DE69834477T2

DE69834477T2 - Automatische frequenzregelungsschaltung

Info

Publication number: DE69834477T2
Application number: DE69834477T
Authority: DE
Inventors: Akihiro Zama-shi HORII; Kenichi Yokohama-shi SHIRAISHI
Original assignee: Kenwood KK
Current assignee: Kenwood KK
Priority date: 1997-01-30
Filing date: 1998-01-29
Publication date: 2006-11-02
Anticipated expiration: 2018-01-30
Also published as: JPH10215149A; EP0956644B1; WO1998034347A1; EP0956644A1; DE69834477D1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine automatische Frequenzsteuerschaltung zur Verwendung durch einen Satellitenrundfunkempfänger vom digitalen Modulationstyp und insbesondere auf eine automatische Frequenzsteuerschaltung zum Abtasten einer Demodulationsträgerfrequenz in einer vorgegebenen Breite.
2. Stand der Technik
In dieser Spezifikation ist unter dem Begriff „Abtasten" ein Frequenzabtasten zur Rückgewinnung eines Demodulationsträgers zu verstehen, und der Begriff „Abtastfrequenzbreite" bezeichnet einen Bereich einer Zentralfrequenzänderung eines empfangenen Signals, welcher von einem Rundfunkempfänger abzudecken ist. Beispielsweise hat ein gegenwärtig verwendeter digitaler Rundfunkempfänger für Nachrichtensatelliten eine Abtastfrequenzbreite von etwa +/– 1.5 MHz.
Nach Einschalten eines Empfängers dieses Typs erfolgt ein Abtasten. Falls ein Rahmen-Sync-Signal während dieses Abtastens empfangen wird, wird bestimmt, dass sich der Empfang in einem synchronisierten Rahmenzustand befindet, das Abtasten wird gestoppt, und ein Tracking-Zustand tritt ein.
Die Struktur eines Empfängers mit einer herkömmlichen automatischen Frequenzsteuer (nachstehend mit AFC abgekürzt, wo zutreffend) -Schaltung, wie in US Patent Nr. 4 281 412 offenbart, ist in 6 teilweise veranschaulicht. Die herkömmliche AFC-Schaltung wird unter Bezugnahme auf den in 6 dargestellten Empfänger erläutert. Die empfangene Welle, bei welcher eine Phasenumtastung erfolgt ist, erhält durch Wandlung eine vorgegebene Frequenz und wird in einen Quadratur-Detektor 1 eingegeben. Diesem Quadratur-Detektor 1 werden sowohl ein Oszillationsausgang oder Demodulationsträger aus einem spannungsgesteuerten Oszillator (nachfolgend abgekürzt mit VCO) als auch ein Ausgang oder ein um 90° verschobener Oszillationsausgang aus einem 94°-Phasenverschieber 3 zugeführt. Deshalb wird das in den Quadratur-Detektor 1 eingegebene, frequenzgewandelte Signal zu I- und Q-Achsen-Basisbandsignalen gewandelt.
Die Basisbandsignale werden jeweiligen A/D-Wandlern 4 und 5 zugeführt, welche diese zu diskreten digitalen Signalen wandeln. Diese diskreten digitalen Signale werden durch jeweilige digitale Filter 6 und 7 geleitet, welche bandbegrenzte Basisbandsignale DI und DQ ausgeben. Die Basisbandsignale DI und DQ werden einem Phasenfehlerdetektor 8 und einer Rahmen-Sync-Schaltung 12 zugeführt. Die Rahmen-Sync-Schaltung 12 gibt serielle Daten der Basisbandsignale DI und DQ aus und weiterhin ein High-Level-Rahmen-Sync-Signal (nachstehend mit SYNC-Signal abgekürzt, wo zutreffend), sobald eine Rahmensynchronisation hergestellt ist.
Das SYNC-Signal nimmt einen hohen Level an, wenn eine Rahmensynchronisation hergestellt ist. Es wird bestimmt, dass die Rahmensynchronisation hergestellt ist, wenn ein Empfang eines Sync-Musters mit konstanter Periode an dem Kopf von Rahmendaten erfasst wird, die in einer Reihe empfangener Daten enthalten sind.
Ein Frequenzabtastdatenerzeuger 10 erzeugt Abtastdaten, welche die Oszillationsfrequenz des VCO 2 in einer Abtastfrequenzbreite abtasten.
Ein Phasenfehlerdetektor 8 erfasst einen Phasenfehler in Übereinstimmung mit den Eingangsbasisbandsignalen DI und DQ. Phasenfehlerdaten, die den erfassten Phasenfehler repräsentieren, werden einem Tracking-Daten-Erzeuger 9 zugeführt, wobei die Daten als Abstimmdaten für den VCO 2 benützt werden. Der Tracking-Daten-Erzeuger 9 erzeugt Tracking-Daten in Übereinstimmung mit den zugeführten Phasenfehlerdaten.
Einem Selektor 11 werden die Tracking-Daten aus dem Tracking-Daten-Erzeuger 9 und die Abtastdaten aus dem Frequenzabtastdatenerzeuger 10 zugeführt. Wenn SYNC einen niedrigen Level aufweist, d.h. wenn die Rahmensynchronisation nicht hergestellt ist, werden die Abtastdaten von dem Selektor 11 ausgewählt, wohingegen die Tracking-Daten von dem Selektor 11 ausgewählt werden, wenn SYNC einen hohen Level aufweist, d.h. wenn die Rahmensynchronisation hergestellt ist.
Der Datenausgang aus dem Selektor 11 und die Abstimmdaten werden von einem Addierer 13 addiert, und der Ausgang des Addierers 13 wird von einem D/A-Wandler 14 zu einem analogen Signal gewandelt, das die Oszillationsfrequenz des VCO 2 steuert. Wenn also die Rahmensynchronisation nicht hergestellt ist, steuert ein Additionssignal aus den Abtastdaten, die von dem Selektor 11 ausgewählt sind, und aus den Abstimmdaten die Oszillationsfrequenz des VCO 2, um dadurch die Abtastung auszuführen.
Falls die Rahmensynchronisation während des Abtastens hergestellt wird, steuert ein Additionssignal aus den Tracking-Daten, die von dem Selektor 11 ausgewählt sind, und aus den Abstimmdaten die Oszillationsfrequenz des VCO 2, um dadurch das Tracking auszuführen.
In der herkömmlichen AFC-Schaltung wird der Frequenzabtastdatenerzeuger 10 auf eine Abtastschrittfrequenzbreite in Übereinstimmung mit einem Fangbereich unter den niedrigsten Empfangsbedingungen eingestellt, z. B. an einem Empfangslimit bezüglich des Trägerrauschabstands (Trägerrauschabstand wird nachfolgend mit CNR abgekürzt, wo zutreffend). Deshalb ist es notwendig, das Abtasten (das Abtasten der Frequenzbreite)/(den Frequenzbreitenabtastschritt) zu wiederholen, um die Gesamtheit der Abtastfrequenzbreite abzutasten.
In dieser Spezifikation ist unter dem Begriff „Abtastschrittfrequenzbreite" eine Frequenzänderungsbreite pro Abtastung zu verstehen, während die Gesamtheit der Abtastfrequenzbreite abgetastet wird.
In der oben beschriebenen herkömmlichen AFC-Schaltung ist die Abtastschrittfrequenzbreite zum Abtasten der Frequenz des Demodulationsträgers geringer als der Fangbereich, der für die Wiederherstellung des Demodulationsträgers verwendet wird, außerdem ist sie im Allgemeinen auf einen Wert in Entsprechung zu einem Fangbereich eingestellt, der sich aus dem Empfangslimit bezüglich des Trägerrauschabstands bestimmt. Dies wirft das Problem auf, dass es einer konstanten Abtastzeit bedarf, um die Gesamtheit der Abtastschrittfrequenzbreite abzutasten, und zwar ungeachtet eines Trägerrauschabstands zu einem bestimmten Zeitpunkt.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine automatische Frequenzsteuerschaltung zu bieten, die in der Lage ist, ein gewünschtes Signal in einer äußerst kurzen Abtastzeit in Entsprechung zu einem aktuellen Trägerrauschabstand zu empfangen.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die obige Aufgabe wird durch eine automatische Frequenzsteuerschaltung erfüllt, wie in Anspruch 1 definiert.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine automatische Frequenzsteuerschaltung geboten, welche Folgendes umfasst: eine Empfangs-CNR-Beurteilungseinrichtung zur Beurteilung eines Empfangs-CNR in Übereinstimmung mit Signalpunktpositionen eines empfangenen und erfassten Phasenumtastungssignals; eine Wandlungseinrichtung für eine Abtastschrittfrequenzbreite zur Wandlung des durch die Empfangs-CNR-Beurteilungseinrichtung beurteilten Empfangs-CNR zu einer vorgegebenen Abtastschrittfrequenzbreite, die für den Empfangs-CNR vorbestimmt ist, und eine Spannungswandlungseinrichtung zur Wandlung der gewandelten Abtastschrittfrequenzbreite in eine Abtastspannung, wobei die gewandelte Abtastspannung einem spannungsgesteuerten Oszillator als Frequenzsteuerspannung zugeführt wird und ein Oszillationsausgang des spannungsgesteuerten Oszillators als Demodulationsträger verwendet wird.
Gemäß der automatischen Frequenzsteuerschaltung dieser Erfindung beurteilt die Empfangs-CNR-Beurteilungseinrichtung einen Empfangs-CNR in Übereinstimmung mit Signalpunktpositionen eines empfangenen und erfassten Phasenumtastungssignals, die Wandlungseinrichtung für die Abtastschrittfrequenzbreite wandelt den von der Empfangs-CNR-Beurteilungseinrichtung beurteilten Empfangs-CNR zu einer vorgegebenen Abtastschrittfrequenzbreite, die für den Empfangs-CNR vorbestimmt ist, und eine Spannungswandlungseinrichtung wandelt die gewandelte Abtastschrittfrequenzbreite zu einer Abtastspannung, wobei die gewandelte Abtastspannung dem spannungsgesteuerten Oszillator als Frequenzsteuerspannung zugeführt wird, um die Abtastfrequenzbreite sequentiell abzutasten, und ein Oszillationsausgang des spannungsgesteuerten Oszillators wird als Demodulationsträger gesendet.
Es ist beispielsweise möglich, eine breite Abtastschrittfrequenzbreite zu benützen, wenn der Empfangs-CNR hoch ist. Durch Verändern der Abtastschrittfrequenzbreite in Bezug auf den Empfangs-CNR eröffnet sich die Möglichkeit, die Zeit zu verkürzen, die für den Empfang eines gewünschten Signals erforderlich ist.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Blockdiagramm, das die Struktur eines Empfängers teilweise veranschaulicht, der eine AFC-Schaltung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung umfasst.
2 ist ein Ablaufdiagramm, das die Funktionsweise der AFC-Schaltung der Ausführungsform darstellt.
3 ist ein Flussdiagramm, das die Funktionsweise der AFC-Schaltung der Ausführungsform erläutert.
4 ist ein Flussdiagramm das den detaillierten Ablauf des Schritts S12 aus dem in 3 dargestellten Flussdiagramm zeigt.
5 ist ein erläuterndes Diagramm, welches das Verhältnis zwischen einem Empfangs-CNR, einem Empfängerfangbereich, einer Abtastschrittfrequenzbreite und einer Vt-Zählerschrittzahl darstellt, die jeweils zu der AFC-Schaltung der Ausführungsform gehören.
6 ist ein Blockdiagramm, das die Struktur eines Empfängers teilweise zeigt, der eine herkömmliche AFC-Schaltung umfasst.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
Nun wird eine Ausführungsform einer automatischen Frequenzsteuerschaltung dieser Erfindung beschrieben. 1 ist ein Blockdiagramm, welches einen Empfänger teilweise darstellt, der die automatische Frequenzsteuerschaltung der Ausführungsform umfasst. In dieser Ausführungsform wird zu Erläuterungszwecken QPSK-Modulation als Phasenmodulationsart eingesetzt. In 1 werden Elemente, welche die gleichen sind wie bei der in 6 gezeigten herkömmlichen automatischen Frequenzsteuerschaltung, mit identischen Referenzziffern bezeichnet.
Weiterhin wird in dem Empfänger, der die automatische Frequenzsteuerschaltung dieser Ausführungsform umfasst, eine Abtastung durchgeführt, nachdem der Empfänger eingeschaltet ist. Falls ein Rahmensynchronisationssignal während dieses Abtastens empfangen wird, wird bestimmt, dass der Empfang in einem Rahmensynchronisationszustand ist, woraufhin das Abtasten gestoppt wird und ein Tracking-Zustand eintritt.
In der automatischen Frequenzsteuerschaltung der Ausführungsform erhält eine empfangene Welle, an der eine Phasenumtastung vorgenommen wurde, durch Wandlung eine vorgegebene Frequenz und wird einem Quadratur-Detektor 1 eingegeben. Dem Quadratur-Detektor 1 wird sowohl ein Oszillationsausgang oder Demodulationsträger aus einem VCO 2 zugeführt als auch ein Ausgang oder ein um 90° verschobener Oszillationsausgang aus einem 90°-Phasenschieber 3. Das dem Quadratur-Detektor 1 eingegebene frequenzgewandelte Signal wird deshalb orthogonal erfasst, um es in I- und Q-Achsen-Basisbandsignale zu wandeln.
Die Basisbandsignale werden jeweiligen A/D-Wandlern 4 und 5 zugeführt, welche diese zu diskreten digitalen Signalen wandeln. Die diskreten digitalen Signale werden durch jeweilige Filter 6 und 7 geleitet, welche bandbegrenzte Basisbandsignale DI und DQ ausgeben. Diese Basisbandsignale DI und DQ werden einem Phasenfehlerdetektor 8 und außerdem einer Rahmen-Synch-Schaltung 12 zugeführt, die ihrerseits serielle Daten der Basisbandsignale DI und DQ und weiterhin ein SYNC-Signal ausgibt, sobald eine Rahmensynchronisation hergestellt ist.
Zunächst erfolgt eine Beschreibung der Frequenzabtastung mittels der automatischen Frequenzsteuerschaltung dieser Ausführungsform. Bei der Frequenzabtastung durch die automatische Frequenzsteuerschaltung dieser Ausführungsform wird ein Trägerauschabstand berechnet, und der Frequenzabtastschritt wird in Übereinstimmung mit dem berechneten Trägerrauschabstand gesteuert.
Die Basisbandsignale DI und DQ, deren Bandbreiten durch die digitalen Filter 6 und 7 begrenzt wurden, werden einem CNR-Berechnungsblock 20 zugeführt, der einen Trägerrauschabstand bestimmt.
Der CNR-Berechnungsblock 20 besteht aus einer Signalpunktpositionswandlungstabelle 21, einer Durchschnittsberechnungsschaltung 22, einer Verzögerungsschaltung 23 und einer Diskretwertberechnungsschaltung 24. Die Signalpunktpositionswandlungstabelle 21 wird verwendet, um Signalpunktpositionsdaten ZI und ZQ dadurch zu erhalten, dass auf die Eingangsbasisbandsignale DI und DQ Bezug genommen wird. Die Durchschnittsberechnungsschaltung 22 wird eingesetzt, um Durchschnittsdaten ADI und ADQ während eines vorbestimmten Zeitraums zu berechnen, der von einem in 2 unter (a) dargestellten Durchschnittssektionsimpuls bestimmt und von einem Sektionsimpulserzeuger 25 zugeführt wird, und zwar in Übereinstimmung mit den Signalpunktpositionsdaten ZI und ZQ, die durch die Signalpunktpositionswandlungstabelle 21 erhalten werden. Die Verzögerungsschaltung 23 findet Anwendung, um Verzögerungsdaten BDI und BDQ zu erhalten, indem die Signalpunktpositionsdaten ZI und ZQ, die durch die Signalpunktpositionswandlungstabelle 21 erhalten werden, um eine zur Durchschnittsberechnung benötigte Zeit zu verzögern. Die Diskretwertberechnungsschaltung 24 wird eingesetzt, um Diskretsignalpunktpositionen in Übereinstimmung mit den Durchschnittsdaten ADI und ADQ und den Verzögerungsdaten BDI und BDQ zu erhalten.
Nun erfolgt eine Beschreibung der Signalpunktpositionswandlungstabelle 21. Im Fall einer QPSK-Modulation besitzt ein empfangenes Signal (DI, DQ) die Referenzpositionen (0, 0), (0, 1), (1, 1) und (1, 0). Die Referenzposition (0, 0) wird in Entsprechung zu einem ersten Quadranten gebracht, die Referenzposition (0, 1) wird in Entsprechung zu einem zweiten Quadranten gebracht, die Referenzposition (1, 1) wird in Entsprechung zu einem dritten Quadranten gebracht, und die Referenzposition (1, 0) wird in Entsprechung zu einem vierten Quadranten gebracht. Die Referenzposition (0, 1) wird im Uhrzeigersinn um 90° gedreht, die Referenzposition (1, 1) wird im Uhrzeigersinn um 180° gedreht, und die Referenzposition (1, 0) wird entgegen dem Uhrzeigersinn um 90° gedreht, um die Referenzpositionen in Entsprechung zu dem ersten Quadranten zu bringen. Das mit dem ersten Quadranten in Beziehung stehende empfangene Signal (DI, DQ) wird zu den Signalpunktpositionsdaten gewandelt. Auf diese Weise lässt sich die Signalpunktwandlungstabelle 21 vereinfachen.
In dem CNR-Berechnungsblock 20 werden die Eingangsbasisbandsignale DI und DQ mittels der Signalpunktpositionswandlungstabelle 21 zu Signalpunktpositionsdaten ZI₀, ZI₂, ..., ZI_x und ZQ₀, ZQ₂, ..., ZQ_x gewandelt, wie in 2 unter (b) und (c) dargestellt. Die gewandelten Signalpunktpositionsdaten ZI₀, ZI₂, ..., ZI_x und ZQ₀, ZQ₂, ..., ZQ_x werden der Durchschnittsberechnungsschaltung 22 zugeführt, die einen Durchschnitt ADI von ZI₀, ZI₂, ..., ZI_x und einen Durchschnitt ADQ von ZQ₀, ZQ₂, ..., ZQ_x während des durch den Durchschnittsektionsimpuls bestimmten Zeitraums erhält, wie 2 unter (d) und (e) zeigt.
Die durch die Signalpunktpositionswandlungstabelle 21 gewandelten Signalpunktpositionsdaten ZI₀, ZI₂, ..., ZI_x und ZQ₀, ZQ₂, ..., ZQ_x werden durch die Verzögerungsschaltung 23 um den Zeitraum verzögert, den die Durchschnittsberechnungsschaltung 22 für die Durchschnittsberechnung benötigt, um dadurch Verzögerungsdaten BDI und BDQ zu erhalten, wie in 2 unter (f) und (g) gezeigt. Diskrete Daten CD werden, wie in 2 unter (h) dargestellt, in Übereinstimmung mit den Durchschnittsdaten ADI und ADQ gewonnen, die mittels der Durchschnittsberechnungsschaltung 22 erhalten werden, und mit den Verzögerungsdaten BDI und BDQ, die mittels der Verzögerungsschaltung 23 verzögert sind.
Die diskreten Daten CD lassen sich erhalten durch die obig beschriebene Berechnung oder dadurch, dass die diskreten Daten CD aus einer Diskretdatentabelle, welche sowohl die Durchschnittsdaten ADI und ADQ und die Verzögerungsdaten BDI und BDQ als auch die entsprechenden diskreten Daten speichert, herausgesucht werden, indem die Durchschnittsdaten ADI und ADQ und die Verzögerungsdaten BDI und BDQ als Suchschlüssel eingesetzt werden.
Die durch die Diskretwertberechnungsschaltung 24 erhaltenen diskreten Daten CD werden einem Komparator 26 zugeführt, damit er sie mit einem Referenzwert A vergleicht. Falls die diskreten Daten den Wert A besitzen oder mehr, wird ein High-Level-Signal CDA aus dem Komparator 26 ausgegeben und einem Zähler 27 zugeführt. Deshalb zählt der Zähler 27 einen Takt, während das High-Level-Signal CDA, das anzeigt, dass die diskreten Daten CD den Wert A besitzen oder mehr, ausgegeben wird.
Der Zähler 27 wird durch einen in 2 unter (i) aufgeführten Rückstellimpuls rückgestellt, wobei der Rückstellimpuls der durch einen Inverter 28 invertierte Durchschnittssektionsimpuls ist. Sobald der Zähler 27 rückgestellt ist, nimmt er seine Funktion, den Takt zu zählen, wieder auf und setzt das Zählen fort, während das High-Level-Signal CDA ausgegeben wird, das anzeigt, dass die diskreten Daten CD den Wert A besitzen oder mehr.
Der Referenzwert A wird beispielsweise auf „1000" festgelegt. Deshalb entspricht eine Zählung CDAD des Zählers 27 der Anzahl diskreter Daten CDA, die gleich „1000" sind oder größer. Anders ausgedrückt, entspricht die Zählung CDAD der Gesamtzahl diskreter Daten, die während des durch den Sektionsimpulserzeuger 25 vorgegebenen Zeitraums gleich „1000" sind oder größer.
Wie in 2 unter (j) dargestellt, gibt der Zähler 27 während jeweiliger Durchschnittsektionsimpulsperioden Zählungen CDAD₀, CDAD₁, ... aus. Die Zählung CDAD des Zählers 27 wird einer Verriegelungsschaltung 29 zugeführt und in Reaktion auf einen in 2 unter (k) gezeigten Abtastimpuls verriegelt, der die gleiche Periode hat wie die Durchschnittsektionsimpulsperiode.
Die von der Verriegelungsschaltung 29 verriegelte Zählung CDAD stellt die Gesamtzahl diskreter Daten dar, die während des von dem Sektionsimpulserzeuger 25 vorbestimmten Zeitraums gleich dem Referenzwert A sind oder größer, und ist proportional zu einem von der Trägerwiederherstellung unabhängigen Trägerrauschabstand. Deshalb kann der Empfangs-CNR durch Tabellenwandlung oder Ähnliches erfasst werden.
Die durch die Verriegelungsschaltung 29 verriegelte Zählung CDAD wird in Form von Daten SS1 einer Vt-Zählerschrittzahlwandlungsschaltung 30 zugeführt, die ihrerseits die zugeführten Daten SS1 in eine Vt-Zählerschrittzahl SS0 zu dem in 2 unter (1) dargestellten Zeitpunkt wandelt. Beispielsweise verfügt die Vt-Zählerschrittzahlwandlungsschaltung 30 über eine Tabelle, welche Vt-Zählerschrittzahlen SS0 und entsprechende Daten SS1 speichert, und sucht die Vt-Zählerschrittzahl SS0 entsprechend den zugeführten Daten SS1 aus der Tabelle heraus, indem sie die Daten SS1 als Suchschlüssel benützt.
Als Nächstes wird das Verhältnis zwischen einem diskreten Wert und einem Trägerrauschabstand beschrieben. Wie 4 zeigt, werden in dem CNR-Berechnungsblock 20 diskrete Werte der Signalpunktpositionsdaten anhand der Basisbandsignale DI und DQ berechnet (Schritt S21); die Gesamtzahl diskreter Daten, welche gleich dem Referenzwert A („1000") sind oder größer, wird von dem Zähler 27 gezählt und von der Verriegelungsschaltung 29 verriegelt (Schritt S22); des Weiteren wird überprüft, ob die Gesamtzahl unter „100" liegt. Wenn diese kleiner ist als „100", wird bestimmt, dass sich der Trägerrauschabstand auf 13 dB oder mehr beläuft (Schritt S24).
Wenn in Schritt S23 geurteilt wird, dass die Gesamtzahl nicht unter „100" liegt, wird überprüft, ob die Gesamtzahl kleiner ist als „200" (Schritt S25). Falls die Gesamtzahl „100" oder mehr beträgt und kleiner ist als „200", wird bestimmt, dass sich der Trägerrauschabstand auf ungefähr 11 dB beläuft (Schritt S26).
Falls in Schritt S25 geurteilt wird, dass die Gesamtzahl nicht unter „200" liegt, wird überprüft, ob die Gesamtzahl kleiner ist als „300" (Schritt S27). Falls die Gesamtzahl „200" beträgt oder mehr und kleiner ist als „300", wird bestimmt, dass sich der Empfangs-CNR auf etwa 9 dB beläuft (Schritt S28). Falls in Schritt S27 geurteilt wird, dass die Gesamtzahl nicht kleiner ist als „300", wird bestimmt, dass der Empfangs-CNR etwa 7 dB beträgt oder weniger (Schritt S29).
Wie oben wird geurteilt, dass der Empfangs-CNR 13 dB beträgt oder mehr, wenn die Gesamtzahl unter „100" liegt, dass der Empfangs-CNR ungefähr 11 dB beträgt, wenn die Gesamtzahl unter „200" liegt, dass der Empfangs-CNR ungefähr 9 dB beträgt, wenn die Gesamtzahl gleich „200" oder größer ist und unter „300" liegt, und dass der Empfangs-CNR 7 dB beträgt oder weniger, wenn die Gesamtzahl gleich „300" ist oder größer. Die Gesamtzahl diskreter Daten zur Bestimmung des obig beschriebenen Empfangs-CNR wurde aus Versuchen erhalten und kann sich in Abhängigkeit von dem verwendeten Modulationsverfahren und System ändern.
Nun wird die Optimierung der Abtastung in Übereinstimmung mit dem in obiger Weise erhaltenen Empfangs-CNR erläutert.
5 zeigt das Verhältnis zwischen dem in obiger Weise bestimmten Empfangs-CNR und der Abtastschrittfrequenzbreite. Bei diesem Verhältnis wird jene Abtastschrittfrequenzbreite eingestellt, die der Bedingung genügt, dass der tatsächlich gemessene Fangbereich eines Empfängers größer ist als die Abtastschrittfrequenzbreite.
Wie zuvor erläutert, handelt es sich bei der Abtastschrittfrequenzbreite um eine Frequenzbreite, die bei jedem Abtasten zur Abtastung der Gesamtheit der Abtastfrequenzbreite zu ändern ist und welche der Frequenzbreite des Wiederherstellungsträgerausgangs aus VCO 2 während jeder Abtastung entspricht. Wenn sich die aus dem Addierer 13 zugeführten Abstimmdaten nicht ändern und konstant bleiben, entspricht die Abtastschrittfrequenzbreite einer Veränderung einer Ausgabe AFCCONT eines AFC Vt erzeugenden Zählers 18.
Deshalb wird, wenn eine Veränderung der Frequenz des VCO 2, die um ein dem D/A-Wandler 14 zugeführtes LSB-Bit zu verändern ist, durch D dargestellt wird, die Abtastschrittfrequenzbreite durch „D × (der Ausgang AFCCONT des AFC Vt erzeugenden Zählers 18)" angegeben.
Um das Abtasten mit der Abtastschrittfrequenzbreite durchzuführen, die dem Empfangs-CNR entspricht, wird daher der AFC Vt erzeugende Zähler 18 um einen Quotienten aus „(Abtastschrittfrequenzbreite)/D" erhöht, welcher nachstehend als Vt-Zählerschrittzahl bezeichnet wird. In der AFC-Schaltung dieser Ausführungsform wird D auf 45 Hz festgelegt. Wie in 5 dargestellt, werden bei den CNRs von 7 dB, 9 dB, 11 dB und 13 dB die Vt-Zählerschrittzahlen jeweils auf 22, 44, 88 und 178 eingerichtet.
Die Vt-Zählerschrittzahlen wurden auf die obigen Werte eingerichtet, weil die Vt-Zählerschrittzahl „ 22" × 45 Hz = 990 Hz beinahe gleich der Abtastschrittfrequenzbreite von 1 kHz ist, die Vt-Zählerschrittzahl „44" × 45 Hz = 1980 Hz beinahe gleich der Abtastschrittfrequenzbreite von 2 kHz ist, die Vt-Zählerschrittzahl „88" × 45 Hz = 3960 Hz beinahe gleich der Abtastschrittfrequenzbreite von 4 kHz ist und die Vt-Zählerschrittzahl „178" × 45 Hz = 7920 Hz beinahe gleich der Abtastschrittfrequenzbreite von 8 kHz ist.
Davon ausgehend, dass die Empfangsmittenfrequenzveränderung +/–1.5 MHz beträgt und sich die Abtastfrequenzbreite somit auf 3 MHz beläuft, kann die gesamte Abtastfrequenzbreite durch die Abtastschrittzahlen 3000, 1500, 750 und 375 bei den jeweiligen Abtastschrittfrequenzbreiten von 1 kHz, 2 kHz, 4 kHz und 8 kHz abgedeckt werden.
Mittels der obigen Einstellungen wird die Abtastschrittfrequenzbreite bei niedrigem Empfangs-CNR, d.h. bei einem schlechten Empfangs-CNR, verschmälert, weil der Fangbereich des Empfängers schmal ist und das Empfangssignal nicht gefangen werden kann, wohingegen die Abtastschrittfrequenzbreite bei hohem Empfangs-CNR, d.h. bei einem guten Empfangs-CNR, vergrößert wird, weil der Fangbereich des Empfängers breit ist und das Empfangssignal gefangen werden kann.
Bei einer herkömmlichen AFC-Schaltung wird der Empfangs-CNR nicht bestimmt, und die Frequenzabtastdaten werden konstant festgelegt, damit sie für den schlechtesten Empfangs-CNR ausreichen. Hingegen wird bei der AFC-Schaltung dieser Ausführungsform die Abtastschrittfrequenzbreite mit dem Empfangs-CNR in einer Weise verändert, dass die Abtastschrittfrequenzbreite erweitert wird, während der Empfangs-CNR sich erhöht.
Die Vt-Zählerschrittzahlwandlungsschaltung 30 bezieht sich auf die zugeführten Daten SS1 und sucht die Vt-Zählerschrittzahl SS0 aus der Tabelle heraus, welche Vt-Zählerschrittzahlen SS0 speichert. Die gesuchte Vt-Zählerschrittzahl SS0 wird an einen Zähler 31 zu einem Zeitpunkt ausgegeben, der in 2 unter (1) dargestellt ist.
Die Vt-Zählerschrittzahl SS0 wird in den Zähler 31 in Reaktion auf einen in 2 unter (m) dargestellten Ladeimpuls geladen und aus dem Sektionsimpulserzeuger 25 ausgegeben; danach zählt der Zähler 31 einen Takt. Der Zähler 31 gibt Abtastdaten ENA (A) eines hohen Levels an einen Selektor 16 aus, bis die Zählung des Zählers 31 die Vt-Zählerschrittzahl SS0 erreicht.
Einem Selektor 17 wird ein up/down (U/D) (A) Signal zugeführt, das auf den hohen Level hochgezogen ist. Während des Abtastmodus, d.h. solange keine Rahmensynchronisation hergestellt ist, weist ein den Selektoren 16 und 17 zugeführtes SYNCH-Signal einen niedrigen Level auf, so dass die Selektoren 16 und 17 die Abtastdaten ENA (A) und U/D (A) Daten auswählen und diese einem AFC Vt erzeugenden Zähler 18 zuführen.
In Reaktion auf das U/D (A) Signal zählt der AFC Vt erzeugende Zähler 18 den Takt in einer Abtastrichtung zu einer höheren Frequenz hoch, während die Abtastdaten ENA (A) zugeführt werden. Die Zählung des AFC Vt erzeugenden Zählers 18 und aus dem Phasenfehlerdetektor 8 zugeführte Abstimmdaten werden durch einen Addierer 13 addiert. Ausgangsdaten des Addierers 13 werden durch einen DIA Wandler 14 zu einem analogen Signal gewandelt. Dieses analoge Signal wird dem VCO 2 als Frequenzsteuerspannung zugeführt, um dadurch die Oszillationsfrequenz des VCO 2 zu steuern.
Das U/D (A) Signal kann zu dem niedrigen Level herzuntergezogen werden. In diesem Fall zählt der AFC Vt erzeugende Zähler 18 den Takt in einer Abtastrichtung zu einer niedrigeren Frequenz herunter.
Die Frequenz eines wie obig wiederhergestellten Demodulationsträgers wird durch eine dem VCO 2 zugeführte Frequenzsteuerspannung Vt gesteuert. Diese Frequenzsteuerspannung des VCO 2 wird aus dem D/A-Wandler 14 ausgegeben. Das Verhältnis zwischen den aus dem Addierer 13 ausgegebenen und in den DIA-Wandler 14 eingehenden Additionsdaten Vtd und der Frequenz des wiederhergestellten Demodulationsträgers wird linear gemacht.
Wenn beispielsweise die in 5 aufgeführte Vt-Zählerschrittzahl auf „22" eingestellt wird, kann die Frequenz des wiederhergestellten Demodulationsträgers einen Versatz von +/–1 kHz annehmen, und zwar durch Erhöhen oder Verringern der Daten, die am Addierer 13 „22" entsprechen. Wie oben kann die Abtastschrittzahl in Übereinstimmung mit dem bestimmten Trägerrauschabstand verändert und optimiert werden. Wenn während der Abtastung Rahmensynchronisation hergestellt wird, nimmt das SYNC-Signal den hohen Level an. Zu der gleichen Zeit, zu der das SYNC-Signal den hohen Level annimmt, wird vom Abtastzustand auf den Tracking-Zustand umgeschaltet.
Der Phasenfehlerdetektor 8 ist beispielsweise durch einen Costas-Operationenschaltungskalkulator strukturiert, der über eine Wandlungstabelle verfügt. Der Phasenfehlerdetektor 8 berechnet [(DI + DQ)·(DI – DQ)·DI·DQ], um einen Positionsfehler, d.h. Phasenfehlerdaten, der Empfangssignalpunktpositionen von Eingangsbasisbandsignalen DI und DQ anhand der Referenzpositionen zu erfassen, und zwar für jeden Quadranten. Diese Phasenfehlerdaten werden dem Addierer 13 als Abstimmdaten zugeführt. Deshalb kann eine Costas-Schleife für die Wiederherstellung eines Basis-Demodulationsträgers gebildet werden, wobei die Schleife wie folgt aufgebaut ist: VCO 2 und 90°-Phasenschieber 3 → Quadratur-Detektor 1 → AID-Wandler 4, 5 → digitaler Filter 6, 7 → Phasenfehlerdetektor 8 → Addierer → DIA-Wandler 14 → VCO 2.
Die Phasenfehlerdaten werden einem Trachking-Datenerzeuger 15 zugeführt, der Tracking-Daten erzeugt. Beispielsweise besitzt der Tracking-Datenerzeuger 15 eine Durchschnittsberechnungsschaltung und einen Komparator. Die Durchschnittsberechnungsschaltung erhält die Phasenfehlerdaten und berechnet einen Durchschnittswert während eines vorgegebenen Zeitraums, und der Komparator vergleicht den von der Durchschnittsberechnungsschaltung berechneten Durchschnittswert mit vorgegebenen Werten zu beiden Zeiten des Mittelwerts (dem Wert 0 bei einer Costas-Operation) von Costas-Daten, um zu überprüfen, ob der Durchschnittswert in dem Bereich zwischen den vorgegebenen Werten liegt. Wenn sich der Durchschnittswert nicht in dem Bereich zwischen den vorgegebenen Werten befindet, werden Tracking-Daten ENA (B), die einen Unterschied zwischen dem Durchschnittswert und einem der vorgegebenen Werte repräsentieren, dem Selektor 16 zugeführt und ein U/D (B) Signal, das die Polarität eines Unterschieds zwischen dem Durchschnittswert und einem der vorgegebenen Werte darstellt, wird dem Selektor 17 zugeführt.
Den Selektoren 16 und 17 wird das SYNC-Signal ebenfalls zugeführt. Wenn das SYNC-Signal auf dem hohen Level ist, wählt der Selektor 16 die Tracking-Daten ENA (B) aus, und der Selektor 17 wählt das U/D (B) Signal aus. Die ausgewählten Tracking-Daten ENA (B) und das U/D (B) Signal werden dem AFC Vt erzeugenden Zähler 18 zugeführt, der die Tracking-Daten ENA (B) in Übereinstimmung mit dem U/D (B) Signal hoch- oder herunterzählt.
Die Zählung des AFC Vt erzeugenden Zählers 18 und die aus dem Phasenfehlerdetektor 8 zugeführten Abstimmdaten werden von dem Addierer 13 addiert. Die Ausgangsdaten des Addierers 13 werden durch den D/A-Wandler 14 zu einem analogen Signal gewandelt, das dem VCO 2 als Frequenzsteuerspannung zugeführt wird, um dadurch die Oszillationsfrequenz des VCO 2 zu steuern.
Wie oben wird, wenn der Tracking-Daten-Erzeuger 15 bestimmt, dass der Durchschnittswert in dem Bereich zwischen den vorgegebenen Werten liegt und die Rahmensynchronisation hergestellt ist, der Frequenzversatz durch die Abstimmdaten feinabgestimmt. Wenn hingegen der Durchschnittswert nicht in dem Bereich zwischen den vorgegebenen Werten liegt und die Rahmensynchronisation nicht hergestellt ist, wird der Frequenzversatz durch eine Summe aus den Abstimmdaten und den Tracking-Daten feinabgestimmt.
Wie oben beschrieben, werden in der AFC-Schaltung dieser Ausführungsform die Abstimmdaten, die dem VCO 2 inmitten der Costas-Schleife zur Rückgewinnung des Demodulationsträgers zugeführt werden, durch die Abtastdaten upgedatet, wenn die Rahmensynchronisation nicht hergestellt ist, wohingegen die Feinabstimmung unter Verwendung der Tracking-Daten erfolgt, wenn die Rahmensynchronisation hergestellt ist.
AFC-Steuerung und Tracking-Steuerung werden anhand des in 3 dargestellten Flussdiagramms beschrieben. Wenn das SYNC-Signal auf dem niedrigen Level ist, d.h. wenn die Rahmensynchronisation nicht hergestellt ist, befindet sich die AFC-Schaltung in dem Abtastmodus. In diesem Modus wird die aus der Vt-Zählerschrittzahlwandlungsschaltung 30 ausgegebene Vt-Zählerschrittzahl in den Zähler 31 geladen, der die Abtastdaten ENA (A) mit einer Zeitdauer erzeugt, die erforderlich ist, um die Takte zu der Vt-Zählerschrittzahl hochzuzählen. Die Abtastdaten ENA (A) werden dem AFC Vt erzeugenden Zähler 18 zugeführt, welcher dann hoch- oder herunterzählt.
Die Abtastrichtung wird durch das U/D (A) Signal ausgewählt. Die durch den AFC Vt erzeugenden Zähler 18 erzeugten Daten werden von dem Addierer 13 zu den Abstimmdaten addiert, und die Additionsdaten werden dem D/A-Wandler eingegeben (Schritt S11). Der obige Abtastvorgang wird in Übereinstimmung mit der Vt-Zählerschrittzahl wiederholt (Schritte S12, S13, S14 und S15), welche dem bestimmten Empfangs-CNR entspricht. Die Einzelheiten von Schritt S12 werden in dem Flussdiagramm aus 4 erläutert. Wenn ein gewünschtes Signal empfangen wird, während Schritte S12, S13, S14 und S15 ausgeführt werden, fängt die Rahmen-Sync-Schaltung 12 ein Sync-Signal auf, das in dem empfangenen Signal enthalten ist, und die Datendemodulation beginnt. Zur selben Zeit nimmt das SYNC-Signal den hohen Level an (Schritt S13).
Wenn das SYNC-Signal den hohen Level annimmt, wählen die Selektoren 16 und 17 die Abtastdaten ENA (B) und das U/D (B) Signal aus, welche durch die Abtastdaten ENA (B) und U/D (A) zu ersetzen sind. Der Abtastvorgang wird deshalb gestoppt, und der Tracking-Vorgang beginnt, in welchem die Tracking-Daten zu den Abstimmdaten addiert werden, um den Frequenzversatz feinabzustimmen und die Schritte von Schritt S12 ab zu wiederholen (Schritt S14).
Die Abtastschrittfrequenzbreite der AFC-Schaltung hängt von dem Fangbereich des Empfängers ab. Außerdem ändert sich der Fangbereich mit dem Empfangs-CNR. Bei einer herkömmlichen AFC-Schaltung wird die Abtastschrittfrequenzbreite in Übereinstimmung mit dem Fangbereich beim niedrigsten Ziel-Empfangs-CNR des Empfängers festgelegt, so dass sie schmal eingestellt wird ungeachtet dessen, ob der Empfangs-CNR gut ist oder schlecht. Deshalb wird selbst bei einem guten Trägerrauschabstand das Abtasten bei einer schmalen Abtastschrittfrequenzbreite durchgeführt, und es nimmt Zeit in Anspruch, den Demodulationsträger wiederherzustellen. Demgegenüber wird bei der AFC-Schaltung gemäß der Ausführungsform dieser Erfindung eine optimale Abtastschrittfrequenzbreite ausgewählt, und zwar in Übereinstimmung mit dem bestimmten Empfangs-CNR. Der Fangbereich des Empfängers wird demnach passend beibehalten, und ein gewünschtes Signal kann in einer äußerst kurzen Abtastzeit entsprechend einem gerade herrschenden Empfangs-CNR empfangen werden.
Wie soweit beschrieben, wird gemäß der automatischen Frequenzsteuerschaltung dieser Erfindung ein Empfangs-CNR dadurch bestimmt, dass die von dem Empfänger erfassten I- und Q-Signale verarbeitet werden, und die Abtastschrittfrequenzbreite wird gemäß dem bestimmten Trägerrauschabstand verändert. Demzufolge eröffnet sich die Möglichkeit, ein gewünschtes Signal in einer äußerst kurzen Abtastzeit zu empfangen, entsprechend einem aktuellen Empfangs-CNR.

Claims

Automatische Frequenzsteuerschaltung umfassend: eine Einrichtung (1, 4, 6) zur Erfassung eines Phasenumtastungssignals durch Verwendung eines Demodulationsträgers; eine auf das erfasste Phasenumtastungssignal (DI, DQ) reagierende Einrichtung (12) zur Erzeugung serieller Daten und eines Rahmensynchronisationssignals; eine Einrichtung (2, 13) zur Erzeugung eines Abtastsignals, um den Demodulationsträger mittels einer Abtastschrittfrequenzbreite abzutasten und um das Abtasten über ein vorgegebenes Abtastfrequenzband zu wiederholen; eine Spannungswandlungseinrichtung (14) zur Wandlung des Abtastsignals in eine Abtastspannung; und eine Einrichtung (8, 15–17), um das Abtasten zu stoppen, wenn das Rahmensynchronisationssignal einen synchronisierten Rahmenzustand angibt, und um die Abtasteinrichtung in einen Tracking-Modus zu bringen; wobei die gewandelte Abtastspannung einem spannungsgesteuerten Oszillator (2) zugeführt wird als Frequenzsteuerspannung, wobei eine Oszillationsausgabe des spannungsgesteuerten Oszillators als der Demodulationsträger verwendet wird, GEKENNZEICHNET DURCH eine Empfangs-CNR-Beurteilungseinrichtung (21–29) zur Beurteilung eines Empfangs-CNR in Übereinstimmung mit Signalpunktpositionen des erfassten Phasenumtastungssignals; eine Wandlungseinrichtung (30–31) für eine Abtastschrittfrequenzbreite zur Wandlung des durch die Empfangs-CNR-Beurteilungseinrichtung beurteilten Empfangs-CNR in eine vorgegebene Abtastschrittfrequenzbreite.
Automatische Frequenzsteuerschaltung nach Anspruch 1, wobei die Empfangs-CNR-Beurteilungseinrichtung umfasst: eine Signalpunktpositionswandlungseinrichtung (21) zur Wandlung des empfangenen und erfassten Phasenumtastungssignals in Signalpunktpositionsdaten; eine Durchschnittsberechnungseinrichtung (22) zur Berechnung eines Durchschnittswerts der Signalpunktpositionsdaten; und eine Diskretwertberechnungseinrichtung (24) zur Berechnung eines diskreten Werts in Übereinstimmung mit dem von der Durchschnittsberechnungseinrichtung berechneten Durchschnittswert und den Signalpunktpositionsdaten, wobei das Empfangs-CNR beurteilt wird anhand des von der Diskretwertberechnungseinrichtung berechneten diskreten Werts.
Automatische Frequenzsteuerschaltung nach Anspruch 2, wobei die Empfangs-CNR-Beurteilungseinrichtung eine Verzögerungseinrichtung (23) umfasst zur Verzögerung der von der Signalpunktpositionswandlungseinrichtung gewandelten Signalpunktpositionsdaten um eine Berechnungszeit der Durchschnittsberechnungseinrichtung, wobei die Diskretwertberechnungseinrichtung den diskreten Wert in Übereinstimmung mit dem von der Durchschnittsberechnungseinrichtung berechneten Durchschnittswert und den von der Verzögerungseinrichtung verzögerten Signalpunktpositionsdaten berechnet.
Automatische Frequenzsteuerschaltung nach Anspruch 2, wobei die Empfangs-CNR-Beurteilungseinrichtung eine Zähleinrichtung (26, 27) umfasst zur Zählung der Anzahl von Vorkommen des diskreten Werts gleich einem oder größer als ein vorgegebener/m Referenzwert während eines vorgegebenen Zeitraums, wobei das Empfangs-CNR anhand einer Zählung der Zähleinrichtung beurteilt wird.
Automatische Frequenzsteuerschaltung nach Anspruch 1, wobei die Wandlungseinrichtung für die Abtastschrittfrequenzbreite das Empfangs-CNR in eine breitere Abtastschrittfrequenzbreite wandelt, während das Empfangs-CNR höher ist.
Automatische Frequenzsteuerschaltung nach Anspruch 1, wobei die Wandlungseinrichtung für die Abtastschrittfrequenzbreite eine Speichereinrichtung (30) zur Speicherung einer Abtastschrittfrequenzbreite umfasst, welche dem beurteilten Empfangs-CNR entspricht, wobei die dem beurteilten CNR entsprechende Abtastschrittfrequenzbreite aus der Speichereinrichtung unter Bezugnahme auf das beurteilte CNR ausgelesen wird.
Automatische Frequenzsteuerschaltung nach Anspruch 1, wobei die Stoppeinrichtung eine Schalteinrichtung (16, 17) umfasst zur Schaltung der Frequenzsteuerspannung, die dem spannungsgesteuerten Oszillator aus der Abtastspannung zugeführt wird, auf eine Tracking-Spannung, wenn ein Rahmensynchronisationssignal aus einem empfangenen Signal erfasst wird.