JP4625138B2 - 差動電流信号を単一終結信号に変換する回路 - Google Patents

差動電流信号を単一終結信号に変換する回路 Download PDF

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Description

I. 本発明の技術分野
この発明は信号を変換するまたは組み合わせるための回路に係り、特に差動信号を単一終結信号へ変換するための回路に関する。なお特に、この発明は差動交流電流信号の単一終結信号への変換に関する。
II. 関連技術および一般的な背景の記述
差動信号の単一終結信号への変換は多くの異なった回路適用で使用される。共通モードの妨害へのそれらの免疫により、差動信号は電子装置を相互に接続させるためにしばしば使用される。その後、差動信号はワイヤーまたは無線の手段によって送信のため単一終結信号に変換される。差動信号はまた、局部発振器漏洩および他の偽の応答を拒絶する周波数変換装置の中でしばしば使用される。
誘導変圧器を使用する単純な変換器が図1で示される。示されるように結合されたインダクタを用いて、一次コイル10および20を通して流れる電流の変化が、よく知られた関係：
Figure 0004625138
に従って、それぞれ二次コイル30および40を横切って電圧を誘導し、ここでＭは一次および二次コイル間の結合の程度を定義する一定の係数である。数式１の結果として、図1の回路は、入力電流IN１と1N２の間の時間変化差を出力電圧OUTに変換することにより作動する。 ほとんどの適用については、コイル10および20が互いに同一であり、また、コイル30および40が互いに同一であるので、その結果、各入力信号は同じインピーダンスに遭遇し、同じ係数Ｍによる変換を受けるだろう。
図2は、そのような変換器の代表的な使用を示す。（おそらく０の）DCオフセット成分Δｄｃおよび小信号ＡＣ成分Δａｃを有する差動電圧信号Δが、能動装置50および60の異なった対のベース端子へ入力される。能動装置50および60のエミッタはともに接続され、直流電流源70によってバイアスされる。能動装置50および60のコレクタは一次コイル10および20の端子へのそれらの接続を通じて、そのコイル間にDCバイアス電圧Ｖbiasを適用されてバイアスされる。
電流源70が理想的であると想定されるので、全てのAC電流フローは能動装置50および60および一次コイル10および20によって形成されたループに制限される。信号Δａｃの振幅が正および負間で変動するので、バイアス電流は最初に一方向に、次に他の方向にループを通して流れ、上記の数式１に従って二次巻線に対応するAC電圧を誘起する。
誘導変圧器の大きさは作動周波数に反比例する。この要因は、VHF-UHF周波数範囲にそれらを含む多くの低周波応用について、そのような変圧器を適さなくする。例えば、これらの周波数で作動するディスクリート誘導変圧器は、3.8mmx 3.8mmx3.8mmと同じくらいの大きさになるかもしれない。
その代わりとして、回路チップ上にそのような装置を集積することを試みる場合、異なる組の問題が発生する。そのような1つの問題は一次および二次コイル間の乏しい結合(つまりＭの低い値)であり、それは低い変換効率に帰着する。他の問題は、金属コンダクタの消散的な損失、基板へのインダクタの容量的および電磁的結合によって引き起こされる損失を含む低い基板抵抗による損失、そしてそのために全体の集積回路のコストを増加させる大きな占拠チップ・エリアを含む。
RF周波数では、単一終結変換への差動は、半波長伝送ラインの使用により実行されるかもしれない。しかしながら、VHFとUHFの範囲では、要求されたラインの物理的な長さ(f=1GHzでさえ、例えばλ/2=15cm)のために、このアプローチは多くの応用に実現可能ではない。そのような場合に、図３に示されたＬＣＬパイ・ネットワークのようなひとかたまりにされた等価回路が同じ結果を作るために使用されてもよい。ＬＣＬバージョンがここに示されているが、ＣＬＣバージョンも同じ結果を得るために使用されてもよいことに注意せよ。
入力電流を出力電圧に変換する、上に記述された誘導変圧器とは対照的に、半波長伝送ラインおよび図3の等価なパイ回路は入力電流の1つの位相を逆にすることにより作動する。ここに引用文献として組み込まれる技術的な論文“Current combiner enhances active mixer performance”by Alvin K.Ｗong, Sheng H. Lee, and Michael G. Microwaves ＥＲＦ, March 1994,pp.156-165に記述されたように、この動作は図3の次の分解によって確認されるかもしれない:
* IN１およびIN2において、同じ大きさｉを有するが位相が180度異なる2つのAC電流源を適用し、キャパシタ130(値C)を直列に接続された2つのキャパシタ131および132(各々の値2C)のその等価回路で置換し、インダクタ110および120がAC信号に関してアースするように分路されることに注目することにより、図4Aの等価回路を得る;
* ノードIN１(値i)およびインダクタ110(値L)で適用された電流源の並列な組み合わせを、値i x jωLの電圧源および値Lのインダクタの直列組み合わせのそのセベニン（Thevenin）等価回路に置換する;
* 共振周波数ω０で、値Lのインダクタおよびキャパシタ131(値2C)の直列組み合わせが短絡回路であるように現れ、かつ図4Bを得るためこの置換を実行することに注意する;
* 値i x jωL の電圧源およびキャパシタ132(値2C)の直列組み合わせを、値
−ｉω２L2Cの電流源および値2Cのキャパシタの並列組み合わせのそのノートン（Norton）等価回路で置換する;
* 共振周波数ω０で、インダクタ120(値L)および値2Cのキャパシタの並列組み合わせが開回路であるように現れ、かつ図4Cを得るためこの置換を実行することに注意する;
* 共振周波数ω０では、表現−ｉω２L2Cが−iに減少し、前のステップで得られた電流源の値について-iを置換することに注目する。この電流源の電流フロー矢印の方向を逆にするために-iをiに変更することによって、我々は、図4Cの2つの電流源が同一で、それらの電流が出力ノードOUTで合計に加わることを理解する。
この方法で、回路はIN１に適用された電流の位相をIN2に適用された電流の位相と一致するように変更し、このようにして2つの電流を組み合わせる。
そのような変換器のための代表的な使用として、図5は入力RF信号を中間周波数(IF)に変換する下方変換器ミキサを示す。局部発振器(示されない)は、VＬＯ＋およびVＬＯ−の間の電圧として定義された周波数fＬＯの差動電圧信号を生成する。この電圧信号は差動ペア50および60によって交替するバイアス電流に変換される。入力RF信号mが電流源80のベースに適用され、能動装置50および60のバイアス電流を差動信号の振幅と同様にmの振幅で変わらせる。この場合、fＬＯはfＬＯ>fｍのように選択される。その結果ノードOUTの出力信号は、周波数(fＬＯ＋fｍ)の成分を含み、それはロウパス・フィルタリング(示されない)により除去され、中間周波数(fＬＯ−fｍ)の他の成分は、入力信号mとして実質的に同じ方法で変調される。
このひとかたまりにされた等価回路のディスクリート手段は、同じ周波数に関して誘導変圧器あるいは半波長伝送ラインよりはるかに小さいが、それは、インダクタのためにVHF-UHF範囲で使用するにはまだ、比較的大きいだろう。オフチップコンポーネントのそのような使用はさらに付加的な製造および組み立てコストを引き起こすだろう。
この場合、誘導結合は必要ではないが、この回路はいずれも集積に適さないだろう。ICチップ上で製造されたインダクタは、リアクタンスと抵抗の比率として計算された、また共振周波数の1サイクル当たり回路によって格納されたエネルギーと回路によって消散されたパワーの比率｛即ち、（ω×Ｅst）／Ｐdiss｝として定義された、乏しい“質係数”(即ち、“Q係数”)に悩まされる。この欠点を補うために、広いインダクタトレースが抵抗性の損失を減少するために使用されなければならない。しかしながら、トレース幅の増加は、消費されるチップ・エリアの2乗された増加に帰着する。さらに、漏話を回避するために、他の信号トレースはこのエリアに置くことができず、その代わりにまわって配線されなくてはならず、その結果回路レイアウトおよびスペース利用効率において追加の問題を引き起こす。
増加したエリアを有するチップレベルインダクタは他の同様な問題に遭遇する。 シリコン基板は導電性であり、したがって、コイルのAC電流フローは、基板に渦電流を生成する。生じる消散的な損失は、コイルによってカバーされたエリアで増加する。したがって、インダクタのオンチップ製造は、いくつかの不利益な結果の間でトレードオフを要求し、また、最終結果は高いQのコンポーネントを得ることができないということである。
上に記述された要因のために、シリコン・チップ上のインダクタのための実際的な上限はおよそ15〜20 nHである。しかしながら、VHF範囲中の適用については、何百ナノヘンリーのインダクタンスが要求される。 例えば、130ｐFの値を有するキャパシタ130と共に、図3の回路を使用して、70MHzで差動単一終結変換を達成するために、各インダクタ110および120の値は258.5 nHであるべきである。したがって、そのような周波数でRF適用に使用するこの変換器の単一体手段は実現可能ではない。
これらの手段的な障壁に加えて、さらにこの変換器回路の実施に関して問題が生じる。例えば、ノードIN１の入力がノードIN2の入力より大きなインピーダンスに遭遇するので、入力のローディングは対称ではない。 この効力は回路インバランスを引き起こし、回路による共通モードの拒絶を減少し、かつ、それを共通モードの妨害あるいは雑音にしがちである。ミキサーでは、このインバランスが、さらに局部発振器漏洩の拒絶および他の偽の応答のような重要な特性に影響するだろう。さらに、ノードIN１の電流のl80度位相シフトは、ω０でのみ厳密に有効であり、したがって、変換が、LC共振器の負荷されたQ係数により決定された非常に狭い周波数範囲にのみ生じる。さらに、追加の受動コンポーネントが出力インピーダンスを負荷インピーダンスに一致させるために要求される。
本発明に従った変換器はインダクタを含んでおらず、任意のIC製造プロセスで容易に実施することができる。入力インピーダンスが等しいので、入力は対称的に負荷され、また、バランスのとれた作動が維持される。追加のコンポーネントを必要とせずに、出力インピーダンスを負荷インピーダンスに一致させることにより、高出力効率が実現される。回路の動作帯域幅はまた、上に記述された純粋にリアクティブな変換器よりもはるかに広い。変換利得は、信号周波数が動作帯域幅内にある限り、単に回路抵抗の値の変更により、出力対負荷インピーダンス一致を分裂させることなく容易に増加させることができる。
関連する技術の変換器の第１の例である。 図1の変換器の代表的な適用である。 関連する技術の変換器の第２の例である。 図3の回路の小信号等価回路である。 図3の回路の等価回路である。 図3の回路の別の等価回路である。 図3の変換器の代表的な適用である。 発明の第1実施例に従った回路の実例である。 図6の回路の補足的なバージョンである。 図6の回路の小信号等価回路である。 正常な作働における発明の第1実施例に従った回路の実例である。 発明の第2実施例に従った回路の実例である。 縮退されたエミッターバイポーラ接合トランジスターの実例である。
発明の詳細な説明
図6で示されるように、発明の第1の実施例は、それぞれ第1と第2の信号入力に接続された能動装置200のゲートおよびドレインを有して、共通の電流源の形態で能動装置200を含む。能動装置200のドレインはまた単一終結信号出力に接続される。入力AC電流の閉ループパスを供給するために、抵抗210が入力ノードIN１とIN2の間に加えられ、そしてDC電流源220が電位Vbiasでノードから入力ノードIN１へ電流を供給する。第1の実施例の補足的なバージョンは図7で示される。
この回路の作動は、上に議論されたいずれの関連する技術回路のそれとも異なる。特に、それは、電圧への電流の誘導変換によって作動せず(インダクタがないので)、あるいは任意の電流の位相を逆にすることによって作動しない。
図8で示されるような小信号の等価回路を考慮する。電流源320が理想的であると想定されるので、AC電流はそれを通して流れない。さらに、DCバイアス・ノードVbias は、有効にAC接地電位にある。回路の出力インピーダンスを決定するために、我々は入力を接続しないでおく。抵抗210を通して電流が流れないので、ノードIN１、IN2およびOUT、そして能動装置200のゲートおよびドレイン端子は全て同じ電位にある。
ノードOUTに適用されるAC電圧Vtestは、能動装置200にノードOUTを通して流れている電流ｇｍ×Vtest (＝−ｇｍ×Vgs)を生成させる。したがって、回路のインピーダンスは1/ｇｍであり、ここにｇｍは能動装置200の相互コンダクタンスである。ｇｍを負荷インピーダンスの逆数であるように選ぶことによって、我々は、回路の変換効率に影響することができるどのようなコンポーネントも加えずに、出力と負荷インピーダンスとをこのように一致させる。
正常な作動では、ノードIN１およびIN2は、同じ大きさを有しかつ180度位相の異なる一対の AC電流源(図2の中の能動装置50および60がそのようなペアの一例である)によって駆動される。図9で示されるように、電流ｉIN１がノードIN1を流出し、電流ｉIN２がノードIN2に流入すると仮定する。電流ｉIN１の利用可能なAC路が抵抗210を通るだけであるので、電流ｉIN１がノードIN2を流出することが次に続く。ｉIN１＝ｉIN２であるので、AC入力電流の全てが抵抗210を通して流れ、それは能動装置200または負荷を通って流れないと、我々は考えてもよい。
したがって、能動装置200 によって生成された電流、ｇｍ×Vgsが負荷を通してのみ流れ、そのために、ノードIN2と同じノードであるノードOUTで電圧ｇｍ×Vgs×ＲLを発生することを、我々は理解することができる。我々はｇｍを1/ＲLに選んだので、VIN2＝Vgsへと続く。さらに、Vgs＝−VIN1なので、我々はVIN2＝−VIN1を有する。さて、ｉIN１とｉIN２が等しいが逆並列であるにで、我々は、ノードIN1およびIN2で等しい入力インピーダンスの結果として、そのような等しいが逆並列入力電圧のみを得ることができる。言いかえれば、ZIN１＝ZIN２であり、回路は正常な作動で平衡を保たれる。
回路の変換利得は入力差動電流信号に対するノードOUTの電圧の比率である。我々の入力信号が抵抗210を通してのみ流れるので、我々は、抵抗210(我々は今Rとしてそれを指定する)の値に対する抵抗210を横切る電圧降下の比率としてそれを表現することができる。ノードOUTの電圧がVIN2であることを知ると、我々はしたがって変換利得を（VIN2×R）/（VIN2− VIN1）として表現することができる。VIN2＝−VIN1なので、我々は回路の変換利得がR/2であると結論を下す。高周波では、回路の性能の完全な解析は、能動装置のキャパシタンスを考慮に入れるべきであろう。我々は、したがってこれらのキャパシタンスの最も重要なもの：ゲート−ソース間キャパシタンスＣgsの影響を考慮する。我々は最初に能動装置のための単一性電流利得の周波数ωTを決定し、ここにωT＝ｇｍ/Ｃgsである。PMOSおよびPNP装置について、ωTは典型的に200-300MHzの範囲にあり、一方NMOSとNPN装置ではωTは典型的に20-60GHzである。
我々は今回路の変換利得として次の修正された表現を得るかもしれない:
Figure 0004625138
我々はまた、以下のように回路の3dBの帯域幅を得るかもしれない：
Figure 0004625138
上に注目されたωT の典型的な値を与えられると、我々は、Rの適切な選択によって、図3の回路で得られるかもしれないようなどの値よりはるかに大きなω3dbの非常に大きな値が得られることを容易に理解できる。
それがノードIN１に接続された電流源にバイアス電流を単に供給する役目をするので、DC電流源220が小信号解析に現われないことに注意すべきである。そのように、それはDCを通過させるが、並列のLC共振器あるいは4分の1波長の伝送ラインのような作動周波数で高いインピーダンスを有する任意の回路を含んでもよい。
ここに記述された新規な回路は、作動電流信号：例えば作動利得段階あるいはバランスされたミキサ、を生成する任意の回路と一緒に使用されてもよい。同様に、能動装置200は示されるような絶縁ゲートFETまたはMOSFETに制限されず、FET、バイポーラ接合トランジスタ(BJT)、例えば、GaAsあるいはSiGe内に製造されたヘテロ接合BJT、MESFET、高電子移動性トランジスタ(HIEMT)、あるいはこれらのタイプのいずれかの縮退されたトランジスタのような、電圧依存の電流源として構成され得る任意の他の装置を用いて使用するに等しく適する。能動装置200として使用するにふさわしい縮退されたエミッタBJTの例は、図11で示される。
いくつかの適用では、能動装置200によって供給された電流が、ノードIN2に接続された装置用のDCバイアス電流として不十分かもしれない。そのような場合、発明の第2の実施例が使用されてもよい。図10で示されるこの実施例において、第2のDC電流源230がノードIN2で利用可能なDC電流を補足するために使用される。第1のDC電流源に関して上に注意されるように、この第2のDC電流源は小信号解析に現われず、DCを通過させるが、作動周波数で高いインピーダンスを有するすべての回路を含んでもよい。
好ましい実施例の先の記述は技術に熟練しているどんな人も本発明を作り、または使用することを可能にするために提供された。これらの実施例への様々な修正は技術に熟練している人々に容易に明白であり、ここに示された基本的な原理は、発明の才能の使用なく他の実施例に同様に適用されるかもしれない。したがって、本発明は、上に示された実施例に制限されることを意図されず、むしろ、ここに任意の形態で示された原理および新規な特徴と一致する最も広い範囲に従わされるべきである。
10…一次コイル 30…二次コイル 50…能動装置 70…直流電流源 80…電流源 110…インダクタ 120…インダクタ 130…キャパシタ 131…キャパシタ 132…キャパシタ 200…能動装置 210…抵抗 220…電流源 230…電流源 320…電流源

Claims (25)

  1. 差動電流信号を単一終結信号に変換する回路であって、
    制御端子、チャージ生成端子およびチャージ収集端子を有する単一の能動装置と、
    2つの端子を有する抵抗と
    を備える回路であって、
    バイアス電位が前記能動装置のチャージ生成端子に適用され、および
    前記抵抗の2つの端子のうちの1つが前記能動装置のチャージ収集端子に接続され、前記抵抗の2つの端子のうちの他方が前記能動装置の制御端子に接続され、
    差動電流信号が抵抗の端子に適用され、単一終結信号が前記能動装置のチャージ収集端子で出力され、および、
    能動装置が、回路の変換効率に影響を及ぼす追加コンポーネントを追加することなく出力インピーダンスと負荷インピーダンスとを一致させるように負荷インピーダンスの逆数であるトランスコンダクタンスｇ ｍ を有するように選ばれる回路。
  2. 請求項1による差動電流信号を単一終結信号に変換する回路であって、前記能動装置が電界効果トランジスタである回路。
  3. 請求項1による差動電流信号を単一終結信号に変換する回路であって、前記能動装置がバイポーラ接合トランジスタである回路。
  4. 請求項1による差動電流信号を単一終結信号に変換する回路であって、前記能動装置が、メタル半導体電界効果トランジスタ、ヘテロ接合バイポーラ接合トランジスタ、および高電子移動性トランジスタから成るグループから選択される回路。
  5. 請求項1による差動電流信号を単一終結信号に変換する回路であって、2つの端子を有する直流電流源をさらに含み、 バイアス電位が前記直流電流源の2つの端子のうちの1つに適用され、前記直流電流源の2つの端子のうちの他方が前記能動装置の制御端子に接続される回路。
  6. 請求項5による差動電流信号を単一終結信号に変換する回路であって、前記能動装置が電界効果トランジスタである回路。
  7. 請求項5による差動電流信号を単一終結信号に変換する回路であって、前記能動装置がバイポーラ接合トランジスタである回路。
  8. 請求項5による差動電流信号を単一終結信号に変換する回路であって、前記能動装置が、メタル半導体電界効果トランジスタ、ヘテロ接合バイポーラ接合トランジスタ、および高電子移動性トランジスタから成るグループから選択される回路。
  9. 請求項5による差動電流信号を単一終結信号に変換する回路であって、前記直流電流源が高インピーダンス回路を含む回路。
  10. 請求項5による差動電流信号を単一終結信号に変換する回路であって、前記直流電流源が、インダクタおよび前記インダクタに並列に接続されたキャパシタを有する共振回路を備え、前記共振回路が高インピーダンスを有する回路。
  11. 請求項5による差動電流信号を単一終結信号に変換する回路であって、前記直流電流源が4分の1波長の伝送ラインを含む回路。
  12. 請求項1による差動電流信号を単一終結信号に変換する回路であって、2つの端子を有する直流電流源をさらに含み、 バイアス電位が前記直流電流源の2つの端子のうちの1つに適用され、前記直流電流源の2つの端子の他方が前記能動装置のチャージ収集端子へ接続される回路。
  13. 請求項12による差動電流信号を単一終結信号に変換する回路であって、前記能動装置が電界効果トランジスタである回路。
  14. 請求項12による差動電流信号を単一終結信号に変換する回路であって、前記能動装置がバイポーラ接合トランジスタである回路。
  15. 請求項12による差動電流信号を単一終結信号に変換する回路であって、前記能動装置が、メタル半導体電界効果トランジスタ、ヘテロ接合バイポーラ接合トランジスタ、および高電子移動性トランジスタから成るグループから選択される回路。
  16. 請求項12による差動電流信号を単一終結信号に変換する回路であって、前記直流電流源が高インピーダンス回路を含む回路。
  17. 請求項12による差動電流信号を単一終結信号に変換する回路であって、前記直流電流源が、インダクタおよび前記インダクタに並列に接続されたキャパシタを有する共振回路を備え、前記共振回路が高インピーダンスを有する回路。
  18. 請求項12による差動電流信号を単一終結信号に変換する回路であって、前記直流電流源が4分の1波長の伝送ラインを含む回路。
  19. 請求項1による差動電流信号を単一終結信号に変換する回路であって、
    2つの端子を有する第1の直流電流源と、2つの端子を有する第2の直流電流源とをさらに含み、
    バイアス電位が前記第1の直流電流源の2つの端子のうちの1つに適用され、前記第1の直流電流源の2つの端子のうちの他方が前記能動装置の制御端子に接続され、および
    バイアス電位が前記第2の直流電流源の2つの端子のうちの1つに適用され、前記第2の直流電流源の2つの端子のうちの他方が前記能動装置のチャージ収集端子に接続される回路。
  20. 請求項19による差動電流信号を単一終結信号に変換する回路であって、前記能動装置が電界効果トランジスタである回路。
  21. 請求項19による差動電流信号を単一終結信号に変換する回路であって、前記能動装置がバイポーラ接合トランジスタである回路。
  22. 請求項19による差動電流信号を単一終結信号に変換する回路であって、前記能動装置が、メタル半導体電界効果トランジスタ、ヘテロ接合バイポーラ接合トランジスタ、および高電子移動性トランジスタから成るグループから選択される回路。
  23. 請求項19による差動電流信号を単一終結信号に変換する回路であって、前記第1および第2の直流電流源の少なくとも1つが高インピーダンス回路を含む回路。
  24. 請求項19による差動電流信号を単一終結信号に変換する回路であって、前記第1および第2の直流電流源の少なくとも1つが、インダクタおよび前記インダクタに並列に接続されたキャパシタを有する共振回路を含み、前記共振回路が高インピーダンスを有する回路。
  25. 請求項19による差動電流信号を単一終結信号に変換する回路であって、前記第1および第2の直流電流源の少なくとも1つが、4分の1波長の伝送ラインを含む回路。
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