MXPA01007176A - Convertidor de corriente diferencial activa a asimetrica - Google Patents

Abstract

La presente invención se refiere a las muchas aplicaciones, requieren la conversión de una señal de corriente diferencial en una señal asimétrica. Las fallas encontradas con los métodos existentes incluyen eficiencia de conversión deficiente, amplitud de banda limitada, y gran tamaño El convertidor descrito utiliza dispositivos activos para obtener una unidad de tamaño pequeño y eficiencia que tiene un ancho de banda de operación amplio.

Description

CONVERTIDOR DE CORRIENTE DIFERENCIAL ACTIVA A ASIMÉTRICA Campo del Invento La presente invención se relaciona con circuitos para convertir o combinar señales, y específicamente para circuitos para convertir señales diferenciales en señales asimétricas. Más específicamente, la presente invención se relaciona con la conversión de una señal de corriente alterna diferencial a una señal asimétrica .

Antecedentes del Invento La conversión de una señal diferencial a una señal asimétrica se utiliza en varias aplicaciones diferentes de circuitos. Debido a su inmunidad para interferencias de modo común, con frecuencia las señales diferenciales son utilizadas para interconectar dispositivos electrónicos. Posteriormente, las señales diferenciales son convertidas a señales asimétricas para transmisión por medios cableados o inalámbricos. Las señales diferenciales, también con frecuencia son utilizadas en dispositivos de conversión de frecuencia para rechazar fuga de oscilador local y otras respuestas espurias . Un convertidor simple, el cual utiliza un transformador inductivo, está ilustrado en la figura 1. Con los inductores acoplados como se indicó, los cambios en el flujo de corriente a través de las bobinas primarias 10 y 20, inducen voltajes a través de las bobinas secundarias 30 y 40, respectivamente, de acuerdo con la relación bien conocida: v=M x di/dt (1) en donde M es un factor constante que define el grado de acoplamiento entre las bobinas primaria y secundaria. Como una consecuencia de la relación (1), el circuito de la figura 1 opera convirtiendo la diferencia de variación de tiempo entre las corrientes de entrada de energía INI e IN2 en una SALIDA del voltaje de salida de energía. Para la mayoría de las aplicaciones, las bobinas 10 y 20 serán idénticas entre sí, y las bobinas 30 y 40 serán también idénticas entre sí, de tal manera que cada señal de entrada de energía encontrará la misma impedancia y experimentará la conversión por el mismo factor M. La figura 2, muestra un uso representativo para un convertidor. Una señal de voltaje diferencialr ?, que tiene un componente de compensación de CD ?ccj (posiblemente cero) y un componente de CA de señal pequeña ?ca, es introducido a las terminales de base de un par diferencial de dispositivos activos 50 y 60. Los emisores de los dispositivos activos 50 y 60, están conectados juntos y polarizados mediante la fuente de corriente directa 70. Los recolectores de los dispositivos activos 50 y 60 son polarizadas a través de sus conexiones a las terminales de las bobinas primarias 10 y 20, entre cuyas bobinas es aplicado un voltaje diferencial CD Vpo?ar. Debido a que la fuente 70 es adoptada como la ideal, todo el flujo de corriente CA es confinado al circuito formado por los dispositivos activos 50 y 60 y las bobinas primarias 10 y 20. Conforme la amplitud de la señal ?ca fluctúa entre positivo y negativo, la corriente diferencial fluye a través del circuito, primero en una dirección y posteriormente en otra, induciendo un voltaje CA correspondiente en las bobinas secundarias, de acuerdo con la relación (1) anterior. El tamaño de un transformador inductivo es inversamente proporcional a la frecuencia de operación. Este factor hace que tales transformadores sean inadecuados para muchas de las aplicaciones de baja frecuencia, incluyendo aquellas dentro del rango de frecuencia VHF-UHF. Por ejemplo, un transformador inductivo independiente para operación en dichas frecuencias, puede ser tan grande como 3.8 mm x 3.8 mm x 3.8 mm . Cuando se intenta integrar tales dispositivos sobre el chip de circuito, se origina un grupo diferente de problemas. Uno de tales problemas es el acoplamiento deficiente entre las bobinas primaria y secundaria (por ejemplo, un valor bajo de M) , lo cual resulta en una eficiencia de conversión baja. Otros problemas, incluyen la pérdida de disipación en conductores metálicos; pérdidas debido a la baja resistencia del substrato, incluyendo aquellas causadas por acoplamiento capacitativo y magnético del inductor al substrato; y una gran área del chip ocupada, que por lo tanto incrementa el costo de todo el circuito integrado. En frecuencias RF, la conversión de diferencial a asimétrica también se puede llevar a cabo utilizando una línea de transmisión de media longitud de onda. Sin embargo, en los rangos VHF y UHF, este método no es factible para muchas aplicaciones, debido a la longitud física de la línea requerida (aún en f = 1GHz, por ejemplo, ?/2 = 15cm) . En tales casos, se puede utilizar un circuito equivalente concentrado tal como la red LCL pi mostrada en la figura 3, para crear el mismo efecto. Se debe observar que aunque aquí se muestra la versión LCL, también puede ser utilizada una versión CLC para obtener el mismo resultado. En contraste con el transformador inductivo descrito anteriormente, el cual convierte las corrientes de entrada de energía a un voltaje de salida de energía, la línea de transmisión de media longitud de onda y el circuito pi equivalente de la figura 3, trabaja para invertir la fase de una de las corrientes de entrada de energía. Como se describió en el articulo técnico titulado "El Combinador de Corriente Incrementa el Desempeño del Mezclador Activo" (Current Combiner Enhances Active Mixer Performance), de Alvin K. Wong, Sheng H. Lee, y Michael G. Wong, en la publicación Mi crowa ves & RF, Marzo 1994, páginas. 156 a 165, mismo que está incorporado a la presente descripción como referencia, esta operación puede verificarse a través de la siguiente descomposición de la figura 3: • obtener el circuito equivalente de la figura 4A, aplicando dos fuentes de corriente CA que tienen la misma magnitud i, aunque a 180 grados fuera de fase en los nodos INI e IN2, reemplazando el capacitor 130 (de valor C) con su equivalente de dos capacitores 131 y 132 (cada uno de valor 2C) conectados en serie, y observando que los inductores 110 y 120 son desviados a tierra para señales CA; • reemplazar la combinación paralela de la fuente de corriente aplicada al nodo INI (de valor i) y el inductor 110 (de valor L) con su equivalente Thévenin de una combinación en serie de una fuente de voltaje de valor i x j?L y un inductor de valor L; • observar que a frecuencia resonante ?o, la combinación en serie de un inductor de valor L y un capacitor 131 (de valor 2C) parece ser un corto circuito, y lleva a cabo esta substitución para obtener la figura 4B; « reemplazar la combinación en series de la fuente de voltaje de valor i x j?L y el capacitor 132 (de valor 2C) con su equivalente Norton de una combinación en paralelo de una fuente de corriente de valor -i?2L2C y un capacitor de valor 2C; • observar que en la frecuencia resonante ?o, la combinación en paralelo del inductor 120 (de valor L) y un capacitor de valor 2C parece ser un circuito abierto, y lleva a cabo esta substitución para obtener la figura 4C; • observar que en la frecuencia resonante ?o, la expresión -i?2L2C reduce a -i, y substituye -i por el valor de la fuente de corriente obtenida en el paso anterior. Cambiando -i por i con el objeto de invertir la dirección de la flecha de flujo de corriente para esta fuente, vemos que las dos fuentes en la figura 4C son idénticas y que sus corrientes se agregan al nodo de salida de energía de SALIDA. De esta manera, el circuito cambia la fase de la corriente aplicada a INI para corresponder con la de la corriente aplicada en IN2, y de esta manera, combina las dos corrientes. Como un uso representativo para dicho convertidor, la figura 5 muestra un mezclador de convertidor descendente, el cual convierte una señal RF de entrada de energía a una frecuencia intermedia (IF) . Un oscilador local (no mostrado) produce una señal del voltaje polar de frecuencia fL0 definido como el voltaje entre VL0 + VL0- . Esta señal de voltaje es convertida en una corriente diferencial que alterna mediante pares polares 50 y 60. La señal RF de entrada de energía m es aplicada a la base de la fuente de corriente 80, originando que la corriente diferencial de los dispositivos activos 50 y 60, varíe con la amplitud de m así como con la amplitud de señal diferencial. En este caso, fL0 es seleccionado de tal manera que fL0 > fm. La señal de salida de energía en la SALIDA del nodo, de esta manera contiene un componente en la frecuencia ( fL0 + f ) , el cual es removido por la filtración de paso bajo (no mostrada), y otro componente en la frecuencia intermedia ( fL0 -fm) el cual es modulado substancialmente en la misma forma que la señal de entrada de energía m. Aunque una implementación independiente de este circuito equivalente concentrado, es mucho más pequeño que un transformador inductivo o una línea de transmisión de media longitud de onda para la misma frecuencia, ésta aún podría ser relativamente grande para ser utilizada en el rango VHF-UHF debido a los inductores . Tal uso de los componentes del chip descentrado podría también generar costos adicionales de fabricación y ensamble. Este circuito podría no es adecuado para cualquier integración, aunque en este caso no se necesita acoplamiento inductivo. Los inductores fabricados en chips IC sufren de un "factor de calidad" deficiente (o 'factor Q' ) , calculado como la proporción de reactancia a resistencia y definido como la proporción de la energía almacenada por el circuito por ciclo de la frecuencia resonante a la energía de disipación mediante el circuito [por ejemplo, (? x Est) /Pdiss] • Con el objeto de compensar esta falla, se debe utilizar una trayectoria ancha del inductor para reducir la pérdida resistiva. Sin embargo un incremento de amplitud de trayectoria, resulta en un incremento cuadrado en el área consumida por el chip. Adicionalmente, con el objeto de evitar cruce de líneas, no se puede colocar otra trayectoria de señal en esta área y debe ser enrutada alrededor de ésta, causando problemas adicionales en la eficiencia en la distribución de los circuitos y utilización del espacio . Un inductor de nivel de chip que tiene un área incrementada, enfrenta otros problemas adicionales. El substrato de silicón es conductor, de esta manera el flujo de corriente CA en la bobina, genera corrientes turbulentas en el substrato. Las pérdidas de disipación resultantes incrementan con el área cubierta por la bobina. Por consiguiente, la fabricación de inductores del chip centrado requiere una solución intermedia entre varios efectos perjudiciales, y el resultado final es que no se pueden obtener los componentes de alta calidad Q.

Debido a los factores descritos anteriormente, el límite superior práctico para inductores en chips de silicón es de aproximadamente 15 a 20 nH . Sin embargo para aplicaciones en el rango VHF, se requieren las inductancias de cientos de nanohenrios . Por ejemplo, para lograr la conversión de diferencial a asimétrica a 70 MHz, utilizando el circuito de la Figura 3, con el capacitor 130 que tiene un valor de 130 pF, el valor de cada inductor 110 y 120 debe ser de 258.5 nH . Por consiguiente, no es factible la implementación monolítica de este convertidor para uso en aplicaciones RF a tales frecuencias. Adicionalmente a estas barreras de implementación, también se originan problemas con respecto al desempeño de este circuito convertidor. Por ejemplo, la carga de las entradas de energía no es simétrica, de esta manera la entrada de energía en el nodo INI distingue una impedancia mayor que la entrada de energía en el nodo IN2. Este efecto provoca un desbalance del circuito, reduciendo el rechazo del modo común mediante el circuito y haciéndolo propenso a interferencias o ruido de modo común. En los mezcladores, este desbalance, también podría afectar importantes características tales como el rechazo de la fuga del oscilador local y otras respuesta espurias. También, la conversión de fase de 180 grados de la corriente en el nodo INI, es estrictamente válido únicamente en ?0, de tal manera que ocurre la conversión únicamente en un rango de frecuencia muy estrecho, determinado por el factor Q cargado de los resonadores LC . Además, se requieren los componentes pasivos adicionales para concordar la impedancia de salida de energía a la impedancia de carga.

Sumario del Invento Un convertidor después de la presente invención no contiene inductores y puede ser implementado fácilmente en cualquier proceso de fabricación de IC. Debido a que las impedancias de entrada de energía son iguales, las entradas de energía son cargadas simétricamente y se mantiene una operación balanceada. La alta eficiencia de salida de energía, se lleva a cabo haciendo concordar la impedancia de salida de energía con la impedancia de carga sin requerir componentes adicionales. El ancho de banda de operación del circuito, también es mucho más amplio que para los convertidores meramente reactivos, descritos anteriormente. La ganancia de conversión puede incrementarse fácilmente sin interrumpir la concordancia de impedancia de salida de energía con carga, siempre que la frecuencia de señal esté dentro del ancho de banda de operación, cambiando simplemente el valor de una resistencia de circuito.

Breve Descripción de los Dibujos La Figura 1, es un primer ejemplo de un convertidor en la técnica de referencia. La Figura 2, es una aplicación representativa para el convertidor de la Figura 1. La Figura 3, es un segundo ejemplo de un convertidor en la técnica de referencia. La Figura 4A, es un equivalente de señal pequeña, del circuito de la Figura 3. La Figura 4B, es un equivalente del circuito de la Figura 3. La Figura 4C, es otro equivalente del circuito de la Figura 3. La Figura 5, es una aplicación representativa para el convertidor de la Figura 3. La Figura 6, es una ilustración de un circuito, después de la primera modalidad de la presente invención . La Figura 7, es una versión complementaria del circuito de la Figura 6.

La Figura 8, es un equivalente de señal pequeña del circuito de la Figura 6. La Figura 9, es una ilustración de un circuito después de la primera modalidad de la presente invención en operación normal. La Figura 10, es una ilustración de un circuito después de la segunda modalidad de la presente invención . La Figura 11, es una ilustración de un transistor de una unión bipolar del emisor por degeneración.

Descripción Detallada del Invento Como se muestra en la figura 6, la primera modalidad de la presente invención comprende un dispositivo activo 200 en una configuración de fuente común, con la puerta y conducto del dispositivo activo 200 conectados a la primera y segunda señales de entrada de energía, respectivamente. El conducto del dispositivo activo 200, también es conectado a la salida de energía de señal asimétrica. Una resistencia 210 es agregada entre los nodos de entrada de energía INI e IN2, para proporcionar una trayectoria de circuito cerrado para la entrada de energía de corriente CA, y una fuente de corriente CD 220 suministra corriente desde el nodo en el Vpoiar potencial para el nodo de salida de energía INI. Una versión complementaria de la primera modalidad es mostrada en la figura 7. La operación de este circuito es diferente a la de cualquier circuito relacionado con la técnica descrita anteriormente. Específicamente, éste no opera mediante conversión inductiva de corriente a voltaje (como no existen inductores), o invirtiendo la fase de cualquier corriente. Se debe considerar el circuito equivalente de señal pequeña como se muestra en la figura 8. Como la fuente 320 es asumida como ideal, ninguna corriente CA fluye a través de ella. También, el nodo polar CD de Vpoiar está efectivamente en el potencial a tierra CA. Para determinar la impedancia de salida de energía del circuito, se dejan desconectadas las salidas de energía. Debido a que no fluye corriente a través del resistor 210, los nodos INI, IN2 y SALIDA y las terminales de la puerta y el conducto del dispositivo activo 200, están todas en el mismo potencial. Un voltaje vprueba CA aplicado al nodo SALIDA, produce que el dispositivo activo 200 genere una corriente gm x vprueba (= _gm x vgs) que fluye a través del nodo SALIDA. Por consiguiente, la impedancia del circuito es l/gm^ en donde gm es la transconductancia del dispositivo activo 200. Seleccionando que gm sea el recíproco de la impedancia de carga, de esta manera concordamos las impedancias de salida de energía y carga sin agregar componente alguno que podría afectar la eficiencia de conversión del circuito. En operación normal, los nodos INI e IN2 son conducidos mediante un par de fuentes de corriente CA, las cuales tienen la misma magnitud y son desfasadas 180 grados (los dispositivos activos 50 y 60 en la figura 2, son un ejemplo de dicho par) . Se debe asumir, tal como se muestra en la figura 9, que la corriente iIN? fluye fuera del nodo INI, mientras la corriente i?N2 fluye dentro del nodo IN2. Como la única trayectoria CA disponible para corriente iINI es a través de la resistencia 210, esta obedece a que la corriente i?N? fluye fuera del nodo IN2. Debido a que ÍI I = ÍIN2, podemos asumir que todas las corrientes de entrada de energía CA fluyen a través de la resistencia 210, y que ninguna de ellas fluye a través del dispositivo activo 200 o a través de la carga . De este modo, podemos apreciar que la corriente generada por el dispositivo activo 200, gm x vgs, fluye sólo a través de la carga, creando por consiguiente, un voltaje gm x vgs x RL en el nodo SALIDA, el cual es el mismo nodo que el IN2. Debido a que hemos seleccionado que gm sea 1/RL, se entiende que vIN2 = vgs . Adicionalmente, debido a que vgs = -vIN?, tenemos que V?N2 = -VINI . Ahora, como imi e iiN2 son iguales aunque antiparalelos, podemos obtener tales voltajes de entrada de energía son iguales aunque antiparalelos sólo como un resultado de las impedancias de entrada de energía iguales en los nodos INI e IN2. En otras palabras, Zmi = Z?N2, y el circuito es balanceado en operación normal. La ganancia de conversión del circuito es la proporción del voltaje en el nodo SALIDA a la señal de corriente diferencial de entrada de energía. Debido a que nuestra señal de entrada de energía fluye únicamente a través de la resistencia 210, podemos expresarlo como la proporción de la caída de voltaje a través de la resistencia 210 al valor de la resistencia 210 (la cual, ahora designamos como R) . Sabiendo que el voltaje en el nodo SALIDA es v?N2, por lo tanto podemos expresar la ganancia de conversión como (v?N2 x R) / (v?N2 - INI) . Como v?N2 = -vIN?, se puede concluir que la ganancia de conversión del circuito es R/2. En frecuencias altas, un análisis completo del desempeño del circuito tomará en cuenta las capacitancias del dispositivo activo. Por consiguiente, consideramos el efecto de las más significativas de estas capacitancias : la capacitancia de puerta-fuente Cgs . Primero, determinamos ?t, la frecuencia de unidad de ganancia de corriente para el dispositivo activo, en donde ?t = gm / Cgs . Para los dispositivos PMOS y PNP, cot normalmente está dentro del rango de 200 a 300 MHz, mientras que para los dispositivos NMOS y NPN, ?t normalmente es de 20 a 60 GHz. Ahora podemos obtener la siguiente expresión modificada para la ganancia de conversión del circuito : j? 1+ j? R 1+' 1+- 2?t RL También podemos obtener el ancho de banda 3 dB para el circuito como Dados los valores típicos para ?t que se observaron anteriormente, fácilmente podemos apreciar que mediante la selección apropiada de R, podemos obtener un valor muy grande para ?3dB, mucho más grande que cualquier otro valor qué pueda ser obtenido con el circuito de la figura 3. Se debe observar que la fuente de corriente CD 220, no aparece en el análisis de señal pequeña, ya que sirve únicamente para proporcionar corriente diferencial a la fuente conectada al nodo INI. Como tal, ésta puede comprender cualquier circuito el cual pase CD aunque tenga una impedancia alta en las frecuencias de operación, tal como un resonador LC paralelo o una línea de transmisión de un cuarto de longitud de onda. El circuito nuevo que hemos descrito en la presente descripción puede ser utilizado en conjunto con cualquier circuito que produzca una señal de corriente diferencial: por ejemplo, una fase de ganancia polar o un mezclador balanceado. De la misma manera, el dispositivo activo 200, no está limitado a una puerta aislada FET o MOSFET como se muestra, aunque es igualmente adecuado para utilizarse con cualquier otro dispositivo que puede ser configurado como una fuente de corriente dependiente del voltaje, tal como un FET, un transistor de uniones bipolares (BJT) , un BJT de heterounión fabricado, por ejemplo, en GaAs o SiGe, un MESFET, un transistor de alta movilidad de electrón (HEMT), o un transistor degenerado de cualquiera de estos tipos. Un ejemplo de un emisor degenerado BJT adecuado para utilizarse como dispositivo activo 200, se ilustra en la figura 11. En algunas aplicaciones, el suministro de corriente mediante un dispositivo activo 200, puede ser insuficiente como una corriente diferencial CD para el dispositivo conectado al nodo IN2. En tales casos, se puede utilizar la segunda modalidad de la presente invención. En esta modalidad, como se ilustró en la figura 10, una segunda fuente de corriente CD 230 es utilizada para suplementar la corriente CD disponible en el nodo IN2. Como se observó anteriormente con respecto a la primera fuente de corriente CD, esta segunda fuente de corriente CD no aparece en el análisis de señal pequeña y puede comprender cualquier circuito el cual pase CD aunque tenga una impedancia alta en las frecuencias de operación . La descripción anterior de las modalidades preferidas, es proporcionada para habilitar a cualquier persona experta en la materia para llevar a cabo o utilizar la presente invención. Diversas modificaciones a estas modalidades serán fácilmente apreciadas por los expertos en la materia, y los principios genéricos presentados en esta descripción pueden, de la misma manera, ser aplicados a otras modalidades sin uso de la facultad inventiva. De esta manera, no se pretende que la presente invención esté limitada a las modalidades anteriormente mostradas, sino que más bien esté de acuerdo con el alcance más amplio consistente con los principios y características nuevas, descritas de cualquier forma en la presente descripción.

Claims (25)

1. NOVEDAD DE LA INVENCIÓN Habiendo descrito la presente invención se considera como novedad y por lo tanto, se reclama como propiedad lo contenido en las siguientes: REIVINDICACIONES 1.- Un circuito para convertir una señal de corriente diferencial a señal asimétrica, que comprende: un dispositivo activo que tiene una terminal de control, una terminal productora de carga, y una terminal recolectora de carga; y una resistencia que tiene dos terminales; en donde se aplica una potencia polar por lo menos indirectamente a la terminal productora de carga de dicho dispositivo activo; y en donde una de las dos terminales de dicha resistencia es conectada a la terminal recolectora de carga de dicho dispositivo activo, y la otra de las dos terminales de dicha resistencia es conectada a la terminal de control de dicho dispositivo activo; y en donde la señal de corriente diferencial es aplicada a las terminales de la resistencia, y la señal asimétrica es enviada a la terminal recolectora de carga de dicho dispositivo activo.
2. 2.- Un circuito para convertir una señal de corriente diferencial en una señal asimétrica de conformidad con la reivindicación 1, en donde dicho dispositivo activo es un transistor de efecto de campo.
3. 3.- Un circuito para convertir una señal de corriente diferencial en una señal asimétrica de conformidad con la reivindicación 1, en donde dicho dispositivo activo es un transistor de unión bipolar.
4. 4.- Un circuito para convertir una señal de corriente diferencial en una señal asimétrica de conformidad con la reivindicación 1, en donde dicho dispositivo activo es seleccionado del grupo que consiste de un transistor de efecto de campo de semiconductor de metal, un transistor de unión bipolar de heterounión, y un transistor de alta movilidad de electrón.
5. 5.- Un circuito para convertir una señal de corriente diferencial en una señal asimétrica de conformidad con la reivindicación 1, que comprende adicionalmente una fuente de corriente directa que tiene dos terminales, en donde el potencial polar es aplicado a una de las dos terminales de dicha fuente de corriente directa, y la otra de las dos terminales de dicha fuente de corriente directa es conectada a la terminal de control de dicho dispositivo activo.
6. 6.- Un circuito para convertir una señal de corriente diferencial en una señal asimétrica de conformidad con la reivindicación 5, en donde dicho dispositivo activo es un transistor de efecto de campo.
7. 7.- Un circuito para convertir una señal de corriente diferencial en una señal asimétrica de conformidad con la reivindicación 5, en donde dicho dispositivo activo es un transistor de unión bipolar.
8. 8.- Un circuito para convertir una señal de corriente diferencial en una señal asimétrica de conformidad con la reivindicación 5, en donde dicho dispositivo activo es seleccionado del grupo que consiste de un transistor de efecto de campo de semiconductor de metal, un transistor de unión bipolar de heterounión, y un transistor de alta movilidad de electrón.
9. 9.- Un circuito para convertir una señal de corriente diferencial en una señal asimétrica de conformidad con la reivindicación 5, en donde dicha fuente de corriente directa comprende un circuito de alta impedancia .
10. 10.- Un circuito para convertir una señal de corriente diferencial en una señal asimétrica de conformidad con la reivindicación 5, en donde dicha fuente de corriente directa comprende un circuito resonante que tiene un inductor y un capacitor conectados en paralelo a dicho inductor, en donde dicho circuito resonante tiene una alta impedancia.
11. 11.- Un circuito para convertir una señal de corriente diferencial en una señal asimétrica de conformidad con la reivindicación 5, en donde dicha fuente de corriente directa comprende una línea de transmisión de un cuarto de longitud de onda.
12. 12. - Un circuito para convertir una señal de corriente diferencial en una señal asimétrica de conformidad con la reivindicación 1, que comprende adicionalmente una fuente de corriente directa que tiene dos terminales, en donde el potencial polar es aplicado a una de las dos terminales de dicha fuente de corriente directa, y la otra de las dos terminales de dicha fuente de corriente directa es conectada a la terminal recolectora de carga de dicho dispositivo activo.
13. 13.- Un circuito para convertir una señal de corriente diferencial en una señal asimétrica de conformidad con la reivindicación 12, en donde dicho dispositivo activo es un transistor de efecto de campo.
14. 14.- Un circuito para convertir una señal de corriente diferencial en una señal asimétrica de conformidad con la reivindicación 12, en donde dicho dispositivo activo es un transistor de unión bipolar.
15. 15.- Un circuito para convertir una señal de corriente diferencial en una señal asimétrica de conformidad con la reivindicación 12, en donde dicho dispositivo activo es seleccionado del grupo que consiste de un transistor de efecto de campo de semiconductor de metal, un transistor de unión bipolar de heterounión, y un transistor de alta movilidad de electrón.
16. 16.- Un circuito para convertir una señal de corriente diferencial en una señal asimétrica de conformidad con la reivindicación 12, en donde dicha fuente de corriente directa comprende un circuito de alta impedancia .
17. 17.- Un circuito para convertir una señal de corriente diferencial en una señal asimétrica de conformidad con la reivindicación 12, en donde dicha fuente de corriente directa comprende un circuito resonante que tiene un inductor y un capacitor conectados en paralelo a dicho inductor, en donde dicho circuito resonante tiene una alta impedancia.
18. 18.- Un circuito para convertir una señal de corriente diferencial en una señal asimétrica de conformidad con la reivindicación 12, en donde dicha fuente de corriente directa comprende una línea de transmisión de un cuarto de longitud de onda.
19. 19.- Un circuito para convertir una señal de corriente diferencial en una señal asimétrica de conformidad con la reivindicación 1, que comprende adicionalmente una primera fuente de corriente directa que tiene dos terminales y una segunda fuente de corriente directa que tiene dos terminales, en donde el potencial polar es aplicado a una de las dos terminales de dicha primera fuente de corriente directa, y la otra de las dos terminales de dicha primera fuente de corriente directa es conectada a la terminal de control de dicho dispositivo activo, en donde el potencial polar es aplicado a una de las dos terminales de dicha segunda fuente de corriente directa, y la otra de las dos terminales de dicha segunda fuente de corriente directa es conectada de la terminal de recolección de carga de dicho dispositivo activo.
20. 20.- Un circuito para convertir una señal de corriente diferencial en una señal asimétrica de conformidad con la reivindicación 19, en donde dicho dispositivo activo es un transistor de efecto de campo.
21. 21.- Un circuito para convertir una señal de corriente diferencial en una señal asimétrica de conformidad con la reivindicación 19, en donde dicho dispositivo activo es un transistor de unión bipolar.
22. 22.- Un circuito para convertir una señal de corriente diferencial en una señal asimétrica de conformidad con la reivindicación 19, en donde dicho dispositivo activo es seleccionado del grupo que consiste de un transistor de efecto de campo de semiconductor de metal, un transistor de unión bipolar de heterounión, y un transistor de alta movilidad de electrón.
23. 23.- Un circuito para convertir una señal de corriente diferencial en una señal asimétrica de conformidad con la reivindicación 19, en donde por lo menos una entre dichas primera y segunda fuentes de corriente directa, comprende un circuito de alta impedancia.
24. 24.- Un circuito para convertir una señal de corriente diferencial en una señal asimétrica de conformidad con la reivindicación 19, en donde por lo menos una entre dichas primera y segunda fuentes de corriente directa comprende un circuito resonante que tiene un inductor y un capacitor conectados en paralelo a dicho inductor, en donde dicho circuito resonante tiene una alta impedancia.
25. 25.- Un circuito para convertir una señal de corriente diferencial en una señal asimétrica de conformidad con la reivindicación 19, en donde por lo menos una entre dichas primera y segunda fuentes de corriente directa comprende una línea de transmisión de un cuarto de longitud de onda.