JP2008098965A - 無線通信機 - Google Patents

Abstract

【課題】ローカル信号の発振器の規模、レイアウト面積を小さくすることができるようにする。
【解決手段】ローカル発振器が設けられる無線通信機は例えばダイレクトコンバージョン方式によって復調を行う装置であり、異なる周波数の帯域を使う複数の無線システムに対応した装置でもある。ある無線システムによって通信を行うとき、ローカル発振器に対しては、その無線システムによって用いられる帯域の情報であるシステム帯域選択情報とチャネルの情報であるチャネル選択情報が供給される。システム帯域選択情報とチャネル選択情報が供給されたとき、VCO５２の発振周波数とプログラマブル分周器５５の分周比が設定され、無線通信機のLO信号の周波数の１／（２Ｋ−１）倍の周波数を有する信号と、その信号との位相差がπ／２だけある信号が生成される。本発明は、複数の無線システムに対応した受信機に適用することができる。
【選択図】図７

Description

本発明は、無線通信機に関し、特に、複数の無線システムに対応した無線通信機に設けられるローカル信号の発振器の規模、レイアウト面積を小さくすることができるようにした無線通信機に関する。

図１は、ダイレクトコンバージョン方式を用いた変復調回路の例を示す図である。

アンテナ１は、図示せぬ送信機からの送信信号を受信し、受信した信号をBPF(Band Pass Filter)２に出力する。BPF２は、アンテナ１から供給された信号の帯域を制限し、得られた信号を、スイッチ３を介してゲイン可変機能付きLNA(Low Noise Amplifier)４に出力する。ゲイン可変機能付きLNA４はBPF２から供給された信号を増幅し、得られた信号を直交復調器５_I，５_Qに出力する。

直交復調器５_Iには、LO信号生成回路１４において生成されたLO信号（ローカル信号）が供給され、直交復調器５_Qには、直交復調器５_Iに供給されたLO信号との位相差がπ／２だけあるLO信号が供給される。直交復調器５_Iは、LO信号生成回路１４から供給されたLO信号に従って動作し、ゲイン可変機能付きLNA４から供給された信号をＩchの信号に変換する。直交復調器５_Iは、変換して得られたＩchの信号をチャネル選択フィルタ６_Iに出力する。

チャネル選択フィルタ６_Iは、直交復調器５_Iから供給された信号に基づいてチャネルの選択を行い、選択したチャネルの信号をゲイン可変アンプ７_Iに出力する。ゲイン可変アンプ７_Iは、チャネル選択フィルタ６_Iから供給された信号を増幅し、増幅して得られた信号をADC(Analog Digital Converter)８_Iに出力する。

ADC８_Iは、ゲイン可変アンプ７_Iから供給された信号を対象としてAD変換を行い、得られたディジタルの信号をベースバンドディジタル処理部９に出力する。ベースバンドディジタル処理部９においては、ADC８_I等により得られたデータに基づいて各種の処理が行われる。

直交復調器５_Qにより変換されることによって得られたＱchの信号も同様に、チャネル選択フィルタ６_Q、ゲイン可変アンプ７_Q、ADC８_Qを介してベースバンドディジタル処理部９に出力される。

一方、DAC１０_I，１０_Q、フィルタ１１_I，１１_Q、直交変調器１２_I，１２_Q、ゲイン可変機能付きLNA１３においては、基本的に受信時の処理と反対の処理が行われ、データの送信が実現される。

LO信号生成回路１４は、図１に示されるように、PLL(Phase Lock Loop)、VCO(Voltage Controlled Oscillator)などより構成され、例えばアンテナ１において受信されたRF信号の周波数と同じ周波数である周波数ＦcwのLO信号を直交復調器５_Iと直交変調器１２_Iに、それとπ／２だけ位相差があるLO信号を直交復調器５_Qと直交変調器１２_Qにそれぞれ出力する。

図２は、図１のLO信号生成回路１４の構成を示す図である。

図２に示されるように、LO信号生成回路１４は、VCO２１、PLL２２、反転回路２３、および２分周器２４から構成される。

VCO２１は、PLL２２を用いることによって、RF信号の周波数の２倍の周波数で発振する。VCO２１から出力された周波数２Ｆcwの信号は反転回路２３と２分周器２４に供給される。

PLL２２は、VCO２１がRF信号の周波数の２倍の周波数の信号を安定的に生成するように制御される。PLL２２に対しては、上位のコントローラからの制御信号によって、受信チャネルの情報が与えられる。

反転回路２３は、VCO２１から供給された信号の極性を反転し、極性を反転した信号を２分周器２４に出力する。

２分周器２４は、VCO２１から供給された非反転のクロックと、反転回路２３から供給された反転のクロックをそれぞれ２分周することにより、周波数Ｆcwの信号と、その信号とπ／２の位相差がある周波数Ｆcw＋π／２の信号を生成し、生成した信号を出力する。２分周器２４から出力された周波数Ｆcwの信号は直交復調器５_Iと直交変調器１２_Iに供給され、それとπ／２だけ位相差がある信号は直交復調器５_Qと直交変調器１２_Qに供給される。

このような回路によって実現される従来の方式は、π／２の位相差があるLO信号がディジタル回路において生成されるようになされているため、位相誤差特性が良好であり、また、低消費電力で実現することができることが知られている。

図３は、電圧入力時の直交復調と、LO信号のタイミングを示す図である。

図３に示される波形は、上から、復調器に入力される電圧入力信号、図２の２分周器２４に入力される非反転のLO信号、復調して得られたＩchの出力信号、図２の２分周器２４に入力される反転のLO信号、復調して得られたＱchの出力信号を表す。

図１のゲイン可変機能付きLNA４が電圧出力の場合、直交復調器５_I，５_Qは、それぞれ、入力されるLO信号のタイミングに応じてサンプリングするように動作し、これは、ギルバートセル回路やS/H回路などで実現される。

図４は、電流入力時の直交復調と、LO信号のタイミングを示す図である。

図４に示される波形は、図３に示される波形とタイミング的には同じであるが、直交復調器５_I，５_Qは、それぞれ、入力されるLO信号のタイミングに応じて電流波形を積分するように動作し、これは、カレントモードサンプリングミキサ回路などで実現される。

図２の例においては、RF信号の周波数の２倍の周波数でVCO２１が発振するようになされているが、この発振周波数は、下式（１）によって表される周波数とすることが可能であることも知られている。

ＦloはLO信号の周波数であり、ＦcwはRF信号の周波数である。ｋ＝１，２，３，・・・であり、無線システムに応じて選択される値である。

例えば、ｋ＝２とし、RF信号の周波数の２／３倍の周波数でVCOを発振させてLO信号を生成した場合の例を図５に示す。

Ｉchのミキサである直交復調器５_Iに供給される信号は、VCO２１から出力された信号を２分周することによって生成され、Ｑchのミキサである直交復調器５_Qに供給される信号は、VCO２１から出力された信号を反転させた信号を２分周することによって生成される。直交復調器５_I，５_Qは、２分周して生成されたLO信号のタイミングに応じて入力信号をサンプリングし、復調を行う。

このような直交復調方式はサブサンプリング方式と呼ばれ、図１のダイレクトコンバージョン方式と同様の構成で実現することができる。ただし、ダイレクトコンバージョン方式に比べて特性の劣化を伴うために、適用される無線システムは、受信機に要求される仕様が厳しくないものに限られる。

以上においては、RF信号をベードバンド信号に直接変換するダイレクトコンバージョン方式の復調回路について説明したが、上述したようにして周波数オフセットを設けて発振させることによって生成されたLO信号を用いることにより、図１に示される構成と同様の構成で、LOW-IF方式の復調回路を実現することができる。

図６は、Sliding-IF方式を用いた従来の復調回路の例を示す図である。

アンテナ３１は送信信号を受信し、受信した信号をRF BPF３２に出力する。RF BPF３２は、アンテナ３１から供給された信号の帯域を制限し、得られた信号をLNA３３に出力する。LNA３３はRF BPF３２から供給された信号を増幅し、得られた信号をミキサ３４に出力する。

ミキサ３4は、RF信号の周波数のＮ／Ｍ倍（Ｍ，Ｎは整数）の周波数のLO信号を用いて、LNA３３から供給された信号を（Ｍ−Ｎ）／Ｎ倍の周波数の信号に変換し、得られた信号をゲイン可変機能付き増幅器３５に出力する。

ゲイン可変機能付き増幅器３５は、ミキサ３４からのIF信号を増幅し、直交復調器３６_I，３６_Qに出力する。直交復調器３６_Iは、RF信号の周波数の（Ｍ−Ｎ）／Ｍ倍の周波数のLO信号に従って動作し、IF信号をベースバンド信号に変換する。直交復調器３６_Iは、直交復調することによって得られたＩchのベースバンド信号をLPF(Low Pass Filter)３７_Iに出力する。

LPF３７_Iは、直交復調器３６_Iから供給されたベースバンド信号に対してフィルタリングを施し、得られた信号をゲイン可変機能付き増幅器３８_Iに出力する。ゲイン可変機能付き増幅器３８_Iは、LPF３７_Iから供給された信号の増幅を行い、増幅して得られた信号をバッファ３９_Iを介してADC４０_Iに出力する。ADC４０_Iは、バッファ３９_Iを介して供給された信号を対象としてAD変換を行い、得られたディジタルの信号をＩchのデータとして後段のディジタル信号処理部に出力する。

一方、直交復調器３６_Qは、直交復調器３６_Iに供給されるLO信号との位相差がπ／２あるLO信号に従って動作し、IF信号をベースバンド信号に変換する。直交復調器３６_Qは、変換して得られたＱchのベースバンド信号を出力する。

直交復調器３６_Qから出力されたＱchのベースバンド信号も同様に、LPF３７_Q、ゲイン可変機能付き増幅器３８_Q、バッファ３９_Qを介してADC４０_Qに出力される。ADC４０_Qにおいては、バッファ３９_Qを介して供給された信号を対象としてAD変換が行われ、得られたディジタルの信号がＱchのデータとして後段のディジタル信号処理部に出力される。

このSliding-IF方式の利点のひとつは、LO信号の発振回路が１つで済むことである。例えば、非特許文献１に開示されている回路においては、Ｍ＝３，Ｎ＝２が用いられ、１^stLO信号の周波数（図６のミキサ３４に入力される信号に相当する信号の周波数）がRF信号の周波数の２／３倍の周波数、２^ndLO信号の周波数（図６の直交復調器３６_I，３６_Qに入力される信号に相当する信号の周波数）がRF信号の周波数の１／３倍の周波数とされている。

すなわち、RF信号の周波数の２／３倍の周波数でVCOを発振させることによって１^stLO信号が生成され、その信号の反転、非反転信号を２分周することによってRF信号の１／３倍の周波数のＩch，Ｑchの２^ndLO信号が生成されている。

例えば、IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers)802.11a，11g，11bといったように、マルチバンドシステムに対応した受信機に採用されている方式を考慮すると、非特許文献２に開示されている復調回路においては、５GHz帯の通信、２．４GHz帯の通信とも、ダイレクトコンバージョン方式が用いられており、LO信号の周波数は、無線システムの帯域ごとにRF信号の周波数の２倍の周波数とされている。従って、それぞれの無線システムの帯域に対応したVCOが用いられていることから、２つのVCOを用意する必要がある。

非特許文献１に開示されている受信機においては、５GHz帯の通信と２．４GHz帯の通信の双方の通信のLO信号の周波数としてIF周波数が用いられているが、周波数プラニングが異なる。

５GHz帯の通信においては、１^stLO信号の周波数がRF信号の周波数の２／３倍の周波数とされ、２^ndLO信号の周波数がRF信号の周波数の１／３倍の周波数とされている。これらのLO信号の生成は、上述したとおり、１つのVCOで生成可能である。

一方、２．４GHz帯の通信においては、１^stLO信号として６７２MHzの信号が用いられ、２^ndLO信号として５GHz帯の直交復調器で用いられるものと同じLO信号が用いられている。よって、５GHz帯の通信と２．４GHz帯の通信を考えた場合、トータルで２つのVCOが必要になる。
M.Zargari, et al, " A Single-Chip Dual-Band Tri-Mode CMOS Transceiver for IEEE802.11 a/b/g Wireless LAN", IEEE-J, VOL.39, NO.12, DEC/2004 K.Vavelidis, et al, "A Dual-Band 5.15-5.35.GHz, 2.4-2.5-GHz 0.18-um CMOS Transceiver for 802.11 a/b/g Wireless LAN", IEEE-J, VOL.39, NO.7, Jul/2004

このように、IEEE802.11a，11g，11b対応の受信機に採用されている従来の復調方式においては、５GHz帯の通信と２．４GHz帯の通信を実現するために２つのVCOが必要になる。

今後、IEEE802.11a，11g，11bだけでなく、WCDMA(Wideband Code Division Multiple Access)、GPS(Global Positioning System)などの無線システムにも対応させることを考慮すると、１つの受信機に必要とされるVCOの数がさらに増えてしまうことが予想される。

VCO回路は、通常、インダクタが必要になることから、これをオンチップで実現すると、非常に大きなレイアウト面積をVCO回路のために確保する必要がある。

従って、複数のVCO回路を搭載することは、受信機の全レイアウト面積を増大させ、結果的に、チップコストを増大させることになる。さらに、半導体プロセスの微細化が進み、単位面積あたりのウエーハのコストが高くなると、面積大によるコスト上昇はより大きくなる。

本発明はこのような状況に鑑みてなされたものであり、複数の無線システムに対応した無線通信機に設けられるローカル信号の発振器の規模、レイアウト面積を小さくすることができるようにするものである。

本発明の第１の側面の無線通信機は、異なる周波数の帯域を使って通信を行う複数の無線システムに対応した無線通信機において、送信回路における直交変調と受信回路における直交復調に用いられるローカル信号を生成する生成回路を有し、前記生成回路が、前記複数の無線システムの中から選択された所定の無線システムで用いられるローカル信号の周波数の２Ｌ／（２Ｋ−１）倍（Ｋ，Ｌは正の整数）の周波数で発振する電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器の出力信号の周波数を安定化させる位相同期ループ回路と、基準周波数を有する信号を前記位相同期ループ回路に出力するクロック部と、１：Ｌの分周比をもち、前記電圧制御発振器の出力信号を分周する、分周比可変機能を有するプログラマブル分周器と、前記プログラマブル分周器から供給された、前記所定の無線システムで用いられるローカル信号の周波数の２／（２Ｋ−１）倍の周波数の信号に基づいて、前記所定の無線システムで用いられるローカル信号の周波数の１／（２Ｋ−１）倍の周波数の第１の信号と、前記第１の信号との位相差がπ／２ある第２の信号を生成する直交信号生成回路と、前記所定の無線システムが選択されることに応じて前記Ｋ，Ｌの値を選択し、前記電圧制御発振器の発振周波数と前記プログラマブル分周器の分周比を制御する制御回路とを備え、前記電圧制御発振器の発振周波数は、その可変範囲が最も狭くなるように設計される。

本発明の第２の側面の無線通信機は、異なる周波数の帯域を使って通信を行う複数の無線システムに対応した無線通信機において、送信回路における直交変調と受信回路における直交復調に用いられるローカル信号を生成する生成回路を有し、前記生成回路が、前記複数の無線システムの中から選択された所定の無線システムで用いられるローカル信号の周波数のＬ／（２Ｋ−１）倍（Ｋ，Ｌは正の整数）の周波数で発振する電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器の出力信号の周波数を安定化させる位相同期ループ回路と、基準周波数を有する信号を前記位相同期ループ回路に出力するクロック部と、１：Ｌの分周比をもち、前記電圧制御発振器の出力信号を分周する、分周比可変機能を有するプログラマブル分周器と、前記プログラマブル分周器から供給された、前記所定の無線システムで用いられるローカル信号の周波数の１／（２Ｋ−１）倍の周波数の信号に基づいて、前記所定の無線システムで用いられるローカル信号の周波数の１／（２Ｋ−１）倍の周波数の第１の信号と、前記第１の信号との位相差がπ／２ある第２の信号を生成する直交信号生成回路と、前記所定の無線システムが選択されることに応じて前記Ｋ，Ｌの値を選択し、前記電圧制御発振器の発振周波数と前記プログラマブル分周器の分周比を制御する制御回路とを備え、前記電圧制御発振器の発振周波数は、その可変範囲が最も狭くなるように設計される。

本発明の第３の側面の無線通信機は、異なる周波数の帯域を使って通信を行う複数の無線システムに対応した無線通信機において、送信回路における直交変調と受信回路における直交復調に用いられるローカル信号を生成する生成回路を有し、前記生成回路が、前記複数の無線システムの中から選択された所定の無線システムで用いられるローカル信号の周波数の２Ｌ／（２Ｋ−１）倍（Ｋ，Ｌは正の整数）の周波数で発振する電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器の出力信号の周波数を安定化させる位相同期ループ回路と、基準周波数を有する信号を前記位相同期ループ回路に出力するクロック部と、１：Ｌの分周比をもち、前記電圧制御発振器の出力信号を分周する、分周比可変機能を有する第１と第２のプログラマブル分周器と、前記第１のプログラマブル分周器から供給された、前記所定の無線システムで用いられるローカル信号の周波数の２／（２Ｋ−１）倍の周波数の信号に基づいて、前記所定の無線システムで用いられるローカル信号の周波数の１／（２Ｋ−１）倍の周波数の第１の信号と、前記第１の信号との位相差がπ／２ある第２の信号を生成し、生成した前記第１と第２の信号を前記送信回路に出力する第１の直交信号生成回路と、前記第２のプログラマブル分周器から供給された、前記所定の無線システムで用いられるローカル信号の周波数の２／（２Ｋ−１）倍の周波数の信号に基づいて、前記所定の無線システムで用いられるローカル信号の周波数の１／（２Ｋ−１）倍の周波数の前記第１の信号と、前記第１の信号との位相差がπ／２ある前記第２の信号を生成し、生成した前記第１と第２の信号を前記受信回路に出力する第２の直交信号生成回路と、前記所定の無線システムが選択されることに応じて前記Ｋ，Ｌの値を選択し、前記電圧制御発振器の発振周波数と、前記第１、第２のプログラマブル分周器の分周比を制御する制御回路とを備え、前記電圧制御発振器の発振周波数は、その可変範囲が最も狭くなるように設計される。

前記電圧制御発振器の発振周波数の可変範囲は、前記無線通信機が対応する前記複数の無線システムの中で最も高い周波数を使う１つの無線システムで用いられるローカル信号の最大周波数を、無線システムで用いられるローカル信号の最大周波数をＬ倍した周波数で割った値から１を引いた値が０より大きく、最も０に近くなるそのＬの値を無線システム毎に求め、それぞれの無線システムで用いられるローカル信号の最小周波数を２Ｌ倍した周波数と、最大周波数を２Ｌ倍した周波数のうち、最も小さい周波数から、最も大きい周波数までの範囲になるように設計されるようにすることができる。

また、前記電圧制御発振器の発振周波数の可変範囲は、前記無線通信機が対応する前記複数の無線システムの中で最も高い周波数を使う１つの無線システムで用いられるローカル信号の最大周波数を、無線システムで用いられるローカル信号の最大周波数をＬ倍した周波数で割った値から１を引いた値の絶対値が、最も０に近くなるそのＬの値を無線システム毎に求め、それぞれの無線システムで用いられるローカル信号の最小周波数を２Ｌ倍した周波数と、最大周波数を２Ｌ倍した周波数のうち、最も小さい周波数から、最も大きい周波数までの範囲になるように設計されるようにすることができる。

本発明の第１、第２、または第３の側面においては、所定の無線システムが選択されることに応じてＫ，Ｌの値が選択され、電圧制御発振器の発振周波数と、プログラマブル分周器の分周比が制御される。電圧制御発振器の発振周波数は、その可変範囲が最も狭くなるように設計される。

本発明の一側面によれば、複数の無線システムに対応した無線通信機に設けられるローカル信号の発振器の規模、レイアウト面積を小さくすることができる。

図７は、本発明の一実施形態に係る無線通信機に設けられるローカル発振器の構成例を示す図である。

図７のローカル発振器が設けられる無線通信機は、例えばダイレクトコンバージョン方式によって復調、変調を行う装置であり、マルチバンドシステムに対応した装置でもある。マルチバンドシステムとは、それぞれ異なる周波数の帯域を使って通信を行う複数の無線システムを指す。

例えば、２．４GHz帯の電波を用いた無線システムであるIEEE802.11b，11g、５GHz帯の電波を用いた無線システムであるIEEE802.11a、１．５７GHz帯（Ｌ１バンド）の電波を用いた無線システムであるGPS、２GHz帯の電波を用いた無線システムであるWCDMAなどに、図７のローカル発振器が設けられる無線通信機は対応している。

図７のローカル発振器は、制御回路５１、VCO５２、PLL５３、基準信号発振器５４、プログラマブル分周器５５、制御回路５６、および直交信号生成回路５７から構成される。

例えば、ある無線システムによって通信を行うとき、図７のローカル発振器に対しては、上位のコントローラから、その無線システムによって用いられる帯域の情報であるシステム帯域選択情報とチャネルの情報であるチャネル選択情報が供給される。

システム帯域選択情報とチャネル選択情報が供給されたとき、図７のローカル発振器においては、上式（１）を参照して説明したような、無線通信機のLO信号の周波数の１／（２Ｋ−１）倍の周波数を有する信号と、その信号との位相差がπ／２だけある信号が生成され、復調、変調に用いられるLO信号として出力される。後述するように、図７のローカル発振器から出力されたLO信号は、復調回路、変調回路に供給される。

制御回路５１は、コントローラから供給されたシステム帯域選択情報とチャネル選択情報に基づいてVCO５２の発振周波数を制御する。例えば、制御回路５１は、コントローラから供給された信号に基づいてＫ，Ｌの値（正の整数）を設定し、VCO５２を、無線通信機のLO信号の周波数の２Ｌ／（２Ｋ−１）倍の周波数で発振させる。図７において、ｆ_loはLO信号の周波数を表し、ｆ_vcoはVCO５２の発振周波数を表す。

制御回路５１は、無線通信機が対応するそれぞれの無線システムの帯域と、Ｋ，Ｌの値を対応付けたテーブルをあらかじめ有しており、そのテーブルを参照して、システム帯域選択情報により表される帯域に対応付けられているＫ，Ｌの値を選択し、設定する。

VCO５２は、PLL５３から供給される信号を用いて、制御回路５１による制御に従ってLO信号の周波数の２Ｌ／（２Ｋ−１）倍の周波数で発振する。VCO５２により生成された信号はPLL５３とプログラマブル分周器５５に供給される。

PLL５３は、VCO５２から供給された信号と基準信号発振器５４から供給された信号の差分を表す信号をVCO５２に出力する。基準信号発振器５４は、固定の基準信号をPLL５３に出力する。

プログラマブル分周器５５は１：Ｌの分周比をもち、VCO５２から供給された、LO信号の周波数の２Ｌ／（２Ｋ−１）倍の周波数の信号をＬ分周し、Ｌ分周して得られたLO信号の周波数の２／（２Ｋ−１）倍の周波数の信号を直交信号生成回路５７に出力する。プログラマブル分周器５５により用いられる分周比Ｌの値は制御回路５６により設定される。

制御回路５６は、コントローラから供給されたシステム帯域選択情報に基づいてプログラマブル分周器５５の分周比Ｌの値を設定する。制御回路５６も、無線通信機が対応するそれぞれの無線システムの帯域と、Ｌの値を対応付けたテーブルをあらかじめ有している。

直交信号生成回路５７は、プログラマブル分周器５５から供給された信号を２分周することによって、LO信号の周波数の１／（２Ｋ−１）倍の周波数を有する同相信号を生成し、プログラマブル分周器５５から供給された信号の極性を反転させた信号を２分周することによって、LO信号の周波数の１／（２Ｋ−１）倍の周波数を有する信号との位相差がπ／２だけある直交信号を生成する。

直交信号生成回路５７は、生成した同相信号を後段のＩch側の回路に出力し、直交信号を後段のＱch側の回路に出力する。

以上のようにして各部が動作することにより、LO信号の周波数の１／（２Ｋ−１）倍の周波数を有する信号が生成され、図７のローカル発振器から出力される。

ここで、VCO５２の発振周波数について説明する。

VCO５２の発振周波数ｆ_vcoは、以下のようにして、その可変範囲が最も狭くなるように設計される。

発振周波数ｆ_vcoの最大周波数ｆ_vco,maxは、次式（２）で表される値をとる。

ｆ_kmaxは、無線通信機が対応するＮ個の無線システムのうち、ある無線システムｋが選択されているときに用いられるLO信号の周波数の最大の値である。ｋは１からＮまでの整数をとる。また、Max()は、（）内の要素の中の最大値を出力する関数を意味する。

各無線システムの帯域について、次式（３）で表される定数α_k（αは正の実数）を定義する。

Ｌ_kは正の整数であり、このＬ_kが、無線システムｋの帯域が選択されているときのプログラマブル分周器５５の分周比となる。下式（４）または（５）のδ_kが最小となるような正の整数Ｌ_kを、上式（３）から決める。

上式（４）は、ある無線システムｋのLO信号の最大周波数をＬ_k倍した周波数が、無線通信機が対応する無線システムの中で最も高い周波数を使う１つの無線システムのLO信号の最大周波数を超えない範囲で、最も近くなるようなものになる整数Ｌ_kを求めることを表す。

具体的には、第１の無線システムのLO信号の最大周波数を５GHz、第２の無線システムのLO信号の最大周波数を２GHzとすると、その第２の無線システムが選択されているときの整数Ｌ_kの値は、第２の無線システムのLO信号の最大周波数である２GHzをＬ_k倍した周波数が、無線通信機が対応する無線システムの中で最も高い周波数を使う１つの無線システムである第１の無線システムのLO信号の最大周波数の５GHzを超えないようにする値とされるから、整数Ｌ_kの値として、上式（４）から２が求められる。

VCO５２の発振周波数の可変範囲は、それぞれの無線システムｋで用いられるLO信号の最小周波数を２Ｌ_k倍した周波数と、最大周波数を２Ｌ_k倍した周波数のうち、最も小さい周波数から、最も大きい周波数（上式（２）のｆ_vco,max）までの範囲になるように設計される。

一方、上式（５）は、ある無線システムｋのLO信号の最大周波数をＬ_k倍した周波数が、無線通信機が対応する無線システムの中で最も高い周波数を使う１つの無線システムのLO信号の最大周波数を若干超えたようなものになる整数までも、整数Ｌ_kとして求めることを表す。

具体的には、上述したように、第１の無線システムのLO信号の最大周波数を５GHz、第２の無線システムのLO信号の最大周波数を２GHzとすると、その第２の無線システムが選択されているときの整数Ｌ_kの値は、第２の無線システムのLO信号の最大周波数である２GHzをＬ_k倍した周波数が、無線通信機が対応する無線システムの中で最も高い周波数を使う１つの無線システムである第１の無線システムのLO信号の最大周波数の５GHzを超えたとしても、第１の無線システムのLO信号の最大周波数の５GHzを、第２の無線システムのLO信号の最大周波数である２GHzをＬ_k倍した周波数で割り算して得られた値から１を引いた値の絶対値が０に最も近くなる値とされるから、整数Ｌ_kの値は、上式（５）から３として求められる。

図８、図９は、LO信号の周波数とVCO５２の発振周波数の可変範囲の例を示す図である。図８は、式（４）を評価関数に用いた場合の例を示し、図９は、式（５）を評価関数に用いた場合の例を示す。

図８において、左の項目から順に、「system」は無線システムを表し、「Arch」はzero-IF、Sliding-IF、サブサンプリング等の変復調方式を表し、「LO Freq」はLO信号の周波数を表す。

「分周比Ｌ_k」は、上式（３）、（４）から求められる整数を表し、「VCO」はVCO５２の発振周波数を表す。「α_k」は無線システム毎に定められる定数であり、「δ_k」はα_k−１の結果として求められる値である。

図８に示されるような値が求められている場合、IEEE802.11a，11g，11b、GPS、WCDMAに対応する無線通信機に設けられるVCO５２は、１１．７０１GHzを最大周波数として発振するように設計される。１１．７０１GHzは、無線通信機が対応するIEEE802.11a，11g,11b、GPS、WCDMAの中で、LO信号の周波数が最も大きい無線システムであるIEEE802.11aのLO信号の最大周波数を２倍して求められた周波数である。

VCO５２から出力された信号は、そのとき選択されている無線システムに応じて適宜分周され、分周されて得られた信号がLO信号として用いられる。

例えば、IEEE802.11aが選択されているとき、分周比Ｌ_kの値として１が設定されるから、VCO５２から出力された信号は、直交信号生成回路５７を介して後段の回路に供給される。

また、IEEE802.11g、WCDMAの送信モード（Tx）、またはWCDMAの受信モード（Rx）が選択されているとき、分周比Ｌ_kの値として２が設定されるから、VCO５２から出力された信号は、プログラマブル分周器５５において２分周された後、直交信号生成回路５７を介して後段の回路に供給される。

GPSが選択されているとき、分周比Ｌ_kの値として３が設定されるから、VCO５２から出力された信号は、プログラマブル分周器５５において３分周された後、直交信号生成回路５７を介して後段の回路に供給される。

図８の例においては、VCO５２の発振周波数の可変範囲は７．６８９６〜１１．７０１GHzとなる。

同様に、図９に示されるような値が求められている場合、IEEE802.11a，11g，11b、GPS、WCDMAに対応する無線通信機に設けられるVCO５２は、１１．７０１GHzを最大周波数として発振するように設計される。

VCO５２から出力された信号が、そのとき選択されている無線システムに応じて適宜分周され、分周されて得られた信号がLO信号として用いられる。

例えば、IEEE802.11aが選択されているとき、分周比Ｌ_kの値として１が設定されるから、VCO５２から出力された信号は、直交信号生成回路５７を介して後段の回路に供給される。

また、IEEE802.11gが選択されているとき、分周比Ｌ_kの値として２が設定されるから、VCO５２から出力された信号は、プログラマブル分周器５５において２分周された後、直交信号生成回路５７を介して後段の回路に供給される。

GPSが選択されているとき、分周比Ｌ_kの値として４が設定されるから、VCO５２から出力された信号は、プログラマブル分周器５５において４分周された後、直交信号生成回路５７を介して後段の回路に供給される。

WCDMAの送信モード、またはWCDMAの受信モードが選択されているとき、分周比Ｌ_kの値として３が設定されるから、VCO５２から出力された信号は、プログラマブル分周器５５において３分周された後、直交信号生成回路５７を介して後段の回路に供給される。

図９の例においては、VCO５２の発振周波数の可変範囲は９．６４８〜１３．００５６GHzとなり、中心帯域に対する比帯域は３０％程度となるから、１つのVCOでカバーできる周波数の範囲となる。

図１０は、無線通信機に設けられるローカル発振器の他の構成例を示す図である。図７の構成と同じ構成には同じ符号を付してある。重複する説明については適宜省略する。

図１０の制御回路５１は、コントローラから供給されたシステム帯域選択情報とチャネル選択情報に基づいてＫ，Ｌの値（正の整数）を設定し、VCO５２を、無線通信機のLO信号の周波数のＬ／（２Ｋ−１）倍の周波数で発振させる。

VCO５２は、制御回路５１による制御に従ってLO信号の周波数のＬ／（２Ｋ−１）倍の周波数で発振し、生成した信号をPLL５３とプログラマブル分周器５５に出力する。

プログラマブル分周器５５は１：Ｌの分周比をもち、VCO５２から供給された、LO信号の周波数のＬ／（２Ｋ−１）倍の周波数の信号をＬ分周し、Ｌ分周して得られたLO信号の周波数の１／（２Ｋ−１）倍の周波数の信号を直交信号生成回路５７に出力する。

直交信号生成回路５７は、プログラマブル分周器５５から供給された、LO信号の周波数の１／（２Ｋ−１）倍の周波数を有する同相信号を後段のＩch側の回路に出力し、プログラマブル分周器５５から供給された信号の極性を反転させることによって得られた直交信号を後段のＱch側の回路に出力する。

以上のようにして各部が動作することにより、LO信号の周波数の１／（２Ｋ−１）倍の周波数を有する信号が生成され、図１０のローカル発振器から出力される。

ここで、図１０のVCO５２の発振周波数について説明する。

VCO５２の発振周波数ｆ_vcoは、以下のようにして、その可変範囲が最小となるように設計される。

発振周波数ｆ_vcoの最大周波数ｆ_vco,maxは、次式（６）で表される値をとる。

ｆ_kmaxは、無線通信機が対応するＮ個の無線システムのうち、ある無線システムｋが選択されているときに用いられるLO信号の周波数の最大の値である。ｋは１からＮまでの整数をとる。また、Max()は、（）内の要素の中の最大値を出力する関数を意味する。

各無線システムの帯域について、次式（７）で表される定数α_k（αは正の実数）を定義する。

Ｌ_kは正の整数であり、このＬ_kが、無線システムｋの帯域が選択されているときのプログラマブル分周器５５の分周比となる。下式（８）または（９）のδ_kが最小となるような正の整数Ｌ_kを、上式（７）から決める。

図１１は、無線通信機に設けられるローカル発振器のさらに他の構成例を示す図である。図７、図１０の構成と同じ構成には同じ符号を付してある。重複する説明については適宜省略する。

図１１の例においては、直交復調器などを含む受信回路に出力する信号を生成するパスと、直交変調器などを含む送信回路に出力する信号を生成する専用のパスがそれぞれ設けられている。

図１１の制御回路５１は、コントローラから供給されたシステム帯域選択情報とチャネル選択情報に基づいてＫ，Ｌの値（正の整数）を設定し、VCO５２を、無線通信機のLO信号の周波数の例えば２Ｌ／（２Ｋ−１）倍の周波数で発振させる。

VCO５２は、制御回路５１による制御に従ってLO信号の周波数の例えば２Ｌ／（２Ｋ−１）倍の周波数で発振し、生成した信号をPLL５３と、プログラマブル分周器５５−１およびプログラマブル分周器５５−２に出力する。

プログラマブル分周器５５−１は１：Ｌの分周比をもち、VCO５２から供給された、LO信号の周波数の２Ｌ／（２Ｋ−１）倍の周波数の信号をＬ分周し、Ｌ分周して得られたLO信号の周波数の２／（２Ｋ−１）倍の周波数の信号を直交信号生成回路５７−１に出力する。プログラマブル分周器５５−１により用いられるＬの値は制御回路５６により設定される。

プログラマブル分周器５５−２も同様に１：Ｌの分周比をもち、VCO５２から供給された、LO信号の周波数の２Ｌ／（２Ｋ−１）倍の周波数の信号をＬ分周し、Ｌ分周して得られたLO信号の周波数の２／（２Ｋ−１）倍の周波数の信号を直交信号生成回路５７−２に出力する。プログラマブル分周器５５−２により用いられるＬの値は制御回路５６により設定される。

制御回路５６は、コントローラから供給されたシステム帯域選択情報に基づいてプログラマブル分周器５５−１とプログラマブル分周器５５−２の分周比Ｌの値を設定する。

直交信号生成回路５７−１は、プログラマブル分周器５５−１から供給された信号を２分周することによって、LO信号の周波数の１／（２Ｋ−１）倍の周波数を有する同相信号を生成し、プログラマブル分周器５５−１から供給された信号の極性を反転させた信号を２分周することによって、LO信号の周波数の１／（２Ｋ−１）倍の周波数を有する信号との位相差がπ／２だけある直交信号を生成する。

直交信号生成回路５７−１は、生成した同相信号を受信回路に設けられるＩch側の回路に出力し、直交信号を受信回路に設けられるＱch側の回路に出力する。

直交信号生成回路５７−２も同様に、プログラマブル分周器５５−２から供給された信号を２分周することによって、LO信号の周波数の１／（２Ｋ−１）倍の周波数を有する同相信号を生成し、プログラマブル分周器５５−２から供給された信号の極性を反転させた信号を２分周することによって、LO信号の周波数の１／（２Ｋ−１）倍の周波数を有する信号との位相差がπ／２だけある直交信号を生成する。

直交信号生成回路５７−２は、生成した同相信号を送信回路に設けられるＩch側の回路に出力し、直交信号を送信回路に設けられるＱch側の回路に出力する。

以上のようにして各部が動作することにより、LO信号の周波数の１／（２Ｋ−１）倍の周波数を有する信号が生成され、図１１のローカル発振器から出力される。

ここで、図１１のVCO５２の発振周波数について説明する。

VCO５２の発振周波数ｆ_vcoは、以下のようにして、その可変範囲が最も狭くなるように設計される。

発振周波数ｆ_vcoの最大周波数ｆ_vco,maxは、次式（１０）で表される値をとる。

ｆ_kmaxは、無線通信機が対応するＮ個の無線システムのうち、ある無線システムｋが選択されているときに用いられるLO信号の周波数の最大の値である。ｋは１からＮまでの整数をとる。また、Max()は、（）内の要素の中の最大値を出力する関数を意味する。

各無線システムの帯域について、次式（１１）で表される定数α_k（αは正の実数）を定義する。

Ｌ_kは正の整数であり、このＬ_kが、無線システムｋの帯域が選択されているときのプログラマブル分周器５５の分周比となる。下式（１２）または（１３）のδ_kが最小となるような正の整数Ｌ_kを、上式（１１）から決める。

図７、図１０、図１１に示されるようなローカル発振器に設けられるプログラマブル分周器５５（５５−１，５５−２）の分周比を２^N（Ｎ＝０，１，２，３，・・・）に限定することによって、ディジタル回路の構成をより簡単なものにすることができる。この場合、VCO５２の発振周波数は、RF周波数の２×２^N（Ｎ＝０，１，２，３，・・・）に限定される。

図１２は、２^N分周を行うプログラマブル分周器５５の構成例を示す図である。

図１２に示されるように、プログラマブル分周器５５は、フリップフロップ７１−１乃至７１−Ｎ、セレクタ７２から構成される。

VCO５２から供給されたRF周波数の２×２^N倍の周波数を有する信号はフリップフロップ７１−１の入力端子とセレクタ７２に供給される。

フリップフロップ７１−１の入力端子に入力された信号はフリップフロップ７１−１において２分周され、得られた信号がフリップフロップ７１−２とセレクタ７２に出力される。フリップフロップ７１−１の非反転出力端子はフリップフロップ７１−２の入力端子とセレクタ７２に接続されている。また、フリップフロップ７１−１の反転出力端子はフリップフロップ７１−１のＤ端子に接続されている。

フリップフロップ７１−１から出力され、フリップフロップ７１−２の入力端子に入力された信号は、フリップフロップ７１−２においてさらに２分周され、得られた信号がフリップフロップ７１−３とセレクタ７２に出力される。フリップフロップ７１−２の非反転出力端子はフリップフロップ７１−３の入力端子とセレクタ７２に接続されている。

他のフリップフロップにおいても同様に、前段のフリップフロップから供給された信号がさらに２分周され、得られた信号が後段のフリップフロップとセレクタ７２に出力される。

セレクタ７２は、VCO５２から供給された信号と、フリップフロップ７１−１乃至７１−Ｎから供給された信号の中から、制御回路５６により設定された分周比Ｌで分周された信号を選択し、選択した信号を直交信号生成回路５７に出力する。

例えば、Ｌの値として４が設定されている場合、セレクタ７２は、フリップフロップ７１−２から供給された信号を、直交信号生成回路５７に出力する信号として選択する。また、Ｌの値として８が設定されている場合、セレクタ７２は、フリップフロップ７１−３から供給された信号を、直交信号生成回路５７に出力する信号として選択する。

このように、複数のフリップフロップを設け、それぞれのフリップフロップにおいて２分周された信号の中から選択することによって、簡易な構成で、分周比Ｌによって分周された信号を出力することができる。

図１３は、図１２に示されるような構成を有するプログラマブル分周器５５を用いた場合のLO信号の周波数とVCO５２の発振周波数の可変範囲の例を示す図である。図１３は、図８と同様に例えば式（４）を評価関数に用いた場合の例を示している。

図１２に示されるような構成を有するプログラマブル分周器５５を用いた場合、図１３に示されるように、GPSが選択されているときのVCO５２の発振周波数の帯域が、図８に示される帯域と異なる帯域になる。すなわち、GPSが選択されているときのVCO５２の発振周波数の帯域が、図８に示される帯域と較べて低い周波数の帯域に移動し、これにより、VCO５２の発振周波数の可変範囲は６．３０１６８〜１１．７０１GHzになっている。

図１２に示される構成を有するプログラマブル分周器５５は、その回路構成が簡単であるという利点があるが、VCO５２の発振周波数の可変範囲が図８に示されるものと比較して広くなる。このことは、GPSが選択されている場合の変復調方式としてサブサンプリング方式を用いることによって改善することができる。

図１４は、GPSが選択されている場合の変復調方式としてサブサンプリング方式を用いたときのLO信号の周波数とVCO５２の発振周波数の可変範囲の例を示す図である。なお、GPSのLO信号の周波数は、RF周波数の１／５倍のものを用いている。

図１４に示されるように、GPSが選択されているときの変復調方式としてサブサンプリング方式を用い、RF周波数の１／５倍の周波数をGPSのLO信号の周波数に用いている場合には、GPSが選択されているときの分周比Ｌ_kの値として１６が設定される。また、VCO５２の発振周波数の帯域は、他の無線システムが選択されているときの帯域に近いものになり、VCO５２の発振周波数の可変範囲が狭くなっている。

図１５は、図１４に示される周波数プランを用いた場合のプログラマブル分周器５５の構成例を示す図である。

図１４に示される周波数プランを用いた場合のプログラマブル分周器５５は、Ｎ＝４として、図１２に示されるＮ段構成のフリップフロップを４段構成とすることによって構成される。図１２の構成と同じ構成には同じ符号を付してある。

VCO５２から供給された信号はフリップフロップ７１−１の入力端子とセレクタ７２に供給される。

フリップフロップ７１−１の入力端子に入力された信号はフリップフロップ７１−１において２分周され、１／２倍の信号がフリップフロップ７１−２とセレクタ７２に出力される。

フリップフロップ７１−１から出力され、フリップフロップ７１−２の入力端子に入力された１／２倍の信号は、フリップフロップ７１−２においてさらに２分周され、１／４倍の信号がフリップフロップ７１−３に出力される。フリップフロップ７１−２から出力され、フリップフロップ７１−３の入力端子に入力された１／４倍の信号は、フリップフロップ７１−３においてさらに２分周され、得られた１／８倍の信号がフリップフロップ７１−４に出力される。

フリップフロップ７１−３から出力され、フリップフロップ７１−４の入力端子に入力された１／８倍の信号は、フリップフロップ７１−４においてさらに２分周され、１／１６倍の信号がセレクタ７２に出力される。

セレクタ７２は、制御回路５６から供給された信号に従って、VCO５２から供給された信号を、IEEE802.11aが選択されているときのLO信号として選択し、フリップフロップ７１−１から供給された１／２倍の信号を、IEEE802.11g、またはWCDMAが選択されているときのLO信号として選択する。

また、セレクタ７２は、フリップフロップ７１−４から供給された１／１６倍の信号を、GPSが選択されているときのLO信号として選択する。

図１４に示されるように、IEEE802.11aが選択されているときの分周比Ｌ_kには１が設定されるから、セレクタ７２においては、VCO５２から供給された信号がそのままLO信号として選択され、IEEE802.11g、またはWCDMAが選択されているときの分周比Ｌ_kには２が設定されるから、セレクタ７２においては、フリップフロップ７１−１から供給された１／２倍の信号がLO信号として選択される。

また、GPSが選択されているときの分周比Ｌ_kには１６が設定されるから、セレクタ７２においては、フリップフロップ７１−４から供給された１／１６倍の信号がLO信号として選択される。

図１４に示されるものに加えて、さらに、IEEE802.11aが選択されているときの変復調方式としてSliding-IF方式を用いることにより、VCO５２の発振周波数を低くすることができ、可変範囲をさらに狭くすることができる。

図１６は、図１４に示されるものに加えて、さらに、IEEE802.11aが選択されているときの変復調方式としてSliding-IF方式を用いた場合のLO信号の周波数とVCO５２の発振周波数の可変範囲の例を示す図である。

なお、IEEE802.11g、WCDMAのVCO発振周波数はRF周波数の２倍の周波数を、GPSのVCO発振周波数はRF周波数の８／３倍の周波数を、IEEE802.11aのVCO発振周波数はRF周波数の８／９倍の周波数をそれぞれ用いている。

図１６に示されるように、IEEE802.11aが選択されているときの変復調方式としてSliding-IF方式を用いた場合、VCO５２の発振周波数の可変範囲を３．８４４８〜５．２００４４４GHzと狭くすることができ、発振周波数を低く設定することもできる。

図１７は、図１６に示される周波数プランを用いた場合のプログラマブル分周器５５の構成例を示す図である。

図１６に示される周波数プランを用いた場合のプログラマブル分周器５５は、Ｎ＝２として、図１２に示されるＮ段構成のフリップフロップを２段構成とすることによって構成される。図１２の構成と同じ構成には同じ符号を付してある。

VCO５２から供給された信号はフリップフロップ７１−１の入力端子とセレクタ７２に供給される。

フリップフロップ７１−１の入力端子に入力された信号はフリップフロップ７１−１において２分周され、１／２倍の信号がフリップフロップ７１−２に出力される。

フリップフロップ７１−１から出力され、フリップフロップ７１−２の入力端子に入力された１／２倍の信号は、フリップフロップ７１−２においてさらに２分周され、１／４倍の信号がセレクタ７２に出力される。

セレクタ７２は、制御回路５６から供給された信号に従って、VCO５２から供給された信号を、IEEE802.11aが選択されているときの１^stLO信号、IEEE802.11g、またはWCDMAが選択されているときのLO信号として選択する。

また、セレクタ７２は、フリップフロップ７１−２から供給された１／４倍の信号を、IEEE802.11aが選択されているときの２^ndLO信号、またはGPSが選択されているときのLO信号として選択する。

図１８は、以上のようなローカル発振器が設けられる、変復調方式としてダイレクトコンバージョン方式（またはサブサンプリング方式）を用いた無線通信機の構成例を示す図である。

アンテナ１０１は、図示せぬ送信機からの送信信号を受信し、受信した信号をBPF１０２に出力する。BPF１０２は、アンテナ１０１から供給された信号の帯域を制限し、得られた信号を、スイッチ１０３を介してゲイン可変機能付きLNA１０４に出力する。ゲイン可変機能付きLNA１０４はBPF１０２から供給された信号を増幅し、得られた信号を直交復調器１０５_I，１０５_Qに出力する。

直交復調器１０５_Iには、上述したような構成を有するローカル発振器であるLO信号生成回路１１４において生成されたLO信号が供給され、直交復調器１０５_Qには、直交復調器１０５_Iに供給されたLO信号との位相差がπ／２だけあるLO信号が供給される。直交復調器１０５_Iは、LO信号生成回路１１４から供給されたLO信号に従って動作し、ゲイン可変機能付きLNA１０４から供給された信号をＩchの信号に変換する。直交復調器１０５_Iは、変換して得られたＩchの信号をチャネル選択フィルタ１０６_Iに出力する。

チャネル選択フィルタ１０６_Iは、直交復調器１０５_Iから供給された信号に基づいてチャネルの選択を行い、選択したチャネルの信号をゲイン可変アンプ１０７_Iに出力する。ゲイン可変アンプ１０７_Iは、チャネル選択フィルタ１０６_Iから供給された信号を増幅し、増幅して得られた信号をADC１０８_Iに出力する。

ADC１０８_Iは、ゲイン可変アンプ１０７_Iから供給された信号を対象としてAD変換を行い、得られたディジタルの信号をベースバンドディジタル処理部１０９に出力する。ベースバンドディジタル処理部１０９においては、ADC１０８_I等により得られたデータに基づいて各種の処理が行われる。

直交復調器１０５_Qにより変換されることによって得られたＱchの信号も同様に、チャネル選択フィルタ１０６_Q、ゲイン可変アンプ１０７_Q、ADC１０８_Qを介してベースバンドディジタル処理部１０９に出力される。

一方、DAC１１０_Iは、ベースバンドディジタル処理部１０９から供給されたデータを対象としてDA変換を行い、得られたアナログの信号をフィルタ１１１_Iに出力する。

フィルタ１１１_Iは、DAC１１０_Iから供給された信号に対してフィルタリングを施し、得られた信号を直交変調器１１２_Iに出力する。

直交変調器１１２_Iは、LO信号生成回路１１４から供給されたLO信号に従って動作し、フィルタ１１１_Iから供給された信号を変換する。直交変調器１１２_Iは、直交変調することによって得られた信号をゲイン可変機能付きLNA１１３に出力する。

DAC１１０_QによりDA変換されることによって得られたＱchの信号も同様に、フィルタ１１１_Qにおいてフィルタリングが行われた後、直交変調器１１２_Qに供給される。直交変調器１１２_Qにおいては、LO信号生成回路１１４から供給されたLO信号に従って、フィルタ１１１_Qから供給された信号が変換される。直交変調器１１２_Qに対しては、直交変調器１１２_Iに供給されたLO信号との位相差がπ／２だけある信号が供給される。

直交変調器１１２_Qにより得られた信号はゲイン可変機能付きLNA１１３に出力され、直交変調器１１２_Iからゲイン可変機能付きLNA１１３に出力された信号とともに、スイッチ１０３を介してBPF１０２に供給され、アンテナ１０１から送信される。

LO信号生成回路１１４は、図７、図１０、図１１に示されるような構成を有しており、上述したようにして生成した同相信号を直交復調器１０５_Iと直交変調器１１２_Iに、それとの位相差がπ／２だけある直交信号を直交復調器１０５_Qと直交変調器１１２_Qにそれぞれ出力する。

次に、図１９のフローチャートを参照して、ローカル発振器を制御する制御回路５１，５６の処理について説明する。

ステップＳ１において、制御回路５１，５６は、上位のコントローラから送信されてきたシステム帯域選択情報とチャネル選択情報を適宜受信する。例えば、制御回路５１においてはシステム帯域選択情報とチャネル選択情報の両方が受信され、制御回路５６においてはシステム帯域選択情報が受信される。

ステップＳ２において、制御回路５１は、VCO５２の発振周波数を制御する制御信号を生成し、制御回路５６は、プログラマブル分周器５５の分周比を制御する制御信号を生成する。

ステップＳ３において、制御回路５１は、生成した制御信号に基づいてVCO５２の発振周波数を制御し、制御回路５６は、生成した制御信号に基づいてプログラマブル分周器５５の分周比を制御する。

以上のような簡単な制御によって、所定の周波数でVCO５２を発振させ、VCO５２の出力信号を無線システムに応じた分周比で分周させることによって、その無線システムに応じたLO信号を、１つのVCOだけで生成することが可能となる。すなわち、無線通信機をマルチバンドシステムに対応させる場合であってもVCOを複数用意することなくそれを実現することができ、VCOを複数用意する場合に較べて、回路規模やレイアウト面積を小さくすることができる。また、VCO回路のチップにかかるコストを削減することができる。

図２０は、変復調方式としてSliding-IF方式とダイレクトコンバージョン方式を用いた場合の無線通信機の構成例を示す図である。

図２０の上段に示される受信パスがダイレクトコンバージョン方式によって復調を行う構成からなる受信パスであり、中段に示される受信パスがSliding-IF方式によって復調を行う構成からなる受信パスである。図１８を参照して説明したものと同じであるため、ダイレクトコンバージョン方式によって復調を行う構成の説明については適宜省略する。

制御回路５１，５６に相当する制御回路から出力された制御信号により、VCO１２１の発振周波数と、プログラマブル分周器１２３の分周比Ｌが設定される。

VCO１２１は、PLL１２２を用い、制御回路から供給された制御信号に応じて、RF信号の２倍の周波数を２×Ｋ−１（Ｋ＝１，２，３，・・・）で除算し、さらにＬ（Ｌ＝１，２，３，・・・）倍した周波数で発振する。VCO１２１の出力信号は、プログラマブル分周器１２３に供給される。

プログラマブル分周器１２３は、VCO１２１から供給された信号を２つの信号に分け、一方の信号をRF信号の周波数の（２Ｋ−２）／（２Ｋ−１）倍（Ｋ＝２，３，４，・・・）の周波数の信号に、他方の信号を２／（２Ｋ−１）倍（Ｋ＝２，３，４，・・・）の周波数の信号に分周して出力する。

プログラマブル分周器１２３から出力された、RF信号の周波数の（２Ｋ−２）／（２Ｋ−１）倍の周波数の信号はミキサ１２９に供給される。また、RF信号の２／（２Ｋ−１）倍の周波数の信号は、反転回路１２４と２分周器１２５に供給される。

反転回路１２４は、プログラマブル分周器１２３から供給された信号の極性を反転し、得られた信号を２分周器１２５に出力する。

２分周器１２５は、プログラマブル分周器１２３から供給されたRF信号の２／（２Ｋ−１）倍の周波数の信号を２分周し、２分周することによって得られたRF信号の１／（２Ｋ−１）倍の周波数の信号をＩchの信号として直交復調器１３１，１３６に出力する。

また、２分周器１２５は、反転回路１２４から供給された信号を２分周し、直交復調器１３１，１３６に供給されたものとの位相差がπ／２だけある信号をＱchの信号として直交復調器１３２，１３７に出力する。

以上のようなVCO１２１、PLL１２２、プログラマブル分周器１２３、反転回路１２４、２分周器１２５が、上述した図７等に示されるローカル発振器のVCO５２、PLL５３、プログラマブル分周器５５、直交信号生成回路５７と同様の動作を行うことにより、無線システムに応じたLO信号が生成され、各部に供給される。

Sliding-IF方式によって復調を行う受信パスのうちのアンテナ１２６において受信された送信信号は、BPF１２７、LNA１２８、ミキサ１２９を通過して、RF信号の１／（２Ｋ−１）倍（Ｋ＝２，３，４，・・・）の周波数の信号に変換される。ミキサ１２９の出力信号は、可変ゲイン付き増幅器１３０を通過し、直交復調器１３１，１３２に供給される。

直交復調器１３１，１３２においては、それぞれ、IF周波数と同じ周波数の信号と、その信号との位相差がπ／２だけある信号のタイミングに応じて、可変ゲイン付き増幅器１３０から供給された信号がベースバンド信号に変換される。

直交復調器１３１，１３２により得られたベースバンド信号は信号処理部１３８に供給され、フィルタリングや増幅が施された後、ADC１３９，１４０に供給される。ADC１３９，１４０においては、信号処理部１３８から供給されたアナログの信号がディジタルの信号に変換され、後段の回路に出力される。

ダイレクトコンバージョン方式によって復調を行う受信パスのうちのアンテナ１３３において受信された送信信号は、BPF１３４、LNA１３５を通過して、直交復調器１３６，１３７に供給される。直交復調器１３６，１３７においては、それぞれ、２分周器１２５から供給された信号のタイミングに応じて、LNA１３５から供給された信号がベースバンド信号に変換される。

直交復調器１３６，１３７により得られたベースバンド信号は信号処理部１３８に供給され、フィルタリングや増幅が施された後、ADC１３９，１４０に供給される。

図２０の例においては、Sliding-IF方式によって復調を行う受信パスとして１つの受信パスだけが設けられているが、無線システム毎に、異なる受信パスが設けられるようにしてもよい。

なお、本発明の実施の形態は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。

ダイレクトコンバージョン方式を用いた変復調回路の例を示す図である。 図１のLO信号生成回路の構成を示す図である。 電圧入力時の直交復調と、LO信号のタイミングを示す図である。 電流入力時の直交復調と、LO信号のタイミングを示す図である。 電圧入力時の直交復調と、LO信号のタイミングを示す他の図である。 Sliding-IF方式を用いた従来の復調回路の例を示す図である。 本発明の一実施形態に係る無線通信機に設けられるローカル発振器の構成例を示す図である。 LO信号の周波数とVCOの発振周波数の可変範囲の例を示す図である。 LO信号の周波数とVCOの発振周波数の可変範囲の他の例を示す図である。 無線通信機に設けられるローカル発振器の他の構成例を示す図である。 無線通信機に設けられるローカル発振器のさらに他の構成例を示す図である。 プログラマブル分周器の構成例を示す図である。 LO信号の周波数とVCOの発振周波数の可変範囲の他の例を示す図である。 LO信号の周波数とVCOの発振周波数の可変範囲のさらに他の例を示す図である。 図１４の周波数プランを用いた場合のプログラマブル分周器の構成例を示す図である。 LO信号の周波数とVCOの発振周波数の可変範囲の例を示す図である。 図１６の周波数プランを用いた場合のプログラマブル分周器の構成例を示す図である。 無線通信機の構成例を示す図である。 制御回路の処理について説明するフローチャートである。 無線通信機の他の構成例を示す図である。

符号の説明

５１ 制御回路， ５２ VCO， ５３ PLL， ５４ 基準信号発振器， ５５ プログラマブル分周器， ５６ 制御回路， ５７ 直交信号生成回路

Claims (9)

1. 異なる周波数の帯域を使って通信を行う複数の無線システムに対応した無線通信機において、
   送信回路における直交変調と受信回路における直交復調に用いられるローカル信号を生成する生成回路を有し、
   前記生成回路が、
   前記複数の無線システムの中から選択された所定の無線システムで用いられるローカル信号の周波数の２Ｌ／（２Ｋ−１）倍（Ｋ，Ｌは正の整数）の周波数で発振する電圧制御発振器と、
   前記電圧制御発振器の出力信号の周波数を安定化させる位相同期ループ回路と、
   基準周波数を有する信号を前記位相同期ループ回路に出力するクロック部と、
   １：Ｌの分周比をもち、前記電圧制御発振器の出力信号を分周する、分周比可変機能を有するプログラマブル分周器と、
   前記プログラマブル分周器から供給された、前記所定の無線システムで用いられるローカル信号の周波数の２／（２Ｋ−１）倍の周波数の信号に基づいて、前記所定の無線システムで用いられるローカル信号の周波数の１／（２Ｋ−１）倍の周波数の第１の信号と、前記第１の信号との位相差がπ／２ある第２の信号を生成する直交信号生成回路と、
   前記所定の無線システムが選択されることに応じて前記Ｋ，Ｌの値を選択し、前記電圧制御発振器の発振周波数と前記プログラマブル分周器の分周比を制御する制御回路と
   を備え、
   前記電圧制御発振器の発振周波数は、その可変範囲が最も狭くなるように設計される
   無線通信機。
2. 前記電圧制御発振器の発振周波数の可変範囲は、
   前記無線通信機が対応する前記複数の無線システムの中で最も高い周波数を使う１つの無線システムで用いられるローカル信号の最大周波数を、無線システムで用いられるローカル信号の最大周波数をＬ倍した周波数で割った値から１を引いた値が０より大きく、最も０に近くなるそのＬの値を無線システム毎に求め、
   それぞれの無線システムで用いられるローカル信号の最小周波数を２Ｌ倍した周波数と、最大周波数を２Ｌ倍した周波数のうち、最も小さい周波数から、最も大きい周波数までの範囲になるように設計される
   請求項１に記載の無線通信機。
3. 前記電圧制御発振器の発振周波数の可変範囲は、
   前記無線通信機が対応する前記複数の無線システムの中で最も高い周波数を使う１つの無線システムで用いられるローカル信号の最大周波数を、無線システムで用いられるローカル信号の最大周波数をＬ倍した周波数で割った値から１を引いた値の絶対値が、最も０に近くなるそのＬの値を無線システム毎に求め、
   それぞれの無線システムで用いられるローカル信号の最小周波数を２Ｌ倍した周波数と、最大周波数を２Ｌ倍した周波数のうち、最も小さい周波数から、最も大きい周波数までの範囲になるように設計される
   請求項１に記載の無線通信機。
4. 異なる周波数の帯域を使って通信を行う複数の無線システムに対応した無線通信機において、
   送信回路における直交変調と受信回路における直交復調に用いられるローカル信号を生成する生成回路を有し、
   前記生成回路が、
   前記複数の無線システムの中から選択された所定の無線システムで用いられるローカル信号の周波数のＬ／（２Ｋ−１）倍（Ｋ，Ｌは正の整数）の周波数で発振する電圧制御発振器と、
   前記電圧制御発振器の出力信号の周波数を安定化させる位相同期ループ回路と、
   基準周波数を有する信号を前記位相同期ループ回路に出力するクロック部と、
   １：Ｌの分周比をもち、前記電圧制御発振器の出力信号を分周する、分周比可変機能を有するプログラマブル分周器と、
   前記プログラマブル分周器から供給された、前記所定の無線システムで用いられるローカル信号の周波数の１／（２Ｋ−１）倍の周波数の信号に基づいて、前記所定の無線システムで用いられるローカル信号の周波数の１／（２Ｋ−１）倍の周波数の第１の信号と、前記第１の信号との位相差がπ／２ある第２の信号を生成する直交信号生成回路と、
   前記所定の無線システムが選択されることに応じて前記Ｋ，Ｌの値を選択し、前記電圧制御発振器の発振周波数と前記プログラマブル分周器の分周比を制御する制御回路と
   を備え、
   前記電圧制御発振器の発振周波数は、その可変範囲が最も狭くなるように設計される
   無線通信機。
5. 前記電圧制御発振器の発振周波数の可変範囲は、
   前記無線通信機が対応する前記複数の無線システムの中で最も高い周波数を使う１つの無線システムで用いられるローカル信号の最大周波数を、無線システムで用いられるローカル信号の最大周波数をＬ倍した周波数で割った値から１を引いた値が０より大きく、最も０に近くなるそのＬの値を無線システム毎に求め、
   それぞれの無線システムで用いられるローカル信号の最小周波数を２Ｌ倍した周波数と、最大周波数を２Ｌ倍した周波数のうち、最も小さい周波数から、最も大きい周波数までの範囲になるように設計される
   請求項４に記載の無線通信機。
6. 前記電圧制御発振器の発振周波数の可変範囲は、
   前記無線通信機が対応する前記複数の無線システムの中で最も高い周波数を使う１つの無線システムで用いられるローカル信号の最大周波数を、無線システムで用いられるローカル信号の最大周波数をＬ倍した周波数で割った値から１を引いた値の絶対値が、最も０に近くなるそのＬの値を無線システム毎に求め、
   それぞれの無線システムで用いられるローカル信号の最小周波数を２Ｌ倍した周波数と、最大周波数を２Ｌ倍した周波数のうち、最も小さい周波数から、最も大きい周波数までの範囲になるように設計される
   請求項４に記載の無線通信機。
7. 異なる周波数の帯域を使って通信を行う複数の無線システムに対応した無線通信機において、
   送信回路における直交変調と受信回路における直交復調に用いられるローカル信号を生成する生成回路を有し、
   前記生成回路が、
   前記複数の無線システムの中から選択された所定の無線システムで用いられるローカル信号の周波数の２Ｌ／（２Ｋ−１）倍（Ｋ，Ｌは正の整数）の周波数で発振する電圧制御発振器と、
   前記電圧制御発振器の出力信号の周波数を安定化させる位相同期ループ回路と、
   基準周波数を有する信号を前記位相同期ループ回路に出力するクロック部と、
   １：Ｌの分周比をもち、前記電圧制御発振器の出力信号を分周する、分周比可変機能を有する第１と第２のプログラマブル分周器と、
   前記第１のプログラマブル分周器から供給された、前記所定の無線システムで用いられるローカル信号の周波数の２／（２Ｋ−１）倍の周波数の信号に基づいて、前記所定の無線システムで用いられるローカル信号の周波数の１／（２Ｋ−１）倍の周波数の第１の信号と、前記第１の信号との位相差がπ／２ある第２の信号を生成し、生成した前記第１と第２の信号を前記送信回路に出力する第１の直交信号生成回路と、
   前記第２のプログラマブル分周器から供給された、前記所定の無線システムで用いられるローカル信号の周波数の２／（２Ｋ−１）倍の周波数の信号に基づいて、前記所定の無線システムで用いられるローカル信号の周波数の１／（２Ｋ−１）倍の周波数の前記第１の信号と、前記第１の信号との位相差がπ／２ある前記第２の信号を生成し、生成した前記第１と第２の信号を前記受信回路に出力する第２の直交信号生成回路と、
   前記所定の無線システムが選択されることに応じて前記Ｋ，Ｌの値を選択し、前記電圧制御発振器の発振周波数と、前記第１、第２のプログラマブル分周器の分周比を制御する制御回路と
   を備え、
   前記電圧制御発振器の発振周波数は、その可変範囲が最も狭くなるように設計される
   無線通信機。
8. 前記電圧制御発振器の発振周波数の可変範囲は、
   前記無線通信機が対応する前記複数の無線システムの中で最も高い周波数を使う１つの無線システムで用いられるローカル信号の最大周波数を、無線システムで用いられるローカル信号の最大周波数をＬ倍した周波数で割った値から１を引いた値が０より大きく、最も０に近くなるそのＬの値を無線システム毎に求め、
   それぞれの無線システムで用いられるローカル信号の最小周波数を２Ｌ倍した周波数と、最大周波数を２Ｌ倍した周波数のうち、最も小さい周波数から、最も大きい周波数までの範囲になるように設計される
   請求項７に記載の無線通信機。
9. 前記電圧制御発振器の発振周波数の可変範囲は、
   前記無線通信機が対応する前記複数の無線システムの中で最も高い周波数を使う１つの無線システムで用いられるローカル信号の最大周波数を、無線システムで用いられるローカル信号の最大周波数をＬ倍した周波数で割った値から１を引いた値の絶対値が、最も０に近くなるそのＬの値を無線システム毎に求め、
   それぞれの無線システムで用いられるローカル信号の最小周波数を２Ｌ倍した周波数と、最大周波数を２Ｌ倍した周波数のうち、最も小さい周波数から、最も大きい周波数までの範囲になるように設計される
   請求項７に記載の無線通信機。

Images