JPH10215149A - 自動周波数制御回路 - Google Patents
自動周波数制御回路Info
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- JPH10215149A JPH10215149A JP2981197A JP2981197A JPH10215149A JP H10215149 A JPH10215149 A JP H10215149A JP 2981197 A JP2981197 A JP 2981197A JP 2981197 A JP2981197 A JP 2981197A JP H10215149 A JPH10215149 A JP H10215149A
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- ratio
- scanning
- data
- frequency control
- reception
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J7/00—Automatic frequency control; Automatic scanning over a band of frequencies
- H03J7/02—Automatic frequency control
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
- H04L27/2273—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals associated with quadrature demodulation, e.g. Costas loop
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 希望信号の受信が受信ＣＮ比に基づく最小の
スキャンニング時間にて行える自動周波数制御回路を提
供する。 【解決手段】 検波された受信位相シフトキーイング信
号の信号点配置に基づく受信ＣＮ比をＣＮ演算ブロック
２０と比較器２６とによって判定し、判定された受信Ｃ
Ｎ比をＶｔカウンタステップ変換回路３０によって、低
受信ＣＮ比に対して狭いスキャンニングステップ周波数
幅に変換するべく受信ＣＮ比に対して予め定めたスキャ
ンニングステップ周波数幅に変換し、変換されたスキャ
ンニングステップ周波数幅に基づく周波数制御電圧を生
成してＶＣＯ２に印加し、ＶＣＯ２の発振出力を復調用
キャリアとして順次スキャンニングさせる。
スキャンニング時間にて行える自動周波数制御回路を提
供する。 【解決手段】 検波された受信位相シフトキーイング信
号の信号点配置に基づく受信ＣＮ比をＣＮ演算ブロック
２０と比較器２６とによって判定し、判定された受信Ｃ
Ｎ比をＶｔカウンタステップ変換回路３０によって、低
受信ＣＮ比に対して狭いスキャンニングステップ周波数
幅に変換するべく受信ＣＮ比に対して予め定めたスキャ
ンニングステップ周波数幅に変換し、変換されたスキャ
ンニングステップ周波数幅に基づく周波数制御電圧を生
成してＶＣＯ２に印加し、ＶＣＯ２の発振出力を復調用
キャリアとして順次スキャンニングさせる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はデジタル変調方式の
衛星放送受信機に用いられる自動周波数制御回路に関
し、さらに詳細には復調用キャリアの周波数を所定範囲
内でスキャンニングさせる自動周波数制御回路に関す
る。
衛星放送受信機に用いられる自動周波数制御回路に関
し、さらに詳細には復調用キャリアの周波数を所定範囲
内でスキャンニングさせる自動周波数制御回路に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】本明細書において、スキャンニングの語
は復調用キャリア再生のための周波数掃引の意味で使用
し、スキャンニング周波数幅の語は放送受信機において
カバーしなければならない受信信号の中心周波数変動範
囲の意味で使用する。例えば現在のＣＳデジタル衛星放
送受信機では±１．５ＭＨｚ程度である。
は復調用キャリア再生のための周波数掃引の意味で使用
し、スキャンニング周波数幅の語は放送受信機において
カバーしなければならない受信信号の中心周波数変動範
囲の意味で使用する。例えば現在のＣＳデジタル衛星放
送受信機では±１．５ＭＨｚ程度である。
【０００３】この種の受信機においては、電源投入後ス
キャンニングを行う。この過程でフレーム同期信号が受
信された場合にフレーム同期状態と見做して、スキャン
ニングを停止し、トラッキング状態に入る。
キャンニングを行う。この過程でフレーム同期信号が受
信された場合にフレーム同期状態と見做して、スキャン
ニングを停止し、トラッキング状態に入る。
【０００４】従来の自動周波数制御（以下、ＡＦＣとも
記す）回路を含む受信機の一部の構成を図６に示す。図
６に示した受信機に基づき従来のＡＦＣ回路について説
明する。位相シフトキーング変調された受信波は所定周
波数に周波数変換されて直交検波回路１に入力され、復
調用キャリアを出力する電圧制御発振器（以下、ＶＣＯ
と記す）２の発振出力と該発振出力を９０度移相回路３
によって９０度移相した出力とが直交検波回路１に供給
されて、直交検波回路１によってＩ軸、Ｑ軸それぞれの
ベースバンド信号に変換される。
記す）回路を含む受信機の一部の構成を図６に示す。図
６に示した受信機に基づき従来のＡＦＣ回路について説
明する。位相シフトキーング変調された受信波は所定周
波数に周波数変換されて直交検波回路１に入力され、復
調用キャリアを出力する電圧制御発振器（以下、ＶＣＯ
と記す）２の発振出力と該発振出力を９０度移相回路３
によって９０度移相した出力とが直交検波回路１に供給
されて、直交検波回路１によってＩ軸、Ｑ軸それぞれの
ベースバンド信号に変換される。
【０００５】それぞれの軸のベースバンド信号は各別
に、Ａ／Ｄ変換器４、５に供給されてデジタル値の離散
信号に変換され、デジタルフィルタ６、７を各別に通過
させて帯域制限されたベースバンド信号ＤＩ、ＤＱとさ
れ、位相誤差検出回路８に供給される。ベースバンド信
号ＤＩ、ＤＱはフレーム同期回路１２にも供給されて、
ベースバンド信号ＤＩ、ＤＱをシリアルデータとして送
出されると共に、フレーム同期が取れたとき高電位とな
るフレーム同期信号（以下、ＳＹＮＣ信号とも記す）が
送出される。
に、Ａ／Ｄ変換器４、５に供給されてデジタル値の離散
信号に変換され、デジタルフィルタ６、７を各別に通過
させて帯域制限されたベースバンド信号ＤＩ、ＤＱとさ
れ、位相誤差検出回路８に供給される。ベースバンド信
号ＤＩ、ＤＱはフレーム同期回路１２にも供給されて、
ベースバンド信号ＤＩ、ＤＱをシリアルデータとして送
出されると共に、フレーム同期が取れたとき高電位とな
るフレーム同期信号（以下、ＳＹＮＣ信号とも記す）が
送出される。
【０００６】ここで、ＳＹＮＣ信号は受信データ系列中
のフレームデータの先頭を示す一定周期ごとの同期パタ
ーンの繰返しが確認されたときフレーム同期が取れてい
ると判断されて高電位にされる。
のフレームデータの先頭を示す一定周期ごとの同期パタ
ーンの繰返しが確認されたときフレーム同期が取れてい
ると判断されて高電位にされる。
【０００７】周波数スキャンニングデータ生成回路１０
からはＶＣＯ２の発振周波数を一定時間間隔でスキャン
ニング周波数幅にわたってスキャンニングさせるための
スキャンニングデータが送出されて、スキャンニングが
行われる。
からはＶＣＯ２の発振周波数を一定時間間隔でスキャン
ニング周波数幅にわたってスキャンニングさせるための
スキャンニングデータが送出されて、スキャンニングが
行われる。
【０００８】一方、位相誤差検出回路８においては、入
力されたベースバンド信号ＤＩ、ＤＱの値に基づいて位
相誤差が検出され、検出された位相誤差に基づく位相誤
差データがＶＣＯ２のチューニングデータとしてトラッ
キングデータ生成回路９に供給されて、位相誤差データ
に基づいてトラッキングデータ生成回路９においてトラ
ッキングデータが生成される。
力されたベースバンド信号ＤＩ、ＤＱの値に基づいて位
相誤差が検出され、検出された位相誤差に基づく位相誤
差データがＶＣＯ２のチューニングデータとしてトラッ
キングデータ生成回路９に供給されて、位相誤差データ
に基づいてトラッキングデータ生成回路９においてトラ
ッキングデータが生成される。
【０００９】トラッキングデータ生成回路９から出力さ
れるトラッキングデータと周波数スキャンニングデータ
生成回路１０から出力されるスキャンニングデータとは
セレクタ１１に供給されて、ＳＹＮＣが低電位、すなわ
ちフレーム同期がとれていないときはセレクタ１１によ
ってスキャンニングデータが選択され、ＳＹＮＣが高電
位、すなわちフレーム同期がとれているときはセレクタ
１１によってトラッキングデータが選択される。
れるトラッキングデータと周波数スキャンニングデータ
生成回路１０から出力されるスキャンニングデータとは
セレクタ１１に供給されて、ＳＹＮＣが低電位、すなわ
ちフレーム同期がとれていないときはセレクタ１１によ
ってスキャンニングデータが選択され、ＳＹＮＣが高電
位、すなわちフレーム同期がとれているときはセレクタ
１１によってトラッキングデータが選択される。
【００１０】セレクタ１１からの出力データとチューニ
ングデータとは加算器１３において加算され、加算出力
データはＤ／Ａ変換器１４においてアナログ信号に変換
され、ＶＣＯ２はＤ／Ａ変換器１４の出力によって発振
周波数が制御される。したがって、フレーム同期が取れ
ていないときはセレクタ１１によってスキャンニングデ
ータが選択されてスキャンニングデータとチューニング
データとの和の信号に基づいてＶＣＯ２の発振周波数は
制御されてスキャンニングされることになる。
ングデータとは加算器１３において加算され、加算出力
データはＤ／Ａ変換器１４においてアナログ信号に変換
され、ＶＣＯ２はＤ／Ａ変換器１４の出力によって発振
周波数が制御される。したがって、フレーム同期が取れ
ていないときはセレクタ１１によってスキャンニングデ
ータが選択されてスキャンニングデータとチューニング
データとの和の信号に基づいてＶＣＯ２の発振周波数は
制御されてスキャンニングされることになる。
【００１１】このスキャンニング中においてフレーム同
期が取れたときはセレクタ１１によってトラッキングデ
ータが選択されてトラッキングデータとチューニングデ
ータとの和の信号に基づいてＶＣＯ２の発振周波数は制
御されてチューニングされることになる。
期が取れたときはセレクタ１１によってトラッキングデ
ータが選択されてトラッキングデータとチューニングデ
ータとの和の信号に基づいてＶＣＯ２の発振周波数は制
御されてチューニングされることになる。
【００１２】この場合において、従来のＡＦＣ回路で
は、受信のための最低条件、例えば受信限界搬送波対雑
音電力比（以下、搬送波対雑音電力比をＣＮ比とも記
す）のときのキャプチャーレンジに相当する値に基づく
スキャンニングステップ周波数幅が周波数スキャンニン
グデータ生成回路１０において設定されている。したが
って、スキャンニング周波数幅の全範囲をスキャンニン
グするためには（スキャンニング周波数幅／スキャンニ
ングステップ周波数幅）の回数にわたってスキャンニン
グを繰り返さなければ、スキャンニング周波数幅の全範
囲のスキャンニングが行えない。
は、受信のための最低条件、例えば受信限界搬送波対雑
音電力比（以下、搬送波対雑音電力比をＣＮ比とも記
す）のときのキャプチャーレンジに相当する値に基づく
スキャンニングステップ周波数幅が周波数スキャンニン
グデータ生成回路１０において設定されている。したが
って、スキャンニング周波数幅の全範囲をスキャンニン
グするためには（スキャンニング周波数幅／スキャンニ
ングステップ周波数幅）の回数にわたってスキャンニン
グを繰り返さなければ、スキャンニング周波数幅の全範
囲のスキャンニングが行えない。
【００１３】ここで本明細書において、スキャンニング
ステップ周波数幅の語は、スキャンニング周波数幅をス
キャンニングする場合において、１回のスキャンニング
にて変化させる周波数幅の意味で使用する。
ステップ周波数幅の語は、スキャンニング周波数幅をス
キャンニングする場合において、１回のスキャンニング
にて変化させる周波数幅の意味で使用する。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】上記の従来のＡＦＣ回
路においては、復調用キャリアの周波数をスキャンニン
グするスキャンニングステップ周波数幅は復調用キャリ
ア再生のためのループのキャプチャーレンジの範囲内で
あるうえに、一般的には受信ＣＮ比の限界値のキャプチ
ャーレンジに対応する値に設定されるので、スキャンニ
ングステップ周波数幅を全範囲をスキャンニングするの
に要するスキャンニング時間はＣＮ比に関係なく一定の
時間を要することになるという問題点があった。
路においては、復調用キャリアの周波数をスキャンニン
グするスキャンニングステップ周波数幅は復調用キャリ
ア再生のためのループのキャプチャーレンジの範囲内で
あるうえに、一般的には受信ＣＮ比の限界値のキャプチ
ャーレンジに対応する値に設定されるので、スキャンニ
ングステップ周波数幅を全範囲をスキャンニングするの
に要するスキャンニング時間はＣＮ比に関係なく一定の
時間を要することになるという問題点があった。
【００１５】本発明は希望信号の受信が受信ＣＮ比に基
づく最小のスキャンニング時間にて行える自動周波数制
御回路を提供することを目的とする。
づく最小のスキャンニング時間にて行える自動周波数制
御回路を提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明にかかる自動周波
数制御回路は、検波された受信位相シフトキーイング信
号の信号点配置に基づく受信ＣＮ比を判定する受信ＣＮ
比判定手段と、該受信ＣＮ比判定手段によって判定され
た受信ＣＮ比を、受信ＣＮ比に対して予め定めたスキャ
ンニングステップ周波数幅に変換するスキャンニングス
テップ周波数幅変換手段と、変換されたスキャンニング
ステップ周波数幅をスキャンニング電圧に変換する電圧
変換手段とを備え、変換されたスキャンニング電圧を、
発振出力を復調用キャリアとする電圧制御発振器に周波
数制御電圧として供給することを特徴とする。
数制御回路は、検波された受信位相シフトキーイング信
号の信号点配置に基づく受信ＣＮ比を判定する受信ＣＮ
比判定手段と、該受信ＣＮ比判定手段によって判定され
た受信ＣＮ比を、受信ＣＮ比に対して予め定めたスキャ
ンニングステップ周波数幅に変換するスキャンニングス
テップ周波数幅変換手段と、変換されたスキャンニング
ステップ周波数幅をスキャンニング電圧に変換する電圧
変換手段とを備え、変換されたスキャンニング電圧を、
発振出力を復調用キャリアとする電圧制御発振器に周波
数制御電圧として供給することを特徴とする。
【００１７】本発明にかかる自動周波数制御回路によれ
ば、検波された受信位相シフトキーイング信号の信号点
配置に基づき受信ＣＮ比が受信ＣＮ比判定手段によって
判定され、受信ＣＮ比判定手段によって判定された受信
ＣＮ比が、受信ＣＮ比に対して予め定めたスキャンニン
グステップ周波数幅にスキャンニングステップ周波数幅
変換手段によって変換され、変換されたスキャンニング
ステップ周波数幅が電圧変換手段によってスキャンニン
グ電圧に変換されて、変換されたスキャンニング電圧が
周波数制御電圧として電圧制御発振器に供給されて、ス
キャンニング周波数幅のスキャンニングが順次行われ、
電圧制御発振器の発振出力が復調用キャリアとして送出
される。
ば、検波された受信位相シフトキーイング信号の信号点
配置に基づき受信ＣＮ比が受信ＣＮ比判定手段によって
判定され、受信ＣＮ比判定手段によって判定された受信
ＣＮ比が、受信ＣＮ比に対して予め定めたスキャンニン
グステップ周波数幅にスキャンニングステップ周波数幅
変換手段によって変換され、変換されたスキャンニング
ステップ周波数幅が電圧変換手段によってスキャンニン
グ電圧に変換されて、変換されたスキャンニング電圧が
周波数制御電圧として電圧制御発振器に供給されて、ス
キャンニング周波数幅のスキャンニングが順次行われ、
電圧制御発振器の発振出力が復調用キャリアとして送出
される。
【００１８】したがって、高受信ＣＮ比に対して広いス
キャンニングステップ周波数幅に変換するなど、受信Ｃ
Ｎ比に対するスキャンニングステップ周波数幅の設定に
よって、信号受信完了までの期間を短縮することができ
る。
キャンニングステップ周波数幅に変換するなど、受信Ｃ
Ｎ比に対するスキャンニングステップ周波数幅の設定に
よって、信号受信完了までの期間を短縮することができ
る。
【００１９】
【発明の実施の形態】以下、本発明にかかる自動周波数
制御回路を実施の一形態によって説明する。図１は本発
明の実施の一形態にかかる自動周波数制御回路を含む受
信機の一部の構成を示すブロック図であり、位相変調が
ＱＰＳＫ変調の場合を例示している。また、図１におい
て、従来の自動周波数制御回路と同一の構成要素には同
一の符号を付して示してある。
制御回路を実施の一形態によって説明する。図１は本発
明の実施の一形態にかかる自動周波数制御回路を含む受
信機の一部の構成を示すブロック図であり、位相変調が
ＱＰＳＫ変調の場合を例示している。また、図１におい
て、従来の自動周波数制御回路と同一の構成要素には同
一の符号を付して示してある。
【００２０】本発明の実施の一形態にかかる自動周波数
制御回路を含む受信機においても、従来の場合と同様に
電源投入後スキャンニングを行う。この過程でフレーム
同期信号が受信された場合にフレーム同期状態と見做し
て、スキャンニングを停止し、トラッキング状態に入
る。
制御回路を含む受信機においても、従来の場合と同様に
電源投入後スキャンニングを行う。この過程でフレーム
同期信号が受信された場合にフレーム同期状態と見做し
て、スキャンニングを停止し、トラッキング状態に入
る。
【００２１】本発明の実施の一形態にかかる自動周波数
制御回路では、位相シフトキーング変調された受信波は
所定周波数に周波数変換され、直交検波回路１に入力さ
れて、復調用キャリアを出力するＶＣＯ２の発振出力と
該発振出力を９０度移相回路３によって９０度移相した
出力とによって直交検波されてＩ軸、Ｑ軸それぞれのベ
ースバンド信号に変換される。
制御回路では、位相シフトキーング変調された受信波は
所定周波数に周波数変換され、直交検波回路１に入力さ
れて、復調用キャリアを出力するＶＣＯ２の発振出力と
該発振出力を９０度移相回路３によって９０度移相した
出力とによって直交検波されてＩ軸、Ｑ軸それぞれのベ
ースバンド信号に変換される。
【００２２】それぞれの軸のベースバンド信号は各別
に、Ａ／Ｄ変換器４、５においてデジタル値の離散信号
に変換され、デジタルフィルタ６、７によって帯域制限
されてベースバンド信号ＤＩ、ＤＱとされ、位相誤差検
出回路８に供給される。ベースバンド信号ＤＩ、ＤＱは
フレーム同期回路１２にも供給されて、ベースバンド信
号ＤＩ、ＤＱがシリアルデータとして送出されると共
に、ＳＹＮＣ信号が送出される。
に、Ａ／Ｄ変換器４、５においてデジタル値の離散信号
に変換され、デジタルフィルタ６、７によって帯域制限
されてベースバンド信号ＤＩ、ＤＱとされ、位相誤差検
出回路８に供給される。ベースバンド信号ＤＩ、ＤＱは
フレーム同期回路１２にも供給されて、ベースバンド信
号ＤＩ、ＤＱがシリアルデータとして送出されると共
に、ＳＹＮＣ信号が送出される。
【００２３】まず、本発明の実施の一形態にかかる自動
周波数制御回路における周波数スキャンニングについて
説明する。本発明の実施の一形態にかかる自動周波数制
御回路の周波数スキャンニングの例は、ＣＮ比を実質的
に求めて、求められたＣＮ比に基づいて周波数スキャン
ニングステップを制御する。
周波数制御回路における周波数スキャンニングについて
説明する。本発明の実施の一形態にかかる自動周波数制
御回路の周波数スキャンニングの例は、ＣＮ比を実質的
に求めて、求められたＣＮ比に基づいて周波数スキャン
ニングステップを制御する。
【００２４】デジタルフィルタ６、７によって帯域制限
されたベースバンド信号ＤＩ、ＤＱはＣＮ比を実質的に
求めるＣＮ比演算ブロック２０に供給される。
されたベースバンド信号ＤＩ、ＤＱはＣＮ比を実質的に
求めるＣＮ比演算ブロック２０に供給される。
【００２５】ＣＮ比演算ブロック２０は、入力されたベ
ースバンド信号ＤＩ、ＤＱを参照してベースバンド信号
ＤＩ、ＤＱから信号点配置データＺＩ、ＺＱを求める信
号点配置変換テーブル２１と、信号点配置変換テーブル
２１によって求めた信号点配置データＺＩ、ＺＱに基づ
き、区間パルス発生回路２５からの図２（ａ）に示す平
均区間パルスに基づく所定期間毎の平均値データＡＤ
Ｉ、ＡＤＱを求める平均回路２２と、信号点配置変換テ
ーブル２１によって求めた信号点配置データＺＩ、ＺＱ
を平均値演算のための時間遅延させた遅延データＢＤ
Ｉ、ＢＤＱを得るディレイ回路２３と、平均値データＡ
ＤＩ、ＡＤＱと遅延データＢＤＩ、ＢＤＱから信号点配
置の分散を求める分散値演算回路２４とからなってい
る。
ースバンド信号ＤＩ、ＤＱを参照してベースバンド信号
ＤＩ、ＤＱから信号点配置データＺＩ、ＺＱを求める信
号点配置変換テーブル２１と、信号点配置変換テーブル
２１によって求めた信号点配置データＺＩ、ＺＱに基づ
き、区間パルス発生回路２５からの図２（ａ）に示す平
均区間パルスに基づく所定期間毎の平均値データＡＤ
Ｉ、ＡＤＱを求める平均回路２２と、信号点配置変換テ
ーブル２１によって求めた信号点配置データＺＩ、ＺＱ
を平均値演算のための時間遅延させた遅延データＢＤ
Ｉ、ＢＤＱを得るディレイ回路２３と、平均値データＡ
ＤＩ、ＡＤＱと遅延データＢＤＩ、ＢＤＱから信号点配
置の分散を求める分散値演算回路２４とからなってい
る。
【００２６】信号点配置変換テーブル２１について説明
する。ＱＰＳＫ変調の場合、受信信号（ＤＩ、ＤＱ）
は、（０、０）、（０、１）、（１、１）、（１、０）
が基準位置であり、（０、０）を第１象限に、（０、
１）を第２象限に、（１、１）を第３象限に、（１、
０）を第４象限に対応させ、（０、１）を９０度時計方
向に、（１、１）を１８０度時計方向に、（１、０）を
９０度反時計方向に回動させて、第１象限に集めて、第
１象限に集められた受信信号（ＤＩ、ＤＱ）を信号点配
置データに変換する。このようにするのは、信号点変換
テーブル２１が簡単になるためである。
する。ＱＰＳＫ変調の場合、受信信号（ＤＩ、ＤＱ）
は、（０、０）、（０、１）、（１、１）、（１、０）
が基準位置であり、（０、０）を第１象限に、（０、
１）を第２象限に、（１、１）を第３象限に、（１、
０）を第４象限に対応させ、（０、１）を９０度時計方
向に、（１、１）を１８０度時計方向に、（１、０）を
９０度反時計方向に回動させて、第１象限に集めて、第
１象限に集められた受信信号（ＤＩ、ＤＱ）を信号点配
置データに変換する。このようにするのは、信号点変換
テーブル２１が簡単になるためである。
【００２７】ＣＮ比演算ブロック２０において、入力さ
れたベースバンド信号ＤＩ、ＤＱから信号点配置変換デ
ーブル２１によって、図２（ｂ）および図２（ｃ）に示
すように、信号点配置データＺＩ0、ＺＩ1、…、ＺＩｘ
およびＺＱ0、ＺＱ1、…、ＺＱｘが求められる。求めら
れた信号点配置データＺＩ0、ＺＩ1、…、ＺＩｘおよび
ＺＱ0、ＺＱ1、…、ＺＱｘは平均回路２２に供給され
て、平均区間パルスに基づく期間内のＺＩ0、ＺＩ1、
…、ＺＩｘの平均値データＡＤＩおよびＺＱ0、ＺＱ1、
…、ＺＱｘの平均値ＡＤＱが、図２（ｄ）、図２（ｅ）
に示す如く求められる。
れたベースバンド信号ＤＩ、ＤＱから信号点配置変換デ
ーブル２１によって、図２（ｂ）および図２（ｃ）に示
すように、信号点配置データＺＩ0、ＺＩ1、…、ＺＩｘ
およびＺＱ0、ＺＱ1、…、ＺＱｘが求められる。求めら
れた信号点配置データＺＩ0、ＺＩ1、…、ＺＩｘおよび
ＺＱ0、ＺＱ1、…、ＺＱｘは平均回路２２に供給され
て、平均区間パルスに基づく期間内のＺＩ0、ＺＩ1、
…、ＺＩｘの平均値データＡＤＩおよびＺＱ0、ＺＱ1、
…、ＺＱｘの平均値ＡＤＱが、図２（ｄ）、図２（ｅ）
に示す如く求められる。
【００２８】信号点配置変換テーブル２１によって求め
られた信号点配置データＺＩ0、ＺＩ1、…、ＺＩｘおよ
びＺＱ0、ＺＱ1、…、ＺＱｘは、ディレイ回路２３によ
って平均回路２２における平均値演算の期間図２（ｆ）
および図２（ｇ）に示すように遅延されて、遅延データ
ＢＤＩおよびＢＤＱが求められる。平均回路２２にて求
めた平均値データＡＤＩおよびＡＤＱとディレイ回路２
３によって遅延された遅延データＢＤＩおよびＢＤＱに
よって図２（ｈ）に示すごとく分散値データＣＤが分散
値計算回路２４によって求められる。
られた信号点配置データＺＩ0、ＺＩ1、…、ＺＩｘおよ
びＺＱ0、ＺＱ1、…、ＺＱｘは、ディレイ回路２３によ
って平均回路２２における平均値演算の期間図２（ｆ）
および図２（ｇ）に示すように遅延されて、遅延データ
ＢＤＩおよびＢＤＱが求められる。平均回路２２にて求
めた平均値データＡＤＩおよびＡＤＱとディレイ回路２
３によって遅延された遅延データＢＤＩおよびＢＤＱに
よって図２（ｈ）に示すごとく分散値データＣＤが分散
値計算回路２４によって求められる。
【００２９】分散値データＣＤは計算によるほか、平均
値データＡＤＩおよびＡＤＱと遅延された遅延データＢ
ＤＩおよびＢＤＱとに対応させた分散値データＣＤを記
憶させた分散値データテーブルを用いて、平均値データ
ＡＤＩおよびＡＤＱと遅延された遅延データＢＤＩおよ
びＢＤＱとを参照して分散値テーブルから検索によって
求めることもできる。
値データＡＤＩおよびＡＤＱと遅延された遅延データＢ
ＤＩおよびＢＤＱとに対応させた分散値データＣＤを記
憶させた分散値データテーブルを用いて、平均値データ
ＡＤＩおよびＡＤＱと遅延された遅延データＢＤＩおよ
びＢＤＱとを参照して分散値テーブルから検索によって
求めることもできる。
【００３０】分散値計算回路２４によって求められた分
散値データＣＤは比較器２６に供給されて、比較器２６
において基準値Ａと比較され、基準値Ａ以上の分散値デ
ータＣＤＡのとき比較器２６から高電位出力が出力され
る。比較器２６からの高電位出力がカウンタ２７に供給
されて、基準値Ａ以上の分散値データＣＤＡが出力され
ている期間、クロックパルスがカウンタ２７において計
数される。
散値データＣＤは比較器２６に供給されて、比較器２６
において基準値Ａと比較され、基準値Ａ以上の分散値デ
ータＣＤＡのとき比較器２６から高電位出力が出力され
る。比較器２６からの高電位出力がカウンタ２７に供給
されて、基準値Ａ以上の分散値データＣＤＡが出力され
ている期間、クロックパルスがカウンタ２７において計
数される。
【００３１】ここで、カウンタ２７は平均区間パルスを
インバータ２８によって反転した図２（ｉ）に示すリセ
ットパルスによってリセットされ、引き続いて基準値Ａ
以上の分散値データＣＤＡの出力期間におけるクロック
パルス数の計数を開始する。
インバータ２８によって反転した図２（ｉ）に示すリセ
ットパルスによってリセットされ、引き続いて基準値Ａ
以上の分散値データＣＤＡの出力期間におけるクロック
パルス数の計数を開始する。
【００３２】基準値Ａは例えば〃１０００〃に設定され
ている。したがって、カウンタ２７の計数値は〃１００
０〃以上であった分散値データＣＤＡの数を実質的に計
数した計数値ＣＤＡＤを示しており、さらに言えば、カ
ウンタ２７によって、区間パルス発生回路２５によって
予め定めた期間内における基準値Ａ以上の分散値の総数
が求められたことになる。
ている。したがって、カウンタ２７の計数値は〃１００
０〃以上であった分散値データＣＤＡの数を実質的に計
数した計数値ＣＤＡＤを示しており、さらに言えば、カ
ウンタ２７によって、区間パルス発生回路２５によって
予め定めた期間内における基準値Ａ以上の分散値の総数
が求められたことになる。
【００３３】カウンタ２７における計数値ＣＤＡＤは図
２（ｊ）に示すように平均区間パルス期間毎にＣＤＡＤ
0、ＣＤＡＤ1…が得られる。カウンタ２７における計数
値ＣＤＡＤはラッチ回路２９に供給されて、平均区間パ
ルス期間と同一タイミングの図２（ｋ）に示すストロー
ブパルスによってラッチ回路２９にラッチされる。
２（ｊ）に示すように平均区間パルス期間毎にＣＤＡＤ
0、ＣＤＡＤ1…が得られる。カウンタ２７における計数
値ＣＤＡＤはラッチ回路２９に供給されて、平均区間パ
ルス期間と同一タイミングの図２（ｋ）に示すストロー
ブパルスによってラッチ回路２９にラッチされる。
【００３４】ラッチ回路２９にラッチされた計数値ＣＤ
Ａに基づく値は、区間パルス発生回路２５によって予め
定めた期間内における基準値Ａ以上の分散値の総数であ
り、この総数はキャリア再生の如何にかかわらず、受信
ＣＮ比と比例関係にあるため、テーブル変換等により受
信ＣＮ比を実質的に求めることができる。
Ａに基づく値は、区間パルス発生回路２５によって予め
定めた期間内における基準値Ａ以上の分散値の総数であ
り、この総数はキャリア再生の如何にかかわらず、受信
ＣＮ比と比例関係にあるため、テーブル変換等により受
信ＣＮ比を実質的に求めることができる。
【００３５】そこで、ラッチ回路２９においてラッチさ
れた計数値ＣＤＡＤはデータＳＳ１としてＶｔカウンタ
ステップ数変換回路３０に供給されて、供給されたデー
タＳＳ１が参照されて、データＳＳ１に基づくＶｔカウ
ンタステップ数ＳＳ０に、図２（ｌ）に示すタイミング
で変換される。Ｖｔカウンタステップ数変換回路３０
は、例えばデータＳＳ１に対するＶｔカウンタステップ
数ＳＳ０が記憶されたテーブルを備えて、供給されたデ
ータＳＳ１が参照されて供給されたデータＳＳ１に対応
するＶｔカウンタステップ数ＳＳ０が検索されて出力さ
れる。
れた計数値ＣＤＡＤはデータＳＳ１としてＶｔカウンタ
ステップ数変換回路３０に供給されて、供給されたデー
タＳＳ１が参照されて、データＳＳ１に基づくＶｔカウ
ンタステップ数ＳＳ０に、図２（ｌ）に示すタイミング
で変換される。Ｖｔカウンタステップ数変換回路３０
は、例えばデータＳＳ１に対するＶｔカウンタステップ
数ＳＳ０が記憶されたテーブルを備えて、供給されたデ
ータＳＳ１が参照されて供給されたデータＳＳ１に対応
するＶｔカウンタステップ数ＳＳ０が検索されて出力さ
れる。
【００３６】次に、分散値とＣＮ比との関係について説
明する。図４に示したように、ＣＮ比演算ブロック２０
において、ベースバンド信号ＤＩ、ＤＱから信号点配置
データの分散値が算出されて（ステップＳ２１）、分散
値の基準値Ａ（〃１０００〃）以上の上記総数であるデ
ータ数をカウンタ２７およびラッチ回路２９によって得
て（ステップＳ２２）、データ数が〃１００〃未満であ
るか否かがチェックされ（ステップＳ２３）、データ数
が〃１００〃未満であると判定されたときは、受信ＣＮ
比は１３ｄＢ以上であるとされる（ステップＳ２４）。
明する。図４に示したように、ＣＮ比演算ブロック２０
において、ベースバンド信号ＤＩ、ＤＱから信号点配置
データの分散値が算出されて（ステップＳ２１）、分散
値の基準値Ａ（〃１０００〃）以上の上記総数であるデ
ータ数をカウンタ２７およびラッチ回路２９によって得
て（ステップＳ２２）、データ数が〃１００〃未満であ
るか否かがチェックされ（ステップＳ２３）、データ数
が〃１００〃未満であると判定されたときは、受信ＣＮ
比は１３ｄＢ以上であるとされる（ステップＳ２４）。
【００３７】ステップＳ２３において、データ数が〃１
００〃未満でないと判定されたときは、ステップＳ２３
に続いて、データ数が〃２００〃未満であるか否かがチ
ェックされ（ステップＳ２５）、データ数が１００以上
であってかつ〃２００〃未満であると判定されたとき
は、受信ＣＮ比は約１１ｄＢであるとされる（ステップ
Ｓ２６）。
００〃未満でないと判定されたときは、ステップＳ２３
に続いて、データ数が〃２００〃未満であるか否かがチ
ェックされ（ステップＳ２５）、データ数が１００以上
であってかつ〃２００〃未満であると判定されたとき
は、受信ＣＮ比は約１１ｄＢであるとされる（ステップ
Ｓ２６）。
【００３８】ステップＳ２５において、データ数が〃２
００〃未満でないと判定されたときは、ステップＳ２５
に続いて、データ数が〃３００〃未満であるか否かがチ
ェックされ（ステップＳ２７）、データ数が〃２００〃
以上であってかつ〃３００〃未満であると判定されたと
きは、受信ＣＮ比は約９ｄＢであるとされる（ステップ
Ｓ２８）。ステップＳ２７においてデータ数が〃３００
〃未満でないと判定されたときは、受信ＣＮ比は７ｄＢ
以下であるとされる（ステップＳ２９）。
００〃未満でないと判定されたときは、ステップＳ２５
に続いて、データ数が〃３００〃未満であるか否かがチ
ェックされ（ステップＳ２７）、データ数が〃２００〃
以上であってかつ〃３００〃未満であると判定されたと
きは、受信ＣＮ比は約９ｄＢであるとされる（ステップ
Ｓ２８）。ステップＳ２７においてデータ数が〃３００
〃未満でないと判定されたときは、受信ＣＮ比は７ｄＢ
以下であるとされる（ステップＳ２９）。
【００３９】このように、データ数＜１００の場合は受
信ＣＮ比は１３ｄＢ以上、１００≦データ数＜２００の
場合は受信ＣＮ比は約１１ｄＢ、２００≦データ数＜３
００の場合は受信ＣＮ比は約９ｄＢ、データ数≧３００
の場合は受信ＣＮ比≦７ｄＢと判定される。以上説明し
た分散値から受信ＣＮ比を判定するための判定値である
データ数などは実験によって求めたものであって一例で
あり、変調方式、システムによって異なる。
信ＣＮ比は１３ｄＢ以上、１００≦データ数＜２００の
場合は受信ＣＮ比は約１１ｄＢ、２００≦データ数＜３
００の場合は受信ＣＮ比は約９ｄＢ、データ数≧３００
の場合は受信ＣＮ比≦７ｄＢと判定される。以上説明し
た分散値から受信ＣＮ比を判定するための判定値である
データ数などは実験によって求めたものであって一例で
あり、変調方式、システムによって異なる。
【００４０】上記のようにして求めた受信ＣＮ比に基づ
いスキャンニングを最適化することについて説明する。
いスキャンニングを最適化することについて説明する。
【００４１】図５は上記のようにして判定した受信ＣＮ
比とスキャンニングステップ周波数幅との関係を示して
いる。これは、受信機のキャプチャーレンジを実測し、
受信機のキャプチャーレンジ＞スキャンニングステップ
周波数幅となるスキャンニングステップ周波数幅を設定
したものである。
比とスキャンニングステップ周波数幅との関係を示して
いる。これは、受信機のキャプチャーレンジを実測し、
受信機のキャプチャーレンジ＞スキャンニングステップ
周波数幅となるスキャンニングステップ周波数幅を設定
したものである。
【００４２】スキャンニングステップ周波数幅は、既に
記したように、スキャンニング周波数幅をスキャンニン
グする場合において、１回のスキャンニングにて変化さ
せる周波数幅であり、１回のスキャンニングによりＶＣ
Ｏ２から出力される再生キャリア周波数の幅であり、加
算器１３に供給されるチューニングデータに変化がな
く、一定であれば、ＡＦＣＶｔ発生カウンタ１８の出力
であるＡＦＣＣＯＮＴの変化に等しい。
記したように、スキャンニング周波数幅をスキャンニン
グする場合において、１回のスキャンニングにて変化さ
せる周波数幅であり、１回のスキャンニングによりＶＣ
Ｏ２から出力される再生キャリア周波数の幅であり、加
算器１３に供給されるチューニングデータに変化がな
く、一定であれば、ＡＦＣＶｔ発生カウンタ１８の出力
であるＡＦＣＣＯＮＴの変化に等しい。
【００４３】したがって、Ｄ／Ａ変換器１４に与えたＬ
ＳＢ１ビットの変化によってＶＣＯ２の発振周波数の変
化をＤとすれば、スキャンニングステップ周波数幅は、
〃スキャンニングステップ周波数幅＝（ＡＦＣＶｔ発生
カウンタ１８の出力ＡＦＣＣＯＮＴ×Ｄ）〃である。
ＳＢ１ビットの変化によってＶＣＯ２の発振周波数の変
化をＤとすれば、スキャンニングステップ周波数幅は、
〃スキャンニングステップ周波数幅＝（ＡＦＣＶｔ発生
カウンタ１８の出力ＡＦＣＣＯＮＴ×Ｄ）〃である。
【００４４】そこで、受信ＣＮ比に応じたスキャンニン
グステップ周波数幅でスキャンニングさせるためには、
ＡＦＣＶｔ発生カウンタ１８を（スキャンニングステッ
プ周波数幅／Ｄ）ずつ増加すればよいことになる。以
下、スキャンニングステップ周波数幅／ＤをＶｔカウン
タステップ数と記す。本実施の一形態にかかるＡＦＣ回
路においては、Ｄ＝４５Ｈｚに設定してある。この結
果、図５に示すように受信ＣＮ比が７ｄＢ、９ｄＢ、１
１ｄＢ、１３ｄＢのときには、Ｖｔカウンタステップ数
はそれぞれ２２、４４、８８、１７８とする。
グステップ周波数幅でスキャンニングさせるためには、
ＡＦＣＶｔ発生カウンタ１８を（スキャンニングステッ
プ周波数幅／Ｄ）ずつ増加すればよいことになる。以
下、スキャンニングステップ周波数幅／ＤをＶｔカウン
タステップ数と記す。本実施の一形態にかかるＡＦＣ回
路においては、Ｄ＝４５Ｈｚに設定してある。この結
果、図５に示すように受信ＣＮ比が７ｄＢ、９ｄＢ、１
１ｄＢ、１３ｄＢのときには、Ｖｔカウンタステップ数
はそれぞれ２２、４４、８８、１７８とする。
【００４５】Ｖｔカウンタステップ数を２２としたの
は、２２×４５Ｈｚ＝９９０Ｈｚで１ｋＨｚのスキャン
ニングステップ周波数幅にほぼ一致し、Ｖｔカウンタス
テップ数を４４としたのは４４×４５Ｈｚ＝１９８０Ｈ
ｚで２ｋＨｚのスキャンニングステップ周波数幅にほぼ
一致し、Ｖｔカウンタステップ数を８８としたのは８８
×４５Ｈｚ＝３９６０Ｈｚで４ｋＨｚのスキャンニング
ステップ周波数幅にほぼ一致し、Ｖｔカウンタステップ
数を１７８としたのは１７８×４５Ｈｚ＝７９２０Ｈｚ
で８ｋＨｚのスキャンニングステップ周波数幅にほぼ一
致するためである。
は、２２×４５Ｈｚ＝９９０Ｈｚで１ｋＨｚのスキャン
ニングステップ周波数幅にほぼ一致し、Ｖｔカウンタス
テップ数を４４としたのは４４×４５Ｈｚ＝１９８０Ｈ
ｚで２ｋＨｚのスキャンニングステップ周波数幅にほぼ
一致し、Ｖｔカウンタステップ数を８８としたのは８８
×４５Ｈｚ＝３９６０Ｈｚで４ｋＨｚのスキャンニング
ステップ周波数幅にほぼ一致し、Ｖｔカウンタステップ
数を１７８としたのは１７８×４５Ｈｚ＝７９２０Ｈｚ
で８ｋＨｚのスキャンニングステップ周波数幅にほぼ一
致するためである。
【００４６】ここで、例えば±１．５ＭＨｚのの変動幅
の場合は帯域幅で３ＭＨｚであり、スキャンニングステ
ップ周波数幅１ｋＨｚ、２ｋＨｚ、４ｋＨｚ、８ｋＨｚ
にてスキャンニングしたときは、３０００回、１５００
回、７５０回、３７５回のスキャンニングステップ数で
帯域幅全てがかバーできることになる。
の場合は帯域幅で３ＭＨｚであり、スキャンニングステ
ップ周波数幅１ｋＨｚ、２ｋＨｚ、４ｋＨｚ、８ｋＨｚ
にてスキャンニングしたときは、３０００回、１５００
回、７５０回、３７５回のスキャンニングステップ数で
帯域幅全てがかバーできることになる。
【００４７】このように設定したのは、低受信ＣＮ比の
とき、すなわち受信ＣＮ比が悪いときは、受信機のキャ
プチャーレンジは小さく、このときにはスキャンニング
ステップ周波数幅を小さくしないと受信信号を捕捉する
ことができないためであり、高受信ＣＮ比のとき、すな
わち受信ＣＮ比が良いときは、受信機のキャプチャーレ
ンジは大きく、このときにはスキャンニングステップ周
波数幅を大きくしても受信信号を捕捉することができる
ためである。
とき、すなわち受信ＣＮ比が悪いときは、受信機のキャ
プチャーレンジは小さく、このときにはスキャンニング
ステップ周波数幅を小さくしないと受信信号を捕捉する
ことができないためであり、高受信ＣＮ比のとき、すな
わち受信ＣＮ比が良いときは、受信機のキャプチャーレ
ンジは大きく、このときにはスキャンニングステップ周
波数幅を大きくしても受信信号を捕捉することができる
ためである。
【００４８】従来のＡＦＣ回路においては受信ＣＮ比の
判定は行われておらず、周波数スキャンニングデータは
最も悪い受信ＣＮ比７に合わせて一定であるが、本実施
の一形態にかかるＡＦＣ回路では、受信ＣＮ比に基づい
てスキャンニングステップ周波数幅が設定されていて、
スキャンニングステップ周波数幅が受信ＣＮ比が向上す
るにしたがって大きくしてある。
判定は行われておらず、周波数スキャンニングデータは
最も悪い受信ＣＮ比７に合わせて一定であるが、本実施
の一形態にかかるＡＦＣ回路では、受信ＣＮ比に基づい
てスキャンニングステップ周波数幅が設定されていて、
スキャンニングステップ周波数幅が受信ＣＮ比が向上す
るにしたがって大きくしてある。
【００４９】Ｖｔカウンタステップ数変換回路３０に戻
って、供給されたデータＳＳ１が参照されて、Ｖｔカウ
ンタステップ数ＳＳ０が記憶されたテーブルから、Ｖｔ
カウンタステップ数ＳＳ０が検索されて、検索されたＶ
ｔカウンタステップ数ＳＳ０が、図２（ｌ）のタイミン
グでカウンタ３１に出力される。
って、供給されたデータＳＳ１が参照されて、Ｖｔカウ
ンタステップ数ＳＳ０が記憶されたテーブルから、Ｖｔ
カウンタステップ数ＳＳ０が検索されて、検索されたＶ
ｔカウンタステップ数ＳＳ０が、図２（ｌ）のタイミン
グでカウンタ３１に出力される。
【００５０】カウンタ３１においては、区間パルス発生
回路２５から出力される図２（ｍ）に示したロードパル
スによってＶｔカウンタステップ数ＳＳ０がロードさ
れ、ロードに続いてカウンタ３１においてクロックパル
スが計数され、計数値がＶｔカウンタステップ数ＳＳ０
に達するまで高電位のスキャンニングデータＥＮＡ
（Ａ）がカウンタ３１からセレクタ１６に送出される。
回路２５から出力される図２（ｍ）に示したロードパル
スによってＶｔカウンタステップ数ＳＳ０がロードさ
れ、ロードに続いてカウンタ３１においてクロックパル
スが計数され、計数値がＶｔカウンタステップ数ＳＳ０
に達するまで高電位のスキャンニングデータＥＮＡ
（Ａ）がカウンタ３１からセレクタ１６に送出される。
【００５１】一方、セレクタ１７には高電位にプルアッ
プされたＵ／Ｄ（Ａ）信号が供給されている。いま、ス
キャンニングモード、すなわち同期がとれていない状態
であるとすれば、セレクタ１６、１７に供給されている
ＳＹＮＣが低電位であり、セレクタ１６および１７にお
いて、スキャンニングデータＥＮＡ（Ａ）およびＵ／Ｄ
（Ａ）が選択されて、ＡＦＣＶｔ発生カウンタ１８に送
出される。
プされたＵ／Ｄ（Ａ）信号が供給されている。いま、ス
キャンニングモード、すなわち同期がとれていない状態
であるとすれば、セレクタ１６、１７に供給されている
ＳＹＮＣが低電位であり、セレクタ１６および１７にお
いて、スキャンニングデータＥＮＡ（Ａ）およびＵ／Ｄ
（Ａ）が選択されて、ＡＦＣＶｔ発生カウンタ１８に送
出される。
【００５２】ＡＦＣＶｔ発生カウンタ１８では、スキャ
ンニングデータＥＮＡ（Ａ）が供給されている期間、ク
ロックパルスがＵ／Ｄ（Ａ）信号に基づく方向にアップ
カウントされて、周波数増加方向にスキャンニングされ
る。ＡＦＣＶｔ発生カウンタ１８のカウント値と位相誤
差検出回路８から送出されたチューニングデータとが加
算器１３によって加算される。加算器１３からの出力デ
ータは、Ｄ／Ａ変換器１４によってアナログ信号に変換
されて、ＶＣＯ２に周波数制御電圧として供給されてＶ
ＣＯ２の発振周波数が制御される。
ンニングデータＥＮＡ（Ａ）が供給されている期間、ク
ロックパルスがＵ／Ｄ（Ａ）信号に基づく方向にアップ
カウントされて、周波数増加方向にスキャンニングされ
る。ＡＦＣＶｔ発生カウンタ１８のカウント値と位相誤
差検出回路８から送出されたチューニングデータとが加
算器１３によって加算される。加算器１３からの出力デ
ータは、Ｄ／Ａ変換器１４によってアナログ信号に変換
されて、ＶＣＯ２に周波数制御電圧として供給されてＶ
ＣＯ２の発振周波数が制御される。
【００５３】なお、Ｕ／Ｄ（Ａ）信号は低電位にプルダ
ウンされたていても差し支えなく、この場合はＡＦＣＶ
ｔ発生カウンタ１８でクロックパルスがダウンカウント
されて、周波数減少方向にスキャンニングされる。
ウンされたていても差し支えなく、この場合はＡＦＣＶ
ｔ発生カウンタ１８でクロックパルスがダウンカウント
されて、周波数減少方向にスキャンニングされる。
【００５４】このように再生される復調用キャリアの周
波数はＶＣＯ２の周波数制御電圧Ｖｔによって制御され
る。ＶＣＯ２の周波数制御電圧ＶｔはＤ／Ａ変換器１４
の出力であり、Ｄ／Ａ変換器１４の入力である加算器１
３からの加算出力データＶｔｄと、再生される復調用キ
ャリアの周波数の関係は線形になるように設定されてい
る。
波数はＶＣＯ２の周波数制御電圧Ｖｔによって制御され
る。ＶＣＯ２の周波数制御電圧ＶｔはＤ／Ａ変換器１４
の出力であり、Ｄ／Ａ変換器１４の入力である加算器１
３からの加算出力データＶｔｄと、再生される復調用キ
ャリアの周波数の関係は線形になるように設定されてい
る。
【００５５】図５に示したＶｔカウンタステップ数とし
て例えば〃２２〃に対応する加算出力データを加算器１
３から増加（インクリメント）、または減少（デクリメ
ント）させることによって再生される復調用キャリアの
周波数に±１ｋＨｚのオフセットを持たせることができ
る。このような関係から、判定した受信ＣＮ比によりス
キャンニングステップ数を変化させ、最適化することが
できる。このようにスキャンニングが行われている途中
において同期がとれると、ＳＹＮＣ信号が高電位とな
る。ＳＹＮＣ信号が高電位となると同時にスキャンニン
グ状態からトラッキング状態に切り換わる。
て例えば〃２２〃に対応する加算出力データを加算器１
３から増加（インクリメント）、または減少（デクリメ
ント）させることによって再生される復調用キャリアの
周波数に±１ｋＨｚのオフセットを持たせることができ
る。このような関係から、判定した受信ＣＮ比によりス
キャンニングステップ数を変化させ、最適化することが
できる。このようにスキャンニングが行われている途中
において同期がとれると、ＳＹＮＣ信号が高電位とな
る。ＳＹＮＣ信号が高電位となると同時にスキャンニン
グ状態からトラッキング状態に切り換わる。
【００５６】一方、位相誤差検出回路８は、例えば変換
テーブルを備えて構成されたコスタス演算回路からな
り、実質的に〔（ＤＩ＋ＤＱ）・（ＤＩ−ＤＱ）・ＤＩ
・ＤＱ〕の演算を行い、入力されたベースバンド信号Ｄ
Ｉ、ＤＱに基づく受信信号点配置の基準配置との位置誤
差、すなわち位相誤差データが各象限毎に検出され、こ
の位相誤差データがチューニングデータとして加算器１
３に供給される。この構成により、ＶＣＯ２および９０
度移相回路３→直交検波回路１→Ａ／Ｄ変換器４、５→
デジタルフイルタ６、７→位相誤差検出回路８→加算器
１３→Ｄ／Ａ変換器１４→ＶＣＯ２の基本的な復調用キ
ャリア再生のためのコスタスループが完成されている。
テーブルを備えて構成されたコスタス演算回路からな
り、実質的に〔（ＤＩ＋ＤＱ）・（ＤＩ−ＤＱ）・ＤＩ
・ＤＱ〕の演算を行い、入力されたベースバンド信号Ｄ
Ｉ、ＤＱに基づく受信信号点配置の基準配置との位置誤
差、すなわち位相誤差データが各象限毎に検出され、こ
の位相誤差データがチューニングデータとして加算器１
３に供給される。この構成により、ＶＣＯ２および９０
度移相回路３→直交検波回路１→Ａ／Ｄ変換器４、５→
デジタルフイルタ６、７→位相誤差検出回路８→加算器
１３→Ｄ／Ａ変換器１４→ＶＣＯ２の基本的な復調用キ
ャリア再生のためのコスタスループが完成されている。
【００５７】位相誤差データは、トラッキングデータ生
成回路１５に供給されて、トラッキングデータ生成回路
１５にてトラッキングデータが生成される。ここで、ト
ラッキングデータ生成回路１５は、例えば、位相誤差デ
ータを受けて一定期間における平均値を求める平均回路
と該平均回路において求めた平均値をコスタスデータの
センター値（コスタス演算上の〃０〃の値）を挾む所定
値と比較して平均値が前記所定値の範囲内に入っている
か否かを検出する比較回路とを備え、平均値が前記所定
範囲内に入っていないときに平均値と前記所定値との差
に基づくトラッキングデータＥＮＡ（Ｂ）と、前記差の
極性に基づくアップ／ダウン（以下、アップ／ダウンを
Ｕ／Ｄとも記す）（Ｂ）信号とがセレクタ１６、１７に
各別に送出される。
成回路１５に供給されて、トラッキングデータ生成回路
１５にてトラッキングデータが生成される。ここで、ト
ラッキングデータ生成回路１５は、例えば、位相誤差デ
ータを受けて一定期間における平均値を求める平均回路
と該平均回路において求めた平均値をコスタスデータの
センター値（コスタス演算上の〃０〃の値）を挾む所定
値と比較して平均値が前記所定値の範囲内に入っている
か否かを検出する比較回路とを備え、平均値が前記所定
範囲内に入っていないときに平均値と前記所定値との差
に基づくトラッキングデータＥＮＡ（Ｂ）と、前記差の
極性に基づくアップ／ダウン（以下、アップ／ダウンを
Ｕ／Ｄとも記す）（Ｂ）信号とがセレクタ１６、１７に
各別に送出される。
【００５８】セレクタ１６、１７にはＳＹＮＣ信号も供
給されていて、ＳＹＮＣ信号が高電位のときには、セレ
クタ１６においてトラッキングデータＥＮＡ（Ｂ）が選
択され、セレクタ１７においてＵ／Ｄ（Ｂ）信号が選択
されて、ＡＦＣＶｔ発生カウンタ１８に供給されて、Ａ
ＦＣＶｔ発生カウンタ１８においてトラッキングデータ
ＥＮＡ（Ｂ）がＵ／Ｄ（Ｂ）信号に基づく方向にアップ
カウント／ダウンカウントされる。
給されていて、ＳＹＮＣ信号が高電位のときには、セレ
クタ１６においてトラッキングデータＥＮＡ（Ｂ）が選
択され、セレクタ１７においてＵ／Ｄ（Ｂ）信号が選択
されて、ＡＦＣＶｔ発生カウンタ１８に供給されて、Ａ
ＦＣＶｔ発生カウンタ１８においてトラッキングデータ
ＥＮＡ（Ｂ）がＵ／Ｄ（Ｂ）信号に基づく方向にアップ
カウント／ダウンカウントされる。
【００５９】ＡＦＣＶｔ発生カウンタ１８のカウント値
と位相誤差検出回路８から送出されたチューニングデー
タとが加算器１３によって加算されて、加算器１３から
の出力データは、Ｄ／Ａ変換器１４によってアナログ信
号に変換されて、ＶＣＯ２に周波数制御電圧として供給
されてＶＣＯ２の発振周波数が制御される。
と位相誤差検出回路８から送出されたチューニングデー
タとが加算器１３によって加算されて、加算器１３から
の出力データは、Ｄ／Ａ変換器１４によってアナログ信
号に変換されて、ＶＣＯ２に周波数制御電圧として供給
されてＶＣＯ２の発振周波数が制御される。
【００６０】以上のように、トラックングデータ生成回
路１５にて前記平均値が前記所定範囲内に入っていると
きで、かつフレーム同期が取れているときにおいては、
チューニングデータによって周波数オフセットの微調整
が行われる。前記平均値が前記所定範囲内に入っていな
いときで、かつフレーム同期が取れているときにおいて
は、チューニングデータにトラッキングデータが加算さ
れて周波数オフセットの微調整が行われる。
路１５にて前記平均値が前記所定範囲内に入っていると
きで、かつフレーム同期が取れているときにおいては、
チューニングデータによって周波数オフセットの微調整
が行われる。前記平均値が前記所定範囲内に入っていな
いときで、かつフレーム同期が取れているときにおいて
は、チューニングデータにトラッキングデータが加算さ
れて周波数オフセットの微調整が行われる。
【００６１】以上のように本発明の実施の一形態にかか
るＡＦＣ回路は、復調用キャリア再生のためのコスタス
ループの途中にあるＶＣＯ２に供給するチューニング電
圧を、同期がとれていないときはスキャンニングデータ
によって更新制御し、同期がとれているときはトラッキ
ングデータによって微調整が行われる。
るＡＦＣ回路は、復調用キャリア再生のためのコスタス
ループの途中にあるＶＣＯ２に供給するチューニング電
圧を、同期がとれていないときはスキャンニングデータ
によって更新制御し、同期がとれているときはトラッキ
ングデータによって微調整が行われる。
【００６２】ＡＦＣによる制御とトラッキング制御との
流れを図３に示すフローチャートによって説明すれば、
ＳＹＮＣ信号が低電位、すなわち同期が取れていないと
きはＡＦＣ回路がスキャンニングモードであって、Ｖｔ
カウンタステップ数変換回路３０から出力されたＶｔカ
ウンタステップ数がカウンタ３１にロードされ、ロード
されたＶｔカウンタステップ数までクロックパルスを計
数するまでの時間幅のスキャンニングデータＥＮＡ
（Ａ）が発生される。スキャンニングデータＥＮＡ
（Ａ）はＡＦＣコントロールＶｔ発生カウンタ１８に入
力されアップまたはダウンカウントされる。
流れを図３に示すフローチャートによって説明すれば、
ＳＹＮＣ信号が低電位、すなわち同期が取れていないと
きはＡＦＣ回路がスキャンニングモードであって、Ｖｔ
カウンタステップ数変換回路３０から出力されたＶｔカ
ウンタステップ数がカウンタ３１にロードされ、ロード
されたＶｔカウンタステップ数までクロックパルスを計
数するまでの時間幅のスキャンニングデータＥＮＡ
（Ａ）が発生される。スキャンニングデータＥＮＡ
（Ａ）はＡＦＣコントロールＶｔ発生カウンタ１８に入
力されアップまたはダウンカウントされる。
【００６３】なお、Ｕ／Ｄ（Ａ）信号によりスキャンニ
ングの方向が選択され、ＡＦＣＶｔ発生カウンタ１８に
て発生されたデータは加算器１３によってチューニング
データと加算され、Ｄ／Ａ変換器１４に入力される（ス
テップＳ１１）。以上のスキャンニングが判定した受信
ＣＮ比に基づくＶｔカウンタステップ数にしたがって繰
り返される（ステップＳ１２、１３、１４および１
５）。ここで、ステップＳ１２は図４によって定義され
ている。ステップＳ１２、Ｓ１３、Ｓ１４およびＳ１５
の実行中において希望信号が受信されるとフレーム同期
回路１２において受信信号から同期信号が捕捉され、デ
ータ復号が開始される。それと同時にＳＹＮＣ信号が高
電位となる（ステップＳ１３）。
ングの方向が選択され、ＡＦＣＶｔ発生カウンタ１８に
て発生されたデータは加算器１３によってチューニング
データと加算され、Ｄ／Ａ変換器１４に入力される（ス
テップＳ１１）。以上のスキャンニングが判定した受信
ＣＮ比に基づくＶｔカウンタステップ数にしたがって繰
り返される（ステップＳ１２、１３、１４および１
５）。ここで、ステップＳ１２は図４によって定義され
ている。ステップＳ１２、Ｓ１３、Ｓ１４およびＳ１５
の実行中において希望信号が受信されるとフレーム同期
回路１２において受信信号から同期信号が捕捉され、デ
ータ復号が開始される。それと同時にＳＹＮＣ信号が高
電位となる（ステップＳ１３）。
【００６４】ＳＹＮＣ信号が高電位になったことによ
り、セレクタ１６および１７はスキャンニングデータＥ
ＮＡ（Ａ）およびＵ／Ｄ（Ａ）信号側からスキャンニン
グデータＥＮＡ（Ｂ）およびＵ／Ｄ（Ｂ）信号側に切り
換えられて、スキャンニングデータＥＮＡ（Ａ）および
Ｕ／Ｄ（Ａ）信号は遮断され、スキャンニング動作が停
止される。ついで、チューニングデータにトラッキング
データが加算されて周波数オフセットの微調整が行われ
トラッキングが開始され、ステップＳ１２からの実行が
繰り返される（ステップＳ１４）。
り、セレクタ１６および１７はスキャンニングデータＥ
ＮＡ（Ａ）およびＵ／Ｄ（Ａ）信号側からスキャンニン
グデータＥＮＡ（Ｂ）およびＵ／Ｄ（Ｂ）信号側に切り
換えられて、スキャンニングデータＥＮＡ（Ａ）および
Ｕ／Ｄ（Ａ）信号は遮断され、スキャンニング動作が停
止される。ついで、チューニングデータにトラッキング
データが加算されて周波数オフセットの微調整が行われ
トラッキングが開始され、ステップＳ１２からの実行が
繰り返される（ステップＳ１４）。
【００６５】ＡＦＣ回路におけるスキャンニングステッ
プ周波数幅は、受信機のキャプチャーレンジに依存して
いる。またキャプチャーレンジも受信ＣＮ比によって変
化する。しかるに、受信機が目標とする最低の受信ＣＮ
比に対するキャプチャーレンジから定められるのであっ
て、受信ＣＮ比の良否にかかわらずスキャンニングステ
ップ周波数幅を狭く設定されることになる。したがっ
て、良好なＣＮ比のときにおいても狭いスキャンニング
ステップ周波数幅でスキャンニングされて、復調用キャ
リアの再生に時間がかかる。これに対して、本発明の実
施の一形態にかかるＡＦＣ回路においては、求めた受信
ＣＮ比から最適なスキャンニングステップ周波数幅が選
択されることになって受信機のキャプチャーレンジから
外れることがなく、受信ＣＮ比に基づいて、信号受信完
了までの時間を短縮することができることになる。
プ周波数幅は、受信機のキャプチャーレンジに依存して
いる。またキャプチャーレンジも受信ＣＮ比によって変
化する。しかるに、受信機が目標とする最低の受信ＣＮ
比に対するキャプチャーレンジから定められるのであっ
て、受信ＣＮ比の良否にかかわらずスキャンニングステ
ップ周波数幅を狭く設定されることになる。したがっ
て、良好なＣＮ比のときにおいても狭いスキャンニング
ステップ周波数幅でスキャンニングされて、復調用キャ
リアの再生に時間がかかる。これに対して、本発明の実
施の一形態にかかるＡＦＣ回路においては、求めた受信
ＣＮ比から最適なスキャンニングステップ周波数幅が選
択されることになって受信機のキャプチャーレンジから
外れることがなく、受信ＣＮ比に基づいて、信号受信完
了までの時間を短縮することができることになる。
【００６６】
【発明の効果】以上説明したように本発明にかかる自動
周波数制御回路によれば、受信機の検波出力のＩ、Ｑ信
号データを演算処理することによって受信ＣＮ比を判定
し、判定した受信ＣＮ比に基づいてスキャンニングステ
ップ周波数幅を可変するので、受信ＣＮ比に応じた高速
なＡＦＣによる希望信号の受信が最小のスキャンニング
時間で可能となる。
周波数制御回路によれば、受信機の検波出力のＩ、Ｑ信
号データを演算処理することによって受信ＣＮ比を判定
し、判定した受信ＣＮ比に基づいてスキャンニングステ
ップ周波数幅を可変するので、受信ＣＮ比に応じた高速
なＡＦＣによる希望信号の受信が最小のスキャンニング
時間で可能となる。
【図１】本発明の実施の一形態にかかるＡＦＣ回路を含
む受信機の一部の構成を示すブロック図である。
む受信機の一部の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施の一形態にかかるＡＦＣ回路の作
用の説明に供するタイミング図である。
用の説明に供するタイミング図である。
【図３】本発明の実施の一形態にかかるＡＦＣ回路の作
用の説明に供すフローチャート図である。
用の説明に供すフローチャート図である。
【図４】本発明の実施の一形態にかかるＡＦＣ回路の作
用の説明に供すフローチャート図である。
用の説明に供すフローチャート図である。
【図５】本発明の実施の一形態にかかるＡＦＣ回路にお
ける受信ＣＮ比と受信機キャプチャーレンジ、スキャン
ニングステップ周波数幅およびＶｔカウンタステップ数
との関係を示す説明図である。
ける受信ＣＮ比と受信機キャプチャーレンジ、スキャン
ニングステップ周波数幅およびＶｔカウンタステップ数
との関係を示す説明図である。
【図６】従来のＡＦＣ回路を含む受信機の一部の構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
１ 直交検波回路 ２ ＶＣＯ ８ 位相誤差検出回路 １２ フレーム同期回路 １３ 加算器 １５ トラッキングデータ再生回路 １６および１７ セレクタ １８ ＡＦＣＶｔ発生カウンタ ２０ ＣＮ比演算ブロック ２１ 信号点配置変換テーブル ２２ 平均回路 ２３ ディレイ回路 ２４ 分散値計算回路 ２６ 比較器 ２７および３１ カウンタ ３０ Ｖｔカウンタステップ数変換回路
Claims (7)
- 【請求項１】検波された受信位相シフトキーイング信号
の信号点配置に基づく受信ＣＮ比を判定する受信ＣＮ比
判定手段と、該受信ＣＮ比判定手段によって判定された
受信ＣＮ比を、受信ＣＮ比に対して予め定めたスキャン
ニングステップ周波数幅に変換するスキャンニングステ
ップ周波数幅変換手段と、変換されたスキャンニングス
テップ周波数幅をスキャンニング電圧に変換する電圧変
換手段とを備え、変換されたスキャンニング電圧を、発
振出力を復調用キャリアとする電圧制御発振器に周波数
制御電圧として供給することを特徴とする自動周波数制
御回路。 - 【請求項２】請求項１記載の自動周波数制御回路におい
て、受信ＣＮ比判定手段は検波された受信位相シフトキ
ーイング信号を信号点配置データに変換する信号点配置
変換手段と、信号点配置データの平均値を求める平均手
段と、平均手段によって求めた平均値データと信号点配
置データとから分散値を求める分散値計算手段とを備
え、分散値計算手段によって求めた分散値に基づいて受
信ＣＮ比を判定することを特徴とする自動周波数制御回
路。 - 【請求項３】請求項２記載の自動周波数制御回路におい
て、受信ＣＮ比判定手段は信号点配置変換手段によって
変換された信号点配置データを平均手段による演算期間
遅延させる遅延手段を備え、平均手段によって求めた平
均値データと遅延手段によって遅延させた信号点配置デ
ータとに基づいて分散値計算手段により分散値を求める
ことを特徴とする自動周波数制御回路。 - 【請求項４】請求項１記載の自動周波数制御回路におい
て、受信ＣＮ比判定手段は所定期間内において求めた分
散値が予め定めた基準値以上であった回数を計数する計
数手段を備え、該計数手段による計数値に基づいて受信
ＣＮ比を判定することを特徴とする自動周波数制御回
路。 - 【請求項５】請求項１記載の自動周波数制御回路におい
て、スキャンニングステップ周波数幅変換手段は高受信
ＣＮ比に対して広いスキャンニングステップ周波数幅に
変換することを特徴とする自動周波数制御回路。 - 【請求項６】請求項１記載の自動周波数制御回路におい
て、スキャンニングステップ周波数幅変換手段は判定さ
れた受信ＣＮ比に対するスキャンニングステップ周波数
幅を記憶した記憶手段を備えて、判定された受信ＣＮ比
を参照して判定された受信ＣＮ比に対するスキャンニン
グステップ周波数幅を記憶手段から読み出すことを特徴
とする自動周波数制御回路。 - 【請求項７】請求項１記載の自動周波数制御回路におい
て、受信信号からフレーム同期がとれていることが検出
されたとき、電圧制御発振器に供給する周波数制御電圧
をスキャンニング電圧からトラッキング電圧に切り換え
る選択手段を備えたことを特徴とする自動周波数制御回
路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2981197A JPH10215149A (ja) | 1997-01-30 | 1997-01-30 | 自動周波数制御回路 |
| PCT/JP1998/000354 WO1998034347A1 (en) | 1997-01-30 | 1998-01-29 | Automatic frequency control circuit |
| EP98901032A EP0956644B1 (en) | 1997-01-30 | 1998-01-29 | Automatic frequency control circuit |
| DE69834477T DE69834477T2 (de) | 1997-01-30 | 1998-01-29 | Automatische frequenzregelungsschaltung |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2981197A JPH10215149A (ja) | 1997-01-30 | 1997-01-30 | 自動周波数制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10215149A true JPH10215149A (ja) | 1998-08-11 |
Family
ID=12286413
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2981197A Pending JPH10215149A (ja) | 1997-01-30 | 1997-01-30 | 自動周波数制御回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0956644B1 (ja) |
| JP (1) | JPH10215149A (ja) |
| DE (1) | DE69834477T2 (ja) |
| WO (1) | WO1998034347A1 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3080601B2 (ja) * | 1997-06-06 | 2000-08-28 | 株式会社ケンウッド | 搬送波再生回路 |
| JP2003518861A (ja) * | 1999-12-23 | 2003-06-10 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | イメージ除去 |
| JP3738766B2 (ja) | 2003-02-25 | 2006-01-25 | ソニー株式会社 | 通信装置 |
| JP3804618B2 (ja) * | 2003-02-25 | 2006-08-02 | ソニー株式会社 | 通信装置 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4281412A (en) * | 1979-07-05 | 1981-07-28 | Cincinnati Electronics Corporation | Method of and apparatus for transmitting and recovering offset QPSK modulated data |
| US4833416A (en) * | 1988-03-30 | 1989-05-23 | Motorola, Inc. | QPSK/BPSK demodulator |
| US5289506A (en) * | 1990-02-05 | 1994-02-22 | Sharp Kabushiki Kaisha | Automatic frequency control circuit |
| JPH0738023B2 (ja) * | 1990-02-13 | 1995-04-26 | パイオニア株式会社 | Ｇｐｓ受信機の衛星電波捕捉方法 |
| JPH08213881A (ja) * | 1995-02-02 | 1996-08-20 | Fujitsu Ltd | 周波数制御回路 |
-
1997
- 1997-01-30 JP JP2981197A patent/JPH10215149A/ja active Pending
-
1998
- 1998-01-29 EP EP98901032A patent/EP0956644B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-01-29 DE DE69834477T patent/DE69834477T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1998-01-29 WO PCT/JP1998/000354 patent/WO1998034347A1/en active IP Right Grant
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0956644A1 (en) | 1999-11-17 |
| EP0956644B1 (en) | 2006-05-10 |
| DE69834477D1 (de) | 2006-06-14 |
| DE69834477T2 (de) | 2006-11-02 |
| WO1998034347A1 (en) | 1998-08-06 |
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