unit converting the desired band component into the high-frequency signal using the local signal.
  • a wireless access system including a remote unit capable of handling a high frequency region without being complicated and a control method thereof.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a radio access system according to a first exemplary embodiment.
  • 1 is a configuration diagram of a 1-bit modulator according to a first embodiment.
  • 1 is a configuration diagram of a ⁇ modulator according to a first embodiment.
  • FIG. FIG. 3 is a diagram of a local generation unit according to the first exemplary embodiment.
  • FIG. 3 is a process flow diagram of the wireless access system according to the first exemplary embodiment;
  • 1 is a configuration diagram of a radio access system according to a first exemplary embodiment.
  • FIG. 6 is a configuration diagram of a transmission unit according to a second embodiment.
  • FIG. 3 is a configuration diagram of a digital down converter according to a second exemplary embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating input / output signals of a digital quadrature demodulator according to a second exemplary embodiment.
  • FIG. 6 is a configuration diagram of a digital down converter according to a third embodiment. It is a figure which shows the phase relationship of the digital down converter concerning Embodiment 3.
  • FIG. 6 is a configuration diagram of a digital down converter according to a fourth embodiment. It is a figure which shows the phase relationship of the digital down converter concerning Embodiment 4.
  • FIG. It is a block diagram of the radio
  • Embodiment 1 FIG. Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. First, the configuration of the wireless access system according to the first exemplary embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
  • the wireless access system includes a center unit 1, an optical access unit 2, and a remote unit 3.
  • the center unit 1 includes a digital baseband 4, a 1-bit modulator 5, and an oscillator 6.
  • the digital baseband 4 generates a downlink signal (DL signal) composed of two multi-bit orthogonal signals (referred to as I and Q signals, respectively), and outputs the generated DL signal to the 1-bit modulator 5. To do.
  • the oscillator 6 generates a clock signal and outputs the generated clock signal to the 1-bit modulator 5.
  • the 1-bit modulator 5 converts the DL signal received from the digital baseband 4 into a 1-bit-DL signal using the clock signal received from the oscillator 6.
  • the 1-bit modulator 5 outputs a 1-bit-DL signal to the optical access unit 2. A specific configuration of the 1-bit modulator 5 will be described in detail later.
  • the optical access unit 2 includes an electrical-optical converter (E / O converter) 7, an optical fiber 8, and an optical-electrical converter (O / E converter) 9.
  • the E / O converter 7 converts the 1-bit-DL signal received from the 1-bit modulator 5 into an optical signal and outputs the optical signal to the optical fiber 8.
  • the optical fiber 8 transmits an optical signal to a remote place and outputs it to the O / E converter 9.
  • the O / E converter 9 receives the optical signal at the remote place.
  • the O / E converter 9 returns the optical signal to a 1-bit-DL signal and outputs the 1-bit-DL signal to the remote unit 3.
  • the remote unit 3 includes a local generation unit 10, a transmission unit 11, and an antenna 12.
  • the transmission unit 11 includes a filter 13, an up converter 14, and a power amplifier 15.
  • the filter 13 is configured by a bandpass filter (BPF) in the first embodiment of the present invention.
  • the filter 13 has a pass band set in the intermediate frequency band fIF, and allows only a desired signal existing in the vicinity of the intermediate frequency band fIF out of the 1-bit-DL signal received from the O / E converter 9 to pass therethrough. It has a function to remove the quantization noise.
  • the filter 13 outputs an output signal composed of the extracted desired band component to the up-converter 14.
  • the local generation unit 10 extracts a clock signal from the 1-bit-DL signal received from the O / E converter 9, and generates a local signal using the clock signal as a reference signal.
  • the local generation unit 10 outputs the generated local signal to the up converter 14. A specific configuration of the local generation unit 10 will be described in detail later.
  • the up-converter 14 integrates the 1-bit-DL signal of the intermediate frequency band fIF received from the filter 13 with the local signal of the local frequency band flo received from the local generation unit 10, as shown in the following equation.
  • An RF-DL signal frequency-converted to (RF) band ftx is generated.
  • fTX fIF + flo
  • the up-converter 14 outputs the generated RF-DL signal to the power amplifier 15.
  • the power amplifier 15 amplifies the RF-DL signal received from the up-converter 14 to a desired level and radiates it from the antenna 12.
  • the 1-bit modulator 5 includes a ⁇ modulator 16, a ⁇ modulator 17, and a digital upconverter 18.
  • the I signal is input to the ⁇ modulator 16 and converted to I ′ of a 1-bit signal by ⁇ modulation.
  • the Q signal is input to the ⁇ modulator 17 and converted to Q ′ of a 1-bit signal by ⁇ modulation.
  • the digital up-converter 18 repeats the output of the ⁇ modulators 16 and 17 and the pattern of four values ⁇ 0,1,0, -1 ⁇ with ⁇ 1,0, ⁇ 1,0 ⁇ and 1 delay. By multiplication with the sine wave, the I and Q signals are orthogonally modulated and converted to the intermediate frequency band fIF. If the outputs of the two ⁇ modulators 16 and 17 are I ′ and Q ′, the digital up converter repeatedly outputs the pattern of ⁇ I ′, Q ′, ⁇ I ′, ⁇ Q ′ ⁇ . To do.
  • the period of the digital sine wave signal is As can be analogized from fc / 2 which is 1/4 of the clock frequency, the intermediate frequency fIF is fc / 2.
  • the ⁇ modulators 16 and 17 include an adder 19, a quantizer 20, a delay device (Z ⁇ 1 ) 21, and a delay device 22.
  • V (z) U (z) + (1- z -1 ) ⁇ E (z)
  • the desired signal is stored in the vicinity of DC, and the quantization noise increases as the frequency becomes higher. Distribution.
  • the local generation unit 10 includes a clock data recovery circuit (CDR) 23, extracts a clock signal from the 1-bit-DL signal received from the O / E converter 9, and generates a high-frequency tone (local signal).
  • CDR clock data recovery circuit
  • the CDR 23 includes a voltage controlled oscillator (VCO) 24, a phase comparator (PD) 25, a loop filter (LF) 26, and frequency dividers (DIV) 27 and 28, as shown in FIG.
  • VCO voltage controlled oscillator
  • PD phase comparator
  • LF loop filter
  • DIV frequency dividers
  • the output of the VCO 24 is input to the phase comparator 25 together with the external reference signal via the frequency divider 28.
  • the phase comparator 25 detects the difference between the two input signals, extracts only the information in the vicinity of DC required by the LF 26, and inputs it to the oscillation control terminal of the VCO 24. Due to the feedback configuration in which the signal obtained by dividing the output of the VCO 24 is returned to the oscillation control terminal of the VCO 24 via the phase comparator 25, the CDR 23 has the phase and frequency of the divided signal of the VCO 24 and the phase of the external reference signal. When the frequency and frequency match, a stable state is reached.
  • the oscillation frequency (fVCO) of the VCO 24 and the 1-bit DL are obtained in the stable state of the feedback circuit.
  • the clock rate (fclkdl) of the following relationship. fVCO fclkdl x DIV2 / DIV1
  • DIV1 is a frequency division ratio of the frequency divider 27 to which the 1-bit DL signal received from the O / E converter 9 is input.
  • DIV2 is a frequency division ratio of the frequency divider 28 to which the output signal of the VCO 24 is input.
  • fVCO is uniquely determined by fclkdl. That is, the frequency of the local signal generated by the local generation unit 10 of the remote unit 3 can be uniquely determined by the clock rate of the clock signal of the oscillator 6 output to the 1-bit modulator 5 of the center unit 1. Therefore, the frequency of the RF-DL signal radiated from the antenna 12 can also be uniquely determined by the clock rate of the clock signal of the oscillator 6.
  • the oscillator 6 of the center unit 1 may have a function of changing the clock rate of the clock signal output to the 1-bit modulator 5. That is, by changing the clock rate of the clock signal of the oscillator 6 output to the 1-bit modulator 5 of the center unit 1, the frequency of the local signal generated by the local generation unit 10 of the remote unit 3 can be controlled, and the antenna The frequency of the RF-DL signal radiated from 12 can be changed.
  • the center unit 1 converts the DL signal generated by the digital baseband 4 into a 1-bit-DL signal using the clock signal received from the oscillator 6 by the 1-bit modulator 5 (S501).
  • the center unit 1 transmits a 1-bit-DL signal to the remote unit 3 via the optical access unit 2 (S502).
  • the remote unit 3 extracts a clock signal from the 1-bit-DL signal received from the optical access unit 2 by the local generation unit 10 (S503).
  • the remote unit 3 uses the local generation unit 10 to generate a local signal using the extracted clock signal as a reference signal (S504).
  • the remote unit 3 passes only the desired band component of the 1-bit-DL signal received from the optical access unit 2 by the filter 13 (S505).
  • the remote unit 3 integrates the 1-bit DL signal of the desired band component received from the filter 13 with the local signal of the local frequency band flo received from the local generation unit 10 by the up-converter 14, and converts the frequency to the RF frequency band ftx
  • the generated RF-DL signal is generated (S506).
  • the remote unit 3 radiates the generated RF-DL signal from the antenna 12 via the power amplifier 15 (S507).
  • the downlink signal has been described.
  • the same principle as that of the downlink can be used for the uplink signal.
  • the remote unit 3 includes a duplexer 29 and a receiver 30 in addition to the local generator 10, the transmitter 11, and the antenna 12.
  • the receiving unit 30 includes a power amplifier 31, a down converter 32, and a 1 bit- ⁇ analog-digital converter (1 bit- ⁇ ADC) 33.
  • the local generation unit 10 includes a CDR 34 in addition to the CDR 23.
  • the remote unit 3 receives an uplink signal (RF-UL signal) transmitted from the terminal by the antenna 12 and outputs the RF-UL signal to the receiving unit 30 via the duplexer 29.
  • the power amplifier 31 of the receiving unit 30 amplifies the RF-UL signal received from the duplexer 29 to a desired level and outputs the amplified signal to the down converter 32.
  • the down converter 32 integrates the RF-UL signal received from the power amplifier 31 with the local signal in the local frequency band flo received from the CDR 34 of the local generation unit 10 to generate an IF-UL signal in the intermediate frequency band fIF. To do. Note that the mechanism by which the CDR 34 generates a local signal is the same as that of the CDR 23, and therefore the description thereof is omitted.
  • the 1 bit- ⁇ ADC 33 receives the IF-UL signal from the down converter 32, generates a 1 bit-UL signal converted into a 1 bit digital signal, and transmits the 1 bit-UL signal to the center unit 1 via the optical access unit 35.
  • two CDRs 23 for the downlink and CDR 34 for the uplink are prepared as CDRs included in the local generation unit 10, and the division ratios of the respective frequency dividers are set independently.
  • the frequency of the RF-DL signal and the frequency of the RF-UL signal can be set independently.
  • a separate frequency converter is added to the VCO output to provide different local signals for downlink and uplink. Is possible.
  • a common local signal is provided for the downlink and uplink, and the parameters are designed so that the frequency of the RF-DL signal is the desired frequency, while the RF-UL signal is digital baseband. It is also possible to select a desired frequency.
  • the local generation unit 10 of the remote unit 3 extracts and extracts the clock signal from the 1-bit-DL signal transmitted from the center unit 1. Since the local signal is generated using the clock signal as a reference signal, the serial-to-parallel converter 113, the parallel-to-serial converter 114, and the crystal 120 are not necessary, and the remote unit is complicated compared to the related technology shown in FIG. Can be suppressed.
  • the center unit 1 since the center unit 1 further includes a 1-bit modulator 5 instead of the bandpass ⁇ modulator, the frequency range that can be generated by the remote unit is shown in FIG. Regardless of the operating speed of the bandpass ⁇ modulator 206, it is possible to determine a frequency that can be generated using a local signal generator. Current technology can handle up to tens of GHz using local signal generators. Therefore, in the wireless access system according to the first exemplary embodiment of the present invention, it is possible to realize a remote unit that can suppress the complexity of the remote unit and can cope with a high frequency region of 1 GHz or more.
  • the oscillator 6 of the center unit 1 has a function of changing the clock rate of the clock signal output to the 1-bit modulator 5, so that the frequency adjustment of the remote unit is performed by the center unit.
  • the frequency plan can be easily changed even after the remote unit is installed.
  • this wireless access system can be used for mobile communication, WiFi, business radio, etc. It is possible to dynamically change to a plurality of communication methods at low cost.
  • the radio access system according to the second exemplary embodiment of the present invention has a configuration in which the transmission unit 11 of the remote unit 3 according to the first exemplary embodiment of the present invention is replaced with a transmission unit 36 illustrated in FIG.
  • the configuration other than the transmission unit 36 of the remote unit 3 is the same as the configuration shown in FIGS. 1 and 6 and will not be described.
  • the transmission unit 36 includes a digital down converter 37, a low pass filter (LPF) 38, a low pass filter 39, an up converter 40, a power amplifier 15, a CDR 41, and a divide-by-2 42.
  • LPF low pass filter
  • the digital down converter 37 down-converts the 1-bit DL signal received from the optical access unit 2 to the baseband by performing quadrature demodulation using the clock signal received from the CDR 41. A specific configuration of the digital down converter 37 will be described in detail later.
  • the low-pass filters 38 and 39 pass only the baseband in which the desired signal exists in the two orthogonal signals that are output signals of the digital down converter 37 to the up-converter 40, and other quantization noises and the like. Repress.
  • the CDR 41 extracts a clock signal from the 1-bit DL signal received from the optical access unit 2 and generates a clock signal equal to the 1-bit DL signal.
  • the CDR 41 outputs the generated clock signal to the digital down converter 37.
  • the frequency divider 42 divides the local signal received from the local generator 10 by 2, and generates LO-I and LO-Q.
  • the two-frequency divider 42 outputs the generated LO-I and LO-Q to the up-converter 40.
  • the up-converter 40 frequency-converts the quadrature signal that has passed through the low-pass filters 38 and 39 into a high-frequency band by performing quadrature modulation using the LO-I and LO-Q received from the frequency divider 42. Generate RF-DL signal.
  • the up-converter 40 outputs the generated RF-DL signal to the power amplifier 15.
  • the digital down converter 37 includes a digital sine wave generator 43 and a digital quadrature demodulator 44.
  • the digital sine wave generator 43 generates a digital sine wave with ⁇ 1,0, -1,0 ⁇ continuous from the clock signal received from the CDR 41.
  • the digital sine wave generator 43 outputs the generated digital sine wave to the digital quadrature demodulator 44.
  • the digital quadrature demodulator 44 includes a delay unit 45, a mixer 46, a mixer 47, a down sampler ( ⁇ 2) 48, and a down sampler 49.
  • the delay unit 45 receives the digital sine wave from the digital sine wave generator 43 and outputs a delayed digital sine wave obtained by delaying the received digital sine wave by 1 to the mixer 47.
  • the mixer 46 receives the digital sine wave output from the digital sine wave generator 43, and the mixer 47 receives the delayed digital sine wave output from the delay unit 45.
  • the mixers 46 and 47 perform quadrature demodulation of the 1-bit DL signal received from the optical access unit 2 using a digital sine wave and a delayed digital sine wave.
  • the 1-bit DL signal received by the mixers 46 and 47 from the optical access unit 2 is a signal for receiving the output signal of the digital up-converter 18 in the center unit 1 via the optical access unit 2. Assuming that the output signals of the two ⁇ modulators 16 and 17 in the center unit 1 are I ′ and Q ′, respectively, the 1-bit DL signal received by the mixers 46 and 47 from the optical access unit 2 is ⁇ I ′, Q ′, ⁇ It is a continuous signal having a pattern of I ′, ⁇ Q ′ ⁇ .
  • the mixer 46 outputs a continuous signal having a pattern of ⁇ I ′, 0, I ′, 0 ⁇ to the downsampler 48, and the mixer 47 A continuous signal having a pattern of 0, Q ′, 0, Q ′ ⁇ is output to the down sampler 49.
  • the downsampler 48 performs a process of downsampling the signal received from the mixer 46 twice, that is, a process of thinning out data at a rate of once every two times and discarding the rest.
  • the downsampler 49 performs a process of downsampling the signal received from the mixer 47 twice.
  • a signal output from the down sampler 48 is I ′′
  • a signal output from the down sampler 49 is Q ′′.
  • I is a signal obtained by multiplying the 1-bit DL signal by the output signal of the digital sine wave generator 43, and the multiplication value when the output signal of the digital sine wave generator 43 is 0 is doubled by the 1-bit DL signal. This is a signal discarded at the time of downsampling, and is a continuous signal of the pattern ⁇ I ', I', I ', I' ⁇ .
  • Q is the output of the digital sine wave generator 43 used when I" is generated
  • the signal is obtained by a similar operation using a delayed digital sine wave delayed by one by the delay unit 45, and is a continuous signal having a pattern of ⁇ Q ', Q', Q ', Q' ⁇ .
  • I ′′ and Q ′′ are four kinds of signals as shown in FIG. 9 depending on the phase relationship between the 1-bit DL signal input to the digital down converter 37 and the sine wave generated by the digital sine wave generator 43. It can be. In either case, I ′′ maintains a relationship in which the phase is 90 ° ahead of Q ′′.
  • the transmission unit 36 can generate a high-frequency signal with a sufficient signal-to-quantization noise ratio in which quantization noise is sufficiently suppressed. .
  • Embodiment 3 a radio access system according to the third exemplary embodiment of the present invention is described.
  • the wireless access system according to the third embodiment of the present invention has a configuration in which the digital down converter 37 of the transmission unit 36 of the remote unit 3 according to the second embodiment of the present invention is replaced with a digital down converter 50 shown in FIG.
  • the configuration other than the digital down converter 50 is the same as the configuration shown in FIG.
  • the configuration of the digital down converter 50 will be described with reference to FIG.
  • the digital down converter 50 includes a selector 51, a selector 52, a selector 53, a two-frequency divider 54, a two-frequency divider 55, a two-frequency divider 56, an inverter 57, an inverter 58 and an inverter 59.
  • the 1 ⁇ 2 divider 54 divides the local signal received from the CDR 41 by 2 and outputs it to the selector 51, the divider 55 and the inverter 59.
  • the two-frequency divider 55 further divides the signal received from the two-frequency divider 54 by two and outputs it to the selector 52.
  • the inverter 59 inverts the signal received from the 1 ⁇ 2 divider 54 and outputs it to the 1 ⁇ 2 divider 56.
  • the two-frequency divider 56 further divides the signal received from the inverter 59 by two and outputs it to the selector 53.
  • the selector 51 uses the signal received from the divide-by-2 divider 54 as a clock signal, and uses the 1-bit-DL signal received from the optical access unit 2 in two paths (A1, A2) according to the high-low of the clock signal. ).
  • the inverter 57 receives the signal output from the selector 51 to one path (A1), inverts the received signal, and outputs the inverted signal to the selector 52.
  • the selector 52 receives a signal output from the selector 51 to one path (A1) at one terminal, and receives a signal output from the inverter 57 at the other terminal.
  • the selector 52 uses the signal received from the frequency divider 55 as a clock signal, and the signal received from the selector 51 via one path (A1) and its inverted signal according to the high / low of the clock signal. Are output alternately.
  • the inverter 58 receives the signal output from the selector 51 to the other path (A2), inverts the received signal, and outputs the inverted signal to the selector 53.
  • the selector 53 receives the signal output from the selector 51 to the other path (A2) at one terminal, and receives the signal output from the inverter 58 at the other terminal.
  • the selector 53 uses the signal received from the frequency divider 56 as a clock signal, and the signal received from the selector 51 via the other path (A2) and its inverted signal according to the high / low of the clock signal. Are output alternately.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating signals of the respective units.
  • the input pattern of the 1-bit-DL signal from the optical access unit 2 to the selector 51 is a continuous pattern of ⁇ I ′, Q ′, -I ′, -Q ′ ⁇ .
  • the selector 51 outputs a signal when the clock signal received from the frequency divider 54 is high to one path (A1).
  • the selector 51 outputs a signal when the clock signal received from the frequency divider 54 is low to the other path (A2).
  • the selector 51 uses ⁇ I ', -I' ⁇ as one path (A1) when the 1-bit DL signal is I 'when the clock signal received from the frequency divider 54 is high. ) And output ⁇ Q ', -Q' ⁇ to the other path (A2).
  • the input pattern to one terminal of the selector 52 is a continuous pattern of ⁇ I ', -I' ⁇ .
  • the input pattern input to the other terminal of the selector 52 via the inverter 57 is a continuous pattern of ⁇ -I ′, I ′ ⁇ .
  • the selector 52 repeatedly outputs the signal received from the selector 51 via one path (A1) and its inverted signal in order, and as a result, outputs a continuous signal of ⁇ I ′ ⁇ to the path (B).
  • the input pattern to one terminal of the selector 53 is a continuous pattern of ⁇ Q ', -Q' ⁇ .
  • the input pattern input to the other terminal of the selector 53 via the inverter 58 is a continuous pattern of ⁇ Q ′, Q ′ ⁇ .
  • the selector 53 repeatedly outputs the signal received from the selector 51 via the other path (A2) and its inverted signal in order, and as a result, outputs a continuous signal of ⁇ Q ' ⁇ to the path (C).
  • the output signal of the selectors 52 and 53 changes when the 1-bit-DL signal is not I ′ but other values.
  • the state where the phase of the output signal of the selector 52 is advanced by 90 ° from the output signal of the selector 53 is kept. This means that the digital down converter 37 shown in FIG. 8 maintains the phase difference between the two output signals regardless of the phase relationship between the input signal and the digital sine wave generator, as shown in FIG. It is the same.
  • the digital sine wave generator 43 and the digital quadrature demodulator 44 are necessary.
  • the digital down converter 50 of the third embodiment shown in FIG. The circuit 43 and the digital quadrature demodulator 44 are unnecessary, and can be configured by a selector, a frequency divider, and an inverter instead. Therefore, in the wireless access system according to the third embodiment of the present invention, the 1-bit DL signal received from the optical access unit 2 is down-converted to the baseband without using the digital sine wave generator 43 and the digital quadrature demodulator 44. can do.
  • Embodiment 4 a radio access system according to the fourth exemplary embodiment of the present invention is described.
  • the wireless access system according to the fourth embodiment of the present invention has a configuration in which the digital down converter 37 of the transmission unit 36 of the remote unit 3 according to the second embodiment of the present invention is replaced with a digital down converter 60 shown in FIG.
  • the configuration other than the digital down converter 60 is the same as the configuration shown in FIG.
  • the configuration of the digital down converter 60 will be described with reference to FIG.
  • the digital down converter 60 includes a selector 61, a selector 52, a selector 53, a 2 divider 54, a 2 divider 55, a 2 divider 56, a 4 divider 62, an inverter 57, an inverter 58 and an inverter 59. It has. Note that the configurations of the selector 52, the selector 53, the 2 divider 54, the 2 divider 55, the 2 divider 56, the inverter 57, the inverter 58, and the inverter 59 are the same as those shown in FIG. The description is omitted.
  • the frequency divider 62 divides the local signal received from the CDR 41 by 4 and generates a frequency-divided signal having a phase shifted by 90 ° from each other.
  • the four-frequency divider 62 outputs the generated four-frequency signal to the selector 61.
  • the selector 61 sequentially distributes the 1-bit-DL signal received from the optical access unit 2 to the four paths (AA1, AA2, AA3, AA4) in synchronization with the divided-by-4 signal received from the 4-divider 62. .
  • the output terminal of the selector 61 is D1, D2, D3, D4 in the order of distribution of 1bit-DL signal.
  • the output signal from D1 is input to one input terminal of the selector 52.
  • the output signal from D2 is input to one input terminal of the selector 53.
  • the output signal from D3 is input to the inverter 57.
  • the output signal from D4 is input to the inverter 58.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating signals of each unit.
  • the input pattern of the 1-bit-DL signal from the optical access unit 2 to the selector 61 is a continuous pattern of ⁇ I ′, Q ′, -I ′, -Q ′ ⁇ .
  • the selector 61 sequentially distributes the 1-bit-DL signal received from the optical access unit 2 to the four paths (AA1, AA2, AA3, AA4) in synchronization with the divided-by-4 signal received from the 4-divider 62. .
  • the selector 61 when the signal output from D1 is I ′, the signals output from the output terminals D1, D2, D3, and D4 are ⁇ I ′ ⁇ , ⁇ Q ' ⁇ , ⁇ -I' ⁇ , ⁇ -Q ' ⁇ .
  • the selector 52 alternately and repeatedly outputs the signal received from D1 of the selector 51 and the inverted signal from D3 of the selector 51 via the inverter 57. As a result, the output signal from the selector 52 is a continuous signal of ⁇ I ′ ⁇ .
  • the selector 53 alternately and repeatedly outputs the signal received from D2 of the selector 51 and the inverted signal from D4 of the selector 51 via the inverter 58. As a result, the output signal from the selector 53 is a continuous signal of ⁇ Q ′ ⁇ .
  • the digital sine wave generator 43 and the digital quadrature demodulator 44 are necessary.
  • the digital down converter 60 of the fourth embodiment shown in FIG. The circuit 43 and the digital quadrature demodulator 44 are not necessary, and can be configured by a selector, a frequency divider 2, a frequency divider 4 and an inverter instead. Therefore, in the wireless access system according to the fourth embodiment of the present invention, the 1-bit DL signal received from the optical access unit 2 is down-converted to the baseband without using the digital sine wave generator 43 and the digital quadrature demodulator 44. can do.

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Abstract

複雑化することなく高周波領域に対応可能なリモートユニットを備えた無線アクセスシステム及びその制御方法を提供する。本発明にかかる無線アクセスシステムは、センターユニット（１）と、センターユニット（１）で生成されたベースバンド信号を高周波信号に変換してアンテナ（１２）から放射するリモートユニット（３）を備えている。センターユニット（１）は、生成したクロック信号に基づき、ベースバンド信号を1bit信号に変換して出力する1bit変調器（５）を有している。リモートユニット（３）は、センターユニット（１）から出力された1bit信号からクロック信号を抽出し、抽出したクロック信号を参照信号として用いてローカル信号を生成するローカル生成部（１０）と、1bit信号から所望帯域成分を抽出するフィルタ（１３）と、ローカル信号を用いてフィルタの出力信号を高周波信号に変換するアップコンバータ（１４）を有している。

Description

無線アクセスシステム及びその制御方法
　本発明は無線アクセスシステム及びその制御方法に関するものであり、特に、センターユニットと、センターユニットとは離れた場所に設置されるリモートユニットとを備えた無線アクセスシステム及びその制御方法に関する。
　モバイルネットワークのアクセス網において、屋外基地局の電波が届きにくい地下街やビル内のような弱電エリアには、低コストで電波を供給するシステムとして、図１４に示すような光ファイバを用いた無線アクセスシステムが配置されている。図１４に示す無線アクセスシステムは、センターユニット１０１、光アクセスユニット１０２及びリモートユニット１０３を備えている。センターユニット１０１は、デジタルベースバンド（Digital Baseband）１０４、パラシリ変換（パラレル－シリアル変換）器１０５、シリパラ変換（シリアル－パラレル変換）器１０６を備えている。光アクセスユニット１０２は、電気-光変換器(E/O変換器)１０７及び１１２、光ファイバ１０９及び１１０、光-電気変換器（O/E変換器）１０８及び１１１を備えている。リモートユニット１０３は、シリパラ変換器１１３、パラシリ変換器１１４、DA変換器（DAC）１１５、AD変換器（ADC）１１６、アップコンバータ１１７、ダウンコンバータ１１８、アンテナ１１９及びクリスタル（Crystal）１２０を備えている。クリスタル１２０は、アップコンバータ１１７及びダウンコンバータ１１８による周波数変換のためのローカル信号生成に必要な参照信号を生成するものである。
　図１４に示す無線アクセスシステムでは、センターユニット１０１のデジタルベースバンド１０４により生成されたデジタル直交信号（I,Q）は、パラシリ変換器１０５によりパラシリ変換されたのち、光アクセスユニット１０２を介して弱電エリアに設置されるリモートユニット１０３に伝送される。その後、リモートユニット１０３にて、シリパラ変換器１１３によりシリパラ変換され、DA変換器１１５によりアナログ信号に変換され、さらにアップコンバータ１１７により高周波信号に変換されてアンテナ１１９より放射される。また、アンテナ１１９より受信された信号は、送信時とは逆に、リモートユニット１０３にて、ダウンコンバータ１１８により低周波帯に変換されたのち、AD変換器１１６によりデジタル信号に変換され、さらにパラシリ変換器１１４によりパラシリ変換されたのち、光アクセスユニット１０２を介してセンターユニット１０１に伝送される。
　図１４に示す無線アクセスシステムでは、集約局にセンターユニット１０１を配置し、地下街などの弱電エリアに小型・軽量なリモートユニット１０３を配置することで、当該システムを様々な場所に設置することができる。今後、世界の都市人口は増加傾向にあることを考慮すると、人の集合施設が多く建設されることが予想され、こうした施設で発生する弱電エリアの解消に向けた本無線アクセスシステムが多数設置されていくものと考えられる。
　リモートユニットのさらなる小型・軽量化を推し進める無線アクセスシステムの一例が特許文献１に記載されている。特許文献１における無線アクセスシステムの構成を、図１５に示す。図１５に示す無線アクセスシステムは、センターユニット２０１、光アクセスユニット２０２及びリモートユニット２０３を備えている。センターユニット２０１は、デジタルベースバンド２０４、デジタル直交変調器２０５及びバンドパス（BP）ΔΣ変調器２０６を備えている。光アクセスユニット２０２は、電気-光変換器２０７、光ファイバ２０８及び光-電気変換器２０９を備えている。リモートユニット２０３は、バンドパスフィルタ（BPF）２１０及びアンテナ２１１を備えている。
　図１５に示す無線アクセスシステムでは、センターユニット２０１のデジタルベースバンド２０４により生成されたデジタル直交信号（I,Q）は、デジタル直交変調器２０５により高周波無線信号に変換されたのち、無線信号が占有する周波数帯で量子化雑音の影響が最小となるよう設計されたバンドパスΔΣ変調器２０６により1bit信号に変換される。その後、センターユニット２０１は、1bit信号を、光アクセスユニット２０２を介してリモートユニット２０３へ伝送する。リモートユニット２０３は、受け取った1bit信号を、BPF２１０に通して高周波無線信号を抽出し、アンテナ２１１により放射する。
　図１５に示す無線アクセスシステムでは、図１４に示した構成と比較して、リモートユニットのシリパラ変換器１１３、パラシリ変換器１１４及びクリスタル１２０が不要となることで、さらなるリモートユニットの小型・軽量化が達成される。
特開２０１３－８１１０６号公報
　特許文献１に記載の図１５の構成において、センターユニット２０１に配置されるバンドパスΔΣ変調器２０６は、動作速度に限界があり、現状のデバイス性能で実現できる動作速度は、1GHz程度が限界である。現在、モバイルネットワークでは、1GHz以下のみならず、2.6GHzまでの周波数帯が利用されており、また、今後は3.5GHz帯、5GHz帯へと、高周波化が進んでいく予定である。図１５の構成では、1GHz以上の高周波帯では利用することができないという問題点があった。
　他方、図１４の構成では、バンドパスΔΣ変調を用いておらず、リモートユニット側で高周波帯への変換機能を独立して保有するため、1GHz以上の高周波領域にも対応可能である。しかしながら、前述したように、図１５の構成に比較すると、リモートユニットが複雑化するという問題点があった。
　本発明は、このような問題点を解決するためになされたものであり、複雑化することなく高周波領域に対応可能なリモートユニットを備えた無線アクセスシステム及びその制御方法を提供することを目的とする。
　本発明にかかる無線アクセスシステムは、センターユニットと、前記センターユニットとは離れた場所に設置され、前記センターユニットで生成されたベースバンド信号を高周波信号に変換してアンテナから放射するリモートユニットとを備えた無線アクセスシステムであって、前記センターユニットは、前記ベースバンド信号を生成するデジタルベースバンドと、クロック信号を生成する発振器と、前記ベースバンド信号を前記クロック信号に基づき1bit信号に変換し、前記1bit信号を出力する1bit変調器とを有し、前記リモートユニットは、前記センターユニットから出力された前記1bit信号からクロック信号を抽出し、抽出したクロック信号を参照信号として用いてローカル信号を生成するローカル生成部と、前記1bit信号から所望帯域成分を抽出するフィルタと、前記ローカル信号を用いて前記フィルタの出力信号を前記高周波信号に変換するアップコンバータとを有するものである。
　他方、本発明にかかる無線アクセスシステムの制御方法は、センターユニットと、前記センターユニットとは離れた場所に設置され、前記センターユニットで生成されたベースバンド信号を高周波信号に変換してアンテナから放射するリモートユニットとを備えた無線アクセスシステムの制御方法であって、前記センターユニットが、クロック信号を用いて、ベースバンド信号を1bit信号に変換するステップと、前記センターユニットが、前記1bit信号を前記リモートユニットへ伝送するステップと、前記リモートユニットが、前記1bit信号からクロック信号を抽出するステップと、前記リモートユニットが、抽出したクロック信号を参照信号として用いてローカル信号を生成するステップと、前記リモートユニットが、前記1bit信号から所望帯域成分を抽出するステップと、前記リモートユニットが、前記ローカル信号を用いて前記所望帯域成分を前記高周波信号に変換するステップとを有するものである。
　本発明により、複雑化することなく高周波領域に対応可能なリモートユニットを備えた無線アクセスシステム及びその制御方法を提供することができる。
実施の形態１にかかる無線アクセスシステムの構成図である。 実施の形態１にかかる1bit変調器の構成図である。 実施の形態１にかかるΔΣ変調器の構成図である。 実施の形態１にかかるローカル生成部の図である。 実施の形態１にかかる無線アクセスシステムの処理フロー図である。 実施の形態１にかかる無線アクセスシステムの構成図である。 実施の形態２にかかる送信部の構成図である。 実施の形態２にかかるデジタルダウンコンバータの構成図である。 実施の形態２にかかるデジタル直交復調器の入出力信号を示す図である。 実施の形態３にかかるデジタルダウンコンバータの構成図である。 実施の形態３にかかるデジタルダウンコンバータの位相関係を示す図である。 実施の形態４にかかるデジタルダウンコンバータの構成図である。 実施の形態４にかかるデジタルダウンコンバータの位相関係を示す図である。 関連技術にかかる無線アクセスシステムの構成図である。 関連技術にかかる無線アクセスシステムの構成図である。
　実施の形態１．
　以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
　まず、図1を用いて、本発明の実施の形態１にかかる無線アクセスシステムの構成について説明する。この無線アクセスシステムは、センターユニット１、光アクセスユニット２及びリモートユニット３を備えている。
　センターユニット１は、デジタルベースバンド（Digital Baseband）４、1bit変調器５及び発振器６を備えている。
　デジタルベースバンド４は、２つの多ビットで表現される直交信号（各々、I,Q信号と呼ぶ）からなるダウンリンク信号（DL信号）を生成し、生成したDL信号を1bit変調器５へ出力する。発振器６は、クロック信号を生成し、生成したクロック信号を1bit変調器５へ出力する。
　1bit変調器５は、デジタルベースバンド４から受け取ったDL信号を、発振器６から受け取ったクロック信号を用いて1bit-DL信号に変換する。1bit変調器５は、1bit-DL信号を光アクセスユニット２に対して出力する。1bit変調器５の具体的な構成は、後に詳述する。
　光アクセスユニット２は、電気-光変換器(E/O変換器)７、光ファイバ８及び光-電気変換器（O/E変換器）９を備えている。E/O変換器７は、1bit変調器５から受けた1bit-DL信号を光信号に変換して光ファイバ８へ出力する。光ファイバ８は、光信号を遠隔地に伝送してO/E変換器９へ出力する、O/E変換器９は、遠隔地にて光信号を受ける。O/E変換器９は、光信号を1bit-DL信号に戻し、1bit-DL信号をリモートユニット３へ出力する。
　リモートユニット３は、ローカル生成部１０、送信部１１及びアンテナ１２を備えている。また、送信部１１は、フィルタ１３、アップコンバータ１４及び電力増幅器１５を備えている。
　フィルタ１３は、本発明の実施の形態１では、バンドパスフィルタ（BPF）により構成される。フィルタ１３は、中間周波数帯fIFに通過帯域が設定されており、O/E変換器９から受け取った1bit-DL信号のうち、中間周波数帯fIF近傍に存在する所望信号のみを通過させ、それ以外の量子化雑音を除去する機能を持つ。フィルタ１３は、抽出した所望帯域成分からなる出力信号をアップコンバータ１４へ出力する。
　ローカル生成部１０は、O/E変換器９から受け取った1bit-DL信号からクロック信号を抽出し、当該クロック信号を参照信号として用いてローカル信号を生成する。ローカル生成部１０は、生成したローカル信号をアップコンバータ１４へ出力する。ローカル生成部１０の具体的な構成は、後に詳述する。
　アップコンバータ１４は、以下の式に示すように、フィルタ１３から受け取った中間周波数帯fIF の1bit-DL信号を、ローカル生成部１０から受け取ったローカル周波数帯floのローカル信号と積算することにより、高周波(RF)帯ftxに周波数変換したRF-DL信号を生成する。
　fTX = fIF + flo
　アップコンバータ１４は、生成したRF-DL信号を電力増幅器１５へ出力する。電力増幅器１５は、アップコンバータ１４から受け取ったRF-DL信号を所望のレベルまで増幅し、アンテナ１２より放射する。
　続いて、図２を用いて、1bit変調器５の構成について説明する。この1bit変調器５は、ΔΣ変調器１６、ΔΣ変調器１７及びデジタルアップコンバータ１８を備えている。
　本構成においては、デジタルベースバンド４で生成された多ビットのI,Q信号のうち、I信号は、ΔΣ変調器１６に入力され、ΔΣ変調により1bit信号のI’に変換される。また、デジタルベースバンド４で生成された多ビットのI,Q信号のうち、Q信号は、ΔΣ変調器１７に入力され、ΔΣ変調により1bit信号のQ’に変換される。
　デジタルアップコンバータ１８は、ΔΣ変調器１６及び１７の出力と｛1,0,-1,0｝及び１遅延を設けた{0,1,0,-1}の４つの値のパターンを繰り返すデジタル正弦波との乗算により、I,Q信号を、直交変調して、中間周波数帯fIFに変換する。なお、２つのΔΣ変調器１６及び１７のそれぞれの出力を、I’、Q’とすると、デジタルアップコンバータは、{I’,Q’,-I’,-Q’}のパターンを繰り返して出力する。
　また、図２に示すように、ΔΣ変調器１６及び１７に入力されるクロック周波数をfc, デジタルアップコンバータ１８に入力されるデジタル正弦波のクロック周波数を2fcとすると、デジタル正弦波信号の周期は、クロック周波数の1/4であるfc/2であることからも類推できるように、中間周波数fIFは、fc/2となる。
　続いて、図３を用いて、ΔΣ変調器１６及び１７の構成について説明する。ΔΣ変調器１６及び１７は、アダー１９、量子化器２０、遅延器（Z-1）２１及び遅延器２２を備えている。
　ΔΣ変調器１６及び１７への入力をU(z)とし、出力をV(z)とし、量子化器２０で発生する量子化雑音をE(z)としたときに、ΔΣ変調器１６及び１７の特性を、z領域において表すと、次の通りである。
　V(z) = U(z) + (1- z-1)・E(z)
　図２に示すように、デジタルベースバンド４からI,Q信号が入力されたΔΣ変調器１６及び１７の出力では、DC近傍に所望信号が保存され、高周波側になるほど量子化雑音が増加する信号分布となる。デジタルアップコンバータ１８の出力では、中間周波数fIF(=fc/2)付近に、I,Q信号から生成された所望信号が保存され、本周波数から離れるに従い量子化雑音が増加する分布となる。逆に言えば、fc/2近傍では、信号対雑音比が高く保存されている。
　続いて、図４を用いて、ローカル生成部１０の構成について説明する。ローカル生成部１０は、クロックデータリカバリ回路（CDR）２３により構成され、O/E変換器９から受け取った1bit-DL信号からクロック信号を抽出し、高周波トーン（ローカル信号）を生成する。
　CDR２３は、図４に示すように、電圧制御発振器（VCO）２４、位相比較器（PD）２５、ループフィルタ(LF)２６、分周器（DIV）２７及び２８により構成される。
　VCO２４の出力は、分周器２８を介して、外部参照信号とともに、位相比較器２５に入力される。位相比較器２５は、２つの入力信号の差分を検出し、LF２６にて必要なDC近傍の情報のみを抽出し、VCO２４の発振制御端子に入力される。VCO２４の出力が分周された信号が、位相比較器２５を介してVCO２４の発振制御端子に戻る帰還構成により、CDR２３は、VCO２４の分周された信号の位相及び周波数と、外部参照信号の位相及び周波数とが一致したところで安定状態となる。
　位相比較器２５に、外部参照信号として、1bit-DL信号が分周器２７により分周された信号を入力すると、本帰還回路の安定状態においては、VCO２４の発振周波数（fVCO）と1bit-DLのクロックレート(fclkdl)とは、以下の関係となる。
　fVCO = fclkdl x DIV2 / DIV1
　なお、DIV1は、O/E変換器９から受け取った1bit-DL信号が入力される分周器２７の分周比である。また、DIV2は、VCO２４の出力信号が入力される分周器２８の分周比である。
　本式が示すように、fVCOは、fclkdlで一意的に決定される。すなわち、センターユニット１の1bit変調器５へ出力する発振器６のクロック信号のクロックレートにより、リモートユニット３のローカル生成部１０で生成するローカル信号の周波数を一意的に定めることができる。したがって、アンテナ１２から放射されるRF-DL信号の周波数も発振器６のクロック信号のクロックレートにより一意的に定めることができる。
　なお、センターユニット１の発振器６は、1bit変調器５へ出力するクロック信号のクロックレートを変更する機能を備える構成としてもよい。すなわち、センターユニット１の1bit変調器５へ出力する発振器６のクロック信号のクロックレートを変更することで、リモートユニット３のローカル生成部１０で生成するローカル信号の周波数を制御することができ、アンテナ１２から放射されるRF-DL信号の周波数を変更することができる。
　続いて、本発明の実施の形態１にかかる無線アクセスシステムの処理フローを図５を用いて説明する。
　センターユニット１は、デジタルベースバンド４によって生成したDL信号を、1bit変調器５により、発振器６から受け取ったクロック信号を用いて1bit-DL信号に変換する（Ｓ５０１）。
　センターユニット１は、1bit-DL信号を光アクセスユニット２を介してリモートユニット３へ伝送する（Ｓ５０２）。
　リモートユニット３は、ローカル生成部１０により、光アクセスユニット２から受け取った1bit-DL信号からクロック信号を抽出する（Ｓ５０３）。
　リモートユニット３は、ローカル生成部１０により、抽出したクロック信号を参照信号として用いてローカル信号を生成する（Ｓ５０４）。
　リモートユニット３は、フィルタ１３により光アクセスユニット２から受け取った1bit-DL信号のうち所望帯域成分のみを通過させる（Ｓ５０５）。
　リモートユニット３は、アップコンバータ１４により、フィルタ１３から受け取った所望帯域成分の1bit-DL信号を、ローカル生成部１０から受け取ったローカル周波数帯floのローカル信号と積算し、RF周波数帯ftxに周波数変換したRF-DL信号を生成する（Ｓ５０６）。
　リモートユニット３は、生成したRF-DL信号を電力増幅器１５を介してアンテナ１２より放射する（Ｓ５０７）。
　以上の説明では、ダウンリンクの信号について説明してきたが、アップリンクの信号についてもダウンリンクと同様の原理を用いることができる。
　図６を用いて、本発明の実施の形態１にかかる無線アクセスシステムのアップリンクの構成について説明する。
　リモートユニット３は、ローカル生成部１０、送信部１１、アンテナ１２の他にデュプレクサ２９及び受信部３０を備えている。また、受信部３０は、電力増幅器３１、ダウンコンバータ３２及び1bit-ΔΣアナログ―デジタル変換器（1bit-ΔΣADC）３３を備えている。また、ローカル生成部１０は、CDR２３の他にCDR３４を備えている。
　リモートユニット３は、端末から送信されるアップリンク信号(RF-UL信号)をアンテナ１２により受信し、当該RF-UL信号をデュプレクサ２９を介して受信部３０へ出力する。受信部３０の電力増幅器３１は、デュプレクサ２９から受け取ったRF-UL信号を所望のレベルまで増幅してダウンコンバータ３２へ出力する。
　ダウンコンバータ３２は、電力増幅器３１から受け取ったRF-UL信号を、ローカル生成部１０のCDR３４から受け取ったローカル周波数帯floのローカル信号と積算することにより、中間周波数帯fIF のIF-UL信号を生成する。なお、CDR３４がローカル信号を生成する仕組みは、CDR２３と同じであるため説明は省略する。
　1bit-ΔΣADC３３は、ダウンコンバータ３２からIF-UL信号を受け取り、1bitデジタル信号に変換した1bit-UL信号を生成し、光アクセスユニット３５を介してセンターユニット１に伝送する。
　なお、ローカル生成部１０に含まれるCDRとして、図６に示すようにダウンリンク用のCDR２３とアップリンク用のCDR３４の２つ用意し、各々の分周器の分周比を独立に設定することで、RF-DL信号の周波数とRF-UL信号の周波数を独立に設定することが可能である。また、ダウンリンク用のCDRとアップリンク用のCDRを共通化した場合には、別途、VCO出力に周波数変換器を付与することで、ダウンリンク用とアップリンク用とで互いに異なるローカル信号を提供することが可能である。もちろん、ダウンリンク用とアップリンク用に共通のローカル信号を提供し、RF-DL信号の周波数は所望の周波数になるようにパラメータ設計をする一方、RF-UL信号については、デジタルベースバンドにて、所望周波数を選択するようにすることも可能である。
　以上、説明したように、本発明の実施の形態１にかかる無線アクセスシステムでは、リモートユニット３のローカル生成部１０が、センターユニット１から伝送された1bit-DL信号からクロック信号を抽出し、抽出したクロック信号を参照信号として用いてローカル信号を生成するため、図１４に示した関連技術と比較して、シリパラ変換器１１３、パラシリ変換器１１４及びクリスタル１２０が不要となり、リモートユニットの複雑化を抑制することができる。
　また、本発明の実施の形態１では、さらにセンターユニット１が、バンドパスΔΣ変調器ではなく1bit変調器５を備えた構成であるため、リモートユニットで生成可能な周波数レンジは、図１５に示すようなバンドパスΔΣ変調器２０６の動作速度によらず、ローカル信号生成器を用いて生成可能な周波数に決定することができる。現在のテクノロジーでは、ローカル信号生成器を用いて数10GHzまでの対応が可能である。したがって、本発明の実施の形態１にかかる無線アクセスシステムでは、リモートユニットの複雑化を抑制するとともに、1GHz以上の高周波領域に対応可能なリモートユニットを実現することができる。
　また、本発明の実施の形態１では、さらにセンターユニット１の発振器６が、1bit変調器５へ出力するクロック信号のクロックレートを変更する機能を備えることにより、リモートユニットの周波数調整をセンターユニットで行うことができ、リモートユニット設置後にも、周波数プランの変更を容易に行うことができるようになる。また、ベースバンド機能がセンターユニットに集約されているため、本無線アクセスシステムにおいては、センターユニットの装置の更新により、リモートユニットは特に変更せずとも、モバイル通信のほか、WiFi、業務無線など、複数の通信方式に、低コストでダイナミックに変更することが可能である。
　実施の形態２．
　次に、本発明の実施の形態２にかかる無線アクセスシステムについて説明する。本発明の実施の形態２にかかる無線アクセスシステムは、本発明の実施の形態１のリモートユニット３の送信部１１を図７に示す送信部３６に置き換えた構成である。なお、リモートユニット３の送信部３６以外の構成は、図１及び図６に示す構成と同様であり、説明を省略する。
　図７を用いて送信部３６の構成について説明する。送信部３６は、デジタルダウンコンバータ３７、低域通過フィルタ（LPF）３８、低域通過フィルタ３９、アップコンバータ４０、電力増幅器１５、CDR４１及び２分周器４２を備えている。
　デジタルダウンコンバータ３７は、光アクセスユニット２から受けた1bit DL信号を、CDR４１から受け取ったクロック信号を用いて直交復調することにより、ベースバンド帯域にダウンコンバートする。デジタルダウンコンバータ３７の具体的な構成は、後に詳述する。
　低域通過フィルタ３８及び３９は、デジタルダウンコンバータ３７の出力信号である２つの直交信号において、所望信号が存在するベースバンド帯域のみをアップコンバータ４０へと通過させ、それ以外の量子化雑音などを抑圧する。
　CDR４１は、光アクセスユニット２から受けた1bit DL信号からクロック信号を抽出し、1bit DL信号と等しいクロック信号を生成する。CDR４１は、生成したクロック信号をデジタルダウンコンバータ３７へ出力する。
　２分周器４２は、ローカル生成部１０から受け取ったローカル信号を２分周してLO-I及びLO-Qを生成する。２分周器４２は、生成したLO-I及びLO-Qをアップコンバータ４０へ出力する。
　アップコンバータ４０は、低域通過フィルタ３８及び３９を通過した直交信号を、２分周器４２から受け取ったLO-I及びLO-Qを用いて直交変調することにより、高周波周波数帯に周波数変換したRF-DL信号を生成する。アップコンバータ４０は、生成したRF-DL信号を電力増幅器１５へ出力する。
　次に、図８を用いてデジタルダウンコンバータ３７の構成について説明する。デジタルダウンコンバータ３７は、デジタル正弦波生成器（Digital sine generator）４３と、デジタル直交復調器４４を備えている。
　デジタル正弦波生成器４３は、CDR４１から受け取ったクロック信号から、{1,0,-1,0}が連続するデジタル正弦波を生成する。デジタル正弦波生成器４３は、生成したデジタル正弦波をデジタル直交復調器４４へ出力する。
　デジタル直交復調器４４は、遅延器４５、ミキサ４６、ミキサ４７、ダウンサンプラ（↓２）４８及びダウンサンプラ４９を備えている。
　遅延器４５は、デジタル正弦波生成器４３からデジタル正弦波を受け、受け取ったデジタル正弦波を1遅延させた遅延デジタル正弦波をミキサ４７へ出力する。
　ミキサ４６は、デジタル正弦波生成器４３から出力されたデジタル正弦波を受け取り、ミキサ４７は、遅延器４５から出力された遅延デジタル正弦波を受け取る。ミキサ４６及び４７は、光アクセスユニット２から受けた1bit DL信号を、デジタル正弦波及び遅延デジタル正弦波を用いて直交復調する。
　ミキサ４６及び４７が光アクセスユニット２から受け取る1bit DL信号は、センターユニット１内のデジタルアップコンバータ１８の出力信号を、光アクセスユニット２を介して受け取る信号である。センターユニット１内２つのΔΣ変調器１６及び１７の出力信号を各々、I’,Q’とすると、ミキサ４６及び４７が光アクセスユニット２から受け取る1bit DL信号は、{I’,Q’,-I’,-Q’}のパターンの連続信号である。そして、デジタル正弦波及び遅延デジタル正弦波を用いた直交復調により、ミキサ４６は、{I’,0,I’,0}のパターンの連続信号をダウンサンプラ４８へ出力し、ミキサ４７は、{0,Q’,0,Q’}のパターンの連続信号をダウンサンプラ４９へ出力する。
　ダウンサンプラ４８は、ミキサ４６から受け取った信号を２倍ダウンサンプルする処理、すなわち、データを２回に１回の割り合いで間引いて残りは破棄する処理を行う。ダウンサンプラ４９は、ミキサ４７から受け取った信号を２倍ダウンサンプルする処理を行う。ここで、ダウンサンプラ４８から出力される信号をI”、ダウンサンプラ４９から出力される信号をQ”とする。
　I”は、1bit DL信号とデジタル正弦波生成器４３の出力信号とが乗算された信号のうち、デジタル正弦波生成器４３の出力信号が0の時の乗算値を、1bit DL信号による２倍ダウンサンプル時に破棄した信号であり、{I’, I’, I’, I’}のパターンの連続信号である。Q”は、I”の生成時に使用されるデジタル正弦波生成器４３の出力信号を、遅延器４５により1遅延させた遅延デジタル正弦波を用いて、同様の動作により得られる信号であり、{ Q’,Q’, Q’, Q’}のパターンの連続信号である。
　したがって、I”およびQ”は、デジタルダウンコンバータ３７に入力される1bit DL信号と、デジタル正弦波生成器４３で生成される正弦波の位相関係により、図９に示すような、４通りの信号となりうる。いずれの場合も、I”はQ”よりも位相が90°進んでいる関係を保つ。
　図１に示した送信部１１では、フィルタ１３としてBPFが必要であったが、図７に示した送信部３６では、フィルタ回路としては、BPFは不要であり、代わって、LPFで構成することができる。一般的に、LPFは、BPFに比較して急峻なフィルタ特性を実現しやすい。したがって、本発明の実施の形態２にかかる無線アクセスシステムでは、送信部３６にて、量子化雑音を十分に抑圧した、信号対量子化雑音比の優れた高周波信号を生成することが可能である。
　実施の形態３．
　次に、本発明の実施の形態３にかかる無線アクセスシステムについて説明する。本発明の実施の形態３にかかる無線アクセスシステムは、本発明の実施の形態２のリモートユニット３の送信部３６のデジタルダウンコンバータ３７を図１０に示すデジタルダウンコンバータ５０に置き換えた構成である。なお、デジタルダウンコンバータ５０以外の構成は、図７に示す構成と同様であり、説明を省略する。
　図１０を用いてデジタルダウンコンバータ５０の構成について説明する。デジタルダウンコンバータ５０は、セレクタ５１、セレクタ５２、セレクタ５３、２分周器５４、２分周器５５、２分周器５６、反転器５７、反転器５８及び反転器５９を備えている。
　２分周器５４は、CDR４１から受け取ったローカル信号を２分周してセレクタ５１、２分周器５５及び反転器５９へ出力する。２分周器５５は、２分周器５４から受け取った信号をさらに２分周してセレクタ５２へ出力する。反転器５９は、２分周器５４から受け取った信号を反転して２分周器５６へ出力する。２分周器５６は、反転器５９から受け取った信号をさらに２分周してセレクタ５３へ出力する。
　セレクタ５１は、２分周器５４から受け取った信号をクロック信号として用いて、当該クロック信号のhigh-lowに応じて、光アクセスユニット２から受け取った1bit-DL信号を２つのパス（A1,A2）に振り分ける。
　反転器５７は、セレクタ５１から一方のパス（A1）に出力された信号を受け取り、受け取った信号を反転してセレクタ５２へ出力する。セレクタ５２は、一方の端子にて、セレクタ５１から一方のパス（A1）に出力された信号を受け取り、他方の端子にて、反転器５７から出力された信号を受け取る。セレクタ５２は、２分周器５５から受け取った信号をクロック信号として用いて、当該クロック信号のhigh/lowに応じて、セレクタ５１から一方のパス（A1）を介して受け取った信号とその反転信号を交互に出力する。
　反転器５８は、セレクタ５１から他方のパス（A2）に出力された信号を受け取り、受け取った信号を反転してセレクタ５３へ出力する。セレクタ５３は、一方の端子にて、セレクタ５１から他方のパス（A2）に出力された信号を受け取り、他方の端子にて、反転器５８から出力された信号を受け取る。セレクタ５３は、２分周器５６から受け取った信号をクロック信号として用いて、当該クロック信号のhigh/lowに応じて、セレクタ５１から他方のパス（A2）を介して受け取った信号とその反転信号を交互に出力する。
　次に、光アクセスユニット２からデジタルダウンコンバータ５０へ入力された1bit-DL信号が、セレクタ５１～５３により変化する様子について、図１０及び図１１を用いて説明する。図１１は、各部の信号を示した図である。
　光アクセスユニット２からセレクタ５１への1bit-DL信号の入力パターンは、{I’,Q’,-I’,-Q’}のパターンの連続である。セレクタ５１は、２分周器５４から受け取ったクロック信号がhighのときの信号を一方のパス（A1）へ出力する。また、セレクタ５１は、２分周器５４から受け取ったクロック信号がlowのときの信号を他方のパス（A2）へ出力する。
　このため、セレクタ５１は、２分周器５４から受け取ったクロック信号がhighのとき1bit-DL信号がI’であるタイミングの場合には、{I’,-I’}を一方のパス（A1）へ出力し、{Q’, -Q’}を他方のパス（A2）へ出力する。
　セレクタ５２の一方の端子への入力パターンは、{I’,-I’}のパターンの連続である。また、反転器５７を介してセレクタ５２の他方の端子へ入力される入力パターンは、{ -I’,I’}のパターンの連続である。セレクタ５２は、セレクタ５１から一方のパス（A1）を介して受け取った信号とその反転信号を順番に繰り返し出力するので、結果として、{I’}の連続信号をパス（B）へ出力する。
　セレクタ５３の一方の端子への入力パターンは、{Q’,-Q’}のパターンの連続である。また、反転器５８を介してセレクタ５３の他方の端子へ入力される入力パターンは、{-Q’,Q’}のパターンの連続である。セレクタ５３は、セレクタ５１から他方のパス（A2）を介して受け取った信号とその反転信号を順番に繰り返し出力するので、結果として、{Q’}の連続信号をパス（C）へ出力する。
　なお、セレクタ５１へのクロック信号がhighのとき1bit-DL信号がI’ではなく、ほかの値の場合である場合には、セレクタ５２及び５３の出力信号は変化するが、その場合でも、常にセレクタ５２の出力信号の位相がセレクタ５３の出力信号より90°進んでいる状態はキープされる。このことは、図８に示したデジタルダウンコンバータ３７が、図９に示した通り、入力信号とデジタル正弦波生成器の位相関係によらず、２つの出力信号間の位相差を保持することと同様である。
　図８に示したデジタルダウンコンバータ３７では、デジタル正弦波生成器４３及びデジタル直交復調器４４が必要であったが、図１０に示した実施の形態３のデジタルダウンコンバータ５０では、デジタル正弦波生成器４３及びデジタル直交復調器４４は不要であり、代わって、セレクタ、２分周器及び反転器で構成することができる。したがって、本発明の実施の形態３にかかる無線アクセスシステムでは、デジタル正弦波生成器４３及びデジタル直交復調器４４を用いずに、光アクセスユニット２から受けた1bit DL信号をベースバンド帯域にダウンコンバートすることができる。
　実施の形態４．
　次に、本発明の実施の形態４にかかる無線アクセスシステムについて説明する。本発明の実施の形態４にかかる無線アクセスシステムは、本発明の実施の形態２のリモートユニット３の送信部３６のデジタルダウンコンバータ３７を図１２に示すデジタルダウンコンバータ６０に置き換えた構成である。なお、デジタルダウンコンバータ６０以外の構成は、図７に示す構成と同様であり、説明を省略する。
　図１２を用いてデジタルダウンコンバータ６０の構成について説明する。デジタルダウンコンバータ６０は、セレクタ６１、セレクタ５２、セレクタ５３、２分周器５４、２分周器５５、２分周器５６、４分周器６２、反転器５７、反転器５８及び反転器５９を備えている。なお、セレクタ５２、セレクタ５３、２分周器５４、２分周器５５、２分周器５６、反転器５７、反転器５８及び反転器５９の構成は、図１０に示す構成と同様であり、説明を省略する。
　４分周器６２は、CDR４１から受け取ったローカル信号を４分周して互いに位相が90°ずれた4分周信号を生成する。４分周器６２は、生成した4分周信号をセレクタ６１へ出力する。
　セレクタ６１は、４分周器６２から受け取った4分周信号に同期して、光アクセスユニット２から受け取った1bit-DL信号を４つのパス（AA1,AA2,AA3,AA4）に順々に振り分ける。
　セレクタ６１の出力端子を、1bit-DL信号の振り分け順に、D1,D2,D3,D4とする。D1からの出力信号は、セレクタ５２の一方の入力端子へ入力される。D2からの出力信号は、セレクタ５３の一方の入力端子へ入力される。D3からの出力信号は、反転器５７へ入力される。D4からの出力信号は、反転器５８へ入力される。
　次に、光アクセスユニット２からデジタルダウンコンバータ６０へ入力された1bit-DL信号が、セレクタ６１、５２及び５３により変化する様子について、図１２及び図１３を用いて説明する。図１３は、各部の信号を示した図である。
　光アクセスユニット２からセレクタ６１への1bit-DL信号の入力パターンは、{I’,Q’,-I’,-Q’}のパターンの連続である。セレクタ６１は、４分周器６２から受け取った4分周信号に同期して、光アクセスユニット２から受け取った1bit-DL信号を４つのパス（AA1,AA2,AA3,AA4）に順々に振り分ける。
　このため、セレクタ６１において、D1から出力される信号がI’であるようなタイミングの場合には、各出力端子D1,D2,D3,D4から出力される信号は、{I’},{Q’},{-I’},{-Q’}となる。
　セレクタ５２は、セレクタ５１のD1から受け取った信号と、セレクタ５１のD3から反転器５７を介した反転信号とを交互に繰り返し出力する。結果として、セレクタ５２からの出力信号は、{I’}の連続信号となる。また、セレクタ５３は、セレクタ５１のD2から受け取った信号と、セレクタ５１のD4から反転器５８を介した反転信号とを交互に繰り返し出力する。結果として、セレクタ５３からの出力信号は、{Q’}の連続信号となる。
　なお、セレクタ６１のD1端子から出力される信号がI’ではなく、ほかの値の場合には、セレクタ５２及び５３の出力信号は変化するが、その場合でも、常にセレクタ５２の出力信号の位相がセレクタ５３の出力信号より90°進んでいる状態はキープされる。このことは、図８に示したデジタルダウンコンバータ３７が、図９に示した通り、入力信号とデジタル正弦波生成器の位相関係によらず、２つの出力信号間の位相差を保持することと同様である。
　図８に示したデジタルダウンコンバータ３７では、デジタル正弦波生成器４３及びデジタル直交復調器４４が必要であったが、図１２に示した実施の形態４のデジタルダウンコンバータ６０では、デジタル正弦波生成器４３及びデジタル直交復調器４４は不要であり、代わって、セレクタ、２分周器、４分周器及び反転器で構成することができる。したがって、本発明の実施の形態４にかかる無線アクセスシステムでは、デジタル正弦波生成器４３及びデジタル直交復調器４４を用いずに、光アクセスユニット２から受けた1bit DL信号をベースバンド帯域にダウンコンバートすることができる。
　以上、実施の形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施の形態によって限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
　この出願は、２０１５年４月２８日に出願された日本出願特願２０１５－０９１７８４を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
１　　センターユニット
３　　リモートユニット
４　　デジタルベースバンド（Digital Baseband）
５　　1bit変調器
６　　発振器
１０　ローカル生成部
１３　フィルタ
１４　アップコンバータ
１６、１７　ΔΣ変調器
２３、３４、４１　クロックデータリカバリ回路（CDR）
２４　電圧制御発振器（VCO）
２５　位相比較器（PD）
２６　ループフィルタ(LF)
２７、２８　分周器（DIV）
３２　ダウンコンバータ
３３　1bit-ΔΣアナログ―デジタル変換器（1bit-ΔΣADC）
３７、５０、６０　デジタルダウンコンバータ
３８　低域通過フィルタ（LPF）
５１～５３、６１　セレクタ

Claims (10)

  1. 　センターユニットと、前記センターユニットとは離れた場所に設置され、前記センターユニットで生成されたベースバンド信号を高周波信号に変換してアンテナから放射するリモートユニットとを備えた無線アクセスシステムであって、
    　前記センターユニットは、前記ベースバンド信号を生成するデジタルベースバンドと、クロック信号を生成する発振器と、前記ベースバンド信号を前記クロック信号に基づき1bit信号に変換し、前記1bit信号を出力する1bit変調器とを有し、
    　前記リモートユニットは、前記センターユニットから出力された前記1bit信号からクロック信号を抽出し、抽出したクロック信号を参照信号として用いてローカル信号を生成するローカル生成部と、前記1bit信号から所望帯域成分を抽出するフィルタと、前記ローカル信号を用いて前記フィルタの出力信号を前記高周波信号に変換するアップコンバータとを有する無線アクセスシステム。
  2. 　前記1bit変調器は、ΔΣ変調を行うΔΣ変調器を有する、請求項１に記載の無線アクセスシステム。
  3. 　前記発振器は、生成する前記クロック信号のクロックレートを変更可能である、請求項１又は２に記載の無線アクセスシステム。
  4. 　前記フィルタは、ダウンコンバートを行うデジタルダウンコンバータと、前記デジタルダウンコンバータから出力される直交信号から所望信号成分を抽出する低域通過フィルタを用いて構成される、請求項１～３のいずれか１項に記載の無線アクセスシステム。
  5. 　前記デジタルダウンコンバータは、前記1bit信号が入力され、前記1bit信号を複数パスに振り分けて出力する第１のセレクタと、前記複数パスの信号のうちの第１の信号及び前記第１の信号の反転信号が入力され、前記第１の信号及び前記第１の信号の反転信号を交互に出力する第２のセレクタと、前記複数パスの信号のうちの第２の信号及び前記第２の信号の反転信号が入力され、前記第２の信号及び前記第２の信号の反転信号を交互に出力する第３のセレクタとを有し、
    　前記第１のセレクタ、前記第２のセレクタ及び前記第３のセレクタは、前記1bit信号から抽出したクロック信号に同期し、前記第２のセレクタ及び前記第３のセレクタの出力信号を前記直交信号として前記低域通過フィルタへ出力する、請求項４に記載の無線アクセスシステム。
  6. 　前記リモートユニットは、前記ローカル生成部が生成するローカル信号、もしくは、第２のローカル生成部が前記1bit信号からクロック信号を抽出し、抽出したクロック信号を参照信号として用いて生成する第２のローカル信号のいずれかを用いて、前記アンテナにより端末から受信した高周波信号を低周波数帯へダウンコンバートするダウンコンバータを有する、請求項１～５のいずれか１項に記載の無線アクセスシステム。
  7. 　前記リモートユニットは、前記ダウンコンバータによりダウンコンバートされた信号を、1bit信号に変換するΔΣアナログ―デジタル変換器を有する、請求項６に記載の無線アクセスシステム。
  8. 　センターユニットと、前記センターユニットとは離れた場所に設置され、前記センターユニットで生成されたベースバンド信号を高周波信号に変換してアンテナから放射するリモートユニットとを備えた無線アクセスシステムの制御方法であって、
    　前記センターユニットが、クロック信号を用いて、ベースバンド信号を1bit信号に変換するステップと、
    　前記センターユニットが、前記1bit信号を前記リモートユニットへ伝送するステップと、
    　前記リモートユニットが、前記1bit信号からクロック信号を抽出するステップと、
    　前記リモートユニットが、抽出したクロック信号を参照信号として用いてローカル信号を生成するステップと、
    　前記リモートユニットが、前記1bit信号から所望帯域成分を抽出するステップと、
    　前記リモートユニットが、前記ローカル信号を用いて前記所望帯域成分を前記高周波信号に変換するステップとを有する制御方法。
  9. 　前記センターユニットが、前記クロック信号のクロックレートを変更するステップをさらに有する、請求項８に記載の制御方法。
  10. 　前記リモートユニットが、前記ローカル信号、もしくは、前記抽出したクロック信号を参照信号として用いて生成した第２のローカル信号のいずれかを用いて、前記アンテナにより端末から受信した高周波信号を低周波数帯へダウンコンバートするステップをさらに有する、請求項８又は９に記載の制御方法。
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