JPS60165105A - ２乗特性を有する回路 - Google Patents
２乗特性を有する回路Info
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- JPS60165105A JPS60165105A JP59020636A JP2063684A JPS60165105A JP S60165105 A JPS60165105 A JP S60165105A JP 59020636 A JP59020636 A JP 59020636A JP 2063684 A JP2063684 A JP 2063684A JP S60165105 A JPS60165105 A JP S60165105A
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- JP
- Japan
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- signal
- transformer
- input
- output
- harmonic
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- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B19/00—Generation of oscillations by non-regenerative frequency multiplication or division of a signal from a separate source
- H03B19/06—Generation of oscillations by non-regenerative frequency multiplication or division of a signal from a separate source by means of discharge device or semiconductor device with more than two electrodes
- H03B19/14—Generation of oscillations by non-regenerative frequency multiplication or division of a signal from a separate source by means of discharge device or semiconductor device with more than two electrodes by means of a semiconductor device
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、２乗特性を有し、入力信号の２倍の周波数の
信号を出力する回路に関する。
信号を出力する回路に関する。
背景技術
入力信号の２倍の周波数の信号を出力する従来の２乗特
性を有する回路を第１図に示す。第１図において、入力
信号Ａが直流カット用コンデンサＣｉｅ介して入力トラ
ンスＴ１の１次側に印加さｎる。
性を有する回路を第１図に示す。第１図において、入力
信号Ａが直流カット用コンデンサＣｉｅ介して入力トラ
ンスＴ１の１次側に印加さｎる。
入力トランスＴ１の２次コイル中点は電源電圧ＶＯＯを
抵抗１ｔ□及び■ｔ２によって分圧して得らｎる電圧に
よってバイアスされている。入力トランスＴエの２次コ
イル中点と接地間にはノイズ防止用バイパスコンデンサ
Ｃ２が接続さわている。この入力トランスＴＩの２次コ
イルの両端にはそ扛ぞ扛入力信号Ａ，の正相及び逆相信
号が導出さｎるＯこの正相及び逆相信号十Ａ。はｌ対の
能動素子としてのトランジスタＱ＋、Ｑ−の制御入力端
子に相当するベースに供給される。トランジスタＱｌ
、Ｑ−の対応する被制御出力端子同士すなわちエミッタ
同士及びコレクタ同士は互いに接続さｎている。トラン
ジスタＱ０．Ｑ２゜のエミッタの共通接続点は、互いに
並列接続さ扛ているバイアス抵抗１（８及びバイパスコ
ンデンサＣ８を介して接地さ扛ている。トランジスタＱ
１．Ｑ２のコレクタ出力は共に抵抗瓜を介してトランス
′１゛２の１次コイルの一端に印加さする。トランスＴ
、の１次コイルにはコンデンサＣ４が並列接続きｎてい
る。
抵抗１ｔ□及び■ｔ２によって分圧して得らｎる電圧に
よってバイアスされている。入力トランスＴエの２次コ
イル中点と接地間にはノイズ防止用バイパスコンデンサ
Ｃ２が接続さわている。この入力トランスＴＩの２次コ
イルの両端にはそ扛ぞ扛入力信号Ａ，の正相及び逆相信
号が導出さｎるＯこの正相及び逆相信号十Ａ。はｌ対の
能動素子としてのトランジスタＱ＋、Ｑ−の制御入力端
子に相当するベースに供給される。トランジスタＱｌ
、Ｑ−の対応する被制御出力端子同士すなわちエミッタ
同士及びコレクタ同士は互いに接続さｎている。トラン
ジスタＱ０．Ｑ２゜のエミッタの共通接続点は、互いに
並列接続さ扛ているバイアス抵抗１（８及びバイパスコ
ンデンサＣ８を介して接地さ扛ている。トランジスタＱ
１．Ｑ２のコレクタ出力は共に抵抗瓜を介してトランス
′１゛２の１次コイルの一端に印加さする。トランスＴ
、の１次コイルにはコンデンサＣ４が並列接続きｎてい
る。
こ扛らコンデンサＣ２及びトう／スＴ、によシ共通負荷
としての出力同調回路が形成さｎている？。また、トラ
ンス１゛、の１次コイル中点にはノイズ除去用のコイル
Ｌを介して電源電圧■。０が印加さｎている。
としての出力同調回路が形成さｎている？。また、トラ
ンス１゛、の１次コイル中点にはノイズ除去用のコイル
Ｌを介して電源電圧■。０が印加さｎている。
また、このトランスＴ２の１次コイル中点と接地間には
ノイズ防止用のバイパスコンデンサＣ６が接続されてい
る。そして、トランスＴ、及びコンデンサＣ２からなる
出力同調回路によシ所望の周波数の出力Ｂが得ら扛る。
ノイズ防止用のバイパスコンデンサＣ６が接続されてい
る。そして、トランスＴ、及びコンデンサＣ２からなる
出力同調回路によシ所望の周波数の出力Ｂが得ら扛る。
以上の構成において、トランジスタＱ、及びＱＱが共に
特性の揃った能動素子であって次式で示す入出力特性を
有するものとする。
特性の揃った能動素子であって次式で示す入出力特性を
有するものとする。
ｖ６＝ａ１・ｖ乙＋ａｚ−ｖｉ”十ｃＬａ・、ｖｉ８四
−・−（１）ここに、ａ、ｌ＋α２．ａ３・・は定数で
あ’）、ｖｉは入力信号、ＶＱは出力信号を示している
。
−・−（１）ここに、ａ、ｌ＋α２．ａ３・・は定数で
あ’）、ｖｉは入力信号、ＶＱは出力信号を示している
。
（１）式における３次の項（αａ−ｖｊ”）により得ら
九る両トランジスタＱｈ 、”Ｑ−のコレクタ出力△１
□及びΔ■２は両人力士Ａｏが互いに逆相であるから夫
々王Ａ。３の関数として得ら扛、結果としてコレクタ共
通接続点においては互いに逆相となって打消し合うこと
になる。こ扛は５次の項につい−Ｃも同様となる。
九る両トランジスタＱｈ 、”Ｑ−のコレクタ出力△１
□及びΔ■２は両人力士Ａｏが互いに逆相であるから夫
々王Ａ。３の関数として得ら扛、結果としてコレクタ共
通接続点においては互いに逆相となって打消し合うこと
になる。こ扛は５次の項につい−Ｃも同様となる。
一方、２次の項（αｚ−ｖｉ”）にょシ得ら扛る両１ラ
ンジスタＱ□、Ｑ２のコレクタ出力Δ■□′及びΔ１２
′は両人力±Ａｏが互いに逆相であってもＡ。′の関数
として得らｎるから同相となる。従って、コレクタ共通
接続点においてコレクタ出力へ■□′及びΔ１．／が相
加わ９２倍の大きさの出力が得られる。
ンジスタＱ□、Ｑ２のコレクタ出力Δ■□′及びΔ１２
′は両人力±Ａｏが互いに逆相であってもＡ。′の関数
として得らｎるから同相となる。従って、コレクタ共通
接続点においてコレクタ出力へ■□′及びΔ１．／が相
加わ９２倍の大きさの出力が得られる。
以上述べた如く第１図の回路は、トランジスタの入出力
特性の奇数次の項に起因する出力を互いに打消し、この
奇数次の項により発生ずる相互変調妨害波を除去すべく
構成さｎている。
特性の奇数次の項に起因する出力を互いに打消し、この
奇数次の項により発生ずる相互変調妨害波を除去すべく
構成さｎている。
しかしながら、４次以上の偶数次の項に起因する両トラ
ンジスタＱ、、Ｑ２のコレクタ出力は２次の項による出
力と同様にコレクタ共通接続点において互いに同相とな
って加え合わされる。この４次以」二の偶数次の高調波
成分が出力同調回路によって完全に除去さｎることはな
いので、出力Ｂにはこの４次以上の偶数次の高調波成分
による歪が生じるという不都合があった。
ンジスタＱ、、Ｑ２のコレクタ出力は２次の項による出
力と同様にコレクタ共通接続点において互いに同相とな
って加え合わされる。この４次以」二の偶数次の高調波
成分が出力同調回路によって完全に除去さｎることはな
いので、出力Ｂにはこの４次以上の偶数次の高調波成分
による歪が生じるという不都合があった。
発明の概要
そこで、本発明の目的は４次以上の偶数次の高調波成分
による歪を除去することができる２乗特性を有する回路
を提供することである。
による歪を除去することができる２乗特性を有する回路
を提供することである。
本発明による２乗特性を有する回路は、４次以−にの偶
数次の高調波成分を打消すように接続さγした少なくと
も１対の能動素子を備えた構成となっている。
数次の高調波成分を打消すように接続さγした少なくと
も１対の能動素子を備えた構成となっている。
実施例
以下、本考案の実施例につき第２図乃至第４図を参照し
て詳細に説明する。
て詳細に説明する。
第２図に示す如くトランジスタＱ工、Ｑ２、抵抗■ｔ、
〜Ｒいコンデンサ０１〜ＣいトランスＴ工、Ｔ２及ヒコ
イルＬは第１図と同様に接続さｔている。しかしながら
、本例においては入力信号Ａ。はコンデンサＣ０を介し
て入カドランスＴ、の一次側にも印加さ扛る。
〜Ｒいコンデンサ０１〜ＣいトランスＴ工、Ｔ２及ヒコ
イルＬは第１図と同様に接続さｔている。しかしながら
、本例においては入力信号Ａ。はコンデンサＣ０を介し
て入カドランスＴ、の一次側にも印加さ扛る。
入カドランスＴ８の２次コイル中点はｌ・ランスＴ□の
２次コイル中点に接続さｎている。この入カドランスＴ
ａの２次コイルの両端にはそ扛ぞ扛入力信号Ａｏの振幅
を変化させて得られる信号の正相及び逆相信号±Ａ１が
導出さｎる。この正相及び逆相信号±ＡＩは１対の能動
素子としてのトランジスタＱａ＋Ｑ４の制御入力端子に
相当するベースに供給さ肛る。
２次コイル中点に接続さｎている。この入カドランスＴ
ａの２次コイルの両端にはそ扛ぞ扛入力信号Ａｏの振幅
を変化させて得られる信号の正相及び逆相信号±Ａ１が
導出さｎる。この正相及び逆相信号±ＡＩは１対の能動
素子としてのトランジスタＱａ＋Ｑ４の制御入力端子に
相当するベースに供給さ肛る。
トランジスタＱｇ＋Ｑ＋の対応する被制御出力端子同士
すなわちエミッタ同士及びコレクタ同士は互いに接続さ
ｎている。トランジスタＱｓ ＝ Ｑ４のエミッタの共
通接続点は、互いに並列接続さ扛ているバイアス抵抗Ｒ
６及びバイパスコンデンサ０６′！ｉｌ−介して接地さ
ｎている。トランジスタＱ、 、 Ｑ、のコレクタ出力
は共に抵抗Ｒ６を介してトランスＴ２の１次コイルの他
端に印加さ扛る。
すなわちエミッタ同士及びコレクタ同士は互いに接続さ
ｎている。トランジスタＱｓ ＝ Ｑ４のエミッタの共
通接続点は、互いに並列接続さ扛ているバイアス抵抗Ｒ
６及びバイパスコンデンサ０６′！ｉｌ−介して接地さ
ｎている。トランジスタＱ、 、 Ｑ、のコレクタ出力
は共に抵抗Ｒ６を介してトランスＴ２の１次コイルの他
端に印加さ扛る。
以上の構成において、トランステ工の巻数比よシトラン
スＴ８の巻数比の方が犬となるようにする。
スＴ８の巻数比の方が犬となるようにする。
そうすると、トランジスタＱ工ｌＱ２のコレクタ共通接
続点において第３図（５）に示す如きスペクトラムを有
する信号が導出さｎたときトランジスタＱａ＋Ｑ、のコ
レクタ共通接続点に導出さ扛る信号のスペクトラムは同
図（Ｂ）に示す如くなる。同図（Ｂ）において４次以上
の偶数次の高調波成分＜４ｆ、６ｆ）のレベルの第２高
調波成分（２ｆ）のレベルに対する大きさが同図（Ａ）
における場合よシも犬となっている。
続点において第３図（５）に示す如きスペクトラムを有
する信号が導出さｎたときトランジスタＱａ＋Ｑ、のコ
レクタ共通接続点に導出さ扛る信号のスペクトラムは同
図（Ｂ）に示す如くなる。同図（Ｂ）において４次以上
の偶数次の高調波成分＜４ｆ、６ｆ）のレベルの第２高
調波成分（２ｆ）のレベルに対する大きさが同図（Ａ）
における場合よシも犬となっている。
これは、トランジスタの入力信号レベルが大となるに従
ってコレクタ出力における高調波成分のレベルが第４図
に示す如く次数の高いものほど急激に犬となるからであ
る。また、トランジスタＱ工。
ってコレクタ出力における高調波成分のレベルが第４図
に示す如く次数の高いものほど急激に犬となるからであ
る。また、トランジスタＱ工。
Ｑ２のコレクタ共通接続点に導出さルる信号によって生
じるトランス１゛、の励磁電流の向きとトランジスタＱ
ａ 、Ｑ＋のコレクタ共通接続点に導出さｎる信号によ
って生じるトランスＴ、の励磁電流の向きは互いに逆に
なる。従って、抵抗Ｒ６及びＢ、６の値をａ尚に設定す
ることによりトランスＴ、の磁芯に生じる第４次高調波
成分による磁束のみを打ち消すことが゛でき、出力Ｂ罠
おける第４次高調波成分を消去して出力Ｂのスペクトラ
ムが第３図（Ｑに示す如くなるようにすることができる
こととなる。尚、との場合トランスＴ、の１次巻線に印
加さｎる第６次高調波成分の信号レベルが犬となるが、
第６次高調波成分は、出力信号Ｂとして導出さｎる第２
高調波成分の３倍の周波数の成分であるのでトランスＴ
、の１次巻線及びコンデンサＣ６で形成さｎている並列
共振口′ｌｌ５ＶＣよって十分減衰させることができる
。
じるトランス１゛、の励磁電流の向きとトランジスタＱ
ａ 、Ｑ＋のコレクタ共通接続点に導出さｎる信号によ
って生じるトランスＴ、の励磁電流の向きは互いに逆に
なる。従って、抵抗Ｒ６及びＢ、６の値をａ尚に設定す
ることによりトランスＴ、の磁芯に生じる第４次高調波
成分による磁束のみを打ち消すことが゛でき、出力Ｂ罠
おける第４次高調波成分を消去して出力Ｂのスペクトラ
ムが第３図（Ｑに示す如くなるようにすることができる
こととなる。尚、との場合トランスＴ、の１次巻線に印
加さｎる第６次高調波成分の信号レベルが犬となるが、
第６次高調波成分は、出力信号Ｂとして導出さｎる第２
高調波成分の３倍の周波数の成分であるのでトランスＴ
、の１次巻線及びコンデンサＣ６で形成さｎている並列
共振口′ｌｌ５ＶＣよって十分減衰させることができる
。
第２図の回路においては１対の能動素子としてのトラン
ジスタＱ３及びＱい抵抗１（，５，１（、いコンデンサ
ＣいトランスＴ８によって形成さｆした回路により第４
次高調波成分が除去さｎていたが、前記１対の能動素子
としてのトランジスタＱ、及びＱ４ ｋ 含ｔｒｌ路と
同様な構成の回路を第２図の回路に追加して第４次高調
波成分の除去と共に６次以上の偶数次の高調波成分の除
去を行なうことができる。かかる場合の回路例を第５図
に示す。
ジスタＱ３及びＱい抵抗１（，５，１（、いコンデンサ
ＣいトランスＴ８によって形成さｆした回路により第４
次高調波成分が除去さｎていたが、前記１対の能動素子
としてのトランジスタＱ、及びＱ４ ｋ 含ｔｒｌ路と
同様な構成の回路を第２図の回路に追加して第４次高調
波成分の除去と共に６次以上の偶数次の高調波成分の除
去を行なうことができる。かかる場合の回路例を第５図
に示す。
第５図において、トランジスタＱ工〜Ｑい 抵抗１ｔ１
〜ｉｔ、 、コンテノサＣ工〜ＣいトランスＴ工〜Ｔ８
及ヒコイルＬは第２図の回路と同様に接続さｎている。
〜ｉｔ、 、コンテノサＣ工〜ＣいトランスＴ工〜Ｔ８
及ヒコイルＬは第２図の回路と同様に接続さｎている。
しかしながら本例においては、入力信号Ａ。はコンデン
サＣ１を介して入カドランスＴ、？−次側にも印加さ扛
る。入カドランスＴ、の２次コイル中点は、トランスＴ
１及びＴ３の各・２次コイル中点に接続さ扛ている。こ
の人力ｌ・ランスＴ、０２次コイルの両端にはそ扛ぞ扛
入力信号Ａ。の振幅を変化させて得らする信号の正相及
び逆相信号±Ａ２が導出さ扛る。
サＣ１を介して入カドランスＴ、？−次側にも印加さ扛
る。入カドランスＴ、の２次コイル中点は、トランスＴ
１及びＴ３の各・２次コイル中点に接続さ扛ている。こ
の人力ｌ・ランスＴ、０２次コイルの両端にはそ扛ぞ扛
入力信号Ａ。の振幅を変化させて得らする信号の正相及
び逆相信号±Ａ２が導出さ扛る。
この正相及び逆相信号子Ａ２は１対の能動素子としての
トランジスタＱ５ 、Ｑｏの制御入力端子に相当するベ
ースに供給される。トランジスタＱ、、 、 Ｑｏの対
応する被制御出力端子同士すなわちエミッタ同士及びコ
レクタ同士は互いに接続さ扛ている。トランジスタＱ５
．Ｑａのエミッタの共通接続点は、互いに並列接続さル
ているバイアス抵抗Ｒ７及びバイパスコンデンサＣ６を
介して接地さ扛ている。また、トランジスタＱ、 、
Ｑｏのコレクタ出力は共に抵抗Ｉ（８を介してトランス
Ｔ、の１次コイルの他端に印加さ九る。
トランジスタＱ５ 、Ｑｏの制御入力端子に相当するベ
ースに供給される。トランジスタＱ、、 、 Ｑｏの対
応する被制御出力端子同士すなわちエミッタ同士及びコ
レクタ同士は互いに接続さ扛ている。トランジスタＱ５
．Ｑａのエミッタの共通接続点は、互いに並列接続さル
ているバイアス抵抗Ｒ７及びバイパスコンデンサＣ６を
介して接地さ扛ている。また、トランジスタＱ、 、
Ｑｏのコレクタ出力は共に抵抗Ｉ（８を介してトランス
Ｔ、の１次コイルの他端に印加さ九る。
以上の構成においては、第２図の回路と同様にトランス
Ｔ０の巻数比よ５）ランスＴ、及びＴ４の巻数比の方が
犬となるようにし、かつ抵抗Ｒ，、Ｒ６，Ｒ，８の値を
適当に設定することによシトランスＴ２の磁芯に生じる
第４次及び第６次高調波成分による磁束のみを打ち消し
て出力Ｂにおける第４次及び第６次高調波成分を消去す
ることができる０効 果 以上詳述した如く本発明による２乗特性を有する回路は
、４次以」二の偶数次の高調波成分全杓消すように接続
さ扛た少なくとも１対の能動素子を含む構成となってい
るので、入力の２倍の周波数の出力における４次以上の
高調波成分による歪を除去することができるのである。
Ｔ０の巻数比よ５）ランスＴ、及びＴ４の巻数比の方が
犬となるようにし、かつ抵抗Ｒ，、Ｒ６，Ｒ，８の値を
適当に設定することによシトランスＴ２の磁芯に生じる
第４次及び第６次高調波成分による磁束のみを打ち消し
て出力Ｂにおける第４次及び第６次高調波成分を消去す
ることができる０効 果 以上詳述した如く本発明による２乗特性を有する回路は
、４次以」二の偶数次の高調波成分全杓消すように接続
さ扛た少なくとも１対の能動素子を含む構成となってい
るので、入力の２倍の周波数の出力における４次以上の
高調波成分による歪を除去することができるのである。
第１図は、従来の２乗特性を有する回路を示す回路図、
第２図は、本発明の一実施例金示す回路図、第３図は、
第２図の回路の各部の信号のスペクトラムを示す図、第
４図は、トランジスタの特性を示す図、第５図は、本発
明の他の実施例を示す回路図である。 主要部分の符号の説明 Ｑ＋〜Ｑｏ ・・・トランジスタ Ｔ１〜Ｔ、・・・ト
ランスＣ□〜Ｃ７・・・コンデンサ Ｒ，〜Ｒ８・・・
抵 抗出願人 パイオニア株式会社 代理人 弁理士藤村元彦 竿−２１図 ノ Ｌ２図 ＃３図 乳７（２］
第２図は、本発明の一実施例金示す回路図、第３図は、
第２図の回路の各部の信号のスペクトラムを示す図、第
４図は、トランジスタの特性を示す図、第５図は、本発
明の他の実施例を示す回路図である。 主要部分の符号の説明 Ｑ＋〜Ｑｏ ・・・トランジスタ Ｔ１〜Ｔ、・・・ト
ランスＣ□〜Ｃ７・・・コンデンサ Ｒ，〜Ｒ８・・・
抵 抗出願人 パイオニア株式会社 代理人 弁理士藤村元彦 竿−２１図 ノ Ｌ２図 ＃３図 乳７（２］
Claims (1)
- 対応する被制御出力端子同士が互いに接続さ扛た１対の
第１能動素子と、前記第１能動素子の制御入力端子の各
々に入力信号の正相及び逆相信号をそ几ぞｔ印加する信
号印加手段と、前記第１能動素子の被ｆＤＩＪ御出力端
子に共通した共通負荷とを含み、ＭｉＪ記共通負荷より
前記入力信号の２倍の周波数の信号を出力するようにし
た回路であって、対応する被ｉ１５υ御出力端子同士が
互いに接続さｆＬ、７’ｖ少なくとも１対の第２能動素
子と、前記第２能動素子の制御入力端子の各々に前記入
力信号の振幅を変化させて得た信号の正相及び逆相信号
をそｔぞれ印加する少なくとも１つの第２信号印加手段
とを備え、前記第２能動素子の被制御出力端子に導出さ
石、る信号中の前記入力信号のｎ、（ｎは４以」二の偶
数）倍の信号によって前記共通負荷より出力さ扛る信号
中の前記入力信号のル倍の信号が打ち消されるように前
記第２能動素子の被制御出力端子を前記共通負荷に接続
したことを特徴とする特許
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59020636A JPS60165105A (ja) | 1984-02-06 | 1984-02-06 | ２乗特性を有する回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59020636A JPS60165105A (ja) | 1984-02-06 | 1984-02-06 | ２乗特性を有する回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60165105A true JPS60165105A (ja) | 1985-08-28 |
Family
ID=12032712
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59020636A Pending JPS60165105A (ja) | 1984-02-06 | 1984-02-06 | ２乗特性を有する回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60165105A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007521704A (ja) * | 2003-12-19 | 2007-08-02 | テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） | 周波数逓倍回路及び周波数逓倍方法 |
| JP2011071761A (ja) * | 2009-09-25 | 2011-04-07 | Fujitsu Ltd | 周波数逓倍回路 |
| JP2012527199A (ja) * | 2009-05-15 | 2012-11-01 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | バランスｉ／ｑ変換器を用いる受信機 |
| WO2014110546A1 (en) | 2013-01-14 | 2014-07-17 | Texas Instruments Incorporated | Frequency multiplier |
-
1984
- 1984-02-06 JP JP59020636A patent/JPS60165105A/ja active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007521704A (ja) * | 2003-12-19 | 2007-08-02 | テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） | 周波数逓倍回路及び周波数逓倍方法 |
| JP2012527199A (ja) * | 2009-05-15 | 2012-11-01 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | バランスｉ／ｑ変換器を用いる受信機 |
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| WO2014110546A1 (en) | 2013-01-14 | 2014-07-17 | Texas Instruments Incorporated | Frequency multiplier |
| CN104904115A (zh) * | 2013-01-14 | 2015-09-09 | 德克萨斯仪器股份有限公司 | 倍频器 |
| JP2016507185A (ja) * | 2013-01-14 | 2016-03-07 | 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 | 周波数乗算器 |
| EP2973997A4 (en) * | 2013-01-14 | 2017-01-18 | Texas Instruments Incorporated | Frequency multiplier |
| CN104904115B (zh) * | 2013-01-14 | 2018-05-01 | 德克萨斯仪器股份有限公司 | 倍频器 |
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