JPH0621722A - 受信機 - Google Patents
受信機Info
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- JPH0621722A JPH0621722A JP19901892A JP19901892A JPH0621722A JP H0621722 A JPH0621722 A JP H0621722A JP 19901892 A JP19901892 A JP 19901892A JP 19901892 A JP19901892 A JP 19901892A JP H0621722 A JPH0621722 A JP H0621722A
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- signal
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 ベースバンドディジタル信号処理で、高速の
チャネル切り換えが可能で、回路の小形化に適した受信
機を提供する。 【構成】 中心周波数の異なる複数のＲＦ信号に対し
て、共通の周波数シンセサイザ１０４により各チャネル
に応じて中心周波数の異なった中間周波（ＩＦ）信号を
発生する周波数変換器１０３と、これらのＩＦ信号を帯
域制限する中心周波数の異なった複数のフィルタ１０６
と、これらの信号を増幅するリミタ増幅器あるいはＡＧ
Ｃ増幅器１０７と、変調信号をＩ，Ｑ両チャネル信号に
変換する直交検波手段１０９，１１０，１１１，１１２
と、これらのＩ，Ｑ両チャネル信号をＡ／Ｄ変換器１１
５，１１６によりディジタル変換し、更にそれぞれ中心
周波数でサンプリングし、中心周波数が零の折り返し信
号を用いて変調信号成分を取り出すディジタルフィルタ
１１９，１２０で構成される。
チャネル切り換えが可能で、回路の小形化に適した受信
機を提供する。 【構成】 中心周波数の異なる複数のＲＦ信号に対し
て、共通の周波数シンセサイザ１０４により各チャネル
に応じて中心周波数の異なった中間周波（ＩＦ）信号を
発生する周波数変換器１０３と、これらのＩＦ信号を帯
域制限する中心周波数の異なった複数のフィルタ１０６
と、これらの信号を増幅するリミタ増幅器あるいはＡＧ
Ｃ増幅器１０７と、変調信号をＩ，Ｑ両チャネル信号に
変換する直交検波手段１０９，１１０，１１１，１１２
と、これらのＩ，Ｑ両チャネル信号をＡ／Ｄ変換器１１
５，１１６によりディジタル変換し、更にそれぞれ中心
周波数でサンプリングし、中心周波数が零の折り返し信
号を用いて変調信号成分を取り出すディジタルフィルタ
１１９，１２０で構成される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル無線通信に
おける基地局装置の受信機等の複数のチャネルの受信信
号が同時に入力した場合の受信機に関するものである。
おける基地局装置の受信機等の複数のチャネルの受信信
号が同時に入力した場合の受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】陸上移動通信において数百kbps以上の高
速伝送を行う場合には、多重波伝搬による周波数選択性
フェージングによって伝搬特性の劣化が生じる。この周
波数選択性フェージングに起因するレベル（ＣＮＲ）が
高くても軽減困難な誤り（フロア誤り）はバースト誤り
が支配的であり、フロア誤りを訂正するためにバースト
誤りに誤り訂正能力の大きい訂正符号であるリードソロ
モン符号等の誤り訂正符号が用いられる。フェージング
周波数が低くてバースト全体のレベルが低下した場合に
は、誤り訂正を行っても誤りを訂正することはできなく
なる。従って、この場合には周波数ホッピング等の周波
数ダイバーシチを行ってビット単位あるいは、数ビット
単位で中心周波数をホッピングさせ、誤りをランダム化
する方法が用いられる。すなわち周波数ホッピングは、
ビットごとあるいは、フレームごとに異なる中心周波数
にホッピングさせる方法であり、移動通信に適用する場
合、周波数選択性フェージング下における周波数ダイバ
ーシチ効果とバースト誤りのランダム化の効果がある。
速伝送を行う場合には、多重波伝搬による周波数選択性
フェージングによって伝搬特性の劣化が生じる。この周
波数選択性フェージングに起因するレベル（ＣＮＲ）が
高くても軽減困難な誤り（フロア誤り）はバースト誤り
が支配的であり、フロア誤りを訂正するためにバースト
誤りに誤り訂正能力の大きい訂正符号であるリードソロ
モン符号等の誤り訂正符号が用いられる。フェージング
周波数が低くてバースト全体のレベルが低下した場合に
は、誤り訂正を行っても誤りを訂正することはできなく
なる。従って、この場合には周波数ホッピング等の周波
数ダイバーシチを行ってビット単位あるいは、数ビット
単位で中心周波数をホッピングさせ、誤りをランダム化
する方法が用いられる。すなわち周波数ホッピングは、
ビットごとあるいは、フレームごとに異なる中心周波数
にホッピングさせる方法であり、移動通信に適用する場
合、周波数選択性フェージング下における周波数ダイバ
ーシチ効果とバースト誤りのランダム化の効果がある。
【０００３】従来のＦＨ（周波数ホッピング）受信機
は、周波数シンセサイザでチャネル指定する構成であ
り、安定した周波数を高速に切り替える必要がある。
は、周波数シンセサイザでチャネル指定する構成であ
り、安定した周波数を高速に切り替える必要がある。
【０００４】図２に従来の基地局の受信機、マルチキャ
リア受信機の構成を示す。一般には各チャネルの指定に
は周波数シンセサイザが用いられ、この方法では、安定
した周波数を高速に切り換える周波数シンセサイザが必
要である。周波数シンセサイザの構成は大きく分けて、
1.直接合成方式、2.間接合成方式に分類できる。直接合
成方式は、安定な信号から高調波を発生させ、高調波間
の乗算や高調波と分周波との乗算演算により希望する周
波数成分を得る方法である。この方法は、数μｓ以下の
時間での周波数の高速切り換えが可能であるが、ミクサ
や乗算器の回路部品が多くなり回路規模が増加し、また
スプリアスもかなり増加し、安定した信号の合成は、極
めて困難となる。
リア受信機の構成を示す。一般には各チャネルの指定に
は周波数シンセサイザが用いられ、この方法では、安定
した周波数を高速に切り換える周波数シンセサイザが必
要である。周波数シンセサイザの構成は大きく分けて、
1.直接合成方式、2.間接合成方式に分類できる。直接合
成方式は、安定な信号から高調波を発生させ、高調波間
の乗算や高調波と分周波との乗算演算により希望する周
波数成分を得る方法である。この方法は、数μｓ以下の
時間での周波数の高速切り換えが可能であるが、ミクサ
や乗算器の回路部品が多くなり回路規模が増加し、また
スプリアスもかなり増加し、安定した信号の合成は、極
めて困難となる。
【０００５】間接合成方式は、分周器とＰＬＬによって
出力周波数を基準周波数に同期させる方式で、直接合成
方式に比べてスプリアスは少なく、回路も小形になる。
しかし周波数の切り換え時間はループ内のＬＰＦの時定
数よりも短くすることは不可能で、一般に数十ｍｓ〜数
ｓで、切り換え時間を早くしようとするとＶＣＯ出力信
号の周波数安定性は劣化する。このため、ＰＬＬの引き
込み特性を改善する方法として、(1).引き込みの時だけ
時定数を下げたり、ループ利得を上げる方法、(2).位相
比較周波数を切り換え、実効的にループ利得を切り換え
る方法、(3).第２次高調波成分を除去するためにＬＰＦ
の代わりにノッチフィルタを用いて、ループ応答特性を
改善する方法、(4).分周比を切り換える時にＤ／Ａ変換
器によって希望周波数に対応するＤＣ電圧をＶＣＯ入力
に重畳して、ＶＣＯ出力周波数をできるだけ希望周波数
に近づけ、その差周波数だけを引き込ませる方法等の方
法が検討されているが、高速切り換えと周波数の安定性
の両方を実現するためには、不十分である。
出力周波数を基準周波数に同期させる方式で、直接合成
方式に比べてスプリアスは少なく、回路も小形になる。
しかし周波数の切り換え時間はループ内のＬＰＦの時定
数よりも短くすることは不可能で、一般に数十ｍｓ〜数
ｓで、切り換え時間を早くしようとするとＶＣＯ出力信
号の周波数安定性は劣化する。このため、ＰＬＬの引き
込み特性を改善する方法として、(1).引き込みの時だけ
時定数を下げたり、ループ利得を上げる方法、(2).位相
比較周波数を切り換え、実効的にループ利得を切り換え
る方法、(3).第２次高調波成分を除去するためにＬＰＦ
の代わりにノッチフィルタを用いて、ループ応答特性を
改善する方法、(4).分周比を切り換える時にＤ／Ａ変換
器によって希望周波数に対応するＤＣ電圧をＶＣＯ入力
に重畳して、ＶＣＯ出力周波数をできるだけ希望周波数
に近づけ、その差周波数だけを引き込ませる方法等の方
法が検討されているが、高速切り換えと周波数の安定性
の両方を実現するためには、不十分である。
【０００６】現在の自動車電話システムの移動機、携帯
機で用いられている周波数シンセサイザの立ち上がり時
間は、１ｍｓ程度であり、ビット単位に周波数ホッピン
グさせる場合、発振器のホッピング速度に限度があると
データの伝送レートに制約がある。１つの周波数シンセ
サイザでは、高速のチャネル切り替えができないため
に、周波数シンセサイザを２個用意し、例えばビットご
とに中心周波数がホッピングする場合奇数ビットと偶数
ビットでチャネル指定を行う周波数シンセサイザを分け
て用いる方法もあるが、回路規模が増大する欠点があ
る。
機で用いられている周波数シンセサイザの立ち上がり時
間は、１ｍｓ程度であり、ビット単位に周波数ホッピン
グさせる場合、発振器のホッピング速度に限度があると
データの伝送レートに制約がある。１つの周波数シンセ
サイザでは、高速のチャネル切り替えができないため
に、周波数シンセサイザを２個用意し、例えばビットご
とに中心周波数がホッピングする場合奇数ビットと偶数
ビットでチャネル指定を行う周波数シンセサイザを分け
て用いる方法もあるが、回路規模が増大する欠点があ
る。
【０００７】最近ではＩＣ化されたＤＤＳ（Direct Dig
ital Synthesizer）が各種生産されているが、このＤＤ
Ｓは高速のクロック周波数で最小位相成分を積分して発
振信号を生成し、積分するステップ数を可変にすること
により、発振周波数を変化できる。従ってＤＤＳは高速
切り替えが可能で、精度よく可変周波数信号を生成でき
るが、高速のＤ／Ａ変換器が必要であり、携帯機等の移
動通信装置に適用するには消費電力の点で不利であり、
またディジタル的に位相成分を積分するために位相雑音
が出力信号に現れ、この位相雑音を低減するにはビット
数の大きなＤ／Ａ変換器が必要になり、高速化、消費電
力の点で不利になる。
ital Synthesizer）が各種生産されているが、このＤＤ
Ｓは高速のクロック周波数で最小位相成分を積分して発
振信号を生成し、積分するステップ数を可変にすること
により、発振周波数を変化できる。従ってＤＤＳは高速
切り替えが可能で、精度よく可変周波数信号を生成でき
るが、高速のＤ／Ａ変換器が必要であり、携帯機等の移
動通信装置に適用するには消費電力の点で不利であり、
またディジタル的に位相成分を積分するために位相雑音
が出力信号に現れ、この位相雑音を低減するにはビット
数の大きなＤ／Ａ変換器が必要になり、高速化、消費電
力の点で不利になる。
【０００８】従って、中心周波数の異なる複数の変調信
号を高速に復調する受信機が必要になる。
号を高速に復調する受信機が必要になる。
【０００９】また、自動車電話等の移動通信では、周波
数の有効利用のために同一周波数を繰り返し使用するた
めに無線ゾーンが狭小化していく。このため基地局の数
を増やす必要があり、従来の局舎の他に、地下鉄駅の構
内や市街地のビル等に設置しなければならなくなる。こ
のため基地局装置のより一層の小形化が必要になる。現
在の基地局変復調装置は各搬送波ごとに電力増幅器を除
く送信系、受信系が１ユニットに構成されている。送信
系については、ベースバンドディジタル信号処理により
数チャネル分の信号を周波数多重化し、１つの変調器に
より数チャネル分の変調信号を得る一括変調が可能であ
る。しかし前記のように現在では受信系が構成上、搬送
波周波数ごとに構成されるため、数チャネルの受信信号
を一括受信して初めて基地局無線装置の小形化を図るこ
とができる。
数の有効利用のために同一周波数を繰り返し使用するた
めに無線ゾーンが狭小化していく。このため基地局の数
を増やす必要があり、従来の局舎の他に、地下鉄駅の構
内や市街地のビル等に設置しなければならなくなる。こ
のため基地局装置のより一層の小形化が必要になる。現
在の基地局変復調装置は各搬送波ごとに電力増幅器を除
く送信系、受信系が１ユニットに構成されている。送信
系については、ベースバンドディジタル信号処理により
数チャネル分の信号を周波数多重化し、１つの変調器に
より数チャネル分の変調信号を得る一括変調が可能であ
る。しかし前記のように現在では受信系が構成上、搬送
波周波数ごとに構成されるため、数チャネルの受信信号
を一括受信して初めて基地局無線装置の小形化を図るこ
とができる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】従来のＦＨ受信機のよ
うに周波数シンセサイザで中心周波数の異なるＲＦ変調
信号を同一周波数のＩＦ信号に周波数変換する方法で
は、周波数の切り替え時間が周波数シンセサイザのＰＬ
Ｌ（Phase Locked Loop)のループフィルタの時定数の制
約を受け、高速の信号に対して数ビット単位あるいはバ
ースト単位でチャネルを切り替えることは困難である。
うに周波数シンセサイザで中心周波数の異なるＲＦ変調
信号を同一周波数のＩＦ信号に周波数変換する方法で
は、周波数の切り替え時間が周波数シンセサイザのＰＬ
Ｌ（Phase Locked Loop)のループフィルタの時定数の制
約を受け、高速の信号に対して数ビット単位あるいはバ
ースト単位でチャネルを切り替えることは困難である。
【００１１】本発明は、ベースバンドディジタル信号処
理回路で、高速のチャネル切り換えが可能で、回路の小
形化に適した無線通信に適用する基地局受信機，マルチ
キャリア受信機を実現することを目的とする。
理回路で、高速のチャネル切り換えが可能で、回路の小
形化に適した無線通信に適用する基地局受信機，マルチ
キャリア受信機を実現することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明の特徴は、中心周
波数の異なる複数のＲＦ信号に対して、共通の周波数シ
ンセサイザにより各チャネルに応じて中心周波数の異な
った中間周波（ＩＦ）信号を発生する周波数変換器と、
中心周波数が異なった中間周波（ＩＦ）信号を帯域制限
する中心周波数の異なった複数の帯域通過フィルタ（Ｂ
ＰＦ）と、前記ＢＰＦで帯域制限された信号を増幅する
リミタ増幅器あるいはＡＧＣ増幅器と、cos［２π（ｆ
c ＋Δｆn ) ｔ＋φi ］で表される変調信号をＩチャネ
ル信号 cos［φi ＋２πｔ（Δｆn −Δｆk ）］とＱチ
ャネル信号 sin［φi ＋２πｔ（Δｆn −Δｆk ）］に
変換する直交検波手段と、（ここでφi は変調成分、ｆ
cは中間搬送波周波数、ｆc ＋Δｆn はチャネルｎの中
心周波数、ｆc ＋Δｆk は局発発振周波数）、直交検波
されたＩチャネル信号とＱチャネル信号をディジタル値
に変換するＡ／Ｄ変換器と、ディジタル形式のＩチャネ
ル信号とＱチャネル信号をそれぞれ中心周波数でサンプ
リングし、中心周波数が零の折り返し信号を用いて変調
信号成分 cosφi と sinφi を取り出すディジタルフィ
ルタで構成される周波数変換フィルタと、を有する受信
機にある。
波数の異なる複数のＲＦ信号に対して、共通の周波数シ
ンセサイザにより各チャネルに応じて中心周波数の異な
った中間周波（ＩＦ）信号を発生する周波数変換器と、
中心周波数が異なった中間周波（ＩＦ）信号を帯域制限
する中心周波数の異なった複数の帯域通過フィルタ（Ｂ
ＰＦ）と、前記ＢＰＦで帯域制限された信号を増幅する
リミタ増幅器あるいはＡＧＣ増幅器と、cos［２π（ｆ
c ＋Δｆn ) ｔ＋φi ］で表される変調信号をＩチャネ
ル信号 cos［φi ＋２πｔ（Δｆn −Δｆk ）］とＱチ
ャネル信号 sin［φi ＋２πｔ（Δｆn −Δｆk ）］に
変換する直交検波手段と、（ここでφi は変調成分、ｆ
cは中間搬送波周波数、ｆc ＋Δｆn はチャネルｎの中
心周波数、ｆc ＋Δｆk は局発発振周波数）、直交検波
されたＩチャネル信号とＱチャネル信号をディジタル値
に変換するＡ／Ｄ変換器と、ディジタル形式のＩチャネ
ル信号とＱチャネル信号をそれぞれ中心周波数でサンプ
リングし、中心周波数が零の折り返し信号を用いて変調
信号成分 cosφi と sinφi を取り出すディジタルフィ
ルタで構成される周波数変換フィルタと、を有する受信
機にある。
【００１３】
【作用】図３に本発明の受信機の周波数領域での説明図
を示す。Σ cos［φi ＋２πｔ（ｆRF＋Δｆn ）］で表
されるＲＦ変調信号は、各チャネルに応じた中心周波数
のままで、ＩＦ帯に周波数変換され、ＩＦフィルタで隣
接チャネルの不要信号を除去された後、リミタアンプあ
るいは、ＡＧＣアンプで−１０ｄＢｍ程度まで増幅され
る。増幅されたＩＦ信号は、直交検波器で直交検波され
る。直交検波器のＩチャネル出力信号Σ cos［φi ＋２
πｔ（Δｆn −Δｆk ）］とＱチャネル出力信号Σ sin
［φi ＋２πｔ（Δｆn −Δｆk ）］は、ＬＰＦで高調
波成分を除去された後、Ａ／Ｄ変換器でディジタル値に
変換され一括処理を行うチャネル数分、メモリ回路に蓄
えられる。各チャネル毎にデータをメモリから読みだし
て、マルチレートディジタルフィルタに入力する。
を示す。Σ cos［φi ＋２πｔ（ｆRF＋Δｆn ）］で表
されるＲＦ変調信号は、各チャネルに応じた中心周波数
のままで、ＩＦ帯に周波数変換され、ＩＦフィルタで隣
接チャネルの不要信号を除去された後、リミタアンプあ
るいは、ＡＧＣアンプで−１０ｄＢｍ程度まで増幅され
る。増幅されたＩＦ信号は、直交検波器で直交検波され
る。直交検波器のＩチャネル出力信号Σ cos［φi ＋２
πｔ（Δｆn −Δｆk ）］とＱチャネル出力信号Σ sin
［φi ＋２πｔ（Δｆn −Δｆk ）］は、ＬＰＦで高調
波成分を除去された後、Ａ／Ｄ変換器でディジタル値に
変換され一括処理を行うチャネル数分、メモリ回路に蓄
えられる。各チャネル毎にデータをメモリから読みだし
て、マルチレートディジタルフィルタに入力する。
【００１４】図６に本発明の受信機の周波数変換を行う
ディジタルフィルタの構成を示す。３段構成で、第１段
目はサンプリング周波数ｆs の周波数変換後に落ち込む
ベースバンド帯域の不要信号成分を除去する高域通過フ
ィルタ（ＨＰＦ）であり、第２段目はサンプリング周波
数（Δｆn −Δｆk ）のＬＰＦで、周波数（Δｆn −Δ
ｆk ）でサンプリングされることにより、イメージ成分
が中心周波数零のベースバンド信号が生成される。第３
段は、基底帯域以外のイメージ成分を除去するサンプリ
ング周波数ｆs のＬＰＦである。通常２種類のサンプリ
ング周波数ｆs、（Δｆn −Δｆk ）は整数関係になる
ように選ばれる。
ディジタルフィルタの構成を示す。３段構成で、第１段
目はサンプリング周波数ｆs の周波数変換後に落ち込む
ベースバンド帯域の不要信号成分を除去する高域通過フ
ィルタ（ＨＰＦ）であり、第２段目はサンプリング周波
数（Δｆn −Δｆk ）のＬＰＦで、周波数（Δｆn −Δ
ｆk ）でサンプリングされることにより、イメージ成分
が中心周波数零のベースバンド信号が生成される。第３
段は、基底帯域以外のイメージ成分を除去するサンプリ
ング周波数ｆs のＬＰＦである。通常２種類のサンプリ
ング周波数ｆs、（Δｆn −Δｆk ）は整数関係になる
ように選ばれる。
【００１５】図５に周波数変換を行うディジタルフィル
タの周波数特性を示す。チャネル間隔はΔｆsp、信号通
過域の帯域をΔｆcut とする。直交検波器の局発発振器
の周波数をｎチャネルの中心にした場合の例である。第
１段目のＨＰＦは、通過域周波数は、（ｆc ＋Δｆn −
Δｆk −Δｆcut ／２）で遮断周波数はΔｆsp／２であ
る。第２段目と第３段目でＬＰＦを構成し、ＬＰＦ全体
の通過域周波数は（Δｆcut ／２）であり、遮断周波数
は（ｆc ＋Δｆn −Δｆk −Δｆsp／２）である。
タの周波数特性を示す。チャネル間隔はΔｆsp、信号通
過域の帯域をΔｆcut とする。直交検波器の局発発振器
の周波数をｎチャネルの中心にした場合の例である。第
１段目のＨＰＦは、通過域周波数は、（ｆc ＋Δｆn −
Δｆk −Δｆcut ／２）で遮断周波数はΔｆsp／２であ
る。第２段目と第３段目でＬＰＦを構成し、ＬＰＦ全体
の通過域周波数は（Δｆcut ／２）であり、遮断周波数
は（ｆc ＋Δｆn −Δｆk −Δｆsp／２）である。
【００１６】
【実施例】図１は、本発明の受信機の原理構成を示すブ
ロック図である。本発明は、中心周波数の異なる複数の
各チャネルの信号に対して、隣接チャネルの信号を減衰
させる複数のＩＦフィルタ１０６と、ＩＦ信号を所要レ
ベルまで増幅する複数のリミタアンプあるいはＡＧＣア
ンプ１０７と、増幅された中心周波数の異なるＩＦ信号
をミクサ１１０、ハイブリッド１０９、９０度移相器１
１１、局部発振器１１２で構成されるＩチャネルおよび
Ｑチャネルの中心周波数がオフセットされたベースバン
ド信号に変換する直交検波手段と、直交検波後の高調波
成分を除去するアナログ低域通過フィルタと（ＬＰＦ）
１１３，１１４と、ＬＰＦ出力のベースバンド信号をデ
ィジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器１１５，１１６と、
Ａ／Ｄ変換器の多チャネルの出力データを蓄え、各チャ
ネルのデータごとに出力するメモリ回路１１７，１１８
と、各チャネルの中心周波数に応じたオフセット信号を
有するデータを中心周波数零の信号に変換するサンプリ
ング周波数の異なるディジタルフィルタ１１９，１２０
と、を備えて構成する。
ロック図である。本発明は、中心周波数の異なる複数の
各チャネルの信号に対して、隣接チャネルの信号を減衰
させる複数のＩＦフィルタ１０６と、ＩＦ信号を所要レ
ベルまで増幅する複数のリミタアンプあるいはＡＧＣア
ンプ１０７と、増幅された中心周波数の異なるＩＦ信号
をミクサ１１０、ハイブリッド１０９、９０度移相器１
１１、局部発振器１１２で構成されるＩチャネルおよび
Ｑチャネルの中心周波数がオフセットされたベースバン
ド信号に変換する直交検波手段と、直交検波後の高調波
成分を除去するアナログ低域通過フィルタと（ＬＰＦ）
１１３，１１４と、ＬＰＦ出力のベースバンド信号をデ
ィジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器１１５，１１６と、
Ａ／Ｄ変換器の多チャネルの出力データを蓄え、各チャ
ネルのデータごとに出力するメモリ回路１１７，１１８
と、各チャネルの中心周波数に応じたオフセット信号を
有するデータを中心周波数零の信号に変換するサンプリ
ング周波数の異なるディジタルフィルタ１１９，１２０
と、を備えて構成する。
【００１７】準同期検波器では、クロック同期回路，搬
送波周波数誤差抽出回路，搬送波周波数誤差補償回路，
遅延検波器では、Ｉタイムスロッド前のデータとの位相
差を検出する回路，クロック同期回路等を含むディジタ
ル信号処理復調部１２１と、を備えて構成する。
送波周波数誤差抽出回路，搬送波周波数誤差補償回路，
遅延検波器では、Ｉタイムスロッド前のデータとの位相
差を検出する回路，クロック同期回路等を含むディジタ
ル信号処理復調部１２１と、を備えて構成する。
【００１８】本発明は、予め、中心周波数の異なるＲＦ
信号を中心周波数がオフセットしたままでＩＦ周波数に
周波数変換し、各チャネルごとにＩＦ周波数帯で帯域制
限、所要のレベルまで増幅し、中心周波数がオフセット
したまま直交検波後、Ａ／Ｄ変換器でディジタル信号に
変換し、多チャネルの信号を高速のクロック周波数でメ
モリ回路に取り込み、各チャネルのデータごとに読みだ
して、サンプリング周波数の異なるマルチレートのディ
ジタルフィルタによって高速に周波数オフセットした信
号を同一チャネル信号（周波数零）に変換し、ディジタ
ル処理で復調する。
信号を中心周波数がオフセットしたままでＩＦ周波数に
周波数変換し、各チャネルごとにＩＦ周波数帯で帯域制
限、所要のレベルまで増幅し、中心周波数がオフセット
したまま直交検波後、Ａ／Ｄ変換器でディジタル信号に
変換し、多チャネルの信号を高速のクロック周波数でメ
モリ回路に取り込み、各チャネルのデータごとに読みだ
して、サンプリング周波数の異なるマルチレートのディ
ジタルフィルタによって高速に周波数オフセットした信
号を同一チャネル信号（周波数零）に変換し、ディジタ
ル処理で復調する。
【００１９】ダブルコンバージョン方式の受信機におけ
る本発明のＦＨ受信機の実施例を図４に示す。図中４０
７は周波数シンセサイザ、４０８はＢＰＦ、４０９は増
幅器、４１０はミクサ、４１１は発振器、４１３は第２
ＩＦフィルタラダー、４１４はリミタ増幅器あるいはＡ
ＧＣ増幅器、４２２，４２３はＡ／Ｄ変換器、４２４，
４２５はメモリ回路、４２６，４２７は周波数変換ディ
ジタルフィルタ、４２９はディジタル信号処理復調部、
４２８はクロック発生回路である。
る本発明のＦＨ受信機の実施例を図４に示す。図中４０
７は周波数シンセサイザ、４０８はＢＰＦ、４０９は増
幅器、４１０はミクサ、４１１は発振器、４１３は第２
ＩＦフィルタラダー、４１４はリミタ増幅器あるいはＡ
ＧＣ増幅器、４２２，４２３はＡ／Ｄ変換器、４２４，
４２５はメモリ回路、４２６，４２７は周波数変換ディ
ジタルフィルタ、４２９はディジタル信号処理復調部、
４２８はクロック発生回路である。
【００２０】ＲＦ変調信号は周波数シンセサイザの発振
周波数と乗算されて、第１ＩＦ周波数に周波数変換され
る。第１ＩＦのＢＰＦ４０８の帯域は、第２ＩＦ周波数
のイメージ信号除去用フィルタであるので、あるチャネ
ルの全ホッピング周波数帯域を通過帯域とするよう広い
帯域でとっておく。第２ＩＦ周波数におけるリミタアン
プあるいはＡＧＣアンプ４１４では、７０ｄＢ以上のダ
イナミックレンジが必要であり、増幅の際に隣接チャネ
ルの妨害波の信号が歪んで受信帯域内に落ち込むため
に、予め第２ＩＦフィルタ４１３で隣接チャネル信号を
十分減衰しておく必要がある。中心周波数の異なる第２
ＩＦフィルタは例えば１０ＭＨｚ程度の周波数ならばセ
ラミックフィルタで構成され、数ＭＨｚまで中心周波数
を下げることができるなら、モノリシックＩＣ化も可能
である。リミタアンプで増幅された変調信号は、周波数
オフセットしたまま、直交変調器で直交検波される。
周波数と乗算されて、第１ＩＦ周波数に周波数変換され
る。第１ＩＦのＢＰＦ４０８の帯域は、第２ＩＦ周波数
のイメージ信号除去用フィルタであるので、あるチャネ
ルの全ホッピング周波数帯域を通過帯域とするよう広い
帯域でとっておく。第２ＩＦ周波数におけるリミタアン
プあるいはＡＧＣアンプ４１４では、７０ｄＢ以上のダ
イナミックレンジが必要であり、増幅の際に隣接チャネ
ルの妨害波の信号が歪んで受信帯域内に落ち込むため
に、予め第２ＩＦフィルタ４１３で隣接チャネル信号を
十分減衰しておく必要がある。中心周波数の異なる第２
ＩＦフィルタは例えば１０ＭＨｚ程度の周波数ならばセ
ラミックフィルタで構成され、数ＭＨｚまで中心周波数
を下げることができるなら、モノリシックＩＣ化も可能
である。リミタアンプで増幅された変調信号は、周波数
オフセットしたまま、直交変調器で直交検波される。
【００２１】直交検波されたＩ，Ｑチャネル信号は、Ｌ
ＰＦで高調波成分が除去され、サンプリング周波数ｆs
でＡ／Ｄ変換器によりディジタル値に変換される。数チ
ャネル分のディジタルデータはメモリ回路に蓄積され、
メモリのサンプリング周波数のｎ分の１の周波数で各チ
ャネルごとに読み出される。メモリ回路から出力された
各チャネルのデータはサンプリング周波数の異なるブロ
ックから構成されるディジタルフィルタ４２６，４２７
でオフセット周波数に応じたサンプリングクロック信号
でベースバンド信号に変換され、さらに中心周波数ゼロ
の信号に変換されたＩ，Ｑチャネル信号は、ディジタル
処理復調部４２９で、準同期検波、あるいはベースバン
ド遅延検波される。
ＰＦで高調波成分が除去され、サンプリング周波数ｆs
でＡ／Ｄ変換器によりディジタル値に変換される。数チ
ャネル分のディジタルデータはメモリ回路に蓄積され、
メモリのサンプリング周波数のｎ分の１の周波数で各チ
ャネルごとに読み出される。メモリ回路から出力された
各チャネルのデータはサンプリング周波数の異なるブロ
ックから構成されるディジタルフィルタ４２６，４２７
でオフセット周波数に応じたサンプリングクロック信号
でベースバンド信号に変換され、さらに中心周波数ゼロ
の信号に変換されたＩ，Ｑチャネル信号は、ディジタル
処理復調部４２９で、準同期検波、あるいはベースバン
ド遅延検波される。
【００２２】遅延検波は、乗算，加算演算により下式の
演算を行うことにより実行される。 cos(φn −φn-1)＝cos(φn ) cos(φn-1)＋sin(φn )sin( φn-1) (1) sin(φn −φn-1)＝sin(φn ) cos(φn-1)−cos(φn )sin( φn-1) (2) 準同期検波は、復調データから搬送波周波数誤差を検出
し、復調データに補償することにより行われる。
演算を行うことにより実行される。 cos(φn −φn-1)＝cos(φn ) cos(φn-1)＋sin(φn )sin( φn-1) (1) sin(φn −φn-1)＝sin(φn ) cos(φn-1)−cos(φn )sin( φn-1) (2) 準同期検波は、復調データから搬送波周波数誤差を検出
し、復調データに補償することにより行われる。
【００２３】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、中
心周波数の異なるマルチキャリア信号を、中心周波数の
異なったままベースバンド帯に周波数変換、直交検波
し、複数チャネル分のデータをメモリ回路に蓄積し、各
チャネルごとに逐次ディジタルフィルタの折り返し信号
を利用してベースバンド回路で各チャネルの中心周波数
に応じて、中心周波数ゼロのベースバンド信号に変換す
るので、従来の周波数シンセサイザを用いる方法と異な
り、高速な中心周波数の変化にも追従できる受信機を構
成できる。基地局装置の受信機，マルチキャリア受信機
を小形化できる。
心周波数の異なるマルチキャリア信号を、中心周波数の
異なったままベースバンド帯に周波数変換、直交検波
し、複数チャネル分のデータをメモリ回路に蓄積し、各
チャネルごとに逐次ディジタルフィルタの折り返し信号
を利用してベースバンド回路で各チャネルの中心周波数
に応じて、中心周波数ゼロのベースバンド信号に変換す
るので、従来の周波数シンセサイザを用いる方法と異な
り、高速な中心周波数の変化にも追従できる受信機を構
成できる。基地局装置の受信機，マルチキャリア受信機
を小形化できる。
【図１】本発明の一括処理受信機原理構成図である。
【図２】従来の周波数シンセサイザでチャネル指定を行
う基地局装置受信機構成図である。
う基地局装置受信機構成図である。
【図３】本発明の周波数領域での動作説明図である。
【図４】本発明のダブルコンバージョンタイプの受信機
の実施例である。
の実施例である。
【図５】周波数変換ディジタルフィルタ周波数特性であ
る。
る。
【図６】周波数変換ディジタルフィルタブロック構成図
である。
である。
【符号の説明】 １０１ ＩＦ変調信号入力端子 １０２ データ出力端子 １０３ ミクサ １０４ 発振器 １０５ 分配器 １０６ ＩＦＢＰＦ １０７ リミタ増幅器またはＡＧＣ増幅器 １０８ 合成器 １０９ 分配器 １１０ ミクサ １１１ ９０度移相器 １１２ 局発発振器 １１３ ＬＰＦ １１４ ＬＰＦ １１５ Ａ／Ｄ変換器 １１６ Ａ／Ｄ変換器 １１７ メモリ回路 １１８ メモリ回路 １１９ 周波数変換ディジタルフィルタ １２０ 周波数変換ディジタルフィルタ １２１ ディジタル信号処理復調部 １２２ クロック信号発生器 ２０１ ＲＦ変調信号入力端子 ２０２ データ出力端子 ２０３ 共用フィルタ ２０４ ＲＦ信号合成器 ２０５ ＢＰＦ ２０６ 増幅器 ２０７ ミクサ ２０８ 周波数シンセサイザ ２０９ ＢＰＦ ２１０ 増幅器 ２１１ ミクサ ２１２ 発振器 ２１３ ＢＰＦ ２１４ リミタ増幅器，ＡＧＣ増幅器 ２１５ 復調器 ４０１ ＲＦ変調信号入力端子 ４０２ マスタクロック入力端子 ４０３ データ出力端子 ４０４ ＢＰＦ ４０５ 増幅器 ４０６ ミクサ ４０７ 周波数シンセサイザ ４０８ ＢＰＦ ４０９ 増幅器 ４１０ ミクサ ４１１ 発振器 ４１２ 分配器 ４１３ ＢＰＦ ４１４ リミタ増幅器，ＡＧＣ増幅器 ４１５ 合成器 ４１６ 分配器 ４１７ ミクサ ４１８ ９０度移相器 ４１９ 局発発振器 ４２０ ＬＰＦ ４２１ ＬＰＦ ４２２ Ａ／Ｄ変換器 ４２３ Ａ／Ｄ変換器 ４２４ メモリ回路 ４２５ メモリ回路 ４２６ 周波数変換ディジタルフィルタ ４２７ 周波数変換ディジタルフィルタ ４２８ クロック信号発生回路 ４２９ ディジタル処理復調部
Claims (1)
- 【請求項１】 中心周波数の異なる複数のＲＦ信号に対
して、共通の周波数シンセサイザにより各チャネルに応
じて中心周波数の異なった中間周波（ＩＦ）信号を発生
する周波数変換器と、 中心周波数が異なった中間周波（ＩＦ）信号を帯域制限
する中心周波数の異なった複数の帯域通過フィルタ（Ｂ
ＰＦ）と、 前記ＢＰＦで帯域制限された信号を増幅するリミタ増幅
器あるいはＡＧＣ増幅器と、 cos［２π（ｆc ＋Δｆn ) ｔ＋φi ］で表される変調
信号をＩチャネル信号cos［φi ＋２πｔ（Δｆn −Δ
ｆk ）］とＱチャネル信号 sin［φi ＋２πｔ（Δｆn
−Δｆk ）］に変換する直交検波手段と、 ここでφi は変調成分 ｆc は中間搬送波周波数 ｆc ＋Δｆn はチャネルｎの中心周波数 ｆc ＋Δｆk は局発発振周波数 直交検波されたＩチャネル信号とＱチャネル信号をディ
ジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器と、 ディジタル形式のＩチャネル信号とＱチャネル信号をそ
れぞれ中心周波数でサンプリングし、中心周波数が零の
折り返し信号を用いて変調信号成分 cosφi とsinφi
を取り出すディジタルフィルタで構成される周波数変換
フィルタと、 を有することを特徴とする受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19901892A JPH0621722A (ja) | 1992-07-03 | 1992-07-03 | 受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19901892A JPH0621722A (ja) | 1992-07-03 | 1992-07-03 | 受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0621722A true JPH0621722A (ja) | 1994-01-28 |
Family
ID=16400756
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19901892A Withdrawn JPH0621722A (ja) | 1992-07-03 | 1992-07-03 | 受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0621722A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0656701A2 (en) * | 1993-11-26 | 1995-06-07 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Method and apparatus for monitoring adjacent channels in an FDMA communications system |
-
1992
- 1992-07-03 JP JP19901892A patent/JPH0621722A/ja not_active Withdrawn
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0656701A2 (en) * | 1993-11-26 | 1995-06-07 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Method and apparatus for monitoring adjacent channels in an FDMA communications system |
| EP0656701A3 (en) * | 1993-11-26 | 1996-02-21 | Nippon Telegraph & Telephone | Method and device for monitoring adjacent channels in an FDMA communication system. |
| US5715235A (en) * | 1993-11-26 | 1998-02-03 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Communication system capable of performing FDMA transmission |
| EP1303057A2 (en) * | 1993-11-26 | 2003-04-16 | NTT DoCoMo, Inc. | Quadrature receiver for spread spectrum signals |
| EP1303057A3 (en) * | 1993-11-26 | 2004-08-11 | NTT DoCoMo, Inc. | Quadrature receiver for spread spectrum signals |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19991005 |