DE102009024284A1

DE102009024284A1 - Digitaler HF-Modulator mit Sigma-Delta basiertem Notch-Filter

Info

Publication number: DE102009024284A1
Application number: DE200910024284
Authority: DE
Inventors: Niklas Zimmermann; Danish Kallim; Björn Thorsten Thiel; Renato Negra; Stefan Heinen
Original assignee: Rheinisch Westlische Technische Hochschuke RWTH
Current assignee: Rheinisch Westlische Technische Hochschuke RWTH
Priority date: 2009-06-05
Filing date: 2009-06-05
Publication date: 2010-12-09

Abstract

Die Erfindung betrifft einen Sigma-Delta Modulator (10) für einen Hochfrequenz-Transmitter (11) eines Kommunikationsgerätes, insbesondere für den Mobilfunk, zur Verarbeitung eines niederfrequenten, insbesondere komplexwertigen Nutzsignals einer Zwischenfrequenz (f), das anschließend mittels mindestens einer Lokaloszillatorfrequenz (f) zu einem von dem Hochfrequenz-Transmitter (11) aussendbaren, hochfrequenten Nutzsignal einer Sendefrequenz (f) hochmischbar ist, mit zumindest einem Filter (8) und einem diesem nachgeschalteten Quantisierer (9), dessen Ausgang auf einen Eingang des Filters (8) zurückgeführt ist. Das zumindest eine Filter (8) ist als Kerbfilter derart ausgebildet, dass die Rauschübertragungsfunktion des Sigma-Delta Modulators (10) zumindest ein lokales Minimum (7) bei einer Nebenfrequenz (f, f) aufweist, die nach dem Hochmischen im Bereich oder in der Nähe eines zur Sendefrequenz (f) benachbarten Empfangsbandes (3, 4) des Kommunikationsgerätes liegt.

Description

Die Erfindung betrifft einen Sigma-Delta Modulator für einen Hochfrequenz-Transmitter eines Kommunikationsgerätes, insbesondere für den Mobilfunk, zur Verarbeitung eines niederfrequenten, insbesondere komplexwertigen, Nutzsignals einer Zwischenfrequenz, die anschließend mittels zumindest einer Lokaloszillatorfrequenz zu einem von dem Hochfrequenz-Transmitter aussendbaren, hochfrequenten Nutzsignal einer Sendefrequenz in einem Nutzbandes hochmischbar ist, mit zumindest einem Filter und einem diesem nachgeschalteten Quantisierer, dessen Ausgang auf einen Eingang des Filters zurückgeführt ist. Weiterhin betrifft die Erfindung einen Hochfrequenz-Transmitter mit einem derartigen Sigma-Delta Modulator sowie ein Verfahren zur Übertragung eines Nutzsignals mittels eines Hochfrequenz-Transmitters mit derartigem Sigma-Delta Modulator.
Anwendungsgebiet der vorliegenden Erfindung ist insbesondere der Mobilfunk, bei dem ein Mobilfunkendgeräte neben einem Sendeband, in dem ein Trägersignal mit Nutzinformationen gesendet wird, zusätzlich ein oder mehrere Empfangsbänder aufweist, in denen Nutzinformationen empfangen werden können, die aus dem Mobilfunk stammen oder über andere Kommunikationstechnologien wie WLAN (Wireless Local Area Network), GPS (Global Positioning System) oder Bluetooth an das Mobilfunkendgerät übertragen werden.
Sigma-Delta Modulatoren sind hinreichend bekannt und werden für unterschiedliche Anwendungsgebiete in der Signalübertragung verwendet, beispielsweise in der Audiosignalverarbeitung, der Messdatenverarbeitung, aber insbesondere auch für Hochfrequenzanwendungen in der Telekommunikation. Sie können auf digitaler Basis in CMOS-Technologie (Complementary Metal Oxide Semiconductor) als integrierte Schaltung gefertigt werden.
Bei Sigma-Delta Modulatoren wird ein Quantisierer zur Auflösungsreduzierung eines Signals verwendet. Der durch die Quantisierung entstehende Fehler wird auf den Eingang rückgekoppelt, von dem Eingangssignal subtrahiert und die Differenz anschließend integriert, so dass der Quantisierungsfehler fortwährend kompensiert wird. Das mittlere Ausgangssignal des Sigma-Delta Modulators gibt das mittlere Eingangssignal wieder, wobei das Spektrum des Wandlungsrauschens zu höheren Frequenzen verschoben wird. Es ergeben sich durch dieses Verfahren unterschiedliche Übertragungsfunktionen für das Nutzsignal und den Rauschanteil. Diese werden so eingestellt, dass das Nutzsignal durch den Sigma-Delta Modulator möglichst wenig verfälscht wird. Gleichzeitig wird die Rauschüberübertragungsfunktion so gewählt, dass das Rauschen bei Frequenzen oberhalb der Nutzfrequenzen liegt. Die Rauschübertragungsfunktion hat somit eine Hochpasscharakteristik. Dieses Verfahren ist unter dem Begriff „Rauschformung” oder „Noise Shaping” bekannt. Hierdurch können niederfrequente Signalanteile mit hohem Rauschabstand erfasst werden. Die höheren Frequenzen, zu denen das Rauschen verschoben wird, werden aufgrund des ungünstigen Signal-Rauschverhältnisses nicht genutzt, und können durch ein Filter entfernt werden, der analog oder digital ausgeführt sein kann, je nachdem, ob der Ausgang des Sigma-Delta Modulators analog oder digital ist. Im Falle eines digitalen Ausgangs führt dieses Filter gleichzeitig eine Abtastratenkonvertierung auf die gewünschte Ausgangsbandbreite durch.
Die einzelnen Funktionsblöcke eines Sigma-Delta Modulators können digital oder analog ausgebildet sein, je nachdem, ob eine Analog/Digital-Umsetzung (ADC), eine Digital/Analog-Umsetzung (DAC), eine Analog/Analog-Umsetzung oder eine Digital/Digital-Umsetzung, beispielsweise zur Wortbreitenreduktion benötigt wird. Die Ordnung eines Sigma-Delta Modulators wird durch die Anzahl der Integratoren bzw. die Anzahl der Gegenkopplungsschleifen charakterisiert. Je höher die Ordnung ist, umso stärker wird die Verschiebung des Rauschens und umso höhere Frequenzen können genutzt werden.
Bekannt ist der Einsatz von digitalen Sigma-Delta Modulatoren in Hochfrequenz-Sendern, die ein digitales, niederfrequentes Signal zur Rauschformung modulieren, welches anschließend mit einem Digital/Analog-Wandler in ein analoges Signal umgesetzt und mit Hilfe eines Frequenzmischers zu einer hohen Frequenz im oberen Megahertz- oder sogar Gigahertz-Bereich hochgesetzt wird. Neben dem gewünschten Nutzsignal senden Hochfrequenz-Sender auch unerwünschte Signale aus. Diese können unterteilt werden in Störsignale in Nachbarkanälen, verursacht vor allem durch Intermodulation, d. h. die Erzeugung spektraler Anteil durch Nichtlinearitäten in den Bauelementen, sowie Störsignale in benachbarten Bändern, verursacht vor allem durch Rauschen des Digital/Analog-Wandlers und des Frequenzumsetzers (Mischers).
Die maximale Größe der erlaubten unerwünschten Aussendungen ist durch den jeweiligen Funkstandard spezifiziert. Jeder Funkstandard definiert eine spektrale Emissionsmaske, die für die Signalübertragung eingehalten werden muss.
Moderne CMOS Technologien mit Strukturgrößen von 65 nm und weniger verwenden Transistoren mit extrem schlechten „analogen” Eigenschaften. Daher werden neuartige Transmitterarchitekturen verwendet, die mit möglichst wenigen analogen Funktionsblöcken auskommen. Ein Ansatz sind Transmitter, die Hochfrequenz Digital/Analog Wandler, sogenannte RF-DACs verwenden, welche die Funktionalität von Digital/Analog Wandler und Mischer in einem Funktionsblock vereinigen. 1 zeigt das Blockschaltbild eines solchen Transmitters.
In 2 ist das Prinzip des RF-DACs dargestellt. Er ist eine Kombination aus stromgesteuertem Digital/Analog Wandler und Gilbert-Mischer. Für diese Struktur werden nur digitale Schalter benötigt, jedoch keine linearen, analogen Elemente.
3 zeigt eine mögliche Implementierung des RF-DACs auf Transistorebene. Alle Transistoren müssen vor allem als schnelle Halbleiterschalter ausgebildet sein, d. h. mit Taktfrequenzen im Gigahertz-Bereich schalten können. Daher eignet sich diese Architektur hervorragend für moderne CMOS Prozesse, die für einen schnellen Digitalteil optimiert wurden.
Das Rauschen des Digital/Analog Wandlers ist bei der RF-DAC basierten Architektur besonders kritisch, da aufgrund ihrer symmetrischen Struktur keine Tiefpassfilter zum Unterdrücken unerwünschter Aussendungen (Rekonstruktionsfilter) eingesetzt werden können. Die unerwünschten Aussendungen eines RF-DAC-basierten Transmitters sind vor allem in den zur Sendefrequenz benachbarten Empfangskanälen sehr kritisch, da die unerwünschten Aussendungen die in den benachbarten Frequenzbändern übertragenen Nutzsignale nicht stören dürfen.
Um die unerwünschten Aussendungen gering zu halten, die Spezifikationen der verschiedenen Funkstandards einzuhalten und die Störung benachbarter Empfänger auf demselben Gerät, wie beispielsweise einem Mobiltelefon, zu minimieren, müssen entweder sehr performante RF-DACs, d. h. solche mit hoher Auflösung und Überabtastrate (Oversampling-Rate) eingesetzt werden, oder es werden qualitativ sehr hochwertige digitale FIR (Finite Impuls Response) Filter, welche die unerwünschten Aussendungen bei Vielfachen der Samplingrate unterdrücken sollen, oder aber auch teure und unflexible analoge Bandpassfilter, beispielsweise externe SAW-Filter benötigt, die zwischen Modulator und Antenne geschaltet werden. Dies führt zu technisch aufwändigen Architekturen und zu hohen Herstellungskosten. Keines der oben genannten RF-DAC-basierten Systeme löst das Problem, dass das Rauschen vor allem in den benachbarten Empfangsbändern minimiert wird.
Weiterhin ist bekannt, bei volldigitalen Hochfrequenz-Transmitter Bandpass Sigma-Delta Modulatoren zu verwenden. So beschreibt das US Patent US 7,061,989 B2 Kerben in die Übertragungsfunktion des Transmitters vorzusehen, um die Aussendung von Störsignalen in den benachbarten Empfangsbändern zu minimieren. Dieses Konzept ist jedoch nicht kompatibel mit einem RF-DAC, sondern benötigt einen volldigitalen Mischer und einen Bandpass Sigma-Delta Modulator, der ein hochfrequentes Digitalsignal verarbeitet und dessen Samplingrate bei einem Vielfachen der Sendefrequenz liegt, was sich sehr negativ auf die Stromaufnahme auswirkt.
Es ist daher Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Sigma-Delta Modulator für einen Hochfrequenz-Transmitter sowie einen entsprechenden Hochfrequenz-Transmitter bereitzustellen, mittels welchem das Quantisierungsrauschen der Digital/Analog Wandlung in benachbarten Empfangsbändern auf ein Minimum reduziert wird, so dass die Anforderungen an den Digital/Analog Wandler erheblich reduziert werden und zusätzliche Filtermaßnahmen sogar gänzlich entfallen können, und damit eine deutliche Kosteneinsparung gegenüber bisherigen Hochfrequenz-Transmittern möglich ist.
Diese Aufgabe wird mit den Merkmalen der unabhängigen Ansprüche 1, 10 und 12 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den jeweiligen Unteransprüchen formuliert und werden nachfolgend beschrieben.
Erfindungsgemäß wird ein Sigma-Delta Modulator für einen Hochfrequenz-Transmitter eines Kommunikationsgerätes, insbesondere für den Mobilfunk, zur Verarbeitung eines niederfrequenten, insbesondere komplexwertigen, Nutzsignals einer Zwischenfrequenz f_Z vorgeschlagen, die anschließend mittels zumindest einer Lokaloszillatorfrequenz f_L zu einem von dem Hochfrequenz-Transmitter aussendbaren, hochfrequenten Nutzsignal einer Sendefrequenz f_S hochmischbar ist, mit zumindest einem Filter und einem diesem nachgeschalteten Quantisierer, dessen Ausgang auf einen Eingang des Filters zurückgeführt ist, wobei das zumindest eine Filter als Kerbfilter derart ausgebildet ist, dass die Rauschübertragungsfunktion des Sigma-Delta Modulators mindestens ein lokales Minimum bei einer Nebenfrequenz f_N1, f_N2 aufweist, die nach dem Hochmischen im Bereich oder in der Nähe eines zur Sendefrequenz f_S benachbarten Empfangsbandes des Kommunikationsgerätes liegt.
Der Grundgedanke der vorliegenden Erfindung besteht folglich darin, zusätzliche Kerben in die Hochpasscharakteristik der Rauschübertragungsfunktion eines Sigma-Delta Modulators einzubringen. Die Signalübertragungsfunktion für das Nutzsignal besitzt hingegen eine Tiefpasscharakteristik. Dies bewirkt, dass das niederfrequente Nutzsignal nicht nur moduliert, d. h. das Rauschen zu höheren Frequenzen hin verschoben wird, sondern auch derart gefiltert wird, dass das Rauschen nach dem. Hochmischen in den benachbarten Empfangsbändern minimiert ist. Dies ermöglicht es, das Quantisierungsrauschen der Digital-Analog Wandlung in definierten, besonders kritischen Empfangsbändern effektiv zu verringern. Dadurch kann auf teure dem Mischer nachgeschaltete hochwertige digitale Filter oder unflexible analoge Bandpassfilter verzichtet werden. Weiterhin können die Anforderungen an die Auflösung und Taktfrequenz des dem Sigma-Delta Modulators nachfolgenden RF-DAC bzw. das nachgeschaltete Filter stark reduziert werden, wodurch der Hochfrequenz-Transmitter technisch einfacher und preisgünstiger wird und die einzelnen Komponenten weniger Platz benötigen, so dass der Transmitter kleiner ausgebildet werden kann.
Für Übertragungssysteme wie dem Mobilfunkstandard GSM (Global System for Mobile Communication) oder UMTS (Universal Mobile Telecommunications System), die ein sogenanntes Frequenzduplex verwenden, bei denen die Aussendung und der Empfang von Nutzdaten auf unterschiedlichen Trägerfrequenzen erfolgt, die zueinander den sogenannten Duplex-Abstand haben, damit ein Gerät gleichzeitig senden und empfangen kann, ist es von Vorteil, das Minimum in der Rauschübertragungsfunktion auf die für den Empfang in dem benachbarten Empfangsband vorgesehene Trägerfrequenz, d. h. den Duplex-Abstand zu legen, d. h. die Nebenfrequenz f_N1, f_N2 im Duplex-Abstand zur Zwischenfrequenz f_Z zu wählen. Hierdurch wird gerade ein minimales Rauschen in diesem Empfangsband gewährleistet.
In einer bevorzugten Ausführungsform ist das zumindest eine Filter als Loop-Filter ausgebildet und umfasst ein erstes Filter im Vorwärtspfad und ein zweites Filter im Rückkoppelpfad des Sigma-Delta Modulator. Diese Filter können als digitale FIR (Finite Impulse Response) oder IIR (Infinite Impuls Response) Filter ausgebildet sein. Sie definieren die Übertragungsfunktion des Sigma-Delta Modulators, so dass die Tiefpasscharakteristik bevorzugt durch geeignete Wahl der Filterkoeffizienten vorgegeben werden kann.
Entsprechend können bevorzugt die Filter und deren Filterkoeffizienten derart gewählt sein, dass die Übertragungsfunktion des Sigma-Delta Modulators ein lokales Minimum bei zumindest einer Nebenfrequenz aufweist, die nach dem Hochmischen im Bereich eines zur Sendefrequenz benachbarten Empfangsbandes des Kommunikationsgerätes liegt. Damit lässt sich der erfindungsgemäße Sigma-Delta Modulator auf besonders einfache Weise technisch realisieren.
Vorzugsweise kann das oder können die Filter und der Quantisierer digital ausgebildet sein. In dieser Ausführungsform kann er als Tiefpass Sigma-Delta Modulator ein digitales Basisbandsignal verarbeiten. Dadurch ist der Digitalteil einfacher und stromsparender zu realisieren und die Vorteile des RF-DAC Konzepts können genutzt werden. Der vorgeschlagene Sigma-Delta Modulator kann dann auf technisch einfache Weise in CMOS-Technik ausgeführt werden, ohne dass es nichtlinearer analoger elektronischer Bauteile zur Signalkonvertierung bedarf.
In einer vorteilhaften Ausbildung des Sigma-Delta Modulators kann die Nebenfrequenz f_N1, f_N2 nach dem Hochmischen an dem der Sendefrequenz f_S abgewandten Ende des eines Empfangsbandes liegen. Dies hat den Vorteil, dass mit dem Minimum in der Rauschübertragungsfunktion gleichzeitig auch das Rauschen in einem weiteren Band reduziert werden kann, das wiederum benachbart zu dem Empfangsband liegt. Weiterhin wird durch einen größeren Abstand der Nebenfrequenz f_N1, f_N2 zur Sendesignalfrequenz f_S das Rauschen im Nutzband weniger erhöht, als wenn die Nebenfrequenz f_N1, f_N2 in einem Abstand zur Sendesignalfrequenz f_S läge, der gerade dem Abstand der Mitte des benachbarten Empfangsbandes zur Mitte des Nutzbandes entspräche.
Vorzugsweise kann die Übertragungsfunktion des Sigma-Delta Modulators zwei lokale Minima aufweisen, die bei jeweils einer Nebenfrequenz f_N1, f_N2 liegen. Damit kann das Rauschen in zwei benachbarten Empfangsbändern wirkungsvoll auf ein Minimum reduziert werden.
Besonders vorteilhaft, da einfach realisierbar, ist es dabei, wenn die Nebenfrequenzen f_N1, f_N2 symmetrisch zur Sendefrequenz f_S liegen. Bei einem Nutzsignal im LTE Band IIV (Mobilfunkstandard Long Time Evolution) mit einer Sendefrequenz f_S zwischen 2,50 und 2,57 GHz kann damit das Rauschen im höher gelegenen, benachbarten LTE Empfangsband für Duplex-Betrieb zwischen 2,62 GHz und 2,69 GHz und gleichzeitig im tiefer gelegenen, benachbarten ISM Empfangsband zwischen 2,40 und 2,50 GHz effektiv reduziert werden.
Die Frequenzbänder für das Senden und das Empfangen können je nach Mobilfunkstandard unterschiedlich liegen. Beispielsweise liegt das Nutzband zum Senden eines Funksignals bei UMTS je nach Mobilfunkanbieter im Bereich zwischen 1,9203 GHz und 1,9797 GHz mit einer Breite von 9,9 MHz, wohingegen das Empfangsband im Bereich zwischen 2,1103 GHz und 2,1697 GHz mit einer Breite von 9,9 MHz liegt. Da ein Mobiltelefon insbesondere bei einer grenzüberschreitenden Benutzung dazu eingerichtet sein muss, sich in verschiedenen Mobilfunknetzen bewegen zu können und damit für das Senden/Empfangen von Signalen unterschiedlicher Mobilfunkstandards geeignet sein muss, kann das/können die Filter vorzugsweise rekonfigurierbar sein, sodass die Lage der Minima in der Übertragungsfunktion des Sigma-Delta Modulators je nach verwendetem Mobilfunkstandard entsprechend an das benachbarte Empfangsband angepasst werden können. Da im Falle eines digital ausgebildeten Sigma-Delta Modulators dessen Übertragungsfunktion über digitale FIR und IIR Filter eingestellt werden kann, kann sie über die rekonfigurierbaren Filterkoeffizienten dynamisch an die Anforderungen verschiedener spektraler Masken in Abhängigkeit des gerade verwendeten Funkstandards und der Sendefrequenz angepasst werden.
Weiterhin wird erfindungsgemäß ein Hochfrequenz-Transmitter, insbesondere für den Mobilfunk vorgeschlagen, mit einem Sigma-Delta Modulator der vorbeschriebenen Art, mit einem diesem nachgeschalteten Digital/Analog Wandler sowie mit einem Mischer zur Signalumsetzung des niederfrequenten Nutzsignals in ein zur Aussendung vorgesehenes Hochfrequenzsignal.
Der Hochfrequenz-Transmitter kann zumindest zwei programmierbare Filter-Konfigurationen mit Filterkoeffizienten für das/die Filter des Sigma-Delta Modulators umfassen, wobei die Filter-Konfigurationen in Abhängigkeit der Lage des Empfangsbandes/der Empfangsbänder wählbar sind.
Weiterhin wird erfindungsgemäß ein Verfahren zur Übertragung eines Nutzsignals mittels eines Hochfrequenz-Transmitters eines Kommunikationsgerätes, insbesondere für den Mobilfunk, vorgeschlagen, wobei der Hochfrequenz-Transmitter einen Sigma-Delta Modulator der vorbeschriebenen Art aufweist, das Nutzsignal zunächst als niederfrequentes Signal mit einer Zwischenfrequenz f_Z dem Sigma-Delta Modulator zugeführt wird, welcher das Nutzsignal moduliert und tiefpassfiltert, das Nutzsignal anschließend auf eine Sendefrequenz hochgemischt und von dem Hochfrequenz-Transmitter ausgestrahlt wird, und wobei die Tiefpassfilterung dadurch erfolgt, dass die Übertragungsfunktion des Sigma-Delta Modulators derart gewählt wird, dass sie ein lokales Minimum bei zumindest einer Nebenfrequenz f_N1, f_N2 aufweist, die nach dem Hochmischen im Bereich eines zur Sendefrequenz f_S benachbarten Empfangsbandes des Kommunikationsgerätes liegt.
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung werden nachfolgend anhand von Ausführungsbeispielen und den beigefügten Figuren beschrieben.
Es zeigen:
1: Blockschaltbild eines Transmitters mit RF-DAC
2: Schematische Darstellung des Grundprinzips eines RF-DAC
3: Mögliche Realisierung eines RF-DACs in CMOS-Technologie
4: Ausgangsspektrum eines HF-Transmitters mit herkömmlicher Sigma-Delta Modulation bei einem LTE Signal
5: Quantitativer Vergleich der Frequenzgänge des Rauschanteils bei Verwendung eines herkömmlichen und eines erfindungsgemäßen Sigma-Delta Modulators
6: Ausgangsspektrum eines HF-Transmitters mit erfindungsgemäßer Sigma-Delta Modulation bei einem LTE Signal
7: Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Sigma-Delta Modulators in rekonfigurierbarer Ausführung
1 zeigt in einem Blockschaltbild den Aufbau eines Hochfrequenz-Transmitters 11 mit zwei Sigma-Delta Modulatoren 10, die den reellen Anteil I und den komplexen Anteil Q eines niederfrequenten, komplexwertigen Nutzsignals mit der Zwischenfrequenz f_Z verarbeiten. Zur Vereinfachung wird nur der Signalpfad des reellen Signalanteils betrachtet. Das Signal wird zunächst sigma-delta moduliert, anschließend mittels des Digital/Analog Wandlers 12 des RF-DAC und eines nachfolgenden Mischers 13, der eine Lokaloszillatorfrequenz f_L eines Lokaloszillators LO verwendet, auf ein analoges Hochfrequenzsignal mit einer Signalfrequenz f_S umgesetzt, welches über einen Verstärker 14 verstärkt und eine Antenne 15 gesendet wird. Die Signalfrequenz f_S ergibt sich dabei aus der Summe der Zwischenfrequenz f_Z und der Lokaloszillatorfrequenz f_L.
4 zeigt das Ausgangsspektrum 1, d. h. die spektrale Leistungsdichte (PSD, Power Spectral Density) eines Hochfrequenz(HF)-Transmitters mit herkömmlicher Sigma-Delta Modulation, um die Anforderungen an die Auflösung des Digital/Analog Wandlers zu reduzieren, bei einem LTE (Long Time Evolution) Signal, d. h. bei einem Signal des Mobilfunkstandards LTE, welches u. a. Nutzsignale bei einer Signalfrequenz f_S, auch Trägerfrequenz genannt, in einem Nutzband bzw. Sendeband zwischen 2,50 GHz und 2,57 GHz verwendet. Das Nutzsignal erstreckt sich um die Trägerfrequenz mit variablen Bandbreiten zwischen 1,4 MHz und 20 MHz.
Das Ausgangsspektrum besteht aus einem Nutzsignalanteil 1a, das bei ca. –50 dBm ein Plateau aufweist, einem (Stör-)Signalanteil 1c, hervorgerufen durch Nichtlinearitäten der Bauelemente und die digitale Vorverarbeitung, sowie einem Rauschanteil 1b, die sich im gesamten Spektralbereich überlagern, wobei jedoch der Rauschanteil im Nutzband derart gering ist, dass das Nutzsignalanteil 1a dominiert und außerhalb des Nutzbandes der Rauschanteil 1b dominiert. Die Überlagerung von Nutzsignalanteil 1a und Rauschanteil 1b führt zu einem Spektrum 1, dass natürliche Minima etwa symmetrisch um die Trägerfrequenz bei ca. +/–60 MHz gegenüber der Trägerfrequenz aufweist.
Durch die Sigma-Delta Modulation wird das Quantisierungsrauschen des Digital/Analog-Wandlers des HF-Transmitters zu Frequenzen außerhalb des Nutzbandes, zentriert um die Trägerfrequenz, geschoben. Das erzeugte „Weit-ab-Rauschen” wird nach dem Stand der Technik anschließend mittels eines Bandpass-Filters entfernt, dessen Mitte bei der Trägerfrequenz liegt. Durch dieses Noise-Shaping können somit die unerwünschten Aussendungen sowohl im Nutzband als auch zumindest teilweise in benachbarten Empfangskanälen verringert werden.
In der Regel hat die Rauschübertragungsfunktion eines Sigma-Delta Modulators eine Übertragungsfunktion, die darauf optimiert ist, das Rauschen im Nutzband zu minimieren, um ein möglichst hohes Signal-zu-Rausch Verhältnis zu bekommen und damit eine optimale „Effective Number of Bits” (ENOB) zu erhalten.
Auf der Frequenzachse ist in 4 die Frequenzverschiebung gegenüber der Signalfrequenz f_S = 2,54 GHz aufgetragen, wobei eine Skaleneinteilung von 50 MHz gewählt ist. Im Frequenzbereich zwischen 2,62 und 2,69 GHz, d. h. entsprechend 0,8 und 1,5 × 10⁸ Hz zur Signalfrequenz auf der Frequenzachse, ist ein erstes, oberhalb des Nutzbandes benachbart liegendes Empfangsband 3 vorhanden. Dieses Empfangsband wird bei UMTS und LTE für das Frequenzduplex-Übertragungsverfahren verwendet. Ein Mobilfunkendgerät, das den Standard UMTS oder LTE verwendet, sendet folglich in dem vorgenannten Nutzband und empfängt gleichzeitig in dem genannten Empfangsband 3.
Ein weiteres Empfangsband 4 liegt benachbart unterhalb des Nutzbandes zwischen 2,4 und 2,4835 GHz, d. h. im Bereich zwischen –1,4 bis –0,565 × 10⁸ Hz gegenüber der Signalfrequenz auf der Frequenzachse. Dieses Empfangsband ist ein sogenanntes ISM-Band (Industrial Scientific, Medical Band), welches für industrielle, wissenschaftliche oder medizinische Zwecke genutzt werden kann. Unter anderem verwenden die in Mobilfunkendgeräten häufig vorhandenen Funktechnologien WLAN, nach den Standards IEEE 802.11b und IEEE 802.11g, und Bluetooth dieses ISM-Band, so dass die ausgesendeten Störsignale auch in diesem Frequenzband nicht zu groß werden dürfen, um die Kommunikation nicht zu stören.
Durch den LTE Standard sowie Anforderungen an das maximale empfangene Rauschen in einem Empfangsband, ist eine spektrale Maske 2 definiert, die zur Gewährleistung eines störungsfreien Empfangs in den benachbarten Empfangsbändern 3, 4 nicht verletzt werden darf. Die spektrale Maske 2 gibt damit eine Grenzkurve vor, unterhalb derer das spektrale Rauschen liegen muss. 4 zeigt deutlich, dass die spektrale Maske 2 mit einem herkömmlichen Sigma-Delta Modulator 10 in den benachbarten Empfangsbändern 3, 4 verletzt wird, da der Rauschanteil in diesem Bereich höher als der durch die spektrale Maske 2 vorgegebene Grenzwert ist. Die Aussendungen im benachbarten ISM-Band 4 sowie im eigenen LTE Empfangsband 3 im Duplex-Abstand sind zu groß.
5 zeigt den Frequenzgang 5 des Rauschanteils 1b nach 4 bei Verwendung eines herkömmlichen Sigma-Delta Modulators im Vergleich zu dem den Frequenzgang 6 des Rauschanteils 1b nach 6 bei Verwendung eines erfindungsgemäßen Sigma-Delta Modulators 10. Der mit der durchgezogenen Linie dargestellte Frequenzgang 5 des Rauschanteils 1b nach 4 weist ein Minimum bei der Zwischenfrequenz f_Z des niederfrequenten Signals auf. Die Zwischenfrequenz kann bei homodynen Übertragungssystemen gleich Null, bei heterodynen Übertragungssystemen von Null verschieden sein. Das Minimum gewährleistet, dass das Rauschen im Nutzband nach dem Hochmischen mit der Frequenz f_L des Lokaloszillators LO, siehe 1, d. h. bei der Signalfrequenz f_S minimiert ist. Dies führt aber gerade dazu, dass die spektrale Maske 2 gemäß 4 in den benachbarten Empfangsbändern 3, 4 verletzt wird.
Um dies zu vermeiden, ist daher die Rauschübertragungsfunktion des Sigma-Delta Modulators 10 derart modifiziert, dass der in einer strich-gepunkteten Linie in 5 dargestellte Frequenzgang 6 des Rauschens zusätzlich künstlich eingebaute Minima 7 bei Nebenfrequenzen f_N1 und f_N2 aufweist, die in einem bestimmten Abstand zur Zwischenfrequenz liegen, der gerade dem Duplex-Abstand entspricht, so dass die Minima 7 nach dem Hochmischen im Bereich der zur Signalfrequenz f_S benachbarten Empfangsbändern 3, 4 liegen. Der Duplex-Abstand kann beispielsweise zwischen 100 MHz und 150 MHz liegen. Es bleibt durch das Mischen unverändert.
Die Minima 7 erzwingen wiederrum ein höheres Rauschen im Nutzband sowie außerhalb der Empfangsbänder 3, 4, jedoch ist das Signal/Rauschverhältnis im Nutzband ausreichend groß, so dass die Verschlechterung der Rauschverhältnisse im Nutzband akzeptabel ist.
6 zeigt das Spektrum 1 eines LTE-Signals im 2.5 GHz Band (LTE Band VII) unter Verwendung eines erfindungsgemäßen Sigma-Delta Modulators 10, d. h. bei Anwendung der neuartigen Rauschformung der Sigma-Delta Übertragungsfunktion. Durch geeignetes Einfügen von Kerben in die Übertragungsfunktion des Sigma-Delta Modulators 10 wird das Rauschen in den benachbarten Empfangsbändern 3, 4 ausreichend reduziert, so dass die spektrale Maske 2 unverletzt bleibt, ohne die Auflösung, Samplingrate oder Ordnung des Modulators zu erhöhen, d. h. ohne auf technisch hochwertige und hochpreisige Komponenten zurückgreifen zu müssen. Wie in 6 ersichtlich und wie bereits angesprochen, wird dies erkauft durch höheres Rauschen 1b im Nutzband sowie bei Frequenzen außerhalb der benachbarten Empfangsbänder 3, 4, was aber aufgrund der geringeren Anforderungen in diesen Bereichen unkritisch ist.
7 zeigt ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Sigma-Delta Modulators 10 in digitaler Ausführung und mit rekonfigurierbaren Filterkoeffizienten. Der Sigma-Delta Modulator umfasst ein digitales Loop-Filter 8 und einen diesem nachgeschalteten Quantisierer 9. Eingangssignal des Sigma-Delta Modulators 10 ist ein niederfrequentes digitales Signal der Frequenz f_Z, welches durch n Bits beschrieben wird. Der Quantisierer 9 reduziert die Bitanzahl auf ein Ausgangssignal mit m Bits, wobei m kleinergleich n gilt. Dadurch entsteht ein Quantisierungsfehler. Das Ausgangssignal ist mittels Gegenkopplung auf den Eingang des Sigma-Delta Modulators 10 zurückgeführt. Das Loop-Filter 8 ist eine Zusammenfassung einzelner digitaler Filter, die je nach Ordnung des Sigma-Delta Modulators 10 in den Vor- bzw. Rückkoppelpfaden enthalten sind und aus FIR oder IIR-Filtern bestehen. Bei einem bevorzugten Sigma-Delta Modulator 10 umfasst das Loop-Filter ein erstes digitales Filter im Rückkoppelpfad und ein zweites digitales Filter im Vorwärtspfad des Sigma-Delta Modulator 10.
Erfindungsgemäß wird der Sigma-Delta Modulator so entworfen, dass seine Rauschübertragungsfunktion lokale Minima bei denjenigen Nebenfrequenzen f_N1, f_N2 aufweist, die durch das Hochmischen mit der Lokaloszillatorfrequenz f_L zu Frequenzen f_L + f_N1 und f_L + f_N2 führen, die im Bereich zur Signalfrequenz f_S benachbarter Empfangsbänder liegen. Hierzu werden die Filterkoeffizienten des Loop-Filters 8 im Sigma-Delta Modulator 10 geeignet gewählt, was auf der Grundlage eines vorgegebenen Frequenzspektrums sowie einer gewünschten Ordnung des Sigma-Delta Modulators 10 und vorgegebener Filtertypen (FIR, IIR) für die das Loop-Filter 8 softwaregestützt, beispielsweise mit Hilfe eines entsprechenden Rechenprogramms wie MATLAB^® erfolgen kann.
Der Sigma-Delta Modulator selbst kann durch Transistoren in CMOS-Technologie implementiert werden, die mindestens mit einer Taktfrequenz von einem Gigahertz schalten. Sie brauchen jedoch nicht mit einem Vielfachen der Sendefrequenz f_S getaktet zu werden, wie dies im Stand der Technik zur Erzielung eines vergleichbaren Ergebnisses nötig ist. Die CMOS Technologie stellt aus den Transistoren gebildete Addierer und Multiplizierer bereit, mittels welcher die Filter des Loop-Filters gebildet werden können und die mit den Filterkoeffizienten konfiguriert werden können.
Besonders vorteilhaft ist es, wenn das Loop-Filter 8 rekonfigurierbar ist, d. h., wenn für die unterschiedlichen Übertragungsstandards jeweils ein Satz Filterkoeffizienten hinterlegt ist bzw. eingestellt werden kann, die die Filter derart konfigurieren, dass die Minima des Sigma-Delta Modulators stets im Bereich der für diesen Standard geltenden Nachbarempfangsbänder liegen. Die hat den Vorteil, dass ein Gerät wie beispielsweise ein Mobiltelefon, beim Wechsel des Mobilfunkstandards, beispielsweise in Folge eines Wechsels in ein fremdes Mobilfunknetz, das einen anderen Mobilfunkstandrad verwendet, automatisch sein spektrales Ausgangssignal an den Mobilfunkstandard anpassen kann, so dass der Empfang von den Signalen in den benachbarten Empfangsbändern stets ungestört bleibt.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

- US 7061989 B2 [0013]

Zitierte Nicht-Patentliteratur

- IEEE 802.11b [0044]
- IEEE 802.11g [0044]

Claims

Sigma-Delta Modulator (10) für einen Hochfrequenz-Transmitter (11) eines Kommunikationsgerätes, insbesondere für den Mobilfunk, zur Verarbeitung eines niederfrequenten, insbesondere komplexwertigen, Nutzsignals einer Zwischenfrequenz (f_Z), das anschließend mittels mindestens einer Lokaloszillatorfrequenz (f_L) zu einem von dem Hochfrequenz-Transmitter (11) aussendbaren, hochfrequenten Nutzsignal einer Sendefrequenz (f_S) hochmischbar ist, mit zumindest einem Filter (8) und einem diesem nachgeschalteten Quantisierer (9), dessen Ausgang auf einen Eingang des Filters (8) zurückgeführt ist, dadurch gekennzeichnet, dass das zumindest eine Filter (8) als Kerbfilter derart ausgebildet ist, dass die Rauschübertragungsfunktion des Sigma-Delta Modulators (10) zumindest ein lokales Minimum (7) bei einer Nebenfrequenz (f_N1, f_N2) aufweist, die nach dem Hochmischen im Bereich oder in der Nähe eines zur Sendefrequenz (f_S) benachbarten Empfangsbandes (3, 4) des Kommunikationsgerätes liegt.
Sigma-Delta Modulator (10) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Nebenfrequenz (f_N1, f_N2) im Duplex-Abstand zur Zwischenfrequenz (f_Z) liegt.
Sigma-Delta Modulator (10) nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch ein erstes Filter im Vorwärtspfad und ein zweites Filter im Rückkoppelpfad des Sigma-Delta Modulators (10).
Sigma-Delta Modulator (10) nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Filter und deren Filterkoeffizienten derart gewählt sind, dass die Übertragungsfunktion des Sigma-Delta Modulators (10) ein lokales Minimum (7) bei zumindest einer Nebenfrequenz (f_N1, f_N2) aufweist, die nach dem Hochmischen im Bereich eines zur Sendefrequenz (f_S) benachbarten Empfangsbandes (3, 4) des Kommunikationsgerätes liegt.
Sigma-Delta Modulator (10) nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das/die Filter (8) und der Quantisierer (9) als Reduzierer der digitalen Wortbreite digital ausgebildet sind.
Sigma-Delta Modulator (10) nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Nebenfrequenz (f_N1, f_N2) nach dem Hochmischen an dem der Sendefrequenz (f_S) abgewandten Ende des Empfangsbandes (3, 4) liegt.
Sigma-Delta Modulator (10) nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Übertragungsfunktion zwei lokale Minima aufweist, die bei jeweils einer Nebenfrequenz (f_N1, f_N2) liegen.
Sigma-Delta Modulator (10) nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Nebenfrequenzen (f_N1, f_N2) symmetrisch zur Sendefrequenz (f_S) liegen.
Sigma-Delta Modulator nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das/die Filter rekonfigurierbar ist/sind.
Hochfrequenz-Transmitter (11), insbesondere für den Mobilfunk, mit einem Sigma-Delta Modulator (10) nach einem der vorherigen Ansprüche, mit einem diesem nachgeschalteten Digital/Analog Wandler (12) und mit einem Mischer (13) zur Signalumsetzung des niederfrequenten Nutzsignals in ein zur Aussendung vorgesehenes Hochfrequenzsignal.
Hochfrequenz-Transmitter nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass er zumindest zwei programmierbare Filter-Konfigurationen mit Filterkoeffizienten für das/die Filter des Sigma-Delta Modulators (10) umfasst, wobei die Filter-Konfigurationen in Abhängigkeit der Lage des Empfangsbandes/der Empfangsbänder (3, 4) wählbar sind.
Verfahren zur Übertragung eines Nutzsignals mittels eines Hochfrequenz-Transmitters (11) nach Anspruch 10 oder 11, der einen Sigma-Delta Modulator nach einem der Ansprüche 1 bis 9 aufweist, wobei das Nutzsignal zunächst als niederfrequentes, insbesondere komplexwertiges, Signal mit einer Zwischenfrequenz (f_Z) dem Sigma-Delta Modulator (10) zugeführt wird, welcher das Nutzsignal verarbeitet, das Nutzsignal anschließend auf eine Sendefrequenz (f_S) hochgemischt und von dem Hochfrequenz-Transmitter (11) ausgestrahlt wird, dadurch gekennzeichnet, dass die Rauschübertragungsfunktion des Sigma-Delta Modulators (10) derart gewählt wird, dass sie zumindest ein lokales Minimum (7) bei einer Nebenfrequenz (f_N1, f_N2) aufweist, die nach dem Hochmischen im Bereich oder in der Nähe eines zur Sendefrequenz (f_S) benachbarten Empfangsbandes (3, 4) des Kommunikationsgerätes liegt.
Verfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass Filterkoeffizienten des Filters als Filter-Konfigurationen in dem Hochfrequenz-Transmitter (11) programmiert werden.
Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass eine Filter-Konfigurationen zur Anpassung des Sigma-Delta Modulators an einen Mobilfunkstandard in Abhängigkeit der Lage des durch den Mobilfunkstandard definierten Empfangsbandes/der Empfangsbänder (3, 4) gewählt wird.