JP2011071761A - 周波数逓倍回路 - Google Patents

Abstract

【課題】小型で高効率な周波数逓倍回路を提供することを課題とする。
【解決手段】交流信号を入力することにより磁束を生成する１次側コイル（４０２）と、接地点が交流的に接地され、前記１次側コイルの磁束に誘起され、第１の端子及び第２の端子から相互に位相が反転した差動信号を出力する２次側コイル（４０３，４０４）と、ゲートが前記２次側コイルの第１の端子に接続され、ソースが交流的に接地され、ドレインが第１の出力端子に接続される第１のトランジスタ（４２１）と、ゲートが前記２次側コイルの第２の端子に接続され、ソースが前記第１のトランジスタのソースに接続され、ドレインが前記第１のトランジスタのドレインに接続される第２のトランジスタ（４２２）とを有することを特徴とする周波数逓倍回路が提供される。
【選択図】図４

Description

本発明は、周波数逓倍回路に関する。

無線通信システムやレーダシステムに用いられる信号発生源として、電圧制御発振器（ＶＣＯ：voltage controlled oscillator）がある。回路の高周波化に伴い、電圧制御発振器の発振周波数も高くする必要があるが、高い周波数の電圧制御発振器は位相雑音が大きいという問題がある。このため、使用する周波数よりも低い周波数で発振器（源発振器）を構成し、これを周波数逓倍回路にて整数倍する方式が用いられる。例えば、使用周波数をｆ０とすると、ｆ０／２の周波数で発振する電圧制御発振器を構成し、２逓倍回路を介して周波数ｆ０の信号を生成する。

図１は、ダイオードの非線形性を利用した周波数逓倍回路の回路図である。ダイオード１０１の電流ｉ−電圧ｖ特性は、以下の多項式で表わされる。

ｉ＝ａ０＋ａ１×ｖ＋ａ２×ｖ²＋ａ３×ｖ³＋・・・

高周波（例えばｃｏｓ（ωｔ）、ωは角周波数）の信号を入力すると、２乗の項は１＋ｃｏｓ（２ωｔ）／２となり、直流成分及び２倍の周波数の項が現れる。この非線形性を利用して、入力信号の周波数ｆ０の２倍の周波数２×ｆ０の出力信号を生成することができる。ダイオード１０１を利用した逓倍回路は、構造が簡単という利点があるものの、変換ロスが生ずるため、次段に増幅回路を入れる必要がある。

図２は、Ｂ級又はＣ級にバイアスされた増幅回路に２倍の周波数のみ通過できるバンドパスフィルタ２０３を配置した周波数逓倍回路の回路図である。ｎチャネル電界効果トランジスタ２０１は、ドレインがインダクタ（ＲＦチョークコイル）２０２を介して電源電圧ノードＶＤＤに接続され、ゲートには周波数ｆ０の入力信号が入力され、ソースが基準電位ノードに接続される。バンドパスフィルタ２０３は、トランジスタ２０１のドレインの信号のうちの２×ｆ０の周波数の信号のみを通過させる。Ｂ級又はＣ級にバイアスすることにより、トランジスタ２０１に非線形性を生じさせ、２倍の周波数２×ｆ０の出力信号を発生させ、それをバンドパスフィルタ２０３にて切り出して使用するものである。増幅回路なので信号を増倍させる効果はあるが、変換効率は悪い。なぜなら、Ｂ級及びＣ級は半波整流して非線形性を作り出しているため、入力信号の半分しか変換に寄与していないからである。Ｂ級バイアスは、トランジスタ２０１の閾値電圧付近のゲートバイアス電圧をトランジスタ２０１のゲートに印加する。Ｃ級バイアスは、トランジスタ２０１の閾値電圧より低いゲートバイアス電圧をトランジスタ２０１のゲートに印加する。

図３は、Ｂ級にバイアスした差動増幅回路の各ドレイン端子を結合した周波数逓倍回路の回路図である。ｎチャネル電界効果トランジスタ３０１は、ドレインがインダクタ（ＲＦチョークコイル）３０３を介して電源電圧ノードＶＤＤに接続され、ソースが電流源３０４を介して基準電位ノードＶＳＳに接続される。ｎチャネル電界効果トランジスタ３０２は、ドレインがトランジスタ３０１のドレインに接続され、ソースがトランジスタ３０１のソースに接続される。トランジスタ３０１及び３０２のゲートには、相互に位相が反転した周波数ｆ０の差動信号が入力される。トランジスタ３０１及び３０２のドレインの相互接続点からは、２×ｆ０の周波数の信号が出力される。差動増幅回路は、全波整流することになるため、変換効率が向上する。ちなみに、この回路はトランジスタ３０１及び３０２のドレインを結合しているため、１、３、５倍の奇数逓倍波は打ち消し合い、偶数逓倍波のみ出力される。この回路の欠点は、位相差が１８０度ずれた差動信号を入力する必要がある点である。わずかな信号線路の非対称性により位相関係が崩れてしまうため、信号伝送線路長を等しくするようレイアウトには十分注意する必要がある。

また、差動増幅器を有する逓倍回路の入力に発振器を接続した回路が知られている（例えば、特開２００５−３１８３００号公報参照）。信号伝送線路の線路長に注意することは上に述べたが、実は差動信号を生成する回路も必要である。源発振器が差動信号出力を有している場合は差動信号伝送線路を対称にレイアウトするだけでよいが、源発振器が単相出力の場合には差動信号を作り出す回路、バランが必要であり、面積の増大が問題となる。もちろん、生成した差動信号の位相差が正確に１８０度ずれている必要性もある。

また、図１〜図３の回路の共通の課題は逓倍出力を分岐させた場合、インピーダンスの不整合を生じることである。出力回路の入力インピーダンスをＺ０とした場合、分岐で２個の出力回路を配置した場合、逓倍回路の出力端からみたインピーダンスがＺ０／２と半分となり、インピーダンスに不整合が生ずる。これを防ぐためには、出力回路の入力インピーダンスを２×Ｚ０とするか、もしくは１／４波長変成器等によりインピーダンス変換が必要となり、これも基板サイズの増大を招く。

特開２００５−３１８３００号公報

本発明の目的は、小型で高効率な周波数逓倍回路を提供することである。

周波数逓倍回路は、交流信号を入力することにより磁束を生成する１次側コイルと、接地点が交流的に接地され、前記１次側コイルの磁束に誘起され、第１の端子及び第２の端子から相互に位相が反転した差動信号を出力する２次側コイルと、ゲートが前記２次側コイルの第１の端子に接続され、ソースが交流的に接地され、ドレインが第１の出力端子に接続される第１のトランジスタと、ゲートが前記２次側コイルの第２の端子に接続され、ソースが前記第１のトランジスタのソースに接続され、ドレインが前記第１のトランジスタのドレインに接続される第２のトランジスタとを有することを特徴とする。

１次側コイル及び２次側コイルを用いることにより、小型で高効率な周波数逓倍回路を提供することができる。また、複数の信号を出力する場合には、インピーダンスのミスマッチングが生じない周波数逓倍回路を提供することができる。

ダイオードの非線形性を利用した周波数逓倍回路の回路図である。 Ｂ級又はＣ級にバイアスされた増幅回路に２倍の周波数のみ通過できるバンドパスフィルタを配置した周波数逓倍回路の回路図である。 Ｂ級にバイアスした差動増幅回路の各ドレイン端子を結合した周波数逓倍回路の回路図である。 本発明の第１の実施形態による周波数逓倍回路の構成例を示す図である。 本発明の第２の実施形態による周波数逓倍回路の構成例を示す図である。 本発明の第３の実施形態による周波数逓倍回路の構成例を示す図である。 本発明の第５の実施形態による周波数逓倍回路の構成例を示す図である。 本発明の第４の実施形態による周波数逓倍回路の構成例を示す図である。 本発明の第６の実施形態による周波数逓倍回路の構成例を示す図である。 周波数逓倍回路の出力端子から見たインピーダンスを説明するための図である。 図４の周波数逓倍回路のシミュレーション結果を示す図である。

（第１の実施形態）
図４は、本発明の第１の実施形態による周波数逓倍回路の構成例を示す図である。周波数逓倍回路は、トランスを有する。トランスは、１次側コイル４０２及び２次側コイル４０３，４０４を有する。入力端子４１１には、周波数ｆ０の交流信号が入力される。１次側コイル４０２は、第１の端子が入力信号線４０１を介して入力端子４１１に接続され、第２の端子が基準電位ノードに接続される。基準電位ノードは、グランド電位ノード又は固定電位ノードである。すなわち、１次側コイル４０２の第２の端子は、交流的に接地される。２次側コイル４０３，４０４は、１次側コイル４０２の上方に配置され、第１の端子及び第２の端子の中間の接地点が交流的に接地される（基準電位ノードに接続される）。２次側コイル４０３は、第１の端子から接地点までのコイルである。２次側コイル４０４は、第２の端子から接地点までのコイルである。２次側コイル４０３及び４０４は、同じ長さである。

差動増幅器４０５は、第１のｎチャネル電界効果トランジスタ４２１及び第２のｎチャネル電界効果トランジスタ４２２を有する。第１のｎチャネル電界効果トランジスタ４２１は、ゲートが２次側コイル４０３の第１の端子に接続され、ソースが交流的に接地され（基準電位ノードに接続され）、ドレインが出力信号線４０６を介して出力端子４１２に接続される。第２のｎチャネル電界効果トランジスタ４２２は、ゲートが２次側コイル４０４の第２の端子に接続され、ソースが第１のｎチャネル電界効果トランジスタ４２１のソースに接続され、ドレインが第１のｎチャネル電界効果トランジスタ４２１のドレインに接続される。

１次側コイル４０２は、周波数ｆ０の交流信号を入力することにより磁束を生成する。すると、電磁誘導により、２次側コイル４０３，４０４には、１次側コイル４０２の電流とは逆方向の誘導電流が流れる。２次側コイル４０３，４０４の中間点が交流的に接地されている。２次側コイル４０３，４０４は、１次側コイル４０２の磁束に誘起され、第１の端子及び第２の端子から相互に位相が反転した差動信号を出力する。これにより、第１のｎチャネル電界効果トランジスタ４２１のゲートと第２のｎチャネル電界効果トランジスタ４２２のゲートには、相互に位相が反転した差動信号が入力される。出力端子４１２からは、２×ｆ０の周波数の信号が出力される。差動増幅器４０５は、全波整流することになるため、変換効率が良い。

１次側コイル４０１には、周波数ｆ０の交流信号が入力される。１次側コイル４０２により誘起する磁束により、２次側コイル４０３，４０４にも誘導電流が生ずる。２次側コイル４０３，４０４の中間点は、交流的に接地される。図４では１次側コイル４０２の入力ポートの上方で２次側コイル４０３，４０４を接地しているが、この箇所にとどまらず、２次側コイルのどの場所で接地してもよい。ただし、２次側コイル４０３，４０４の中間点で接地する必要がある。２次側コイル４０３，４０４の接地点の反対側の地点に、差動増幅器４０５を接続する。差動増幅器４０５では、２個のトランジスタ４２１及び４２２は、ドレインが相互に接続され、ソースが交流的に接地される。２個のトランジスタ４２１及び４２２のゲートは、それぞれ２次側コイル４０３，４０４の第１の端子及び第２の端子に接続される。２次側コイル４０３，４０４の中間点を接地することにより、２次側コイル４０３，４０４の第１の端子及び第２の端子の電流の向きが反対となる。したがって、２次側コイル４０３，４０４は、位相差が１８０度ずれた差動信号を生成することができる。したがって、２個のトランジスタ４２１，４２２のゲートには、差動信号が入力される。２個のトランジスタ４２１及び４２２は、それぞれＢ級にバイアスされているため、２×ｆ０の周波数の２逓倍波が生成される。Ｂ級バイアスは、トランジスタ４２１及び４２２の閾値電圧付近のゲートバイアス電圧をトランジスタ４２１及び４２２のゲートにそれぞれ印加する。

図１１は、図４の周波数逓倍回路のシミュレーション結果を示す図である。入力電圧Ｖｉｎは、入力端子４１１の入力電圧であり、周波数ｆ０（７０ＧＨｚ）の信号の電圧である。出力電圧Ｖｏｕｔは、出力端子４１２の出力電圧であり、周波数２×ｆ０（１４０ＧＨｚ）の信号の電圧である。周波数逓倍回路は、７０ＧＨｚの信号を入力すると、周期が半分の１４０ＧＨｚの信号を出力することができることを示している。

本実施形態の周波数逓倍回路は、１次側コイル４０２及び２次側コイル４０３，４０４を用いることにより構成を簡単にすることができ、差動増幅器４０５を用いることにより全波整流で効率を向上させることができる。

（第２の実施形態）
図５は、本発明の第２の実施形態による周波数逓倍回路の構成例を示す図である。本実施形態（図５）は、第１の実施形態（図４）に対して、定電流源５０１を追加したものである。以下、本実施形態が第１の実施形態と異なる点を説明する。定電流源５０１は、第１のｎチャネル電界効果トランジスタ４２１のソース及び第２のｎチャネル電界効果トランジスタ４２２のソースの相互接続点と基準電位ノードとの間に接続される。本実施形態の動作は、第１の実施形態の動作と同じである。

（第３の実施形態）
図６は、本発明の第３の実施形態による周波数逓倍回路の構成例を示す図である。本実施形態（図６）は、第１の実施形態（図４）に対して、２次側コイル４０３，４０４の代わりに２次側コイル６０１〜６０４を設けたものであり、２×ｆ０の周波数の２個の２逓倍信号を生成することができる。以下、本実施形態が第１の実施形態と異なる点を説明する。

入力端子４１１、入力信号線４０１及び１次側コイル４０２は、第１の実施形態と同じである。２次側コイル６０１〜６０４は、１次側コイル４０２の上方に配置され、１次側コイル４０２の磁束に誘起され、誘導電流が流れる。２次側コイル６０２の第１の端子は第１の差動増幅器４０５に接続され、２次側コイル６０３の第２の端子は第１の差動増幅器４０５に接続され、２次側コイル６０１の第３の端子は第２の差動増幅器６０５に接続され、２次側コイル６０４の第４の端子は第２の差動増幅器６０５に接続される。

２次側コイル６０１，６０２は、第１の端子及び第３の端子の中間の第１の接地点が交流的に接地される（基準電位ノードに接続される）。２次側コイル６０２は、第１の端子から第１の接地点までのコイルである。２次側コイル６０１は、第３の端子から第１の接地点までのコイルである。２次側コイル６０１及び６０２は、長さが同じである。

２次側コイル６０３，６０４は、第２の端子及び第４の端子の中間の第２の接地点が交流的に接地される（基準電位ノードに接続される）。２次側コイル６０３は、第２の端子から第２の接地点までのコイルである。２次側コイル６０４は、第４の端子から第２の接地点までのコイルである。４個の２次側コイル６０１〜６０４は、長さが同じである。

第１の差動増幅器４０５、出力信号線４０６及び第１の出力端子４１２は、第１の実施形態と同じ構成を有する。第１の差動増幅器４０５は、第１のｎチャネル電界効果トランジスタ４２１及び第２のｎチャネル電界効果トランジスタ４２２を有する。第１のｎチャネル電界効果トランジスタ４２１のゲートは、２次側コイル６０２の第１の端子に接続される。第２のｎチャネル電界効果トランジスタ４２２のゲートは、２次側コイル６０３の第２の端子に接続される。２次側コイル６０２の第１の端子及び２次側コイル６０３の第２の端子は、相互に位相が反転した第１の差動信号を出力する。第１の実施形態と同様に、第１の出力端子４１２は、２×ｆ０の周波数の２逓倍された信号を出力する。

第２の差動増幅器６０５は、第１の差動増幅器４０５と同じ構成を有する。すなわち、第２の差動増幅器６０５は、第３のｎチャネル電界効果トランジスタ４２１及び第４のｎチャネル電界効果トランジスタ４２２を有する。第３のｎチャネル電界効果トランジスタ４２１は、ゲートが２次側コイル６０１の第３の端子に接続され、ソースが交流的に接地され（基準電位ノードに接続され）、ドレインが出力信号線６０６を介して第２の出力端子６０７に接続される。第４のｎチャネル電界効果トランジスタ４２２は、ゲートが２次側コイル６０４の第４の端子に接続され、ソースが第３のｎチャネル電界効果トランジスタ４２１のソースに接続され、ドレインが第３のｎチャネル電界効果トランジスタ４２１のドレインに接続される。２次側コイル６０１の第３の端子及び２次側コイル６０４の第４の端子は、相互に位相が反転した第２の差動信号を出力する。第１の実施形態と同様に、第２の出力端子６０７は、２×ｆ０の周波数の２逓倍された信号を出力する。

本実施形態の周波数逓倍回路は、２出力の例を示すが、対称構造の２次側コイルの数を増やせば、３以上の出力にも適用可能である。図６では、２次側コイル６０１〜６０４の対称な２点に接地点を設けている。第１の差動増幅器４０５は第１の差動信号を入力し、第２の差動増幅器６０５は第２の差動信号を入力する。第１の差動増幅器４０５は第１の２逓倍信号を出力し、第２の差動増幅器６０５は第２の２逓倍信号を出力する。

図１０は、周波数逓倍回路の出力端子から見たインピーダンスを説明するための図である。図６の周波数逓倍回路は２出力の例を示したが、図１０の周波数逓倍回路は４出力の例を示す。周波数逓倍回路は、１個の１次側コイル４０２及び４個の２次側コイル１００１〜１００４を有する。２次側コイル１００１〜１００４は、それぞれインピーダンスＺ０で表わされる。１次側コイル４０２と２次側コイル１００１〜１００４の巻数比を調節することにより、インピーダンスを変えることができる。例えば、１側コイル４０２と２次側コイル１００１〜１００４の巻数比が２：１で、４出力の逓倍信号出力を得る場合、左図のトランスは右図のトランスの等価回路で表される。すなわち、周波数逓倍回路の出力端子から見たインピーダンスは、４個のインピーダンス４×Ｚ０の回路の並列接続回路で表わされる。この並列接続回路の合成インピーダンスは、Ｚ０になる。したがって、周波数逓倍回路の出力回路の入力インピーダンスがＺ０の場合、周波数逓倍回路の出力端子から見たインピーダンスもＺ０になり、インピーダンス整合条件を満たすことができる。

本実施形態の周波数逓倍回路は、第１の実施形態と同様に、１次側コイル４０２及び２次側コイル４０３，４０４を用いることにより構成を簡単にすることができ、差動増幅器４０５，６０５を用いることにより全波整流で効率を向上させることができる。また、本実施形態の周波数逓倍回路は、巻数比を調節することにより、インピーダンスマッチングを損なうことなく、複数の逓倍信号を出力することができる。

（第４の実施形態）
図８は、本発明の第４の実施形態による周波数逓倍回路の構成例を示す図である。本実施形態は、第３の実施形態（図６）に対して、２次側コイル６０１〜６０４の接地点の場所が異なる。以下、本実施形態が第３の実施形態と異なる点を説明する。本実施形態は、第３の実施形態と同様に、１次側コイル４０２及び２次側コイル６０１〜６０４を有する。２次側コイル６０２の第１の端子は第１の差動増幅器４０５に接続され、２次側コイル６０３の第２の端子は第１の差動増幅器４０５に接続され、２次側コイル６０１の第３の端子は第２の差動増幅器６０５に接続され、２次側コイル６０４の第４の端子は第２の差動増幅器６０５に接続される。

２次側コイル６０１，６０２は、第１の端子から位相差が９０度かつ第３の端子から位相差が２７０度である第１の接地点が交流的に接地される（基準電位ノードに接続される）。２次側コイル６０２は、第１の端子から第１の接地点までのコイルである。２次側コイル６０１は、第３の端子から第１の接地点までのコイルである。２次側コイル６０３，６０４は、第２の端子から位相差が２７０度かつ第４の端子から位相差が９０度である第２の接地点が交流的に接地される（基準電位ノードに接続される）。２次側コイル６０３は、第２の端子から第２の接地点までのコイルである。２次側コイル６０４は、第４の端子から第２の接地点までのコイルである。上記の位相差は、２×ｆ０の周波数の波長の長さに対する位相差である。

２次側コイル６０２の第１の端子及び２次側コイル６０３の第２の端子は、相互に位相が反転した第１の差動信号を出力する。第１の差動増幅器４０５は、第１の差動信号を入力し、２×ｆ０の第１の２逓倍信号を出力する。２次側コイル６０１の第３の端子及び２次側コイル６０４の第４の端子は、相互に位相が反転した第２の差動信号を出力する。第２の差動増幅器６０５は、第２の差動信号を入力し、２×ｆ０の第２の２逓倍信号を出力する。第１の差動増幅器４０５が出力する第１の２逓倍信号と第２の差動増幅器６０５が出力する第２の２逓倍信号との位相差は１８０度である。なお、２次側コイル６０１〜６０４の全長は、限定されない。

本実施形態の周波数逓倍回路は、相互に位相が反転した２個の２逓倍信号を出力することができる。２個の２逓倍信号は位相差が１８０度であるため、周波数逓倍回路は差動信号を出力することができる。上記のように、２次側コイル６０１〜６０４の接地点の位置又は接地点までの長さを変えることにより、任意の位相差を持つ逓倍信号を出力することができる。

（第５の実施形態）
図７は、本発明の第５の実施形態による周波数逓倍回路の構成例を示す図である。本実施形態は、第１の実施形態（図４）に対して、３次側コイル７０１〜７０４及び差動増幅器７０５，７０７を追加したものである。以下、本実施形態が第１の実施形態と異なる点を説明する。

３次側コイル７０１〜７０４及び差動増幅器７０５，７０７は、図６の２次側コイル６０１〜６０４及び差動増幅器４０５，６０５と同様の回路である。３次側コイル７０１〜７０４は、２次側コイル４０３，４０４の上方に配置され、２次側コイル４０３，４０４の磁束に誘起され、誘導電流が流れる。３次側コイル７０１の第１の端子は第３の差動増幅器７０５に接続され、３次側コイル７０２の第２の端子は第３の差動増幅器７０５に接続され、３次側コイル７０４の第３の端子は第４の差動増幅器７０７に接続され、３次側コイル７０３の第４の端子は第４の差動増幅器７０７に接続される。

３次側コイル７０１，７０４は、第１の端子及び第３の端子の中間の第１の接地点が交流的に接地される（基準電位ノードに接続される）。３次側コイル７０１は、第１の端子から第１の接地点までのコイルである。３次側コイル７０４は、第３の端子から第１の接地点までのコイルである。３次側コイル７０１及び７０４は、長さが同じである。

３次側コイル７０２，７０３は、第２の端子及び第４の端子の中間の第２の接地点が交流的に接地される（基準電位ノードに接続される）。３次側コイル７０２は、第２の端子から第２の接地点までのコイルである。３次側コイル７０３は、第４の端子から第２の接地点までのコイルである。４個の３次側コイル７０１〜７０４は、長さが同じである。

第３の差動増幅器７０５は、第１の差動増幅器４０５と同じ構成を有する。すなわち、第３の差動増幅器７０５は、第５のｎチャネル電界効果トランジスタ４２１及び第６のｎチャネル電界効果トランジスタ４２２を有する。第５のｎチャネル電界効果トランジスタ４２１は、ゲートが３次側コイル７０１の第１の端子に接続され、ソースが交流的に接地され（基準電位ノードに接続され）、ドレインが出力信号線７０６に接続される。第６のｎチャネル電界効果トランジスタ４２２は、ゲートが３次側コイル７０２の第２の端子に接続され、ソースが第５のｎチャネル電界効果トランジスタ４２１のソースに接続され、ドレインが第５のｎチャネル電界効果トランジスタ４２１のドレインに接続される。３次側コイル７０１の第１の端子及び３次側コイル７０２の第２の端子は、相互に位相が反転した第３の差動信号を出力する。第３の差動増幅器７０５は、第３の差動信号を入力し、４×ｆ０の周波数の４逓倍された信号を出力する。

第４の差動増幅器７０７は、第１の差動増幅器４０５と同じ構成を有する。すなわち、第４の差動増幅器７０７は、第７のｎチャネル電界効果トランジスタ４２１及び第８のｎチャネル電界効果トランジスタ４２２を有する。第７のｎチャネル電界効果トランジスタ４２１は、ゲートが３次側コイル７０４の第３の端子に接続され、ソースが交流的に接地され（基準電位ノードに接続され）、ドレインが出力信号線７０８に接続される。第８のｎチャネル電界効果トランジスタ４２２は、ゲートが３次側コイル７０３の第４の端子に接続され、ソースが第７のｎチャネル電界効果トランジスタ４２１のソースに接続され、ドレインが第７のｎチャネル電界効果トランジスタ４２１のドレインに接続される。３次側コイル７０４の第３の端子及び３次側コイル７０３の第４の端子は、相互に位相が反転した第４の差動信号を出力する。第４の差動増幅器７０７は、第４の差動信号を入力し、４×ｆ０の周波数の４逓倍された信号を出力する。

２逓倍信号を出力するための２次側コイル４０３，４０４の磁束発生により、３次側コイル７０１〜７０４に誘導電流が流れる。３次側コイル７０１〜７０４に接続された差動増幅器７０５及び７０７は、それぞれ４逓倍信号を出力する。１次側コイル４０２、２次側コイル４０３，４０４及び３次側コイル７０１〜７０４は、上側又は下側に重ねるため、面積が増大することはない。本実施形態は、逓倍器を縦続接続して４逓倍信号を生成する場合に比べて、一つのトランスを用いて４逓倍信号を生成することができるので、省面積化が可能となる。また、本実施形態は、第２〜４の実施形態に適用することもできる。

本実施形態の周波数逓倍回路は、１次側コイル４０２に周波数ｆ０の交流信号を入力すると、第１の差動増幅器４０５から周波数２×ｆ０の２逓倍信号を出力し、第３の差動増幅器７０５及び第４の差動増幅器７０７から２個の周波数４×ｆ０の４逓倍信号を出力する。また、上記と同様に、３次側コイル７０１〜７０４の上方に４次側コイルを設ければ、８逓倍信号を生成することができる。

（第６の実施形態）
図９は、本発明の第６の実施形態による周波数逓倍回路の構成例を示す図である。第１の実施形態（図４）では、１次側コイル４０２は、第１の端子に周波数ｆ０の単相の交流信号が入力され、第２の端子が交流的に接地されている。本実施形態では、１次側コイル４０２は、第１の端子及び第２の端子に相互に位相が反転した差動信号が入力される。以下、本実施形態が第１の実施形態と異なる点を説明する。

周波数逓倍回路は、差動信号の入力に対しても対応できる。１次側コイル４０２の第１の端子には、周波数ｆ０の第１の交流信号が入力される。１次側コイル４０２の第２の端子には、周波数ｆ０の第２の交流信号が入力される。第１の交流信号及び第２の交流信号は、相互に位相が反転した差動信号である。１次側コイル４０２の両端に差動信号を入力することにより、第１の実施形態と同様に、第１の差動増幅器４０５は周波数２×ｆ０の２逓倍信号を出力する。１次側コイル４０２は、第１の端子及び第２の端子の中間の接地点を交流的に接地（基準電位ノードに接続）することができる。ただし、差動信号を入力しているため、１次側コイル４０２の中間点は仮想接地されているため、必ずしも１次側コイル４０２の中間点を基準電位ノードに接続しなくてもよい。本実施形態の動作及び効果は、第１の実施形態のものと同様である。

以上のように、第１〜第６の実施形態は、１次側コイル及び２次側コイルを用いることにより、小型で高効率な周波数逓倍回路を提供することができる。また、複数の信号を出力する場合には、インピーダンスのミスマッチングが生じない周波数逓倍回路を提供することができる。第１〜第６の実施形態の周波数逓倍回路は、無線通信システム及びレーダシステムの高周波トランシーバ回路等に用いることができる。

なお、上記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその技術思想、又はその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。

以上の実施形態に関し、さらに以下の付記を開示する。

（付記１）
交流信号を入力することにより磁束を生成する１次側コイルと、
接地点が交流的に接地され、前記１次側コイルの磁束に誘起され、第１の端子及び第２の端子から相互に位相が反転した差動信号を出力する２次側コイルと、
ゲートが前記２次側コイルの第１の端子に接続され、ソースが交流的に接地され、ドレインが第１の出力端子に接続される第１のトランジスタと、
ゲートが前記２次側コイルの第２の端子に接続され、ソースが前記第１のトランジスタのソースに接続され、ドレインが前記第１のトランジスタのドレインに接続される第２のトランジスタと
を有することを特徴とする周波数逓倍回路。
（付記２）
前記２次側コイルは、前記第１の端子及び前記第２の端子の中間の接地点が交流的に接地され、前記第１の端子及び前記第２の端子から相互に位相が反転した差動信号を出力することを特徴とする付記１記載の周波数逓倍回路。
（付記３）
前記２次側コイルは、第１の端子及び第３の端子の中間の第１の接地点が交流的に接地され、第２の端子及び第４の端子の中間の第２の接地点が交流的に接地され、前記第１の端子及び前記第２の端子から相互に位相が反転した第１の差動信号を出力し、前記第３の端子及び前記第４の端子から相互に位相が反転した第２の差動信号を出力し、
さらに、ゲートが前記２次側コイルの第３の端子に接続され、ソースが交流的に接地され、ドレインが第２の出力端子に接続される第３のトランジスタと、
ゲートが前記２次側コイルの第４の端子に接続され、ソースが前記第３のトランジスタのソースに接続され、ドレインが前記第３のトランジスタのドレインに接続される第４のトランジスタと
を有することを特徴とする付記１記載の周波数逓倍回路。
（付記４）
前記２次側コイルは、第１の端子から位相差が９０度かつ第３の端子から位相差が２７０度である第１の接地点が交流的に接地され、第２の端子から位相差が２７０度かつ第４の端子から位相差が９０度である第２の接地点が交流的に接地され、前記第１の端子及び前記第２の端子から相互に位相が反転した第１の差動信号を出力し、前記第３の端子及び前記第４の端子から相互に位相が反転した第２の差動信号を出力し、
さらに、ゲートが前記２次側コイルの第３の端子に接続され、ソースが交流的に接地され、ドレインが第２の出力端子に接続される第３のトランジスタと、
ゲートが前記２次側コイルの第４の端子に接続され、ソースが前記第３のトランジスタのソースに接続され、ドレインが前記第３のトランジスタのドレインに接続される第４のトランジスタと
を有することを特徴とする付記１記載の周波数逓倍回路。
（付記５）
さらに、接地点が交流的に接地され、前記２次側コイルの磁束に誘起され、第１の端子及び第２の端子から相互に位相が反転した差動信号を出力する３次側コイルと、
ゲートが前記３次側コイルの第１の端子に接続され、ソースが交流的に接地され、ドレインが第３の出力端子に接続される第５のトランジスタと、
ゲートが前記３次側コイルの第２の端子に接続され、ソースが前記第５のトランジスタのソースに接続され、ドレインが前記第５のトランジスタのドレインに接続される第６のトランジスタと
を有することを特徴とする付記１〜４のいずれか１項に記載の周波数逓倍回路。
（付記６）
さらに、前記第１のトランジスタのソース及び前記第２のトランジスタのソースの相互接続点に接続される定電流源を有することを特徴とする付記１〜５のいずれか１項に記載の周波数逓倍回路。
（付記７）
前記１次側コイルは、第１の端子に前記交流信号が入力され、第２の端子が交流的に接地されていることを特徴とする付記１〜６のいずれか１項に記載の周波数逓倍回路。
（付記８）
前記１次側コイルは、第１の端子及び第２の端子に相互に位相が反転した差動信号が入力されることを特徴とする付記１〜６のいずれか１項に記載の周波数逓倍回路。

４０１ 入力信号線
４０２ １次側コイル
４０３，４０４ ２次側コイル
４０５ 差動増幅器
４０６ 出力信号線
４１１ 入力端子
４１２ 出力端子
４２１，４２２ ｎチャネル電界効果トランジスタ

Claims (5)

1. 交流信号を入力することにより磁束を生成する１次側コイルと、
   接地点が交流的に接地され、前記１次側コイルの磁束に誘起され、第１の端子及び第２の端子から相互に位相が反転した差動信号を出力する２次側コイルと、
   ゲートが前記２次側コイルの第１の端子に接続され、ソースが交流的に接地され、ドレインが第１の出力端子に接続される第１のトランジスタと、
   ゲートが前記２次側コイルの第２の端子に接続され、ソースが前記第１のトランジスタのソースに接続され、ドレインが前記第１のトランジスタのドレインに接続される第２のトランジスタと
   を有することを特徴とする周波数逓倍回路。
2. 前記２次側コイルは、前記第１の端子及び前記第２の端子の中間の接地点が交流的に接地され、前記第１の端子及び前記第２の端子から相互に位相が反転した差動信号を出力することを特徴とする請求項１記載の周波数逓倍回路。
3. 前記２次側コイルは、第１の端子及び第３の端子の中間の第１の接地点が交流的に接地され、第２の端子及び第４の端子の中間の第２の接地点が交流的に接地され、前記第１の端子及び前記第２の端子から相互に位相が反転した第１の差動信号を出力し、前記第３の端子及び前記第４の端子から相互に位相が反転した第２の差動信号を出力し、
   さらに、ゲートが前記２次側コイルの第３の端子に接続され、ソースが交流的に接地され、ドレインが第２の出力端子に接続される第３のトランジスタと、
   ゲートが前記２次側コイルの第４の端子に接続され、ソースが前記第３のトランジスタのソースに接続され、ドレインが前記第３のトランジスタのドレインに接続される第４のトランジスタと
   を有することを特徴とする請求項１記載の周波数逓倍回路。
4. 前記２次側コイルは、第１の端子から位相差が９０度かつ第３の端子から位相差が２７０度である第１の接地点が交流的に接地され、第２の端子から位相差が２７０度かつ第４の端子から位相差が９０度である第２の接地点が交流的に接地され、前記第１の端子及び前記第２の端子から相互に位相が反転した第１の差動信号を出力し、前記第３の端子及び前記第４の端子から相互に位相が反転した第２の差動信号を出力し、
   さらに、ゲートが前記２次側コイルの第３の端子に接続され、ソースが交流的に接地され、ドレインが第２の出力端子に接続される第３のトランジスタと、
   ゲートが前記２次側コイルの第４の端子に接続され、ソースが前記第３のトランジスタのソースに接続され、ドレインが前記第３のトランジスタのドレインに接続される第４のトランジスタと
   を有することを特徴とする請求項１記載の周波数逓倍回路。
5. さらに、接地点が交流的に接地され、前記２次側コイルの磁束に誘起され、第１の端子及び第２の端子から相互に位相が反転した差動信号を出力する３次側コイルと、
   ゲートが前記３次側コイルの第１の端子に接続され、ソースが交流的に接地され、ドレインが第３の出力端子に接続される第５のトランジスタと、
   ゲートが前記３次側コイルの第２の端子に接続され、ソースが前記第５のトランジスタのソースに接続され、ドレインが前記第５のトランジスタのドレインに接続される第６のトランジスタと
   を有することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の周波数逓倍回路。

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