FR2836308A1 - Dispositif de transmission de donnees par radiofrequence - Google Patents

Abstract

Ce dispositif de transmission de données par radiofréquence, susceptible de fonctionner respectivement en réception et en transmission selon deux gammes de fréquence différentes, comporte : - un étage d'entrée, respectivement de sortie de l'onde radiofréquence, comprenant une antenne radiofréquence (8), un amplificateur (9, 10) associé à un multiplexeur (MUX, MUX2) contrôlé par un signal de contrôle numérique (C), en fonction de la fréquence du signal à recevoir, respectivement à émettre, et un mixer (M1, M4), c'est à dire un circuit à trois ports, respectivement deux ports d'entrée et un port de sortie, le port de sortie émettant un signal représentant la multiplication des deux signaux des deux ports d'entrée. - un seul oscillateur local LO, asservi par une boucle à verrouillage de phase, destinée à générer une onde porteuse selon une fréquence de travail déterminée, et dont le signal de sortie est : tout d'abord, doublé avant d'être acheminé au niveau du mixer (M1, M4) de l'étage d'entrée, respectivement de sortie; - et d'autre part, est transmis au niveau d'au moins un mixer (M2, M3) dont l'autre porte d'entrée est constituée en mode réception par le signal issu du multiplexeur (MUX), afin de générer la fréquence de travail de l'équipement, et en mode transmission par la fréquence de travail dudit équipement, le signal de sortie étant alors acheminé à l'étage de sortie;

Description

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DISPOSITIF DE TRANSMISSION DE DONNEES PAR RADIOFREQUENCE.

L'invention concerne un dispositif de transmission de données par radiofréquence, susceptible de fonctionner respectivement en réception et en transmission, selon deux gammes de fréquences différentes.

Plus particulièrement, l'objet de l'invention concerne un tel dispositif de transmission de données par radiofréquence, permettant de fonctionner indifféremment dans les bandes ISM (Industrial Scientific and Medical) à 2,45 GHz d'une part, et dans les bandes de fréquences de 868 ou 915 MHz, classiquement dévolues par les autorités de régulation européenne ou américaine pour le fonctionnement d'un certain nombre d'équipements d'autre part.

La définition de l'utilisation du spectre radiofréquence par les autorités de régulation européenne (ETSI) et américaine (FCC) prévoit l'allocation d'un certain nombre de bandes de fréquence réservées à des applications libres de plein droit, si toutefois l'équipement respecte certaines caractéristiques.

Ainsi, de tels équipements de communication sont susceptibles de pouvoir fonctionner sans licence d'utilisation pour ces bandes de fréquence. Ces caractéristiques concernent principalement la limitation de la puissance d'émission et des raies parasites, ainsi que le mode de fonctionnement des équipements (imposition d'un rapport cyclique d'émission, étalement du spectre).

Parmi ces bandes de fréquence, on distingue la bande européenne dite 868 MHz, s'étalant de 868 à 870 MHz, la bande américaine dite 915 MHz, s'étalant de 902 à 928 MHz, et une bande de fréquence située aux alentours de 2,45 GHz, dont la largeur exacte dépend simultanément des pays et de l'utilisation qui en est faite. Traditionnellement, sa largeur utilisable prise en compte s'étend néanmoins de 2,4 à 2,5 GHz.

La bande dite 2,45 GHz est traditionnellement réservée à des équipements relativement complexes, permettant des taux de transfert élevés, typiquement de IMbit/s à 10Mbit/s et trouve particulièrement son application dans les réseaux locaux sans fil à haut débit (WAN), suivant par exemple certains protocoles comme l'IEEE802. 11 et ses dérivés ou Bluetooth, ce dernier réseau faisant l'objet d'une spécification dénommée (Specification of the Bluetooth System-Core), dont la

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version actuelle est la version 1.1 de Février 2001. Traditionnellement, les équipements munis d'un interface de communication sans fil opérant dans la bande 2,45 GHz sont des équipements ouverts sur le monde extérieur, comme par exemple, l'ordinateur personnel, le téléphone mobile ou le modem câble.

Parallèlement, les bandes 868 et 915 MHz sont traditionnellement utilisées pour des équipements proposant des taux de transfert plus faibles. Les applications sont beaucoup plus diversifiées et concernent tous les équipements communiquant où le sans fil présente un intérêt, et se satisfaisant d'un taux de transfert réduit, de l'ordre d'une centaine de kbit/s au maximum. Parmi ceux-ci figurent des applications nécessitant des équipements auto-alimentés sur pile et présentant une durée de vie allant de un à plus de dix ans.

La plupart du temps, les systèmes opérant dans cette bande de fréquences fonctionnent suivant des protocoles propriétaires et propres à chacune des applications.

Ainsi que rappelé en préambule, l'objectif de la présente invention est de proposer un système de transmission de données par radiofréquence, permettant de fonctionner indifféremment dans ces deux bandes de fréquence. Or, les caractéristiques techniques relatives tant aux récepteurs qu'aux émetteurs dans ces bandes, ne sont pas identiques.

S'agissant de la bande 2,45 GHz, elle permet de mettre en oeuvre des antennes à fort gain au détriment d'une directivité importante. Cette directivité, non gênante dans les installations fixes, permet d'obtenir un bilan de liaison donné avec une sensibilité plus faible qu'avec une antenne omnidirectionnelle, et de gain moins important. Dans le cas des applications mobiles, les antennes doivent être omnidirectionnelles. Mais les portées demandées dans la pratiques sont généralement faibles, ce qui ne nécessite pas de recourir à des récepteurs à forte sensibilité. La sensibilité typique de tels récepteurs est de l'ordre de-85dBm, la norme Bluetooth quant à elle imposant une sensibilité qui doit être supérieure à-70 dBm.

Ainsi que déjà rappelé, les bandes 868 et 915 MHz sont traditionnellement utilisées par des équipements proposant des taux de transfert nettement plus faibles, puisque ceux-ci sont typiquement voisins de 30kbit/s. Comme les équipements conçus pour fonctionner dans ces deux bandes de fréquence peuvent nécessiter des portées

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sensiblement plus élevées sans avoir recours à une antenne directionnelle, la sensibilité de leur récepteur doit donc nécessairement être sensiblement meilleure.

Celle-ci doit être typiquement supérieure à-110 dBm. Le débit d'informations étant inférieur dans ces bandes, par rapport à la bande 2.45 GHz, la bande passante de bruit du récepteur s'en trouve réduite, améliorant naturellement la sensibilité.

La sensibilité d'un récepteur dépend, entre autres facteurs, de la bande passante de bruit, qui est directement liée à la largeur des filtres de réception. La sensibilité est ainsi dégradée de 10. log (BW) pour une largeur de filtre égale à BW, par rapport à un filtre théorique de 1 Hz. Pour une même modulation, plus le débit est élevé, plus les filtres sont larges. Ainsi, en considérant, d'une part, un débit de lMbit/s dans la bande 2.45 GHz et de 32 kbit/s dans les bandes 868/915 MHz, et d'autre part, une modulation identique de type GFSK avec un efficacité spectrale de 0. 8bit/Hz, la largeur nécessaire des filtres dans le premier cas est de 1250 kHz et de 40 kHz environ dans le second. Si le reste de la structure des deux récepteurs est identique, la différence de sensibilité due aux filtres de réception sera de 10. 1og (1250 kHz)- 10. 1og (40kHz) = 15 dB environ.

Un récepteur à 2.45GHz ayant une sensibilité de-85 dB pour un signal de IMbit/s, pourra donc théoriquement avoir une sensibilité de 15 dB meilleure, soit-100 dB, pour un signal à 32 kbit/s. Si l'on cherche à avoir une sensibilité de-110 dB, à 868/915 MHz, la structure du récepteur doit donc présenter un facteur de bruit global meilleur de 10 dB, pour améliorer d'autant la sensibilité.

Le besoin grandissant de rendre communiquant de plus en plus d'équipements rend souvent nécessaire l'ouverture vers l'extérieure des réseaux locaux ainsi constitués.

Il devient ainsi possible de connaître ou de modifier l'état de chaque équipement raccordé au réseau. Ceci se fait naturellement avec les équipements munis d'interface de communication à 2, 45GHz, puisque ces équipements possèdent la plupart du temps une liaison de type WAN (Wide Area Network) de type réseau téléphonique commuté, ADSL, GSM, Câble etc...

Ce n'est par contre par le cas des équipements opérant dans les bandes 868/915 MHz, il faut donc leur adjoindre des solutions spécifiques permettant de les relier à une liaison de type WAN.

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Parmi les solutions développées à ce jour pour permettre une telle ouverture, il a été proposé de mettre en oeuvre une passerelle dédiée. Il s'agit typiquement d'une passerelle comportant d'une part un récepteur radiofréquence fonctionnant dans les bandes 868/915 MHz, et d'autre part, un modem téléphonique. Cette solution consistant à mettre en oeuvre une passerelle téléphonique dédiée, présente un certain nombre d'inconvénients parmi lesquels on peut citer : - d'une part, le fait que le risque est relativement important que deux passerelles soient incompatibles entre elles. Attendu que chaque application nécessite sa propre infrastructure, lesdites passerelles vont cohabiter lorsque plusieurs réseaux fonctionnent simultanément. Par exemple, un système d'alarme dans une habitation nécessite une centrale en liaison avec une société de gardiennage, via le réseau téléphonique. Si la même habitation est équipée d'un système de télé médecine, impliquant une liaison avec un centre de surveillance médical, les deux passerelles téléphoniques-radio doivent cohabiter, alors qu'il y a peu de chance qu'ils utilisent des protocoles radio autorisant cette cohabitation ; d'autre part, certains services pouvant être apportés par ces réseaux de communication sans fil ne sont pas directement perceptibles par le particulier, qui va généralement alors être réfractaire à l'installation d'une passerelle dédiée.

C'est par exemple le cas des services liés à la gestion d'énergie, ou l'intérêt de rendre communicant des équipements, par exemple compteurs d'énergie, réside surtout chez les distributeurs d'énergie, et non pas chez le particulier- utilisateur. Dans une telle hypothèse, l'utilisateur accepte difficilement la mise en place d'une passerelle dédiée chez lui, s'il n'en tire aucune utilité directe.

Il est également possible d'utiliser les équipements opérant dans la bande de 2,45 GHz, qui sont quasi systématiquement ouverts vers l'extérieur via différentes liaisons WAN, en leur adjoignant un second récepteur, susceptible de fonctionner dans la bande 868/915 MHz et l'autre dans la bande 2,45 GHz. Cette solution n'est néanmoins pas retenue, dans la mesure où les équipements opérant dans la bande 2,45 GHz véhiculent des informations autorisant des services à forte valeur ajoutée pour l'utilisateur. Les concepteurs de tels équipements ne voient aucun avantage à rajouter un second récepteur pour les bandes 868/915 MHz, dans la mesure où si certes, celui-ci permettrait d'étendre les possibilités des équipements, les services offerts en relation avec ceux-ci n'auraient aucun rapport avec leur finalité initiale.

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Une autre solution technique consiste dans la mise en place d'un récepteur à bande très large, susceptible d'opérer sur une très large gamme de fréquences. Cependant, il n'existe pas de technique connue à ce jour permettant de concevoir un récepteur couvrant les bandes 868/915 MHz et 2,45 GHz, et respectant parallèlement les contraintes inhérentes à la première, c'est à dire à une très bonne sensibilité.

L'invention se propose de réaliser un émetteur récepteur conforme à l'architecture très similaire à celle généralement utilisée pour les émetteurs/récepteurs 2,45 GHz, et d'y introduire des modifications telles qu'il puisse également opérer dans les bandes 868/915 MHz, tout en respectant les contraintes de performance inhérentes à ces bandes.

La difficulté essentielle à surmonter réside dans l'éloignement des deux bandes de fréquence. L'invention se propose de surmonter cette difficulté.

Ainsi, l'invention vise-t-elle un dispositif de transmission de données par radiofréquence, susceptible de fonctionner respectivement en réception et en transmission selon deux gammes de fréquence différentes, et se caractérise en ce qu'il comporte : - un étage d'entrée, respectivement de sortie de l'onde radiofréquence, comprenant une antenne radiofréquence, un amplificateur associé à un multiplexeur contrôlé par un signal de contrôle numérique, en fonction de la fréquence du signal à recevoir, respectivement à émettre, et un mixer, c'est à dire un circuit à trois ports, respectivement deux ports d'entrée et un port de sortie, le port de sortie émettant un signal représentant la multiplication des deux signaux des deux ports d'entrée.

- un seul oscillateur local, asservi par une boucle à verrouillage de phase, destinée à générer une onde porteuse selon une fréquence de travail déterminée, et dont le signal de sortie est : - tout d'abord, doublé avant d'être acheminé au niveau du mixer de l'étage d'entrée, respectivement de sortie ; et d'autre part, est transmis au niveau d'un mixer dont l'autre porte d'entrée est constituée en mode réception par le signal issu du multiplexeur, afin de générer la fréquence de travail de l'équipement ; et en mode transmission par la fréquence de travail dudit équipement, le signal de sortie étant alors acheminé à l'étage de sortie ;

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On conçoit donc que fondamentalement, le dispositif de transmission de données conforme à l'invention repose sur la mise en place d'un seul d'oscillateur local basé sur une boucle à verrouillage de phase, en combinant le signal produit par cet oscillateur local avec l'étage d'entrée et de sortie.

Cet oscillateur local est donc constitué d'une boucle à verrouillage de phase, dont la fréquence de référence est obtenue à partir d'un Quartz. Cette boucle à verrouillage de phase asservit un VCO (Voltage Control Oscillator pour ou Oscillateur Contrôlé en Tension), en lui appliquant une tension proportionnelle à l'erreur de phase existant entre une fréquence de référence, déterminée par le quartz, et la phase dudit VCO, et divisée par un diviseur de fréquence.

Cette tension d'erreur est préalablement filtré par un filtre dénommé filtre de boucle . Les caractéristiques dudit filtre conditionne le fonctionnement dynamique de la boucle de verrouillage de phase. Le VCO se trouve ainsi verrouillé sur une fréquence correspondant à la fréquence de référence multipliée par le rapport de division du diviseur.

Selon l'invention, l'étage d'entrée est muni en sortie du mixer d'un filtre passe-bas destiné à éviter la propagation des signaux inutiles, susceptibles de requérir de l'énergie supplémentaire. Corollairement, l'étage de sortie est muni d'un filtre passehaut pour les mêmes raisons. En effet la multiplication analogique des signaux d'entrée par un mixeur provoque sur son port de sortie deux signaux principaux, dont les fréquences correspondent à la somme et à la différence des fréquences des signaux présents sur les ports d'entrée. L'invention nécessite donc d'éliminer le produit de mixage correspondant à la somme, respectivement la différence, des signaux selon que le dispositif opère en réception, respectivement en émission, grâce à un filtre passe-bas, respectivement passe-haut.

En outre et selon une caractéristique avantageuse de l'invention, en mode réception, l'oscillateur local fonctionne à une fréquence deux fois supérieure, ladite fréquence ainsi doublée étant envoyée au mixer de l'étage d'entrée, et corollairement, le signal issu de l'oscillateur local subit un traitement au niveau d'un diviseur de fréquence numérique, susceptible de générer deux signaux en quadrature de phase : - l'un acheminé au niveau d'un autre mixer, dont l'autre port d'entrée est constituée par le signal de sortie du multiplexer de l'étage d'entrée, le signal de mixage résultant étant filtré par un filtre passe-bande puis numérisé,

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- l'autre, donc en quadrature par rapport au premier, étant acheminé au niveau d'un second mixer, dont l'autre port d'entrée est également constitué par le signal du multiplexer, avant d'être filtré par un filtre passe-bande, puis numérisé.

De la sorte, l'équipement reçoit deux signaux numériques en quadrature.

Parallèlement, en mode émetteur, l'équipement émet des signaux en quadrature, le premier est converti en analogique, constituant le signal d'entrée d'un premier mixer, dont le deuxième port d'entrée est constituée par le signal émanant de l'oscillateur local, et soumis au traitement d'un diviseur à fréquence numérique, le second étant également converti en analogique, et constituant le signal du premier port d'entrée d'un second mixer, dont le deuxième port d'entrée est constitué par le signal émis en quadrature par l'oscillateur local après traitement par ledit diviseur de fréquence numérique, les signaux respectifs du port de sortie desdits premiers et deuxièmes mixers étant sommés au niveau d'un sommateur, le signal en résultant étant alors introduit au niveau de l'étage de sortie.

Ce montage avantageux permet de réaliser un traitement mathématique du signal modulé en réception, et du signal modulé en transmission, et offre plus de souplesse qu'un traitement par voie analogique, puisque tout le traitement suivant, respectivement précédant, les convertisseurs analogique-numérique, respectivement, numérique-analogique, en mode réception, respectivement, émission, peut être effectué par un dispositif de traitement du signal entièrement numérique.

La manière dont l'invention peut être réalisée et les avantages qui en découlent ressortiront mieux des exemples de réalisation qui suivent, donnés à titre indicatif et non limitatif, à l'appui des figures annexées.

La figure 1 est une vue schématique d'un oscillateur local.

La figure 2 est une représentation schématique d'un oscillateur local perfectionné.

La figure 3 est une représentation schématique d'une première forme de réalisation du dispositif de transmission conforme à l'invention, en mode récepteur.

La figure 4 est une vue analogue à la figure 3, mais en mode émetteur.

La figure 5 est une représentation schématique d'une autre forme de réalisation du dispositif conforme à l'invention en mode récepteur.

La figure 6 est une vue analogue à la figure 5, en mode émetteur.

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Comme on l'aura compris, l'invention trouve tout naturellement son application pour les bandes de fréquence respectivement de 2,45 GHz et de 868/915 MHz. Par voie de conséquence, la description qui suit va l'être en relation avec ces deux bandes de fréquence distinctes.

Pour autant, elle ne saura être limitative à ces seules bandes de fréquences et que, elle trouve tout naturellement son application à des dispositifs de transmission et de réception susceptibles de fonctionner selon d'autres gammes de fréquences différentes.

Il va être tout d'abord décrit un oscillateur local du type de celui mis en oeuvre dans la présente invention et ce, en relation avec la figure 1.

Cet oscillateur local met en oeuvre une boucle à verrouillage de phase, afin de générer la porteuse correspondant à la fréquence de travail de l'équipement en question, tant en mode émission que réception. Cette boucle à verrouillage de phase est asservie à un VCO en lui appliquant une tension proportionnelle à l'erreur de phase existant entre une fréquence de référence générée par un quartz (2) et la phase dudit VCO, divisée par un diviseur de fréquence (3). Comme déjà indiqué, cette tension d'erreur est préalablement filtrée par un filtre dénommé filtre de boucle (4). L'erreur de phase existant entre la fréquence de référence et la fréquence dudit VCO est déterminée par un comparateur de phases (5).

Le VCO se trouve ainsi verrouillé sur une fréquence correspondant à la fréquence de référence fret multiplié par le rapport de division du diviseur (3). La fréquence de

fonctionnement du VCO est donnée par la relation fyoc = N x fRp. La résolution de la RF boucle à verrouillage de phase est également fRp, c'est à dire que le pas minimum de variation de fyco en changeant N est égal à fREF. Comme on l'a dit, la fréquence de référence est obtenue à partir d'un quartz très stable, de sorte que la fréquence synthétisée possède la même stabilité que le Quartz. Cependant, si le rapport de division peut être programmable sur une large plage, ce n'est pas le cas du VCO. Il est en effet délicat de concevoir un VCO couvrant plus d'une octave, soit de fmin à fmax = 2x fmin, ou finn et sont respectivement les fréquences minimum et maximum du VCO.

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L'invention permet la réalisation des parties émission et réception à l'aide d'un seul VCO, en tirant partie de certaines caractéristiques des bandes 868 et 915 MHz d'une part, et 2,45 GHz d'autre part.

En l'espèce, ce VCO fonctionne dans une gamme de fréquence minimum s'étendant au moins de fin = 795 MHz à fmax = 920 MHz. Cette plage minimum permet de couvrir toutes les bandes devant être reçues, suivant les conditions exprimées par la suite. Par rapport à la fréquence centrale de (920+795) /2 = 857,5 MHz, l'excursion maximum demandée est de 7,2%. Cette plage est donc extrêmement faible rendant possible de réaliser l'invention avec un VCO à faible bruit de phase. Ceci permet d'être compatible avec certaines utilisations spécifiques de la bande 868 MHz, imposant des contraintes sur la puissance dans le canal adjacent et donc sur le bruit de phase du VCO.

La boucle à verrouillage de phase est de type fractionnaire, de telle sorte à pouvoir disposer d'un pas de résolution très fin. A cet effet, on fait appel à un modulateur du type sigma-delta (EA) (11). Il est rappelé qu'un tel modulateur ZA fournit une sortie numérique variant d'une manière quasi aléatoire entre 0 et 1, et dont la valeur moyenne est égale à la valeur d'entrée dudit modulateur. Dans ce type de boucle à verrouillage de phase, la valeur d'entrée du modulateur est un mot représentant le rapport de division. La sortie du VCO est toujours fo = N X FREF mais Nf est maintenant un nombre fractionnaire fixé par le mot de programmation du modulateur. Il est possible d'obtenir une résolution de l'oscillateur local très fine, directement dépendante de la résolution du modulateur SA, ce qui permet d'arriver aisément à un pas inférieur à 1 kHz. Ce faisant, on dispose d'un pas de résolution de l'ordre de 1 kHz, pour pouvoir être compatible avec certains modes d'opération dans la bande 868 MHz, imposant une canalisation de la transmission à 25 kHz, et une précision sur la fréquence centrale très stricte.

On a ainsi représenté au sein de la figure 2, la mise en oeuvre d'une telle boucle à verrouillage de phase, ainsi modifiée.

Dans cette hypothèse, le diviseur (6) peut imposer un rapport de division N ou N+ 1. Ce rapport de division dépend de la sortie du modulateur SA, et par exemple N lorsque la sortie vaut 0, et N+1 lorsque la sortie vaut 1.

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La description qui précède n'est nullement limitative de l'invention. Tout système permettant d'obtenir une finesse de résolution élevée, et notamment une DDS (Direct Digital Synthesizer) peut être employée.

Le signal ainsi généré par la boucle à verrouillage de phase asservissant le VCO constitue l'oscillateur local, référencé (10) dans les figures suivantes.

On a représenté en relation avec la figure 3, un dispositif conforme à l'invention, fonctionnant en mode récepteur, selon une première forme de réalisation.

Dans celle-ci, le signal issu de l'oscillateur local est doublé, au moyen d'un multiplicateur de fréquences numérique (DFM) (7), ce qui permet d'obtenir une fréquence variant entre 1590 à 1840 MHz.

Parallèlement, le signal radiofréquence de réception de fréquence frf est capté par l'antenne (8), ce signal pouvant être soit situé soit dans la bande de 2,45 GHz, soit dans la bande 868/915 MHz.

Le signal issu de l'antenne (8) est amplifié au moyen d'un amplificateur faible bruit LNA (9). Cet amplificateur est à large bande, s'étendant de 850 MHz à 2,5 GHz.

Le signal issu de l'amplificateur (9) est dirigé soit sur un premier mixeur (Ml) recevant sur l'autre port d'entrée le signal issu du multiplicateur de fréquences numérique (7), soit sur l'entrée d'un multiplexer (MUX) à deux entrées.

La seconde entrée de ce multiplexer (MUX) reçoit le signal de sortie du mixer (Ml).

Ce multiplexer (MUX) est piloté par un signal de contrôle numérique (C) en fonction de la bande du signal à recevoir à savoir 868/915 MHz ou 2,45 GHz.

Le signal de sortie du multiplexer (MUX) arrive sur un second mixer (M2t recevant sur son autre port d'entrée le signal de sortie de l'oscillateur local. Le signal de sortie issu du mixer (M2) est dénommé fréquence intermédiaire (F, f) et est bien évidemment analogique. Ce signal est ensuite traité par l'équipement intégrant ce récepteur.

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Dans l'hypothèse où ce récepteur fonctionne sur la bande 2,45 GHz, il fonctionne de la manière suivante. Le contrôle (C) du multiplicateur (MUX) dirige la sortie du mixer Ml sur l'un des ports d'entrée du mixer (M2). Au niveau de mixer (Ml), les deux signaux incidents sont donc constitués par le signal radiofréquence de fréquence F porté par l'antenne et amplifié, et celui issu du multiplicateur de fréquences numérique de fréquence zoo En sortie du mixer (Ml), on retrouve deux signaux superposés de fréquence frf + 2f,o et frf - 2o Avantageusement, et ainsi qu'il sera décrit plus en détail en relation avec la figure 5, la somme des deux fréquences est limitée par un filtre passe-bas, seul le signal dont la fréquence est frf - 2fLO étant pris en considération.

Le mixer (M2) reçoit sur son autre port d'entrée, ainsi que déjà dit, le sortie de l'oscillateur local de fréquence f. De fait, le signal de fréquence issu du mixer (M2) f, est égal frf - 2f10 - f10 = frf - 3 f10.

On admet un découpage de la bande 2,45 GHz en canaux de 1MHz pour les besoins d'explication, sans que ce soit limitatif pour l'invention. Dans le cas général, au canal N correspond donc la fréquence frf = 2400 + N MHz. L'on suppose que fo soit ajusté, préférablement suivant le moyen présenté en figure 2, sur la fréquence

[2400/3-fj/3 + (N/3)] MHz. En sortie du mixer M2, on retrouve donc systématiquement une fréquence Fif fixe, quel que soit le canal sélectionné. En effet la sortie de M2 est égale à frf - 3 O, avec frf = 2400 + N et fl, = 2400/3-fil3 + (N/3) soit Fop, quel que soit N. Fif est une fréquence intermédiaire basse (low IF) à partir de laquelle le traitement des données en numérique sera effectué. Pour que l'ensemble dudit traitement puisse être intégré sur un même circuit, elle doit être le plus basse possible. En contrepartie, elle doit être assez élevée pour pouvoir passer correctement le spectre du signal modulé.

Ainsi que déjà énoncé, ce spectre est toujours plus élevé dans la bande de 2,45GHz, puisque cette bande de fréquences est destinée à transmettre des signaux au débit élevé. Dans le cas de la norme Bluetooth version 1. 1, les canaux étant de IMT ! Z, la fréquence intermédiaire doit être de l'ordre de 10MHz.

En fixant, par exemple, of à 8MHz, la sortie du VCO est réglée sur [797 + (N+1)/3] MHz, où N est le numéro du canal à recevoir. En fonction du canal à recevoir, la fréquence de sortie programmée du VCO est entière ou fractionnaire. Dans ce cas, la résolution de la boucle à verrouillage de phase doit être supérieure à la tolérance

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maximum imposée par la norme de transmission dans la bande de 2,45GHz. C'est pour cette raison qu'il a été fait appel à une boucle à verrouillage de phase fractionnaire permettant une résolution de l'ordre de 1kHz. Dans le cas de la norme Bluetooth, la tolérance maximale sur la fréquence est de 75 kHz, donc nettement plus importante que la résolution de la boucle à verrouillage de phase. Dans le cas où le premier canal de la bande 2 400 MHz doit être sélectionné, la boucle à verrouillage de phase est ajustée sur (797+1/3) MHz, soit 797.333 MHz. Dans le cas où le centième et dernier canal de la bande doit être sélectionné, la boucle à verrouillage de phase doit être ajustée sur (797+101/3) = 830,666 MHz. Quel que soit le canal sélectionné, l'erreur maximale avec une boucle à verrouillage de phase offrant une résolution de IkHz est de 333 Hz, soit nettement inférieure à toute spécification existante.

Dans l'hypothèse où le signal devant être reçu par le récepteur est situé dans la bande 868/915 MHz, le contrôle (C) du multiplexer (MUX) oriente directement la sortie de l'amplificateur LNA (9) sur l'entrée du mixer (M2). Dans ce cas, la boucle de verrouillage de phase est ajustée pour que fif soit toujours égale à la valeur préétablie pour le fonctionnement à 2,45GHz soit environ 10MHz.

En reprenant l'exemple d'une fréquence intermédiaire à 8MHz, l'oscillateur local doit donc être ajusté à ff-fif soit de 860 à 920 MHz pour le haut de la bande 915 MHz se situant à 928 MHz.

En résumé, un seul oscillateur local couvrant une bande très étroite fm, = 795 MHz à finaux = 920 MHz, permet au récepteur de couvrir toutes les bandes de fréquences souhaitées.

Le fonctionnement en mode émetteur est sensiblement équivalent et représenté au sein de la figure 4.

Dans cette hypothèse, le signal de fréquence intermédiaire fif est issu de l'équipement, et acheminé à un port d'entrée d'un mixer (M3), dont l'autre port d'entrée est constitué par le signal de sortie de l'oscillateur local.

Le signal issu du mixer (M3) est alors acheminé, soit directement au niveau du multiplexer (MUX2) de l'étage de sortie, également piloté par un signal de contrôle numérique (C), fonction de la bande du signal à émettre, dans l'hypothèse d'une

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émission dans la bande 868/915 MHz, soit constitue l'un des ports d'entrée d'un mixer (M4), dont l'autre port d'entrée est constitué par le signal doublé de la fréquence de sortie de l'oscillateur local, au moyen du multiplicateur de fréquences numérique (7).

Le signal de sortie du mixer (M4) est filtré au moyen d'un filtre passe-haut (HPF), puis acheminé au niveau du multiplexeur (MUX2), donc dans l'hypothèse de l'émission dans la bande de 2,45 GHz. En tout état de cause, le signal issu du multiplexer (MUX2) subit une amplification au moyen d'un amplificateur de puissance (10) avant d'être acheminé à l'antenne émettrice (8).

Selon une forme de réalisation avantageuse représentée en relation avec les figures 5 et 6, il est possible d'optimiser le fonctionnement du dispositif décrit précédemment.

Il s'avère en effet avantageux de bénéficier en fréquence intermédiaire de deux signaux en opposition de phase, respectivement dénommées 1 (In-phase) et Q (Quadrature). La présence de ces deux signaux en opposition de phase permet de réaliser un traitement mathématique du signal modulé en réception, ou modulant en émission, et offre davantage de souplesse qu'un traitement purement analogique, tel que celui résultant des figures 3 et 4.

Cependant, la précision de ce traitement est lié à celle de la quadrature des signaux, c'est à dire la précision de leur déphasage, qui doit être le plus proche possible de 90 . On utilise traditionnellement un procédé visant à générer une fréquence double de celle souhaitée, puis d'utiliser un diviseur de fréquence numérique basée sur des bascules flip-flop. La précision de la quadrature des signaux ainsi obtenus dépend ainsi principalement de la vitesse de commutation des bascules et peut donc être relativement maîtrisée. Parallèlement, la mise en oeuvre d'un diviseur numérique de fréquence (DFD) est traditionnellement plus simple qu'un multiplicateur numérique, du type de celui mis en oeuvre en relation avec les figures 3 et 4.

Dans cette hypothèse, l'oscillateur local génère une fréquence double de celle souhaitée, et peut être directement utilisé comme entrée du mixer (Ml) de l'étage d'entrée, ou (M4) de l'étage de sortie, fonction du mode réception ou émission.

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Ainsi, si l'on reprend le mode réception, l'étage d'entrée est sensiblement équivalent à celui décrit en relation avec les figures 3, à la différence cependant près que l'on a introduit un filtre passe-bas (LPFI) en sortie du mixer (Ml). Il est rappelé que dans cette hypothèse, l'un des ports d'entrée du mixer Ml est constitué par un signal de fréquence doublée de l'oscillateur local.

Selon cette configuration, le mixer (M2) est remplacé par deux mixers, respectivement (M21) et (M22), recevant chacun sur un port le signal issu du multiplexer (MUX) et sur l'autre port, le signal issu du diviseur de fréquence (DFD). les deux signaux de sortie respectivement des mixeurs (M21) et (M22) sont deux signaux en quadrature, sur la même fréquence intermédiaire, quelle que soit la bande ou le canal de ladite bande à recevoir.

En sortie de ces mixeurs (M21) et (M22), sont respectivement montés des filtres passe-bandes complexes (BPFI) et (BPF2), suivis de convertisseurs Et passe-bandes (ADC1) et (ADC2), fournissant deux signaux I et Q numériques.

Les filtres passe-bandes (BPF1) et (BPF2) ont une largeur de bande commutable, en fonction de la fréquence d'opération. Ainsi, lorsque le circuit opère dans la bande 868/945 MHz, ils offrent une bande passante de l'ordre de 50 kHz, alors que dans la bande 2,45 GHz, la bande passante typique est de l'ordre de 800 kHz.

Ainsi, le montage représenté en figure 5 permet de numériser rapidement les signaux. Tout le reste du traitement d'information s'effectue donc sous forme numérique. Ce faisant, il permet d'effectuer tout le traitement en bande de base en numérique et ce, quelle que soit la bande utilisée.

Un principe sensiblement identique est utilisé en mode émetteur. L'émission utilise également le même oscillateur local qu'en mode récepteur. Le traitement effectué en bande de base fournit deux signaux numériques en quadrature 1 et Q, convertis en analogique par les convertisseurs numériques et analogiques (DAC1) et (DAC2) (figure 6). Les sorties de (DAC1) et (DAC2) arrivent respectivement sur deux mixers (M31) et (M32), dont l'autre port d'entrée reçoit le signal issu de l'oscillateur local en quadrature, suite au traitement par le diviseur de fréquence numérique (DFD). Les sorties des mixers (M31) et (M32) sont combinés au moyen d'un sommateur (2 :) permettant de disposer d'un signal analogique à bande unique.

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Dans l'hypothèse où l'équipement doit opérer dans la bande 868/915 MHz, la sortie du sommateur (E) arrive directement sur le multiplexer (MUX2), toujours contrôlé par le même signal (C) qu'en réception, le signal de sortie du multiplexer (MUX2) arrivant directement sur l'amplificateur de puissance (PA), où il atteint le niveau de puissance désiré.

En revanche, dans le cas où l'équipement opère dans la bande 2,45 GHz, le signal issu du sommateur (X) est alors mixé par un mixer (M4) au niveau de l'étage de sortie, avec le signal de sortie de l'oscillateur local opérant à la fréquence double de celle appliquée sur les mixers (M31) et (M32).

La sortie du mixer (M4) est filtrée par un filtre passe-haut (HPF), éliminant le produit de mixage correspondant à la différence des fréquences et ne retenant que celui correspondant à la somme.

La sortie du filtre passe-haut arrive sur l'autre entrée du multiplexer (MUX2).

Si l'oscillateur local est ajusté sur la même fréquence que décrite dans la partie réception, et si les signaux I et Q utilisés pour l'émission sont à la même fréquence qu'en réception, on retrouve alors bien en sortie des signaux de fréquence désirée.

On conçoit tout l'intérêt de la présente invention.

Tout d'abord, le dispositif décrit permet l'utilisation d'un circuit de communication à double fréquences prévu par la bande 2,45 GHz, son utilisation dans les bandes 868/915 MHz permettant ainsi de faire bénéficier aux équipements fonctionnant dans celle-ci des possibilités d'ouvertures sur le monde extérieur, qu'offrent traditionnellement les équipements utilisant la bande 2,45 GHz.

Parallèlement, elle accroît l'intérêt des équipements fonctionnant dans la bande 2,45 GHz, en leur permettant avec très peu de modifications d'accéder à la multitude d'équipements fonctionnant dans les bandes 868 et 915 MHz.

Enfin, elle respecte les caractéristiques techniques des récepteurs utilisés respectivement dans les bandes 2,45 GHz et 868/915 MHz, où les produits ont généralement une sensibilité nettement plus faibles que les seconds. Telle que présentée figure 5, lorsque le récepteur opère dans la bande 2.45 GHz, la chaîne de

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réception utilise un mixeur (Ml) et un filtre (LPFI) qui ne sont pas utilisés dans le cas où le circuit opère dans la bande 868/915 MHz. Ml et LPF1 vont dégrader le facteur de bruit global du récepteur lorsqu'il fonctionne en 2.45 GHz. Le facteur de bruit de chaîne de réception, lorsque le circuit opère en 868/915 MHz, dépend grandement de l'amplificateur du LNA, qui sera donc optimisé pour présenter une figure de bruit faible et un gain élevé vers 900 MHz, au détriment de la figure de bruit à 2.45 GHz. La dégradation du facteur de bruit à 2.45 GHz due à Ml, LPF1 et les meilleures caractéristiques du LNA à 900 MHz permettent de gagner 10dB lorsque le dispositif présenté fonctionne dans les bandes 868/915 MHz.

Claims (6)

1. REVENDICATIONS 1. Dispositif de transmission de données par radiofréquence, susceptible de fonctionner respectivement en réception et en transmission selon deux gammes de fréquence différentes, caractérisé en ce qu'il comporte : - un étage d'entrée, respectivement de sortie de l'onde radiofréquence, comprenant une antenne radiofréquence (8), un amplificateur (9, 10) associé à un multiplexeur (MUX, MUX2) contrôlé par un signal de contrôle numérique (C), en fonction de la fréquence du signal à recevoir, respectivement à émettre, et un mixer (Ml, M4), c'est à dire un circuit à trois ports, respectivement deux ports d'entrée et un port de sortie, le port de sortie émettant un signal représentant la multiplication des deux signaux des deux ports d'entrée.

   - un seul oscillateur local LO, asservi par une boucle à verrouillage de phase, destinée à générer une onde porteuse selon une fréquence de travail déterminée, et dont le signal de sortie est : - tout d'abord, doublé avant d'être acheminé au niveau du mixer (Ml, M4) de l'étage d'entrée, respectivement de sortie ; et d'autre part, est transmis au niveau d'au moins un mixer (M2, M3) dont l'autre porte d'entrée est constituée en mode réception par le signal issu du multiplexeur (MUX), afin de générer la fréquence de travail de l'équipement, et en mode transmission par la fréquence de travail dudit équipement, le signal de sortie étant alors acheminé à l'étage de sortie.
2. 2. Dispositif de transmission de données par radiofréquence selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'oscillateur local est constitué d'une boucle à verrouillage de phase asservissant un oscillateur contrôlé en tension

   VCO, en lui appliquant une tension proportionnelle à l'erreur de phase existant entre une fréquence de référence, et la phase dudit VCO, et divisée par un diviseur de fréquence, la tension d'erreur étant préalablement filtrée par un filtre de boucle.
3. 3. Dispositif de transmission de données par radiofréquence selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que l'étage d'entrée est muni en sortie du mixer (Ml) d'un filtre passe-bas (LPFl), destiné à éviter la propagation des signaux inutiles, susceptibles de requérir de l'énergie supplémentaire.

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4. 4. Dispositif de transmission de données par radiofréquence selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que l'étage de sortie est muni d'un filtre passe-haut (HPF), destiné à éviter la propagation des signaux inutiles, susceptibles de requérir de l'énergie supplémentaire.
5. 5. Dispositif de transmission de données par radiofréquence selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce qu'en mode réception, le signal issu de l'oscillateur local est doublé puis acheminé au mixer (Ml) de l'étage d'entrée, et corollairement, en ce que le signal issu de l'oscillateur local subit un traitement au niveau d'un diviseur de fréquences numérique (DFD), susceptible de générer deux signaux en quadrature : l'un acheminé au niveau d'un autre mixer (M21), dont l'autre port d'entrée est constituée par le signal de sortie du multiplexer (MUX) de l'étage d'entrée, le signal de mixage résultant étant filtré par un filtre passe-bande (BPF2), puis numérisé, l'autre, donc en quadrature par rapport au premier, étant acheminé au niveau d'un second mixer (M22), dont l'autre port d'entrée est également constitué par le signal du multiplexer (MUX), avant d'être filtré par un filtre passe- bande (BPFI), puis numérisé.
6. 6. Dispositif de transmission de données par radiofréquence selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce qu'en mode émetteur, l'équipement émet des signaux en quadrature (I) et (Q), le premier étant converti en signal analogique, constituant le signal d'entrée d'un premier mixer (M31), dont le deuxième port d'entrée est constituée par le signal émanant de l'oscillateur local, soumis au traitement d'un diviseur à fréquence numérique (DFD), le second étant également converti en analogique, et constituant le signal du premier port d'entrée d'un second mixer (M32), dont le deuxième port d'entrée est constitué par le signal émis en quadrature par l'oscillateur local après traitement par ledit diviseur de fréquence numérique (DFD), les signaux respectifs du port de sortie desdits premiers et deuxièmes mixers (M31) et (M32) étant sommés au niveau d'un sommateur (X), le signal en résultant étant alors introduit au niveau de l'étage de sortie.