JPH0663868B2 - 包絡検出装置 - Google Patents
包絡検出装置Info
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- JPH0663868B2 JPH0663868B2 JP61145828A JP14582886A JPH0663868B2 JP H0663868 B2 JPH0663868 B2 JP H0663868B2 JP 61145828 A JP61145828 A JP 61145828A JP 14582886 A JP14582886 A JP 14582886A JP H0663868 B2 JPH0663868 B2 JP H0663868B2
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Description
【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 この発明は例えば光干渉波信号の包絡や、音声信号の包
絡、その他一般の信号の包絡を検出する包絡検出装置に
関する。
絡、その他一般の信号の包絡を検出する包絡検出装置に
関する。
「従来の技術」 従来各種光ディスクにおいてはその記録信号を読出すた
めにレーザーなど光をその光ディスクに照射している
が、その光源の光のコヒーレンス長が長いと光ディスク
からの反射光が光源に入射して光源が不安定になること
がある。そのような点からその光源よりの光のコヒーレ
ンス長を測定することが行われている。このコヒーレン
ス長の測定は、従来においては例えば第４図に示すよう
に光源よりの光をマイケルソン干渉計に入射し、時間的
な干渉光を得てその干渉光の包絡線を検波して求めてい
た。即ちレーザーダイオードなどの光源11からの被測定
光は、マイケルソン干渉計などの光干渉計に入射され
る。即ち光源11からの光はビームスプリッター12に入射
され、そのビームスプリッター12の透過光は固定反射鏡
13に入射され、その反射光はビームスプリッター12に戻
り、またビームスプリッター12で分割反射された他方の
光は可動反射鏡14に入射され、可動反射鏡14よりの反射
波と固定反射鏡13よりの反射波とがビームスプリッター
12で合成されて干渉波が得られる。その干渉波は光検出
器15に入射されて電気信号に変換され、その電気信号の
包絡線が包絡線検波器16で検波される。この干渉波の時
間的な干渉縞を得るため、可動反射鏡14は駆動器17によ
り周期的にビームスプリッター12に対して前後に進退さ
せられる。この可動反射鏡14の移動を時間軸として、包
絡線検波器16の検波出力が記録器或いは表示器18に供給
されて光源11よりの光の時間的コヒーレンス長の測定結
果が表示される。つまりビームスプリッター12に対する
固定反射鏡13、可動反射鏡14の距離が等しい時、干渉波
の強度は最強となり、その強度に対する、次の干渉縞の
ピーク値との差からコヒーレンス長が求められる。
めにレーザーなど光をその光ディスクに照射している
が、その光源の光のコヒーレンス長が長いと光ディスク
からの反射光が光源に入射して光源が不安定になること
がある。そのような点からその光源よりの光のコヒーレ
ンス長を測定することが行われている。このコヒーレン
ス長の測定は、従来においては例えば第４図に示すよう
に光源よりの光をマイケルソン干渉計に入射し、時間的
な干渉光を得てその干渉光の包絡線を検波して求めてい
た。即ちレーザーダイオードなどの光源11からの被測定
光は、マイケルソン干渉計などの光干渉計に入射され
る。即ち光源11からの光はビームスプリッター12に入射
され、そのビームスプリッター12の透過光は固定反射鏡
13に入射され、その反射光はビームスプリッター12に戻
り、またビームスプリッター12で分割反射された他方の
光は可動反射鏡14に入射され、可動反射鏡14よりの反射
波と固定反射鏡13よりの反射波とがビームスプリッター
12で合成されて干渉波が得られる。その干渉波は光検出
器15に入射されて電気信号に変換され、その電気信号の
包絡線が包絡線検波器16で検波される。この干渉波の時
間的な干渉縞を得るため、可動反射鏡14は駆動器17によ
り周期的にビームスプリッター12に対して前後に進退さ
せられる。この可動反射鏡14の移動を時間軸として、包
絡線検波器16の検波出力が記録器或いは表示器18に供給
されて光源11よりの光の時間的コヒーレンス長の測定結
果が表示される。つまりビームスプリッター12に対する
固定反射鏡13、可動反射鏡14の距離が等しい時、干渉波
の強度は最強となり、その強度に対する、次の干渉縞の
ピーク値との差からコヒーレンス長が求められる。
このように従来のコヒーレンス長測定装置は、包絡線を
アナログ検波するものであり、従ってその検波時定数に
より包絡線の波形が変化し、検波出力は干渉波の包絡線
と１対１に対応したものとならず、コヒーレンス長の正
しい測定をすることは困難であった。
アナログ検波するものであり、従ってその検波時定数に
より包絡線の波形が変化し、検波出力は干渉波の包絡線
と１対１に対応したものとならず、コヒーレンス長の正
しい測定をすることは困難であった。
このようにコヒーレンス長を測定するために干渉光の包
絡を検出することが行われるが、その他一般の信号につ
いてもその包絡を検出する場合は、アナログの包絡線検
波器が用いられており、従来の光コヒーレンス長の測定
における問題と同様に、その包絡が包絡線検波器の時定
数に影響される欠点があった。つまり従来において音声
信号或いは映像信号などの包絡を検出する場合に同様の
問題があった。
絡を検出することが行われるが、その他一般の信号につ
いてもその包絡を検出する場合は、アナログの包絡線検
波器が用いられており、従来の光コヒーレンス長の測定
における問題と同様に、その包絡が包絡線検波器の時定
数に影響される欠点があった。つまり従来において音声
信号或いは映像信号などの包絡を検出する場合に同様の
問題があった。
一方一般にアナログ信号の包絡を包絡線検波器によって
得る代りに、その入力アナログ信号をデジタル信号に変
換し、その変換されたデジタル信号の時系列信号を高速
フーリエ変換して複素スペクトルを得、その虚数部を実
数部とし、実数部をマイナス虚数部とした複素スペクト
ルを作り、これを逆高速フーリエ変換して時系列信号の
ヒルベルト変換値を得、このヒルベルト変換値の自乗と
前記時系列のデジタル信号の自乗とを加算し、その加算
値を開平して包絡を得ることも行われている。
得る代りに、その入力アナログ信号をデジタル信号に変
換し、その変換されたデジタル信号の時系列信号を高速
フーリエ変換して複素スペクトルを得、その虚数部を実
数部とし、実数部をマイナス虚数部とした複素スペクト
ルを作り、これを逆高速フーリエ変換して時系列信号の
ヒルベルト変換値を得、このヒルベルト変換値の自乗と
前記時系列のデジタル信号の自乗とを加算し、その加算
値を開平して包絡を得ることも行われている。
しかしこの処理は高速フーリエ変換、またその逆変換を
行うため処理が複雑となり、時間がかかり、実時間処理
をする場合問題となる。
行うため処理が複雑となり、時間がかかり、実時間処理
をする場合問題となる。
またその分解能を上げるにはデジタル信号をいわゆるズ
ームプロセッサにより低い周波数領域の複素データに変
換し、これを低い周期でサンプリングし、その複素デー
タを高速フーリエ変換することになるが、このように複
素データを高速フーリエ変換すると処理が複雑になる。
ームプロセッサにより低い周波数領域の複素データに変
換し、これを低い周期でサンプリングし、その複素デー
タを高速フーリエ変換することになるが、このように複
素データを高速フーリエ変換すると処理が複雑になる。
また特開昭58−54707号公報の文献には、受信された振
幅変調波信号が分割手段により分割され、その一方の信
号と局部発振器の第１出力とが第１変換器により混合さ
れて差信号が取出され、分割手段により分割された他方
の信号と局部発振器の出力と位相が90゜異なる局部発振
器の第２出力とが第２変換器により混合されて差信号が
取出され、これら第1,第２変換器の出力をそれぞれ第1,
第２逓倍器で２逓倍され、これら第1,第２逓倍器の出力
を加算手段により加算することにより、振幅変調信号を
アナログ的に復調する復調回路が開示されている。
幅変調波信号が分割手段により分割され、その一方の信
号と局部発振器の第１出力とが第１変換器により混合さ
れて差信号が取出され、分割手段により分割された他方
の信号と局部発振器の出力と位相が90゜異なる局部発振
器の第２出力とが第２変換器により混合されて差信号が
取出され、これら第1,第２変換器の出力をそれぞれ第1,
第２逓倍器で２逓倍され、これら第1,第２逓倍器の出力
を加算手段により加算することにより、振幅変調信号を
アナログ的に復調する復調回路が開示されている。
しかし複数の周波数成分をもつ信号の包絡を求めるため
には、入力された複数の周波数成分が第1,第２変換器で
周波数変換され、第1,第２変換器より取出された複数の
差信号の和をそれぞれ２倍の周波数に逓倍する必要があ
るが、第1,第２逓倍器では複数の差信号の和を２逓倍す
ることが不可能であり、従って複数の周波数成分をもつ
信号の包絡を求めることはできない。
には、入力された複数の周波数成分が第1,第２変換器で
周波数変換され、第1,第２変換器より取出された複数の
差信号の和をそれぞれ２倍の周波数に逓倍する必要があ
るが、第1,第２逓倍器では複数の差信号の和を２逓倍す
ることが不可能であり、従って複数の周波数成分をもつ
信号の包絡を求めることはできない。
「問題点を解決するための手段」 この発明によれば、入力デジタル信号と第１搬送波信号
とが第１周波数混合手段によって周波数混合され、また
入力デジタル信号と第１搬送波信号に対し直交関係の第
２搬送波信号、つまり第１搬送波と同一周波数で位相が
90゜異なる第２搬送波信号との周波数混合を第２周波数
混合手段により行い、これら第1,第２周波数混合手段か
ら差の周波数成分がそれぞれ第1,第２低域通過波手段
によって取出される。これら第1,第２低域通過波手段
によって取出された出力がそれぞれ第1,第２スイッチ手
段によって入力デジタル信号と第１搬送波信号との周波
数の差の成分で取出したい周波数成分の最も高い周波数
と対応した周期でサンプリングされる。これらサンプリ
ング値は第1,第２自乗手段によってそれぞれ自乗され、
これら自乗値は加算手段によって加算される。その加算
値は開平手段によって開平されて、上記入力デジタル信
号の元信号の包絡が得られる。また複数の周波数成分を
もつ信号の包絡検出にも適用可能であり、このようにし
てデジタル処理を行い、アナログ処理によることなく包
絡を得ることができる。
とが第１周波数混合手段によって周波数混合され、また
入力デジタル信号と第１搬送波信号に対し直交関係の第
２搬送波信号、つまり第１搬送波と同一周波数で位相が
90゜異なる第２搬送波信号との周波数混合を第２周波数
混合手段により行い、これら第1,第２周波数混合手段か
ら差の周波数成分がそれぞれ第1,第２低域通過波手段
によって取出される。これら第1,第２低域通過波手段
によって取出された出力がそれぞれ第1,第２スイッチ手
段によって入力デジタル信号と第１搬送波信号との周波
数の差の成分で取出したい周波数成分の最も高い周波数
と対応した周期でサンプリングされる。これらサンプリ
ング値は第1,第２自乗手段によってそれぞれ自乗され、
これら自乗値は加算手段によって加算される。その加算
値は開平手段によって開平されて、上記入力デジタル信
号の元信号の包絡が得られる。また複数の周波数成分を
もつ信号の包絡検出にも適用可能であり、このようにし
てデジタル処理を行い、アナログ処理によることなく包
絡を得ることができる。
しかも高速フーリエ変換してまた逆変換するような処理
を必要とせず、比較的簡単な演算処理であり、短時間で
処理することができ、実時間で包絡を得ることが可能で
ある。
を必要とせず、比較的簡単な演算処理であり、短時間で
処理することができ、実時間で包絡を得ることが可能で
ある。
「実施例」 第１図はこの発明による包絡検出装置の一例を示し、こ
れはコヒーレンス長を求める装置に適用した場合であ
る。光源11よりの光は干渉計21に入射される。この干渉
計21は第４図に示した例えばマイケルソン干渉計であっ
て、時間的干渉縞の干渉光が得られ、その干渉光は光検
出器16に入射されて電気信号に変換される。この電気信
号はAD変換器22によりデジタル信号に変換される。この
AD変換器22の出力は、デジタルスペクトルアナライザに
用いられている倍率変更手段である、いわゆるズームプ
ロセッサ23に入力される。
れはコヒーレンス長を求める装置に適用した場合であ
る。光源11よりの光は干渉計21に入射される。この干渉
計21は第４図に示した例えばマイケルソン干渉計であっ
て、時間的干渉縞の干渉光が得られ、その干渉光は光検
出器16に入射されて電気信号に変換される。この電気信
号はAD変換器22によりデジタル信号に変換される。この
AD変換器22の出力は、デジタルスペクトルアナライザに
用いられている倍率変更手段である、いわゆるズームプ
ロセッサ23に入力される。
即ちAD変換器の出力のデジタル信号は、デジタル掛算器
である周波数混合手段24,25に与えられて第１搬送波，
第２搬送波とそれぞれ掛算される。第１搬送波をcos2π
fcnΔｔとする時、第２搬送波は第１搬送波と同一周波
数で位相が90゜異った、つまり直角関係のものであり、
sin2πfcnΔｔである。周波数混合手段24,25より得られ
るその周波数混合結果中の差の周波数成分がそれぞれ低
域通過波手段26,27でそれぞれ取出され、これら低域
通過波手段26,27より取出された出力はそれぞれ設定
倍率に応じた周期でスイッチ30a,30bにより取出され
る。つまり入力デジタル信号と第１搬送波信号との周波
数の差の成分で取出したい周波数成分の最も高い周波数
と対応した周期でスイッチ30a,30bによりサンプリング
される。これら出力は自乗手段28,29においてそれぞれ
自乗され、その各自乗値は加算手段31で加算され、その
加算値は開平手段32で開平演算され、その開平結果は時
間的干渉縞の包絡を示すものとなる。
である周波数混合手段24,25に与えられて第１搬送波，
第２搬送波とそれぞれ掛算される。第１搬送波をcos2π
fcnΔｔとする時、第２搬送波は第１搬送波と同一周波
数で位相が90゜異った、つまり直角関係のものであり、
sin2πfcnΔｔである。周波数混合手段24,25より得られ
るその周波数混合結果中の差の周波数成分がそれぞれ低
域通過波手段26,27でそれぞれ取出され、これら低域
通過波手段26,27より取出された出力はそれぞれ設定
倍率に応じた周期でスイッチ30a,30bにより取出され
る。つまり入力デジタル信号と第１搬送波信号との周波
数の差の成分で取出したい周波数成分の最も高い周波数
と対応した周期でスイッチ30a,30bによりサンプリング
される。これら出力は自乗手段28,29においてそれぞれ
自乗され、その各自乗値は加算手段31で加算され、その
加算値は開平手段32で開平演算され、その開平結果は時
間的干渉縞の包絡を示すものとなる。
次にこのような処理により包絡が得られることを説明す
る。今、マイケルソン干渉計21における可動反射鏡14の
移動距離をΔｄ、移動時間をΔｔとすると固定反射鏡13
と可動反射鏡14との両反射光がビームスプリッター12に
達した時の光路差は２Δｄとなり、光源11の波長をλと
すると、その干渉縞の波数Δｎは となる。可動反射鏡14の移動によって光路差が変化し、
両反射信号の位相差の変化によって波数が変化すること
はその可動反射鏡14の移動によってその反射光の周波数
がドプラシフトを受けたと考えられる。単位時間のドプ
ラシフト、つまり波数Δνは となる。ここでＶは可動反射鏡14の移動速度であり、Ｃ
は光の速度である。従って固定反射鏡13で反射される単
色光をE1＝Acos（２πνｔ＋φ１）とすると可動反射鏡
14で反射される単色光は E2＝Acos｛２π（ν＋Δν）ｔ＋φ２｝ と表わすことができる。光検出器16は自乗特性であり、
これにより受光されるのは光エネルギーの平均値であ
り、従って光検出器16の出力は次式のようになる。
る。今、マイケルソン干渉計21における可動反射鏡14の
移動距離をΔｄ、移動時間をΔｔとすると固定反射鏡13
と可動反射鏡14との両反射光がビームスプリッター12に
達した時の光路差は２Δｄとなり、光源11の波長をλと
すると、その干渉縞の波数Δｎは となる。可動反射鏡14の移動によって光路差が変化し、
両反射信号の位相差の変化によって波数が変化すること
はその可動反射鏡14の移動によってその反射光の周波数
がドプラシフトを受けたと考えられる。単位時間のドプ
ラシフト、つまり波数Δνは となる。ここでＶは可動反射鏡14の移動速度であり、Ｃ
は光の速度である。従って固定反射鏡13で反射される単
色光をE1＝Acos（２πνｔ＋φ１）とすると可動反射鏡
14で反射される単色光は E2＝Acos｛２π（ν＋Δν）ｔ＋φ２｝ と表わすことができる。光検出器16は自乗特性であり、
これにより受光されるのは光エネルギーの平均値であ
り、従って光検出器16の出力は次式のようになる。
＜E2＞＝＜（E1＋E2）（E1＋E2）＊＞ ＝＜E1 2＞＋＜E2 2＞＋２＜E1E2＞ となる。＜＞は平均を表わし、＊は複素共軛を表わす。
光検出器16は高い周波数成分においては感度が無いた
め、結局光検出器16の出力は ＜E2＞≒A2＜１＋cos（２πΔνｔ ＋φ１−φ２）＞ …(3) となる。これに(2)式の条件を入れると となる。
め、結局光検出器16の出力は ＜E2＞≒A2＜１＋cos（２πΔνｔ ＋φ１−φ２）＞ …(3) となる。これに(2)式の条件を入れると となる。
この第１図中の周波数混合手段24,25における乗算の搬
送波はsin及びcos波であり、その搬送周波数をｃと
し、その乗算値の和をとり、かつ周波数混合手段24,25
の入力を(3)式の交流成分とすると、乗算値の和は次の
式で表わされる。
送波はsin及びcos波であり、その搬送周波数をｃと
し、その乗算値の和をとり、かつ周波数混合手段24,25
の入力を(3)式の交流成分とすると、乗算値の和は次の
式で表わされる。
ここでΔν＋ｃの成分は低域通過手段26,27により除
去される。従って(5)式は となる。今Ｘ（ｔ）＝A2cos（２πΔνｔ＋φ12）とす
ると、 となる。ここで(t)はＸ(t)のヒルベルト変換値であ
り、これはA2sin（２πΔνｔ＋φ12）である。つまり
入力信号の時系列Ｘ(t)の自乗と入力のヒルベルト変換
値(t)の自乗の和の開平 を求めたことになる。この(6)式は従来の技術の項で述
べたデジタル式に包絡を求める場合と同一の式である。
即ちこの発明によれば、ヒルベルト変換を行うことなく
この例においては時間的干渉光の包絡を得ることがで
き、つまり時間的コヒーレンス長を測定することができ
る。しかもデジタル処理により行うため包絡線検波器の
時定数による影響を受けるようなこともない。また周波
数領域の変換及びその逆変換の煩雑さがなく、短時間
で、従って実時間処理を容易に行うことが可能である。
去される。従って(5)式は となる。今Ｘ（ｔ）＝A2cos（２πΔνｔ＋φ12）とす
ると、 となる。ここで(t)はＸ(t)のヒルベルト変換値であ
り、これはA2sin（２πΔνｔ＋φ12）である。つまり
入力信号の時系列Ｘ(t)の自乗と入力のヒルベルト変換
値(t)の自乗の和の開平 を求めたことになる。この(6)式は従来の技術の項で述
べたデジタル式に包絡を求める場合と同一の式である。
即ちこの発明によれば、ヒルベルト変換を行うことなく
この例においては時間的干渉光の包絡を得ることがで
き、つまり時間的コヒーレンス長を測定することができ
る。しかもデジタル処理により行うため包絡線検波器の
時定数による影響を受けるようなこともない。また周波
数領域の変換及びその逆変換の煩雑さがなく、短時間
で、従って実時間処理を容易に行うことが可能である。
第２図A,第３図Ａはそれぞれレーザダイオードのスペク
トラムに対し、それぞれ第１図に示したこの装置により
求めた包絡を第２図B,第３図Ｂにそれぞれ示す。第２図
Ａのスペクトラムは互に分離されず、つまり隣接スペク
トル間がゼロになってなく、第３図Ａのスペクトラムは
互に分離され、スペクトル間がゼロになっており、コヒ
ーレンス長が大きいが、第２図Ｂ、第３図Ｂの各包絡の
最初の干渉縞のピーク値P1,P2はP2の方が大きく、コヒ
ーレンス長が大きいものとなり、この装置による処理が
正しいことが理解される。
トラムに対し、それぞれ第１図に示したこの装置により
求めた包絡を第２図B,第３図Ｂにそれぞれ示す。第２図
Ａのスペクトラムは互に分離されず、つまり隣接スペク
トル間がゼロになってなく、第３図Ａのスペクトラムは
互に分離され、スペクトル間がゼロになっており、コヒ
ーレンス長が大きいが、第２図Ｂ、第３図Ｂの各包絡の
最初の干渉縞のピーク値P1,P2はP2の方が大きく、コヒ
ーレンス長が大きいものとなり、この装置による処理が
正しいことが理解される。
上述においては時間的干渉光、つまり時間的コヒーレン
ス長を求めたが、空間的コヒーレンス長を測定すること
にも適用することができる。即ち例えば第５図に示すよ
うにアパーチュア41よりの光をスリット42,43を通し、
これらスリット42,43よりの光をスクリーン44に受光
し、スリット42,43を通じる二つの光路の差に応じた干
渉縞がスクリーン44上に現われる。第５図における光検
出器16をスクリーン44上に沿って移動させることによっ
て、又はスクリーン44上に密に配列された光検出素子を
順次切替え出力することによりスクリーン44に発生した
空間的干渉縞の電気信号を得ることができる。その電気
信号を先に述べたように処理してその空間的コヒーレン
ス長を測定することが可能である。但しこの場合、アパ
ーチュア41のスリット42,43配列方向における長さをΔ
ｌ、アパーチュア41よりスリット42,43を見た開口角を
Δθとし、光源11の波長をλ０とすると、Δθ×θｌが
λ０より小さいかほぼ等しい場合に干渉縞が生じる。
ス長を求めたが、空間的コヒーレンス長を測定すること
にも適用することができる。即ち例えば第５図に示すよ
うにアパーチュア41よりの光をスリット42,43を通し、
これらスリット42,43よりの光をスクリーン44に受光
し、スリット42,43を通じる二つの光路の差に応じた干
渉縞がスクリーン44上に現われる。第５図における光検
出器16をスクリーン44上に沿って移動させることによっ
て、又はスクリーン44上に密に配列された光検出素子を
順次切替え出力することによりスクリーン44に発生した
空間的干渉縞の電気信号を得ることができる。その電気
信号を先に述べたように処理してその空間的コヒーレン
ス長を測定することが可能である。但しこの場合、アパ
ーチュア41のスリット42,43配列方向における長さをΔ
ｌ、アパーチュア41よりスリット42,43を見た開口角を
Δθとし、光源11の波長をλ０とすると、Δθ×θｌが
λ０より小さいかほぼ等しい場合に干渉縞が生じる。
更に干渉光の包絡を検出する場合のみならず、一般にテ
レビジョン信号のような画像信号や音声信号などの包絡
を検出する場合にも適用でき、これらの場合は、包絡を
得た信号を第１図におけるAD変換器22へ供給すればよ
い。更には元々AD変換されたデジタル信号が入力される
場合は、そのデジタル信号を周波数混合手段24,25に直
接供給すれば、そのデジタル信号の元信号の包絡を得る
ことができる。なお一般の信号を入力する場合において
はAD変換器22における標本周期の２倍と対応する周波数
よりも高い周波数成分の雑音分を除去するため、その前
段に低域通過波器を挿入することが望ましい。自乗手
段28,29、加算手段31、開平手段32などは制御装置にお
ける中央処理装置（CPU）で行ってもよく、同様に倍率
変更手段23もそのCPUで行ってもよい。
レビジョン信号のような画像信号や音声信号などの包絡
を検出する場合にも適用でき、これらの場合は、包絡を
得た信号を第１図におけるAD変換器22へ供給すればよ
い。更には元々AD変換されたデジタル信号が入力される
場合は、そのデジタル信号を周波数混合手段24,25に直
接供給すれば、そのデジタル信号の元信号の包絡を得る
ことができる。なお一般の信号を入力する場合において
はAD変換器22における標本周期の２倍と対応する周波数
よりも高い周波数成分の雑音分を除去するため、その前
段に低域通過波器を挿入することが望ましい。自乗手
段28,29、加算手段31、開平手段32などは制御装置にお
ける中央処理装置（CPU）で行ってもよく、同様に倍率
変更手段23もそのCPUで行ってもよい。
「発明の効果」 以上述べたようにこの発明によれば、複数の周波数成分
をもつ信号の包絡検出にも単一周波数信号の包絡検出と
同じく適用可能であり、包絡線検波器を使用することな
くデジタル処理によって包絡を得ることができ、従って
包絡線検波器の時定数などの影響を受けることがなく、
正しい包絡を検出することができ、更にデジタル処理に
おいて周波数領域への変換またその逆変換など、演算量
の多い複雑な処理をする必要がなく、短かい時間で処理
することができ、従って処理時間が短かく、実時間処理
を容易に行うことができる。
をもつ信号の包絡検出にも単一周波数信号の包絡検出と
同じく適用可能であり、包絡線検波器を使用することな
くデジタル処理によって包絡を得ることができ、従って
包絡線検波器の時定数などの影響を受けることがなく、
正しい包絡を検出することができ、更にデジタル処理に
おいて周波数領域への変換またその逆変換など、演算量
の多い複雑な処理をする必要がなく、短かい時間で処理
することができ、従って処理時間が短かく、実時間処理
を容易に行うことができる。
第１図はこの発明による包絡検出装置の一例を示すブロ
ック図、第２図A,第３図Ａはそれぞれレーザダイオード
のスペクトラムの例を示す図、第２図B,第３図Ｂはそれ
ぞれ第２図A,第３図Ａのスペクトラムに対しこの発明装
置により得られた包絡を示す図、第４図は従来の時間的
コヒーレンスを測定する装置を示すブロック図、第５図
は空間的干渉縞を得る干渉計の原理を示す図である。
ック図、第２図A,第３図Ａはそれぞれレーザダイオード
のスペクトラムの例を示す図、第２図B,第３図Ｂはそれ
ぞれ第２図A,第３図Ａのスペクトラムに対しこの発明装
置により得られた包絡を示す図、第４図は従来の時間的
コヒーレンスを測定する装置を示すブロック図、第５図
は空間的干渉縞を得る干渉計の原理を示す図である。
フロントページの続き (72)発明者 渡辺 紳一 東京都練馬区旭町１丁目32番１号 株式会 社アドバンテスト内 (56)参考文献 特開 昭58−54707（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−104804（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】入力デジタル信号と第１搬送波信号とを周
波数混合する第１周波数混合手段と、 上記入力デジタル信号と、上記第１搬送波信号に対し直
交関係の第２搬送波信号とを周波数混合する第２周波数
混合手段と、 上記第1,第２周波数混合手段の出力から差周波数成分を
取出す第1,第２低域通過波手段と、 これら第1,第２低域通過波手段の出力をそれぞれ上記
入力デジタル信号と上記第１搬送波信号との周波数の差
の成分で取出したい周波数成分の最も高い周波数と対応
した周期でサンプリングする第1,第２スイッチ手段と、 これら第1,第２スイッチ手段の出力を自乗する第1,第２
自乗手段と、 これら第1,第２自乗手段の自乗値を加算する加算手段
と、 その加算手段の加算値を開平して上記入力デジタル信号
の元信号の包絡を得る開平手段とを具備する包絡検出装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61145828A JPH0663868B2 (ja) | 1986-06-20 | 1986-06-20 | 包絡検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61145828A JPH0663868B2 (ja) | 1986-06-20 | 1986-06-20 | 包絡検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS631939A JPS631939A (ja) | 1988-01-06 |
| JPH0663868B2 true JPH0663868B2 (ja) | 1994-08-22 |
Family
ID=15394058
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61145828A Expired - Lifetime JPH0663868B2 (ja) | 1986-06-20 | 1986-06-20 | 包絡検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0663868B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8184263B2 (en) | 2008-05-12 | 2012-05-22 | Canon Kabushiki Kaisha | Measurement apparatus and exposure apparatus |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04176031A (ja) * | 1990-08-02 | 1992-06-23 | Sanyo Electric Co Ltd | 光記録及び若しくは再生装置 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5854707A (ja) * | 1981-09-29 | 1983-03-31 | Fujitsu Ltd | 振幅変調信号の復調回路 |
| JPS59104804A (ja) * | 1982-12-07 | 1984-06-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ａｍ復調装置 |
-
1986
- 1986-06-20 JP JP61145828A patent/JPH0663868B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8184263B2 (en) | 2008-05-12 | 2012-05-22 | Canon Kabushiki Kaisha | Measurement apparatus and exposure apparatus |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS631939A (ja) | 1988-01-06 |
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Legal Events
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| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
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