JPH07336397A - キャリア補正回路 - Google Patents
キャリア補正回路Info
- Publication number
- JPH07336397A JPH07336397A JP12636094A JP12636094A JPH07336397A JP H07336397 A JPH07336397 A JP H07336397A JP 12636094 A JP12636094 A JP 12636094A JP 12636094 A JP12636094 A JP 12636094A JP H07336397 A JPH07336397 A JP H07336397A
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- JP
- Japan
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- frequency
- mixer
- signal
- carrier
- delay circuit
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- Pending
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は、キャリア変動があっても、誤り率
を大きく劣化させないキャリア補正回路を提供すること
を目的とする。 【構成】 本発明は、ＩＦ周波数を２ビット遅延させる
ための遅延回路３と、このＩＦ周波数を２ビット遅延さ
せた信号とＩＦ周波数とを論理演算させるためのミキサ
２と、このミキサ２の出力信号から不要成分を取り除く
ローパスフィルタ６と、前記ＩＦ周波数を２ビット遅延
させた信号をπ／２移相させるための遅延回路４と、こ
の遅延回路４の出力信号とＩＦ周波数を混合するミキサ
５と、このミキサ５の出力信号から不要成分を取り除く
ローパスフィルタ７と、このローパスフィルタ７の出力
信号とローパスフィルタ６の出力信号が供給されベース
バンド信号を２逓倍するための演算を行なって電圧制御
局部発振器を制御する誤差関数信号を得るミキサ８とを
具備して構成する。
を大きく劣化させないキャリア補正回路を提供すること
を目的とする。 【構成】 本発明は、ＩＦ周波数を２ビット遅延させる
ための遅延回路３と、このＩＦ周波数を２ビット遅延さ
せた信号とＩＦ周波数とを論理演算させるためのミキサ
２と、このミキサ２の出力信号から不要成分を取り除く
ローパスフィルタ６と、前記ＩＦ周波数を２ビット遅延
させた信号をπ／２移相させるための遅延回路４と、こ
の遅延回路４の出力信号とＩＦ周波数を混合するミキサ
５と、このミキサ５の出力信号から不要成分を取り除く
ローパスフィルタ７と、このローパスフィルタ７の出力
信号とローパスフィルタ６の出力信号が供給されベース
バンド信号を２逓倍するための演算を行なって電圧制御
局部発振器を制御する誤差関数信号を得るミキサ８とを
具備して構成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はディジタル無線受信機に
おけるＭＳＫ（ｍｉｎｉｍｕｍ ｐｈａｓｅｓｈｉｆｔ
ｋｅｙｉｎｇ）方式のキャリア補正回路に関するもの
である。
おけるＭＳＫ（ｍｉｎｉｍｕｍ ｐｈａｓｅｓｈｉｆｔ
ｋｅｙｉｎｇ）方式のキャリア補正回路に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】従来のディジタル無線通信においては、
キャリアの変動が誤り率を大きく劣化させる。この為、
キャリア変動の範囲を極力小さくすることが必要にな
る。
キャリアの変動が誤り率を大きく劣化させる。この為、
キャリア変動の範囲を極力小さくすることが必要にな
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】本発明は上記の事情に
鑑みてなされたもので、キャリア変動があっても、誤り
率を大きく劣化させないキャリア補正回路を提供するこ
とを目的とする。
鑑みてなされたもので、キャリア変動があっても、誤り
率を大きく劣化させないキャリア補正回路を提供するこ
とを目的とする。
【０００４】
【課題を解決するための手段及び作用】上記目的を達成
するために本発明のキャリア補正回路は、ディジタル無
線受信機において、キャリア周波数を変換したＩＦ周波
数から検波回路を通して得られたベースバンド信号を２
逓倍し、変調成分を取り除き誤差関数信号を得る手段
と、この手段より得られた誤差関数信号でＩＦ周波数に
変換する為の局部発振器を制御しキャリア変動を補正す
る手段とを具備することを特徴とするものである。
するために本発明のキャリア補正回路は、ディジタル無
線受信機において、キャリア周波数を変換したＩＦ周波
数から検波回路を通して得られたベースバンド信号を２
逓倍し、変調成分を取り除き誤差関数信号を得る手段
と、この手段より得られた誤差関数信号でＩＦ周波数に
変換する為の局部発振器を制御しキャリア変動を補正す
る手段とを具備することを特徴とするものである。
【０００５】また本発明のキャリア補正回路は、ディジ
タル無線受信機において、キャリア周波数を電圧制御局
部発振器からの局部発振周波数と混合してＩＦ周波数に
変換するための第１のミキサと、この第１のミキサで変
換されたＩＦ周波数を２ビット遅延させるための第１の
遅延回路と、この第１の遅延回路によりＩＦ周波数を２
ビット遅延させた信号と前記第１のミキサで変換された
ＩＦ周波数とを論理演算させるための第２のミキサと、
この第２のミキサの出力信号から不要成分を取り除く第
１のローパスフィルタと、前記第１の遅延回路によりＩ
Ｆ周波数を２ビット遅延させた信号をπ／２移相させる
ための第２の遅延回路と、この第２の遅延回路の出力信
号と第１のミキサで変換されたＩＦ周波数を混合する第
３のミキサと、この第３のミキサの出力信号から不要成
分を取り除く第２のローパスフィルタと、この第２のロ
ーパスフィルタの出力信号と前記第１のローパスフィル
タの出力信号が供給されベースバンド信号を２逓倍する
ための演算を行なって前記電圧制御局部発振器を制御す
る誤差関数信号を得る第４のミキサとを具備することを
特徴とするものである。
タル無線受信機において、キャリア周波数を電圧制御局
部発振器からの局部発振周波数と混合してＩＦ周波数に
変換するための第１のミキサと、この第１のミキサで変
換されたＩＦ周波数を２ビット遅延させるための第１の
遅延回路と、この第１の遅延回路によりＩＦ周波数を２
ビット遅延させた信号と前記第１のミキサで変換された
ＩＦ周波数とを論理演算させるための第２のミキサと、
この第２のミキサの出力信号から不要成分を取り除く第
１のローパスフィルタと、前記第１の遅延回路によりＩ
Ｆ周波数を２ビット遅延させた信号をπ／２移相させる
ための第２の遅延回路と、この第２の遅延回路の出力信
号と第１のミキサで変換されたＩＦ周波数を混合する第
３のミキサと、この第３のミキサの出力信号から不要成
分を取り除く第２のローパスフィルタと、この第２のロ
ーパスフィルタの出力信号と前記第１のローパスフィル
タの出力信号が供給されベースバンド信号を２逓倍する
ための演算を行なって前記電圧制御局部発振器を制御す
る誤差関数信号を得る第４のミキサとを具備することを
特徴とするものである。
【０００６】すなわち本発明のキャリア補正回路は、Ｉ
Ｆ周波数から検波回路を通して得られたベースバント信
号を２逓倍し、変調成分を取り除き誤差関数信号を得、
この誤差関数信号でＩＦ周波数に変換する為の局部発振
器を制御しキャリア変動を補正するようにしたので、キ
ャリア変動があっても、誤り率を大きく劣化させない。
Ｆ周波数から検波回路を通して得られたベースバント信
号を２逓倍し、変調成分を取り除き誤差関数信号を得、
この誤差関数信号でＩＦ周波数に変換する為の局部発振
器を制御しキャリア変動を補正するようにしたので、キ
ャリア変動があっても、誤り率を大きく劣化させない。
【０００７】
【実施例】以下図面を参照して本発明の実施例を詳細に
説明する。図１は本発明に基づきＧＭＳＫ（ｇａｕｓｓ
ｉａｎ−ｆｉｌｔｅｒｅｄ ｍｉｎｉｍｕｍ ｐｈａｓ
ｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）２ビット遅延検波回路
に採用した場合の構成例を示す図で、１はキャリア周波
数を電圧制御局部発振器（ＶＣＯ）１１からの局部発振
周波数と混合して例えば４５５ＫＨｚのＩＦ周波数に変
換するための第１のミキサ、２は第１の遅延回路３によ
りＩＦ周波数を２ビット遅延させた信号と前記第１のミ
キサ１で変換されたＩＦ周波数とを論理演算させるため
の第２のミキサ、３は第１のミキサ１で変換されたＩＦ
周波数を２ビット遅延させるための第１の遅延回路、４
は前記第１の遅延回路３によりＩＦ周波数を２ビット遅
延させた信号をπ／２移相させるための第２の遅延回
路、５は第１の遅延回路３によりＩＦ周波数を２ビット
遅延させた信号と前記第１のミキサ１で変換されたＩＦ
周波数とを論理演算させるための第２のミキサ、６は第
２のミキサ２の出力信号から不要成分を取り除いて復調
データを得る第１のローパスフィルタ（ブランチ１）、
７は第３のミキサ５の出力信号から不要成分を取り除く
第２のローパスフィルタ（ブランチ２）、８は第２のロ
ーパスフィルタ７の出力信号と前記第１のローパスフィ
ルタ６の出力信号が供給されベースバンド信号を２逓倍
するための演算を行なって電圧制御局部発振器１１を制
御する誤差関数信号を得る第４のミキサ、９は第３のロ
ーパスフィルタ、１０は増幅器、１１は電圧制御局部発
振器である。
説明する。図１は本発明に基づきＧＭＳＫ（ｇａｕｓｓ
ｉａｎ−ｆｉｌｔｅｒｅｄ ｍｉｎｉｍｕｍ ｐｈａｓ
ｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）２ビット遅延検波回路
に採用した場合の構成例を示す図で、１はキャリア周波
数を電圧制御局部発振器（ＶＣＯ）１１からの局部発振
周波数と混合して例えば４５５ＫＨｚのＩＦ周波数に変
換するための第１のミキサ、２は第１の遅延回路３によ
りＩＦ周波数を２ビット遅延させた信号と前記第１のミ
キサ１で変換されたＩＦ周波数とを論理演算させるため
の第２のミキサ、３は第１のミキサ１で変換されたＩＦ
周波数を２ビット遅延させるための第１の遅延回路、４
は前記第１の遅延回路３によりＩＦ周波数を２ビット遅
延させた信号をπ／２移相させるための第２の遅延回
路、５は第１の遅延回路３によりＩＦ周波数を２ビット
遅延させた信号と前記第１のミキサ１で変換されたＩＦ
周波数とを論理演算させるための第２のミキサ、６は第
２のミキサ２の出力信号から不要成分を取り除いて復調
データを得る第１のローパスフィルタ（ブランチ１）、
７は第３のミキサ５の出力信号から不要成分を取り除く
第２のローパスフィルタ（ブランチ２）、８は第２のロ
ーパスフィルタ７の出力信号と前記第１のローパスフィ
ルタ６の出力信号が供給されベースバンド信号を２逓倍
するための演算を行なって電圧制御局部発振器１１を制
御する誤差関数信号を得る第４のミキサ、９は第３のロ
ーパスフィルタ、１０は増幅器、１１は電圧制御局部発
振器である。
【０００８】即ち、ＩＦ周波数をｆi 、情報を表す角度
変調信号をφ(t) とすると、キャリア周波数からミキサ
１によってＩＦ周波数に変換された信号s(t)は次のよう
に表すことができる。
変調信号をφ(t) とすると、キャリア周波数からミキサ
１によってＩＦ周波数に変換された信号s(t)は次のよう
に表すことができる。
【０００９】 s(t)＝Ａ(t)cos｛２πｆi ｔ＋φ(t) ｝ …（１） Ｔb を２ビット遅延時間とすると、s(t)信号を遅延回路
３によって２ビット遅延させた信号は次のように表すこ
とができる。
３によって２ビット遅延させた信号は次のように表すこ
とができる。
【００１０】 s(t-Ｔb ) ＝Ａ（t-Ｔb )cos｛２πｆi （t-Ｔb ）＋φ（t-Ｔb )} …（２） ミキサ２による遅延検波信号Ｖd1は、式（１）と式
（２）の積信号であるから次のように表すことができ
る。
（２）の積信号であるから次のように表すことができ
る。
【００１１】 Ｖd1＝s(t)・s(t-Ｔb ) ＝（1/2)Ａ(t) ・Ａ（t-Ｔb ) ［ cos｛２πｆi Ｔb ＋φ(t) -φ (t-Ｔb )}＋ sin｛２πｆi （２t-Ｔb ) ＋φ(t)-φ（t-Ｔb )}] …（３） Ａ(t) ＝Ａ（t-Ｔb ) としローパスフィルタ６通過後の
遅延検波信号をＬＰＦ［・］と表すと、次のように表す
ことができる。
遅延検波信号をＬＰＦ［・］と表すと、次のように表す
ことができる。
【００１２】 ＬＰＦ［Ｖd1］＝（1/2)・Ａ2 (t) ・ cos｛２πｆi Ｔb ＋φ(t)-φ（t-Ｔb )} …（４） 次にキャリア周波数変動、シフトレジスタクロック変動
の影響を検討する。
の影響を検討する。
【００１３】ｆi 及びＴb を変動成分を各々δｆi 、δ
Ｔb として次のように置くと ｆi →ｆi ＋δｆi Ｔb →Ｔb ＋δＴb 式（４）はΔ＝（ｆi δＴb ＋δｆi Ｔb ＋δｆi δＴ
b ）／ｆi Ｔb 、又、δＴb はＴb に対して無視できる
のでＴb ＋δＴb ＝Ｔb とおくと、次のように表すこと
ができる。
Ｔb として次のように置くと ｆi →ｆi ＋δｆi Ｔb →Ｔb ＋δＴb 式（４）はΔ＝（ｆi δＴb ＋δｆi Ｔb ＋δｆi δＴ
b ）／ｆi Ｔb 、又、δＴb はＴb に対して無視できる
のでＴb ＋δＴb ＝Ｔb とおくと、次のように表すこと
ができる。
【００１４】 ＬＰＦ［Ｖd ］＝（1/2)・Ａ2 (t) ・ cos｛２πｆi Ｔb （１＋Δ）＋φ(t)-φ（t-Ｔb )} …（５） ２πｆi Ｔb ＝２ｎπと設定するので、式（５）は次の
ように表すことができる。
ように表すことができる。
【００１５】 ＬＰＦ［Ｖd1］＝（1/2)・Ａ2 (t) ・ cos｛２πｆi Ｔb Δ＋φ(t)-φ（t-Ｔb )} …（６） 一方、ブランチ２の信号は、遅延回路３による２ビット
遅延後、遅延回路４により−π／２の位相シフトを受け
ることを考慮した式（２）の類似で s(t-Ｔb ）＝Ａ（t-Ｔb )cos｛２πｆi ( t-Ｔb )-π／２＋φ（t-Ｔb )} ＝Ａ（t-Ｔb )sin｛２πｆi （t-Ｔb ）＋φ（t-Ｔb )} …（７） 従って、ローパスフィルタ７通過後の遅延検波信号ＬＰ
Ｆ［Ｖd2］は、次のように表すことができる。
遅延後、遅延回路４により−π／２の位相シフトを受け
ることを考慮した式（２）の類似で s(t-Ｔb ）＝Ａ（t-Ｔb )cos｛２πｆi ( t-Ｔb )-π／２＋φ（t-Ｔb )} ＝Ａ（t-Ｔb )sin｛２πｆi （t-Ｔb ）＋φ（t-Ｔb )} …（７） 従って、ローパスフィルタ７通過後の遅延検波信号ＬＰ
Ｆ［Ｖd2］は、次のように表すことができる。
【００１６】 Ｖd2＝（1/2)Ａ2 (t) ［-sin｛２πｆi Ｔb ＋φ(t)-φ（t-Ｔb )} ＋ sin｛２πｆi （２t-Ｔb ）＋φ(t) ＋φ（t-Ｔb )} ] であるから ＬＰＦ［Ｖd2］＝(-1/2)Ａ2 (t)sin｛２πｆi Ｔb ＋φ(t)-φ（t-Ｔb )} …（８） ブランチ１同様に変動成分を考慮したＬＰＦ［Ｖd2］
は、次のように表すことができる。
は、次のように表すことができる。
【００１７】 ＬＰＦ［Ｖd2］＝（-1/2）・Ａ2 (t) ・sin ｛２πｆi Ｔb Δ＋φ(t)-φ（t-Ｔb )} …（９） 次に、ミキサ８によるブランチ１の信号とブランチ２の
信号の積を計算する。即ち、式（６）×式（９）は次の
ように表すことができる。
信号の積を計算する。即ち、式（６）×式（９）は次の
ように表すことができる。
【００１８】 ＬＰＦ［Ｖd1］×ＬＰＦ［Ｖd2］＝(-1/8)・Ａ4 (t) ・〔sin(４πｆi Ｔb Δ)cos［２｛φ(t)-φ（t-Ｔb )}］ ＋cos(４πｆi Ｔb Δ)sin［２｛φ(t)-φ（t-Ｔb )}］〕 …（１０） ＧＭＳＫ２ビット遅延検波方式であるので２｛φ(t)-φ
（t-Ｔb )}は０又は±２πであるから、式（１０）の１
項の cos［２｛φ(t)-φ（t-Ｔb )} ]は１、２項の sin
［２｛φ(t)-φ（t-Ｔb )} ]は０となり、又δｆi δＴ
b ／ｆi Ｔbは非常に小さいので無視できるものとする
と、式（１０）は次のように表すことができる。
（t-Ｔb )}は０又は±２πであるから、式（１０）の１
項の cos［２｛φ(t)-φ（t-Ｔb )} ]は１、２項の sin
［２｛φ(t)-φ（t-Ｔb )} ]は０となり、又δｆi δＴ
b ／ｆi Ｔbは非常に小さいので無視できるものとする
と、式（１０）は次のように表すことができる。
【００１９】 ＬＰＦ［Ｖd1］×ＬＰＦ［Ｖd2］ ＝(-1/8)・Ａ4 (t) ・ sin｛４π（ｆi δＴb ＋δｆi Ｔb )} …（１１） 式（１１）はδｆi に注目すると、−ｓｉｎの関数にな
っている。従ってキャリア周波数変動検出電圧が検出で
きる。
っている。従ってキャリア周波数変動検出電圧が検出で
きる。
【００２０】ローパスフィルタ９及び増幅器１０によ
り、キャリア周波数変動検出電圧を増幅して制御電圧を
得る。この制御電圧によりＩＦ周波数変換を行なう電圧
制御局部発振器１１の周波数を変動させ、キャリア周波
数変動に対応した周波数制御を行ない補正を行なう。
り、キャリア周波数変動検出電圧を増幅して制御電圧を
得る。この制御電圧によりＩＦ周波数変換を行なう電圧
制御局部発振器１１の周波数を変動させ、キャリア周波
数変動に対応した周波数制御を行ない補正を行なう。
【００２１】図２にキャリア周波数（Ｃｅｎｔｅｒ ｆ
ｒｅｑ．）３００ＭＨｚ、フェージングピッチ（ｆｄ）
１６０Ｈｚの場合の実験結果を示す。図２に示すよう
に、本発明の原理に従って構成したキャリア補正回路で
十分な補正効果が得られているのがわかる。
ｒｅｑ．）３００ＭＨｚ、フェージングピッチ（ｆｄ）
１６０Ｈｚの場合の実験結果を示す。図２に示すよう
に、本発明の原理に従って構成したキャリア補正回路で
十分な補正効果が得られているのがわかる。
【００２２】以上、実験結果を交えて説明したように本
実施例に述べたような検波回路構成を用いればキャリア
変動があっても、誤り率を大きく劣化させない無線受信
器の復調器を構成できる。
実施例に述べたような検波回路構成を用いればキャリア
変動があっても、誤り率を大きく劣化させない無線受信
器の復調器を構成できる。
【００２３】
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、キャ
リア変動があっても、誤り率を大きく劣化させないキャ
リア補正回路を提供することができる。
リア変動があっても、誤り率を大きく劣化させないキャ
リア補正回路を提供することができる。
【図１】本発明の基本的な回路構成の一実施例を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２】本発明を、ＧＭＳＫ２ビット遅延検波回路に適
用して、キャリア周波数３００ＭＨｚとして実験した結
果得られた特性の一例を示す特性図である。
用して、キャリア周波数３００ＭＨｚとして実験した結
果得られた特性の一例を示す特性図である。
１…キャリア周波数をＩＦ周波数に変換する為のミキ
サ、２…ＩＦ周波数とＩＦ周波数を２ビット遅延させた
信号を論理演算させるためのミキサ、３…ＩＦ周波数を
２ビット遅延させる為の遅延回路、４…ＩＦ周波数をπ
／２移相させる為の遅延回路、５…ミキサ、６，７…不
要成分を取り除くローパスフィルタ、８…ベースバンド
信号を２逓倍する為の演算を行なうミキサ、９…ローパ
スフィルタ、１０…増幅器、１１…電圧制御局部発振
器。
サ、２…ＩＦ周波数とＩＦ周波数を２ビット遅延させた
信号を論理演算させるためのミキサ、３…ＩＦ周波数を
２ビット遅延させる為の遅延回路、４…ＩＦ周波数をπ
／２移相させる為の遅延回路、５…ミキサ、６，７…不
要成分を取り除くローパスフィルタ、８…ベースバンド
信号を２逓倍する為の演算を行なうミキサ、９…ローパ
スフィルタ、１０…増幅器、１１…電圧制御局部発振
器。
Claims (2)
- 【請求項１】 ディジタル無線受信機において、 キャリア周波数を変換したＩＦ周波数から検波回路を通
して得られたベースバンド信号を２逓倍し、変調成分を
取り除き誤差関数信号を得る手段と、 この手段より得られた誤差関数信号でＩＦ周波数に変換
する為の局部発振器を制御しキャリア変動を補正する手
段とを具備することを特徴とするキャリア補正回路。 - 【請求項２】 ディジタル無線受信機において、 キャリア周波数を電圧制御局部発振器からの局部発振周
波数と混合してＩＦ周波数に変換するための第１のミキ
サと、 この第１のミキサで変換されたＩＦ周波数を２ビット遅
延させるための第１の遅延回路と、 この第１の遅延回路によりＩＦ周波数を２ビット遅延さ
せた信号と前記第１のミキサで変換されたＩＦ周波数と
を論理演算させるための第２のミキサと、 この第２のミキサの出力信号から不要成分を取り除く第
１のローパスフィルタと、 前記第１の遅延回路によりＩＦ周波数を２ビット遅延さ
せた信号をπ／２移相させるための第２の遅延回路と、 この第２の遅延回路の出力信号と第１のミキサで変換さ
れたＩＦ周波数を混合する第３のミキサと、 この第３のミキサの出力信号から不要成分を取り除く第
２のローパスフィルタと、 この第２のローパスフィルタの出力信号と前記第１のロ
ーパスフィルタの出力信号が供給されベースバンド信号
を２逓倍するための演算を行なって前記電圧制御局部発
振器を制御する誤差関数信号を得る第４のミキサとを具
備することを特徴とするキャリア補正回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12636094A JPH07336397A (ja) | 1994-06-08 | 1994-06-08 | キャリア補正回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12636094A JPH07336397A (ja) | 1994-06-08 | 1994-06-08 | キャリア補正回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07336397A true JPH07336397A (ja) | 1995-12-22 |
Family
ID=14933264
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12636094A Pending JPH07336397A (ja) | 1994-06-08 | 1994-06-08 | キャリア補正回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07336397A (ja) |
-
1994
- 1994-06-08 JP JP12636094A patent/JPH07336397A/ja active Pending
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