CH666584A5

CH666584A5 - Verfahren und vorrichtung zum demodulieren von hochfrequent modulierten signalen mittels digitaler filter und digitaler demodulatoren, sowie anwendung des verfahrens in einem fernsteuerempfaenger.

Info

Publication number: CH666584A5
Application number: CH557084A
Authority: CH
Inventors: Beat Mueller
Original assignee: Zellweger Uster Ag
Priority date: 1984-11-22
Filing date: 1984-11-22
Publication date: 1988-07-29
Also published as: AU4943585A; ATA323785A; AT396724B; AU586198B2; NZ214281A; DE3541031A1; FR2573589B1; FR2573589A1

Description

BESCHREIBUNG

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Demodulieren 15 von hochfrequent modulierten Signalen mittels digitaler Filter und digitaler Demodulatoren, bei welchem das ein kontinuierliches Nutz- und Störsignalspektrum aufweisende modulierte Basisbandsignal zuerst bandbegrenzt und anschliessend mit einer bestimmten Abtastfrequenz abgetastet und weiterverarbeitet 20 wird.

Digitale Filter und Demodulatoren werden heute verbreitet eingesetzt und dienen unter anderem dazu, modulierte zeitdis-krete digitale Signale mittels Rechnern, z.B. Microcomputern oder Signalprozessoren zu filtern und zu demodulieren. Die zu-25 grundeliegende Technik ist unter der Bezeichnung «Digitale Signalverarbeitung» bzw. «Digital Signal Processing» bekannt, siehe beispielsweise das Buch «Theory and Application of Digital Signal Processing» von L.R. Rabiner und B. Gold, Verlag Prentice Hall, New Yersy.

30 In der Theorie der digitalen Signalverarbeitung gilt bezüglich der Abtast- oder Taktfrequenz eine fundamentale Vorschrift, das sogenannte Abtasttheorem. Dieses besagt, dass die minimale Abtastfrequenz, mit welcher ein kontinuierliches Signal noch abgetastet werden darf, mindestens doppelt so hoch 35 sein muss, wie die höchste Frequenz, welche im Spektrum des Signals noch merklich vorkommt.

Im Buch «Halbleiter-Schaltungstechnik» von U. Tietze und Ch. Schenk, Springer Verlag Berlin, Heidelberg, New York, 1980, wird gezeigt, dass ein zeitdiskretes Signal (z.B. ein mit der

Periode Ta

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fa abgetastetes Signal) ein in fa periodisches Spektrum besitzt und dass wegen dieser Periodizität das kontinuierli-

45 che Spektrum Xa(£2) auf |Q | fa begrenzt werden muss.

Wenn man diese Vorschrift missachtet, dann tritt ein sogenannter «Aliasing»-Effekt auf, der sich so auswirkt, dass diejenigen

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so Anteile des kontinuierlichen Spektrums, welche höher als —fa

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liegen, nach dem Abstaten in tiefere Frequenzbereiche rutschen und sich dort störend auswirken.

Die Höhe der Abtastfrequenz bestimmt zusammen mit der 55 Länge des Verarbeitungsprogramms die Mindestrechengeschwindigkeit des Rechners, der zwischen zwei Abtastungen das gesamte Signalverarbeitungsprogramm durcharbeiten können muss. Da die Rechengeschwindigkeit von Microcomputern und Signalprozessoren limitiert ist, wird dadurch sehr oft die Anwendung der 60 digitalen Signalverarbeitung eingeschränkt.

Durch die Erfindung soll nun ein Verfahren angegeben werden, welches die Anwendungsmöglichkeiten der Signalverarbeitung wesentlich vermehrt, indem es die Verwendung von Microcomputern mit einer bisher ungenügenden Rechengeschwindig-65 keit für die digitale Signalverarbeitung ermöglicht.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäss durch die in Patentanspruch 1 angegebenen Massnahmen gelöst.

Die Erfindung geht von der neuen Erkenntnis aus, dass die

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erwähnte Begrenzung des kontinuierlichen Spektrums XA(Q) nicht nur im Frequenzbereich fa eingeführt werden kann, son-

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dern auch in jedem Frequenzabschnitt von |m—fa | < |£2A | < |(m+1)—fa | mit m = 1, 2, 3 wobei alle derart begrenzten

Spektren nach der Abtastung zu einem eindeutigen periodischen Spektrum führen. Dabei wird der sonst so störende «Alia-sing»-Effekt nutzbar, indem die Spektren Xa(£2) um ±m-fa periodisch wiederholt werden. Ein in einem oberen Frequenzbereich gemäss der obigen Ungleichung liegendes Spektrum wird also durch die «Unterabtastung» mit fa unverändert in den Bereich |f | fa hinuntergemischt.

Das erfindungsgemässe Verfahren ermöglicht es also unter bestimmten Voraussetzungen und bei Ergreifen der angegebenen Massnahmen, hochfrequente modulierte Signale mit niedrigen Abtastfrequenzen abzutasten, zu filtern und zu demodulieren als dies bisher aufgrund des Abtasttheorems zulässig war.

Die Erfindung betrifft weiter eine Vorrichtung zur Durchführung des genannten Verfahrens, mit einem Filter zur Bandbegrenzung des modulierten Signals und mit Mitteln zur Abtastung des bandgefilterten Nutzsignals.

Die erfindungsgemässe Vorrichtung ist durch die im Patentanspruch 5 angegebenen Merkmale gekennzeichnet.

Die Erfindung betrifft ausserdem eine Anwendung des genannten Verfahrens in einem Fernsteuerempfänger gemäss Patentanspruch 7.

Rundsteuerempfänger benötigen schmalbandige Filter hoher Güte, um aus dem Niederspannungsnetz amplitudengetastete Steuersignale auszufiltern. Bisher hat man dafür beispielsweise ein zweistufiges Digitalfilter vierter Ordnung verwendet (CH-PS 559 983), das die gestellte Aufgabe zwar lösen kann, jedoch gegenüber einem Microprozessor, beispielsweise einem 8-Bit Mi-crocomputer, der heute die grösste praktische Bedeutung aufweist, wesentlich teurer ist. Ein 8-Bit Microcomputer benötigt jedoch für die erforderlichen Rechenoperationen (ca. 9 Multiplikationen mit Filterkonstanten, 8 Additionen mit Overflow-überwachungen und 8 Registermanipulationen) eine Rechenzeit von ca. 300 jxs und könnte daher höchstens mit einer Taktfrequenz von 3300 Hz getaktet werden. Da jedoch Steuerfrequenzen bis zu 2000 Hz vorkommen und demnach nach dem Abtasttheorem eine Abtastfrequenz von mindestens 4000 Hz vorgeschrieben ist, ergaben sich bisher Probleme mit der Rechengeschwindigkeit und 8-Bit Microcomputer konnten nicht als Digitalfilter für Rundsteuerempfänger verwendet werden.

Mit dem erfindungsgemässen Verfahren ist diese Aufgabe jetzt erstmals lösbar, indem dieses im gegenständlichen Fall geringere Abtastfrequenzen zulässt, womit dem Microcomputer ausreichend Rechenzeit zur Verfügung steht.

Nachstehend wird die Erfindung anhand eines Ausführungsbeispiels und der Zeichnungen näher erläutert; es zeigen:

Fig. 1, 2 Diagramme zur Erläuterung des erfindungsgemässen Verfahrens,

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines selektiven Empfangsteils eines Rundsteuerempfänger, und

Fig. 4, 5 Diagramme zur Funktionserläuterung.

Die Fig. 1 und 2 zeigen Diagramme zur Erläuterung des erfindungsgemässen Verfahrens in allgemeiner Art. Fig. 1 zeigt in Zeile a ein mit fm moduliertes Basisbandsignal mit einem gegebenen Nutz- und Störsignalspektrum XA(ß). Das Nutzsignalspektrum ist mit N und das Störsignalspektrum ist mit S bezeichnet. Das Signal von Zeile a wird zuerst gemäss Zeile b mit einem analogen Bandpass Ha(£2) bandbegrenzt, woraus gemäss Zeile c das Nutzsignalspektrum Xa' (ß) mit den Stopbandgrenz-frequenzen Qmi„ und ßmax resultiert.

Für die Abtastung des Nutzsignalspektrums Xa' (£2) wird nun eine Abtastfrequenz a>a gewählt, welche folgenden beiden Bedingungen genügen muss:

C0a^2(Qmax — ^min)

— Das Nutzsignalspektrum muss vollständig innerhalb

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eines Periodenabschnittes m—coa (m = 1, 2, 3, ...) liegen. Aus-

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serhalb dieses Periodenabschnittes dürfen höchstens noch spektrale Anteile von Störsignalen vorkommen. Dies ist aber nur dann zulässig, wenn gewährleistet ist, dass diese Anteile in den Sperrbereich von nachfolgenden Digitalfiltern zu liegen kommen.

Man sieht aus Zeile c, dass die Abtastfrequenz coa auch unterhalb der vorkommenden Signalfrequenzen liegen darf.

Bei Erfüllung dieser beiden Bedingungen für die Abtastfrequenz coa ergibt sich das in Zeile d dargestellte periodische Spektrum X(ei0)T) des mit e>a abgetasteten Signals. Es ist aus n

Zeile d ersichtlich, dass in jeder Periode — die vollständige In-

T

formation enthalten ist.

Das mit coa abgetastete Signal kann nun nach bekannten Prinzipien der digitalen Signalverarbeitung weiterverarbeitet werden. Insbesondere kann es digital gefiltert — mit der Taktfrequenz K)a — und auf digitale Weise demoduliert werden. Zeile e zeigt den Frequenzganz eines digitalen Filters H(ejmT) zur Trägerfrequenzunterdrückung.

In Fig. 2 ist zur Erläuterung des erfindungsgemässen Verfahrens eine Darstellung gewählt wie in Kapitel 2.12 «Relation Between Continuous and Discrete Systems» des Buches «Theo-ry and Application of Digital Signal Processing» von L.R. Ra-biner und B. Gold, Verlag Prentice Hall, New Yersy. Dem Verfahren liegt die Erkenntnis zugrunde, dass die in diesem Kapitel beschriebene Begrenzung des kontinuierlichen Spektrums Xa(£2)

n 1

nicht nur im Frequenzbereich]£21 bzw. |Q | caa eingeführt werden kann, sondern auch in jedem Frequenzabschnitt

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von|m-jcoa|< |Qa|< |(m+1)—a>a | mit m =1, 2, 3, ... Wie in

Zeile a und b von Fig. 2 für m = 2 dargestellt ist, führen alle derart begrenzten Spektren nach der Abtastung zu einem eindeutigen periodischen Spektrum.

Ausserdem wurde erkannt, dass in dieser Form der sonst so störende «Aliasing»-Effekt nutzbar wird, indem gemäss Formel

2IÏ

(2.65) des genannten Kapitels die Spektren Xa(ü) um ± m —

F

bzw. ± mcoa periodisch wiederholt werden. Dies bedeutet, dass ein in einem oberen Frequenzbereich |m—a>a | < |Qa | < |(m+1)

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—tt>a | liegendes Spektrum durch die «Unterabtastung» mit raa

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unverändert in den Bereich |co | <yCOa hinuntergemischt wird.

In den Zeilen c und d von Fig. 2 sind die Verhältnisse für m = 1 dargestellt. Wie ein Vergleich der Zeilen a und b für m = 2 einerseits und der Zeilen c und d für m = 1 anderseits zeigt, ist die Tatsache zu beachten, dass, je nachdem ob m gerade

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oder ungerade ist, im Bereich co<—coa das positive oder das ne-

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gative analoge Frequenzspektrum erscheint.

Für die Signalweiterverarbeitung muss selbstverständlich das Abtasttheorem beachtet werden. Diese Forderung ist aber auto5

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matisch erfüllt, wenn die weitere Signalverarbeitung im Takt caa erfolgt. Für den Fall, dass das negative Spektrum weiterverar-

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beitet wird, ist zu berücksichtigen, dass die Frequenzen an —coa

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gespiegelt sind. Dies gibt bei AM-Systemen und FM-Systemen für digitale Datenübertragung (z.B. FSK-Systemen) im allgemeinen keine Probleme. Bei Audio-Anwendungen darf das Spektrum natürlich nicht seitenverkehrt hinuntergemischt werden, sofern hier überhaupt Frequenzverschiebungen zulässig sind.

Das beschriebene Verfahren ist besonders gut dazu geeignet, Digitalfilter in Rundsteuerempfängern zu realisieren. Rundsteuerempfänger benötigen bekanntlich schmalbandige Filter hoher Güte, um aus dem Niederspannungsnetz amplitudengetastete Steuersignale ausfiltern zu können. In der europäischen Patentanmeldung 83 105 834.2 (Veröffentlichungsnummer 0 105 087) wird ein zweistufiges Digitalfilter vierter Ordnung vorgestellt, das diese Aufgabe grundsätzlich lösen kann.

Wenn man jedoch das Digitalfilter als preisgünstigen 8-Bit Microcomputer realisieren will, dann ergeben sich Probleme mit der Rechengeschwindigkeit und mit der Taktfrequenz.

Denn einerseits erfordern die nötigen Rechenoperationen (ca. 9 Multiplikationen mit Filterkonstanten + 8 Additionen mit Overflowüberwachungen + 8 Registermanipulationen) eine Rechenzeit von ca. 300 ns, so dass das Digitalfilter höchstens mit einer Taktfrequenz von 3300 Hz getaktet werden kann, und anderseits schreibt aber das Abtasttheorem wegen der vorkommenden Steuerfrequenzen bis zu 2000 Hz eine Abtastfrequenz von mindestens 4000 Hz vor. Dies bedeutet, dass das Digitalfilter nicht mit der vom Abtasttheorem vorgeschriebenen Abtastfrequenz betrieben werden kann.

Fig. 3 zeigt das Blockschaltbild eines selektiven Empfangsteils eines Rundsteuerempfängers, mit welchem unter Anwendung des erfindungsgemässen Verfahrens die Aufgabe der Realisierung des erforderlichen Digitalfilters als 8-Bit Microcomputer gelöst werden kann.

Der in Fig. 3 mit dem Bezugszeichen 1 bezeichnete selektive Empfangsteil dient bekanntlich dazu, aus dem aus dem Netz angebotenen Frequenzgemisch ein Fernsteuersignal mit der Signalfrequenz fs selektiv zu empfangen und eine den Fernsteuerbefehlen entsprechende Impulsfolge abzugeben. Aufbau und Arbeitsweise eines Rundsteuerempfängers werden als bekannt vorausgesetzt; es wird in diesem Zusammenhang auf die schon erwähnte europäische Patentanmeldung 83 105 834.2 und auf die CH-PS 559 983 verwiesen.

Der Empfangsteil 1 weist eine Eingangs klemme 2 auf, die an einen Anschlusspunkt 3 einer Stromleitung 4 angeschlossen ist, welcher die Signalfrequenz fs überlagert ist. Die an der Eingangsklemme 2 liegende Eingangsspannung wird einem Vorfilter 5 zugeführt, welchem ein Analog/Digital-Wandler 7 und ein Digitalfilter 8 nachgeschaltet sind. Nach dem Digitalfilter 8 ist ein AM-Demodulator 9 angeordnet, dessen Ausgang mit der Ausgangsklemme 10 des Empfangsteils 1 verbunden ist. Der Empfangsteil 1 enthält ausserdem einen einen Schwingquarz aufweisenden Frequenzgenerator 6 zur Erzeugung der Taktfrequenz für die einzelnen Stufen des Empfangsteils 1. Die Taktfrequenz könnte auch mittels einer als PLL bezeichneten Regelschaltung vom Netz abgeleitet werden.

Der Empfangsteil 1 und dessen Arbeitsweise sollen nun anhand der Fig. 3 bis 5 erläutert werden, wobei die Fig. 4 und 5 die Signalverläufe in den einzelnen Stufen des Empfangsteils 1 zeigen: Fig. 4 zeigt in Zeile a die Begrenzung des empfangenen Signalspektrums mit dem Vorfilter 5 (Fig. 3) und in Zeile b das digitale Spektrum des abgetasteten Signals. Fig. 5 zeigt in Zeile a die Filtercharakteristik des digitalen Filters 8 (Fig. 3), in Zeile b das Spektrum des Ausgangssignals des digitalen Filter 8, in Zeile c den Amplitudengang der Filterkette Vorfilter 5 + digitales Filter 8 und in Zeile d die Dämpfung der störenden Durchlassbereiche der Filterkette durch das Vorfilter 5.

Das Vorfilter 5 ist durch ein analoges Bandpassfilter zweiter Ordnung mit der Güte Q > 15 gebildet. Es weist gemäss Fig. 4,

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Zeile a bei fa und —fa eine Dämpfung von -20 dB auf und be-

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grenzt das empfangene Nutz- und Störsignalspektrum der Steuerfrequenz fs. Die Taktfrequenz des Frequenzgenerators 6, die der Abtastfrequenz fa des A/D-Wandlers 7 entspricht, wird so gewählt, dass das Nutzsignalspektrum XA(jf) in eine Periode

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m—fa der Frequenzachse zu liegen kommt. Ausserhalb dieser

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Periode sollen Störfrequenzen genügend stark gedämpft sein, so dass das Digitalfilter 8 im Durchlassbereich nicht durch originale oder hinuntergemischte Störfrequenzen gestört wird. Gemäss Fig. 4, Zeile a, beträgt die Abtastfrequenz fa 3000 Hz, die

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halbe Abtastfrequenz —fa liegt also bei 1500 Hz und das Signal

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1 1 liegt in der Frequenzperiode zwischen m—fa und (m +1)—fa,

2 2

wobei m = 1 ist.

Nach der Abtastung des bandgefilterten Netzsignals ergibt sich ein digitales Spektrum X(ei2nfT) gemäss Fig. 4, Zeile b. Die gestrichelte Kurve A zeigt dabei die Summe aller überlappenden periodischen Spektren. Da das Bandpassfilter gemäss Zeile a nur eine endliche Dämpfung (-20 dB) aufweist, tritt noch etwas störendes «Aliasing» auf.

Das Ausgangssignal des A/D-Wandlers 7 (Fig. 3) wird mit dem digitalen Filter 8, welches beispielsweise von der in der europäischen Patentanmeldung 83 105 834.2 beschriebenen Art sein kann und eine Filtercharakteristik gemäss Fig. 5, Zeile a,

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aufweist, gefiltert. Da dieses Filter bei —fa und fa stark dämpft

(-20 dB), werden die störenden «Aliasing»-Effekte stark unterdrückt.

Zeile b von Fig. 5 zeigt das Spektrum des Ausgangssignals des digitalen Filters 8 (Fig. 3): Y(ej2nfr) = X(ei2nft) • H(ej2nfT). Charakteristisch ist das Spektrum in den Bereichen fa - fs und fa + fs, wo durch die Periodizität des Signalspektrums X(ej2nfT) und der Filterübertragungsfunktion H(ei2nft) neue Frequenzen entstanden sind («Aliasing» durch Abtastung). Im Bereich fa - fs ist das Spektrum gegenüber dem Originalspektrum an fa gespiegelt. Dies hat jedoch keinen Einfluss auf die Weiterverarbeitung, da nur die Amplitude des Signals ausgewertet werden soll. Bei FSK-Systemen müsste hingegen die Spiegelung berücksichtigt werden.

Das Ausgangssignal des digitalen Filters 8 wird durch den AM-Demodulator 9 (Fig. 3), der vorzugsweise digital realisiert ist, amplitudenmässig ausgewertet. Diese Auswertung kann fol-gendermassen erfolgen: Das digitale Signal Y(e'2nfT) wird pro Abtastung gleichgerichtet, es wird also der Absolutwert von Y(nT) gebildet, Y(nT) = | Y(nT). Dieser Absolutwert wird auf ein digitales Tiefpassfilter gegeben, welches ebenfalls mit fa getaktet ist und eine der Frequenz des Basisbandsignals angepass-te Grenzfrequenz besitzt, welche aber selbstverständlich unter-

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halb von —fa liegt.

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In Fig. 5, Zeile c, ist die realisierte Eintonübertragungsfunk-tion, also der Amplitudengang der Filterkette aus analogem Bandpass- 5 und Digitalfilter 8 (Fig. 3) dargestellt. Die Übertragung ist nicht frequenztreu. Denn wenn eine Steuerfrequenz fs auf das Filter gegeben wird, dann erscheint an dessen Ausgang durch die Unterabtastung die Grundfrequenz fa - fs (gestrichel-

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te Linie B). Die gleiche Frequenz fa - fs erscheint auch bei der Einspeisung der Frequenz fi = fa - fs, allerdings wird diese Frequenz fi um 25 dB gedämpft, was durch den Punkt C angedeutet ist. Diese Dämpfung wird alleine durch das Vorfilter 5 (Fig. 3) erreicht. Ebenso erscheint die Frequenz fa - fs am Ausgang des Digitalfilters 8 (Fig. 3), wenn mit irgendeiner Frequenz m(fa ± fs), m = 1,2,..., angesteuert wird. Die Dämpfung aller dieser periodischen Frequenzen ist ebenfalls ausschliesslich durch das Vorfilter 5 gegeben.

Da erfindungsgemäss die Vorschrift für die Abtastfrequenz lediglich besagt, dass das Nutzsignalspektrum innerhalb einer

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Frequenzperiode von —fa liegen muss, bestehen bei der Wahl

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der Abtastfrequenz noch gewisse Freiheiten. Ausserdem wurde

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sichtbar, dass ausserhalb der Frequenzperiode —fa liegende

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Störspektren nur soweit durch das Vorfilter 5 gedämpft werden müssen, als sie nicht durch das folgende Digitalfilter 8 (Fig. 3) unterdrückt werden.

Daraus ergibt sich die Aufgabe, die Abtastfrequenz fa zusammen mit dem analogen Bandpassfilter 5 und dem Digitalfilter 8 optimal auszulegen. Im vorliegenden Fall ergibt sich eine besonders zweckdienliche Lösung, wenn die Abtastfrequenz fa folgende Bedingung erfüllt:

2

fa = -fs

5 ^

Dann ergibt sich nämlich, dass die beiden kritischen vom analogen Vorfilter zu dämpfenden «Durchlassbereiche» des Filtersystems: fa - fs und fa + fs gegenüber fs im Verhältnis 1:2 bzw. 2:1 stehen. Damit ist, wie Fig. 5, Zeile d, zeigt, gewährlei-lo stet, dass das analoge Bandpassfilter zweiter Ordnung die beiden störenden Durchlassbereiche gleichermassen dämpft. Denn die Verhältnisse 1:2 und 2:1 führen auf der logarithmischen Frequenzskala zu äquidistanten Frequenzabständen.

Da bei Rundsteuerempfänger die Steuerfrequenz fs bis zu 15 2000 Hz beträgt, ergibt sich eine Abtastfrequenz fa von 3000 Hz. Diese Abtast- und Taktfrequenz ist auch für einfache 8-Bit Microcomputer noch ausreichend niedrig, wogegen die nach dem Abtasttheorem geforderte Abtastfrequenz von mindestens 4000 Hz eindeutig zu hoch wäre. Es sind auch Fälle denkbar, 20 wo das beschriebene Verfahren einen noch höheren «Unterabtastungsgewinn» ergibt, beispielsweise bei hochfrequent modulierten schmalen Spektren. Diese können mit einem schmalen Bandpassfilter begrenzt und durch Unterabtastung in einen tieferen Frequenzbereich transformiert und dort feingefiltert wer-25 den.

4 Blätter Zeichnungen

Claims

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fa bzw. — fa eine starke, dem Störsignalspektrum angepasste

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trum innerhalb einer Periode m—fa der Frequenzachse zu liegen

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gnalen ausserhalb des genannten Periodenabschnittes m—fa das

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riodenabschnittes m—fa liegt, wobei m eine natürliche Zahl ist.

1. Verfahren zum Demodulieren von hochfrequent modulierten Signalen mittels digitaler Filtej und digitaler Demodula-toren, bei welchem das ein kontinuierliches Nutz- und Störsignalspektrum aufweisende modulierte Basisbandsignal zuerst bandbegrenzt und anschliessend mit einer bestimmten Abtastfrequenz abgetastet und weiterverarbeitet wird, dadurch gekennzeichnet, dass man das modulierte Basisbandsignal mit dem kontinuierlichen Nutz- und Störsignalspektrum XA(Ü) mit einem analogen Bandpassfilter (5) bandbegrenzt, woraus ein Nutzsignalspektrum Xa' (ß) mit einer unteren und oberen Stop-bandfrequenz Qmjn bzw. ßmax resultiert, und dass man eine Abtastfrequenz fa wählt, die nicht kleiner ist als der doppelte Wert der Differenz von oberer minus unterer Stopbandfrequenz, also fa >2(Qjnax - £imin), wobei das Nutzsignalspektrum zumindest bis auf spektrale Anteile von Störsignalen innerhalb eines Pe-

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Dämpfung aufweist und mit einer der Abtastfrequenz entsprechenden Taktfrequenz betrieben wird.

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kommt.

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Filter (8) für die digitale Filterung des abgetasteten Signals so auslegt, dass die genannten Anteile in dessen Sperrbereich zu liegen kommen.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass man das mit der Abtastfrequenz fa abgetastete Signal mit einer der Abtastfrequenz entsprechenden Taktfrequenz digital filtert und auf digitale Weise demoduliert.

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PATENTANSPRÜCHE

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±20-30% die Bedingung fa = — fs erfüllt.

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass man beim Auftreten von spektralen Anteilen von Störsi-

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass man durch das Digitalfilter (8) nicht unterdrückte spektrale Anteile von Störsignalen durch das analoge Bandpassfilter (5) dämpft.

5. Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, mit einem Filter zur Bandbegrenzung des modulierten Signals und mit Mitteln zur Abtastung des bandgefilterten Nutzsignals, dadurch gekennzeichnet, dass das Filter durch ein analoges Bandpassfilter (5) zweiter Ordnung gebildet ist, und dass die Abtastfrequenz fa so gewählt ist, dass einerseits diese nicht kleiner ist als der doppelte Wert der Differenz von oberer minus unterer Stopbandfrequenz des durch das Bandpassfilter begrenzten Nutzsignals und andererseits das Nutzsignalspek-

6. Vorrichtung nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch ein digitales Filter (8) zur Filterung des abgetasteten Nutzsignals, welches beim ganzen und halben Wert der Abtastfrequenz

7. Anwendung des Verfahrens nach Anspruch 1 in einem Fernsteuerempfänger, insbesondere in einem Rundsteuerempfänger, mit einem Digitalfilter zur Ausfilterung amplitudengetasteter Einton-Steuersignale aus dem Niederspannungsnetz, dadurch gekennzeichnet, dass man als Digitalfilter (8) einen 8-Bit Microcomputer verwendet und diesen mit einer Taktfrequenz fa tastet, welche unterhalb der vom Abtasttheorem vorgeschriebenen minimalen Abtastfrequenz liegt.

8. Anwendung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Abtastfrequenz fa für die Abtastung des empfangenen Signals mit der Steuerfrequenz fs und damit auch die Taktfrequenz so gewählt wird, dass sie innerhalb einer Bandbreite von

9. Anwendung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass durch das analoge Bandpassfilter (5) die Durchlassbereiche fa - fs und fa + fs des Filtersystems analoges Bandpassfilter plus Digitalfilter (8) gleichermassen gedämpft sind.