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Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Übertragung von Magnetresonanzsignalen, die mit Hilfe von Lokalspulen empfangen werden.
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Moderne Magnetresonanzanlagen empfangen gleichzeitig eine Vielzahl von Magnetresonanzsignalen (MR-Signalen) über Lokalspulen, die an den Patienten angelegt werden. Diese Lokalspulen sind Bestandteil eines so genannten ”Lokalspulenarrays”. Die empfangenen Magnetresonanzsignale werden vorverstärkt, aus einem zentralen Bereich der Magnetresonanzanlage ausgeleitet und einem geschirmten Empfänger zugeführt, um dort zur Bildverarbeitung verwendet zu werden.
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Magnetresonanzsignale weisen einen hohen Signaldynamikbereich auf, der teilweise über 150 dBHz umfasst. Um derartige Signale ohne merkliche Verschlechterung des Signal-Rausch-Verhältnisses verarbeiten zu können, müssen die Komponenten, mittels derer das Signal verarbeitet wird, einen im Vergleich zur Signaldynamik noch erweiterten verfügbaren Dynamikbereich aufweisen.
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Aus
DE 101 48 442 C2 ist ein Übertragungsverfahren für Magnetresonanzsignale bekannt, dessen Einsatz zu deutlich reduzierten Dynamikanforderungen an die Analog/Digital-Wandlung des Empfangspfades führt. Das Verfahren beruht darauf, dass die Empfangssignalamplitude vor der Wandlung mittels eines sogenannten Kompressors komprimiert wird. Nach der Wandlung wird die Signalamplitude wieder expandiert. Es ergibt sich eine lineare Übertragungsfunktion des Gesamtsystems.
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Aus der
DE 101 48 462 C1 ist ein Übertragungsverfahren für ein Magnetresonanzsignal bekannt, bei dem das Magnetresonanzsignal in einem Mischer auf eine Zwischenfrequenz umgesetzt wird, wobei die Zwischenfrequenz erheblich niedriger als die Larmorfrequenz ist. Dem Mischer ist ein Bandpassfilter vorgeordnet und ein Tiefpassfilter nachgeordnet. Das Ausgangssignal des Mischers wird nach dem Filtern im Tiefpassfilter in analoger Form einem Kompressor zugeführt, der das ihm zugeführte Signal nichtlinear komprimiert. Das komprimierte Signal wird über eine Übertragungsstrecke einem Analog-Digital-Wandler zugeführt, der das Signal digitalisiert. Das digitalisierte Signal wird sodann expandiert.
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Durch den Einsatz eines analogen Amplituden-Kompressors wird Amplitudendynamik gegen Signalbandbreite eingetauscht. Das komprimierte Signal weist ein deutlich aufgeweitetes Signalspektrum auf. Um eine hinreichend exakte Signal-Expansion erreichen zu können, sollte das Kompressor-Ausgangssignal dem sogenannten Expander zur Expansion des Ausgangssignals möglichst unverfälscht zugeführt werden. Eine spektrale Beschneidung führt zu Fehlern bei der Expansion und somit zu unerwünschten Effekten im expandierten Ausgangsspektrum. Dies betrifft sowohl Oberwellen als auch Intermodulationsprodukte.
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Damit ergeben sich folgende Probleme:
- a) Das Filtern von Oberwellen des Kompressor-Ausgangssignals führt zur Ausbildung von Oberwellen im expandierten Signal. Wenn die Expandierung zeitdiskret (z. B. digital) erfolgt, erscheinen die Oberwellen durch Rückfaltung im ersten Nyquistband der Abtastung. 1b zeigt ein Beispiel für die Nyquist-Zonen bzw. -Bänder 1 bis 3, wobei auf der x-Achse die Frequenz in MHz und auf der y-Achse der Leistungspegel in Dezibel Milliwatt aufgetragen sind.
- b) Eine Bandbegrenzung des Kompressor-Ausgangssignals (Filtern von Intermodulationsprodukten) führt zur Ausbildung von Intermodulationsprodukten im expandierten Signal.
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Diese Effekte erfordern, dass die analoge Eingangsbandbreite der Analog/Digital-Wandler bzw. A/D-Wandler (ADC) hinreichend groß zu wählen ist. Wird die Abtastrate hierbei nicht entsprechend angepasst, führt dies zu einer starken Verminderung der verfügbaren Dynamik durch Einfaltung von Rauschbeiträgen aus Alias-Bändern der Abtastung.
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Aus bautechnischen bzw. übertragungstechnischen Gründen, z. B. Bauteileverfügbarkeit, Leistungsbedarf, Bandbreitenbedarf bei einer Funkübertragung der digitalen Daten etc., kann die Abtastrate jedoch nicht beliebig hoch gewählt werden. Wird z. B. zwischen Kompressor und ADC eine Funkübertragung eingefügt, wächst der Bandbreitenbedarf mit der Anzahl der zu übertragenen Kanäle über praktikable Grenzen.
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Um die vom ADC zu verarbeitende Dynamik zu reduzieren, kann vor dem ADC eine veränderliche oder umschaltbare Verstärkung eingefügt werden. Das hat den Nachteil, dass die Verstärkung entsprechend dem jeweils maximal möglichen Signal vorgewählt werden muss. Wenn große Signale zu erwarten sind, wird die Verstärkung reduziert, und das Quantisierungsrauschen des ADC tritt gegenüber dem thermischen Rauschen aus dem Patienten in den Vordergrund.
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Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein Übertragungsverfahren und hiermit korrespondierende Einrichtungen zu schaffen, mittels derer die oben beschriebenen Probleme überwunden werden können.
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Die Aufgabe wird mit dem Verfahren bzw. der Vorrichtung gemäß der unabhängigen Patentansprüche gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der abhängigen Patentansprüche oder lassen sich aus der nachfolgenden Beschreibung sowie den Ausführungsbeispielen entnehmen.
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Ein Aspekt der Erfindung ist ein Übertragungsverfahren für ein Magnetresonanzsignal, wobei das Magnetresonanzsignal einem Analog-Digital-Wandler (ADC) zugeführt und von diesem digitalisiert wird, wobei das analoge Magnetresonanzsignal in seiner Amplitude vor dem Zuführen zum Analog-Digital-Wandler komprimiert und nach dem Digitalisieren durch den Analog-Digital-Wandler expandiert wird. Die Erfindung sieht vor, dass das Magnetresonanzsignal nach der Komprimierung zumindest in einem Frequenzbereich gefiltert wird. Vorzugsweise wird ein Tiefpass- oder Bandpassfilter angewendet.
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Die spektrale Bandbreite des komprimierten Signals kann wesentlich reduziert werden (z. B. von 50 MHz auf 5 MHz) bei gleichzeitiger Erfüllung der Anforderungen an Linearität und spektrale Reinheit des expandierten Signals. Dies vergrößert den System-Dynamikbereich durch Wegfall von Rauscheinfaltung.
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Die erfindungsgemäßen Maßnahmen haben zum Ziel, die Bandbreite des Kompressor-Ausgangssignals möglichst eng einzuschränken. Die Kombination von analoger Amplituden-Kompression mit der anschließenden Bandbegrenzung ermöglicht den Einsatz von ADCs mit geringer Bit-Tiefe.
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Im Vergleich zur Abtastrate des Analog-Digital-Wandlers wird die Taktrate nach der Abtastung und vor der Expansion erhöht. Vorzugsweise wird eine im Vergleich zur Abtastrate des ADC um einen Faktor 2n höhere Taktrate bzw. Datenrate für den digitalen Expander verwendet (n = 1, 2, 3, ...). Die eingangs genannten Oberwellen verbleiben somit im Basisband und können dadurch gefiltert werden.
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Ein digitales Equalizing-Filter zur Kompensation der Filterübertragungsfunktion, insbesondere im Übergangsbereich, kann zusätzlich verwendet werden.
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Eine Weiterbildung der Erfindung sieht vor, dass dem Analog-Digital-Wandler zusätzlich ein Bandpass-gefiltertes Rauschsignal zugeführt wird. Dieses so genannte Dithering Signal bewirkt ein rauschförmiges Aussteuern der LSBs der Abtastung auch bei großen Kompressor-Eingangssignalpegeln (demnach eine verminderte Kompressor-Verstärkung).
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Eine Weiterbildung der Erfindung sieht vor, dass das Expandieren mittels einer Lookup-Tabelle erfolgt. Diese kann beispielsweise nur eine Amplitudenexpansion oder aber zusätzlich eine Phasenkorrektur mit enthalten.
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Eine Weiterbildung der Erfindung sieht vor, dass das komprimierte Magnetresonanzsignal vor der Expansion leitungsgebunden übertragen wird.
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Eine Weiterbildung der Erfindung sieht vor, dass das komprimierte Magnetresonanzsignal vor der Expansion zumindest teilweise drahtlos übertragen wird.
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Ein solches Übertragungsverfahren kann demnach in Vielkanalsystemen mit drahtloser Übertragung eingesetzt werden, da die drahtlose Übertragung einer stark reduzierten Bandbreite bedarf.
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Ein weiterer Aspekt der Erfindung ist eine Spulenanordnung mit einer Spule zum Erfassen eines Magnetresonanzsignals, einem der Spule nachgeordneten Kompressor zum Komprimieren der Amplitude des Magnetresonanzsignals, einem dem Kompressor nachgeordneten Analog-Digital-Wandler und einem dem Analog-Digital-Wandler nachgeordneten Einkoppelelement zum Einkoppeln des komprimierten Magnetresonanzsignals in eine Übertragungsstrecke. Dem Kompressor ist ein Filter zur Filterung zumindest eines Frequenzbereichs des komprimierten Magnetresonanzsignals nachgeordnet. Vorzugsweise wird als solches Filter ein Tiefpass- oder Bandpassfilter eingesetzt.
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Ein weiterer Aspekt der Erfindung ist eine Erfassungsschaltung zum Erfassen eines Magnetresonanzsignals, mit einem Expander und einem dem Expander vorgeordneten Auskoppelelement zum Auskoppeln des Magnetresonanzsignals aus einer Übertragungsstrecke, dadurch gekennzeichnet, dass dem Expander eine Einheit zur Erhöhung der Taktrate vorgeordnet ist.
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Ein weiterer Aspekt der Erfindung ist eine Magnetresonanzsignalübertragungseinrichtung aufweisend eine solche Spulenanordnung und eine solche Erfassungsschaltung, die geeignet zur Durchführung des hierin beschriebenen Übertragungsverfahrens ausgebildet ist. Eine solche Magnetresonanzsignalübertragungseinrichtung kann in Vielkanalsystemen mit drahtloser Übertragung eingesetzt werden, da die drahtlose Übertragung einer stark reduzierten Bandbreite bedarf.
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Die mit Bezug auf das Verfahren angegebenen Vorteile und Ausgestaltungen gelten analog für die Spulenanordnung bzw. die Erfassungsschaltung bzw. für die Magnetresonanzsignalübertragungseinrichtung.
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Weitere Vorteile, Einzelheiten und Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit den Zeichnungen. Die aufgeführten Beispiele stellen keine Beschränkung der Erfindung dar. Es zeigen:
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1 ein Kompandersystem ohne Bandbegrenzung,
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1b ein Beispiel für die Nyquist-Zonen 1 bis 3 eines Kompressorausgangssignals, wie eingangs bereits erläutert,
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2 ein Kompandersystem mit Tiefpass-Filterung und Nyquist-Abtastung,
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3 Auswirkungen der Tiefpass-Filterung,
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4 ein Kompandersystem mit Tiefpass-Filterung und Nyquist-Abtastung,
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5 ein Kompandersystem mit Bandpass-Abtastung,
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6 ein Kompandersystem mit analoger, drahtloser Signalübertragung und
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7 ein Kompandersystem mit digitaler, drahtloser Signalübertragung.
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Gemäß 4 sind die Elemente einer Ausgestaltung eines Kompander-Systems gezeigt. Diese umfassen in Reihe geordnet ein Frontend F, einen Kompressor C, ein Low- bzw. Tiefpass-Filter LPF, einen Analog/Digital-Wandler bzw. A/D-Wandler ADC, einen sogenannten Equalizer EQU zur Frequenzgangkorrektur, eine Einheit SAM zum Up-Sampling (Datenraten-Umsetzung) und Interpolation, eine Look-Up-Tabelle LT und eine Einheit DEC zur Dezimation.
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In der Regel entstehen Oberwellen bei der Expansion von Signalen, die bei einer zeit-diskreten Abtastung in die erste Nyquist-Zone der Abtastung gefaltet werden. Das störende Einfalten ist abhängig von der Taktrate des Expanders. Die Daten- bzw. Taktrate kann nach der Abtastung, jedoch vor der Expansion z. B. durch die Einheit SAM zum Up-Sampling und zur Interpolation erhöht werden. Die Oberwellen verbleiben somit im Basisband und können vor der anschließenden Dezimation gefiltert werden.
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Dieses Vorgehen ist vorteilhaft, wenn der A/D-Wandler ADC in der Lokalspule angeordnet ist. Die Abtastrate (Sampling Rate) kann niedrig bemessen werden. Die Expansion bei hoher Taktrate geschieht auf Systemseite außerhalb der Lokalspule (z. B. nach drahtloser Datenübertragung). Der Leistungsverbrauch innerhalb der Lokalspule kann so minimiert werden.
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Bezugnehmend auf 2 entstehen bei Filterung, z. B. einer Band- oder Tiefpassfilterung, des komprimierten Signals in dem Frequenzbereich, bei dem die Filterübertragungsfunktion vom Durchlass in den Sperrbereich übergeht, durch die Expansion störende Intermodulationsprodukte. Die Auslöschung der Intermodulationsprodukte findet nicht oder nur unzureichend statt, da die korrespondierenden Spektralanteile des Kompressor-Ausgangssignals gedämpft bzw. entfernt wurden. In 1b sind Beispiele aus der Nyquist-Zone 1 bis 3 dargestellt. Diesem Effekt lässt sich mit einer Kompensation des Filter-Frequenzganges entgegenwirken.
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In 3 geben die gepunkteten Linien das resultierende Spektrum für den nicht kompensierten Fall und die durchgezogene Linie das resultierende Spektrum für den kompensierten Fall wieder.
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Ebenso kann eine vorhandene Abweichung von einem glatten Frequenzgang, ein sogenannter Ripple in der Filterübertragungsfunktion, kompensiert werden, z. B. beim Einsatz von SAW(Surface Acoustic Wave)-Filtern. Die Kompensation kann mittels eines Equalizers bzw. Equalizing-Filters im digitalen Bereich erfolgen, was in 4 angedeutet ist. Die Kompensation kann eventuell eingesetzte Frequenzgänge der Dezimations-Filter berücksichtigen. Da das Dezimationsfilter digital realisiert wird, ist die diesbezügliche Kompensation (Equalizing) reproduzierbar. Bei der Kompensation kann hierbei sowohl die Signalamplitude als auch die Signalphase berücksichtigt werden. Die Kompensation erfolgt bis zu der Frequenz, bei der die Filterdämpfung z. B. 25 dB erreicht. Die Phase sollte lediglich auf linear-Phasigkeit kompensiert werden, was eine konstante Gruppenlaufzeit bewirkt.
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Diese Maßnahmen haben zum Ziel, die Bandbreite des Kompressor-Ausgangssignals möglichst eng einzuschränken. Die Kombination von analoger Amplituden-Kompression mit der anschließenden Bandbegrenzung ermöglicht den Einsatz von ADCs mit geringer Bit-Tiefe. So reicht für die Abtastung eines 3 Tesla-MR-Signals ein aktueller 12-bit-ADC aus. Zur Abtastung der vollen Dynamik ohne Kompressor und ohne umschaltbare Verstärkung wäre hingegen ein 18-bit-ADC erforderlich.
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Mit zunehmender Aussteuerung des Kompressors nimmt dessen Verstärkung ab dem Einsatz der Kompression stetig ab. Hierdurch verringert sich auch die Rauschleistung am Eingang des ADC. Dies führt dazu, dass bei großen Signalpegeln die dem Signal überlagerte Rauschspannung nicht ausreicht, um die kleinen LSB-Stufen (LSB = least significant bit) der Abtastung auszusteuern. Es entstehen hierdurch beim Durchfahren des Dynamikbereichs unerwünschte deterministische Stufen im Ausgangssignal, und der Quantisierungsfehler ist nicht mehr stochastisch, d. h. bezüglich der Wahrscheinlichkeitsdichte und der spektralen Leistungsdichte nicht mehr gleichverteilt.
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Wie in 7 angedeutet, wird dem ADC-Eingang ein durch ein Bandpass-Filter BPF bandpass-gefiltertes Rauschsignal zugeführt, das „Dithering” genannt wird. Die spektrale Lage des Rauschbandes wird derart gewählt, dass sich dieses auch nach der Abtastung nicht mit dem Spektrum des gewünschten Empfangssignales überschneidet.
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6 zeigt eine Anordnung zur analogen, drahtlosen Übertragung eines MR-Empfangssignals. Der Mobil-Teil (Lokalspule) umfasst neben dem Lokalspulenelement ein analoges Frontend F, umfassend einen Verstärker, Mischer und Filter, den analogen Amplituden-Kompressor C, das das Signal in der Zwischenfrequenz-Ebene z. B. 3,2 MHz bei 3 Tesla verarbeitet, ein Tiefpassfilter LPF und ein Sendeelement für ein drahtlos übertragbares Funk-Signal. Das Sendeelement moduliert mittels eines Modulators M das komprimierte, tiefpass-gefilterte zwischenfrequente Signal auf einen Hochfrequenzträger des Senders TX und strahlt diesen Träger über eine Sendeantenne ab.
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Neben möglicher Amplituden- oder Einseitenband-Modulation ist vor allem Frequenzmodulation interessant, da dann mit zunehmendem Modulationsindex η = ΔF/fmod immer mehr Signal/Rausch-Gewinn (S/N) erzielt wird. ΔF ist hierbei der sogenannte Frequenzhub, also die maximale Auslenkung von der Trägerfrequenz nach oben oder unten und fmod die Modulationsfrequenz, z. B. die 3,2 MHz Zwischenfrequenz-Lage. Nach dem von J. R. Carson formulierten Zusammenhang ist die belegte Bandbreite des frequenzmodulierten Signals dann B = 2(η + 2)fmod = 2(ΔF + 2fmod).
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An dieser Stelle ist ersichtlich, dass es von Vorteil ist, wenn die Maximalfrequenz des Modulationssignals, also das Ausgangssignal des Kompressors, mittels Bandpass- oder Tiefpassfilterung begrenzt werden kann. Es sei z. B. fmod,max = 5 MHz. Die Bandbreite sei also auf ±1,8 MHz um die 3,2 MHz Zwischenfrequenz begrenzt. Mit ΔF = 50 MHz Hub hätte man einen Modulationsindex von n = 10 und eine belegte Bandbreite von B = 120 MHz. Würde man das Kompressorausgangssignal nicht Band-begrenzen, müssten so viele der nur ungeradzahligen Harmonischen mitgenommen werden, bis ihre spektralen Teilleistungen auf vernachlässigbare Werte abgefallen sind. Allein die Mitnahme von den ersten zehn Harmonischen würde fmod,max = 95 MHz bedeuten. Für den gleichen Modulationsindex, d. h. für den gleichen S/N-Gewinn, würde sich dann eine belegte Bandbreite von B = 2,28 GHz ergeben, was eine sehr hohe Trägerfrequenz erfordern würde und vor allem Mehrkanalsysteme im Frequenzmultiplexverfahren unattraktiv macht.
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Systemseitig wird das modulierte Hochfrequenzsignal mittels einer an den Eingang des Empfängers RX angeschlossenen Empfangsantenne empfangen und in einer Erfassungsschaltung demoduliert. Das Empfangssignal wird Nyquist-abgetastet. Mittels einer ersten Look-up Tabelle z. B. LT1 kann eine eventuelle Nichtlinearität des Frequenzmodulators M und Frequenzdemodulators DM kompensiert werden. Das folgende Equalizing-Filter EQU kompensiert den Frequenzgang der spulenseitigen Signalverarbeitung (analoges Tiefpass-Filter).
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Der als zweite Look-Up Tabelle z. B. LT2 ausgeführte digitale Amplituden-Expander läuft auf einer angehobenen Taktrate von 80 MS/s, um das Einfalten von entstandenen Oberwellen zu verhindern. Die beiden Look-Up Tabellen können auch in eine gemeinsame Look-Up Tabelle kombiniert werden. Nach einer Dezimationsstufe DEC stehen die Daten mit 10 MS/s zur weiteren Verarbeitung zur Verfügung.
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7 zeigt schematisch eine Anordnung zur digitalen, drahtlosen Übertragung eines MR-Empfangssignals. Der Mobil-Teil (Lokalspule) umfasst neben dem Lokalspulenelement ein analoges Frontend (Verstärker, Filter), den analogen Amplituden-Kompressor C, der das Signal in der Hochfrequenz-Ebene z. B. 123,2 MHz bei 3 T verarbeiten kann, ein Bandpassfilter BPF, einen Rauschsignal-Generator DNG, auch Dither-Noise-Generator genannt, einen A/D-Wandler ADC, eine Datenraten Dezimations-Stufe DEC und ein (Hochfrequenz-)Sendeelement TX.
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Das Bandpassfilter wird so bemessen, dass das Durchgangsfrequenzband lediglich eine Nyquist-Zone der folgenden Abtastung umspannt. Bei einer Abtastung mit 20 MS/s fällt ein 3 Tesla-MR-Empfangssignal bei 123,2 MHz in die Nyquist-Zone Nummer 13. Spektrale Signalanteile wie Rauschen, die nicht in dieses Frequenzband von 120 bis 130 MHz fallen, falten sich durch die Abtastung in das Basisband und sollten z. B. um mindestens –30 dB unterdrückt werden.
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In die Schnittstelle zwischen Kompressor und ADC wird ein spektral bandbegrenztes Rauschsignal eingespeist, genannt auch Dithering-Signal. Dieses Signal bewirkt ein rauschförmiges Aussteuern der LSBs der Abtastung auch bei großen Kompressor-Eingangssignalpegeln (demnach eine verminderte Kompressor-Verstärkung). Die spektrale Lage des Rauschsignals sollte (3 Tesla-Empfangssignal bei 123,2 MHz) derart gewählt werden, dass dieses nach der Abtastung im Basisband im Bereich 5 MHz bis 10 MHz zu liegen kommt. Das Rauschsignal wird dann vom folgenden Dezimationsfilter unterdrückt und führt zu keiner Beeinträchtigung des Empfangssignals, d. h. kein Verlust im Signal-zu-Rausch-Verhältnis. Das Rauschband kann somit in einem der Bänder FS·[n + (1/4...3/4)] liegen, solange dieser Bereich in die analoge Eingangsbandbreite des ADC fällt. Die Rauschbänder können nach der Bemessungsvorschrift zwei benachbarte Nyquist-Bänder der Abtastung zumindest zum Teil überstreichen. So kann das Bandpassfilter hinter dem Rauschgenerator DNG maximal breit ausgelegt werden. Es wird die erforderliche Rauschspannung mit minimal möglicher Rauschleistungsdichte erzeugt. Dadurch kann das Störpotential minimiert werden. Es ist ein Bereich von 25 MHz bis 35 MHz möglich.
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Nach der Abtastung (Bandpass-Unterabtastung) fällt das Empfangssignal auf 3,2 MHz. Das Signal kann nun spektral auf 0 bis 5 MHz begrenzt und anschließend auf 10 MS/s Datenraten dezimiert werden. Durch die tiefpass-begrenzende Wirkung des Dezimationsfilters wird das Rauschsignal vom Empfangssignal abgetrennt.
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Bei einer ADC Bit-Tiefe von 12 bit entsteht ein Datenstrom mit 120 Mb/s. Der folgende Hochfrequenzsender moduliert die digitalen Daten auf einen Hochfrequenzträger und strahlt diesen über eine Antenne ab. Systemseitig wird das modulierte Hochfrequenzsignal mittels einer Empfangsantenne und dem Empfänger RX empfangen und in einer Erfassungsschaltung bzw. im Demodulator des Empfängers demoduliert. Das folgende Equalizing-Filter kompensiert den Frequenzgang der spulenseitigen Signalverarbeitung durch analoges Bandpass-Filter und durch das digitale Dezimations-Filter. Der als Look-Up Tabelle LT ausgeführte digitale Amplituden-Expander läuft auf einer angehobenen Taktrate von 80 MS/s, um das Einfalten von entstandenen Oberwellen zu verhindern. Nach einer Dezimationsstufe stehen die Daten mit 10 MS/s zur weiteren Verarbeitung zur Verfügung.
