ES2228464T3 - Convertidor activo diferencial asimetrico. - Google Patents
Convertidor activo diferencial asimetrico.Info
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Abstract
Circuito para convertir una señal de corriente diferencial en una señal asimétrica, que comprende: un dispositivo activo (200) que presenta un terminal de control, un terminal generador de carga y un terminal colector de carga y una resistencia (210) que presenta dos terminales; en el que se aplica un potencial de polarización por lo menos indirectamente al terminal generador de carga de dicho dispositivo activo, en el que uno de los dos terminales de dicha resistencia está conectado al terminal colector de carga de dicho dispositivo activo (200), y el otro de los dos terminales de dicha resistencia (210) está conectado al terminal de control de dicho dispositivo activo y en el que la señal de corriente diferencial se aplica a los terminales de la resistencia (210), y la señal asimétrica se pasa al terminal colector de carga de dicho dispositivo activo (200).
Description
Convertidor activo diferencial asimétrico.
La presente invención se refiere a circuitos para
convertir o combinar señales y, en particular, a circuitos para
convertir señales diferenciales en señales asimétricas. Más
particularmente, la presente invención se refiere a la conversión de
una señal diferencial de corriente alterna en una señal
asimétrica.
La conversión de una señal diferencial en una
señal asimétrica se utiliza en muchas aplicaciones de circuitos
diferentes. Debido a su inmunidad a las interferencias de modo
común, las señales diferenciales se utilizan a menudo para
interconectar dispositivos electrónicos. A continuación, las señales
diferenciales se convierten en señales asimétricas para su
transmisión por medios alámbricos o inalámbricos. Las señales
diferenciales también se utilizan a menudo en los dispositivos de
conversión de frecuencia para rechazar las fugas del oscilador local
y otras respuestas parásitas.
En la Figura 1, se ilustra un convertidor simple
que utiliza un transformador inductivo. Con los inductores acoplados
en la forma indicada, los cambios en la corriente que circula por
las bobinas primarias 10 y 20 inducen tensiones a través de las
bobinas secundarias 30 y 40, respectivamente, según la conocida
relación:
(1)v = M X
di/dt
en la que M es un factor constante
que define el grado de acoplamiento entre las bobinas primarias y
secundarias. Como consecuencia de la relación (1), el circuito de
la Figura 1 convierte la diferencia de variación temporal entre las
corrientes de entrada IN1 e IN2 en una tensión de salida OUT. Para
la mayor parte de aplicaciones, las bobinas 10 y 20 serán idénticas
entre sí, y las bobinas 30 y 40 también serán idénticas entre sí,
de modo que cada señal de entrada encontrará la misma impedancia y
experimentará una conversión según el mismo factor
M.
La Figura 2 muestra una utilización
representativa para dicho convertidor. Se introduce una señal de
tensión diferencial \Delta, que presenta un componente de
desplazamiento CC (posiblemente cero) \Delta_{dc} y un componente
CA de señal débil \Delta_{ac}, en los terminales de polarización
de un par diferencial de dispositivos activos 50 y 60. Los emisores
de los dispositivos activos 50 y 60 están conectados entre sí y son
polarizados por una fuente de corriente continua 70. Los colectores
de los dispositivos activos 50 y 60 se polarizan a través de sus
conexiones con los terminales de las bobinas primarias 10 y 20, y
entre dichas bobinas se aplica una tensión CC de polarización
V_{bias}.
Como se supone que la fuente 70 es una fuente
ideal, toda la circulación de corriente CA queda confinada en el
bucle formado por los dispositivos activos 50 y 60 y las bobinas
primarias 10 y 20. Cuando la amplitud de la señal \Delta_{ca}
fluctúa entre el signo positivo y el negativo, la corriente de
polarización circula a través del bucle, primero en una dirección y
luego en la otra, induciendo una tensión CA correspondiente en las
bobinas secundarias según la relación (1) anterior.
El tamaño de un transformador inductivo es
inversamente proporcional a la frecuencia de funcionamiento. Este
factor determina que dichos transformadores sean inadecuados para
muchas aplicaciones de baja frecuencia (incluidas las del rango de
frecuencias VHF-UHF). Por ejemplo, un transformador
inductivo discreto para funcionar a dichas frecuencias puede tener
un tamaño de hasta 3,8 mm x 3,8 mm x 3,8 mm.
En cambio, cuando se intenta integrar dichos
dispositivos en un microcircuito, surgen una serie de problemas
diferentes. Uno de dichos problemas es el acoplamiento deficiente
entre las bobinas primarias y secundarias (es decir, un valor de M
bajo), lo cual da como resultado una baja eficacia de conversión.
Otros problemas posibles son las pérdidas por disipación de los
conductores metálicos; las pérdidas debidas a la baja resistencia
del sustrato, incluidas las causadas por el acoplamiento capacitivo
y magnético del inductor con el sustrato; y una gran área del
circuito integrado ocupada, lo cual incrementa el coste de todo el
circuito integrado.
A las frecuencias RF, la conversión de señales
diferenciales en señales asimétricas también puede llevarse a cabo
utilizando una línea de transmisión de media longitud de onda. En
los rangos de VHF y UHF, no obstante, esta posibilidad no es
factible para muchas aplicaciones, debido a la longitud física
necesaria de la línea (incluso a f = 1 GHz, por ejemplo, \lambda/2
= 15 cm). En dichos casos, puede utilizarse un circuito equivalente
de parámetros concentrados, como por ejemplo, la red LCL en pi
representada en la Figura 3, para crear el mismo resultado. Debe
observarse que, aunque aquí se representa una versión LCL, también
es posible utilizar una versión CLC para obtener el mismo
resultado.
A diferencia del transformador inductivo descrito
anteriormente que convierte las corrientes de entrada en una
tensión de salida, la línea de transmisión de media longitud de
onda y el circuito en pi equivalente de la Figura 3 invierten la
fase de una de las corrientes de entrada. Como se describe en el
artículo técnico "Current combiner enhances active mixer
performance" de Alvin K. Wong, Sheng H. Lee y Michael G. Wong,
Microwaves & RF, marzo de 1994, págs.
158-185, esta operación puede verificarse a través
de la siguiente descomposición de la Figura 3:
- \bullet
- obtención del circuito equivalente en la Figura 4A aplicando dos fuentes de corriente CA que tienen la misma magnitud i pero con un desfase de 180 grados en los nodos IN1 e IN2, sustituyendo el condensador 130 (de valor C) por su equivalente de dos condensadores 131 y 132 (cada uno de valor 2C) conectados en serie y observando que los inductores 110 y 120 son derivaciones a tierra para las señales CA;
- \bullet
- sustitución de la combinación paralela de la fuente de corriente aplicada al nodo IN1 (de valor i) y el inductor 110 (de valor L) por su equivalente Thévenin de una combinación en serie de una fuente de tensión de valor I x j\omegaL y un inductor de valor L;
- \bullet
- comprobación de que a la frecuencia resonante \omega_{o} la combinación en serie de un inductor de valor L y un condensador 131 (de valor 2C) se asemeja a un cortocircuito, y realización de esta sustitución para obtener la Figura 4B;
- \bullet
- sustitución de la combinación en serie de la fuente de tensión de valor I x j\omegaL y el condensador 132 (de valor 2C) por su equivalente Norton de una combinación en paralelo de una fuente de corriente de valor -i\omega^{2}L2C y un condensador de valor 2C;
- \bullet
- comprobación de que a la frecuencia resonante \omega_{o} la combinación en paralelo del inductor 120 (de valor L) y un condensador de valor 2C se asemeja a un circuito abierto, y realización de esta sustitución para obtener la Figura 4C;
- \bullet
- comprobación de que a la frecuencia resonante \omega_{o} la expresión -i\omega^{2}L2C se reduce a -i, y sustitución del valor de la fuente de corriente obtenido en la etapa previa por -i. Cuando se cambia -i por I para invertir la dirección de desplazamiento de la circulación de la corriente para esta fuente, se observa que las dos fuentes de la Figura 4C son idénticas y que sus corrientes se suman en el nodo de salida OUT.
De este modo, el circuito cambia la fase de la
corriente aplicada a IN1 para que coincida con la de la corriente
aplicada a IN2 y, por lo tanto, combina las dos corrientes.
Como utilización representativa de dicho
convertidor, en la Figura 5 se representa un mezclador de
convertidor reductor que convierte una señal RF de entrada en una
señal de frecuencia intermedia (IF). Un oscilador local (no
representado) genera una señal de tensión diferencial de frecuencia
f_{LO} definida como la tensión entre V_{LO+} y V_{LO-}. Esta
señal de tensión es convertida en una corriente alterna de
polarización por el par diferencial 50 y 60. La señal RF de entrada
m se aplica a la base de la fuente de corriente 80, lo cual
determina que la corriente de polarización de los dispositivos
activos 50 y 60 varíe con la amplitud de m, así como con la
amplitud de la señal diferencial. En este caso, la f_{LO} elegida
cumple f_{LO} > f_{m}. La señal de salida del nodo OUT
contiene, por lo tanto, un componente de frecuencia (f_{LO} +
f_{m}) que se elimina mediante filtración pasa baja (no
representada), y otro componente de frecuencia intermedia (f_{LO}
- f_{m}) que se modula sustancialmente de la misma forma que la
señal de entrada m.
Aunque una implementación discreta de este
circuito equivalente de parámetros concentrados tiene un tamaño muy
inferior al de un transformador inductivo o una línea de
transmisión de media longitud de onda para la misma frecuencia,
todavía sería relativamente grande para utilizar en el rango
VHF-UHF, debido a los inductores. Dicha utilización
de componentes externos generará también costes de fabricación y de
ensamblaje adicionales.
Este circuito tampoco es adecuado para su
integración en un microcircuito, aunque en este caso no se necesita
ningún acoplamiento inductivo. Los inductores fabricados en un
circuito integrado (CI) adolecen de un "factor de calidad" (o
"factor Q") insuficiente, calculado como la razón entre la
reactancia y la resistencia y definido como la razón entre la
energía almacenada por el circuito en cada ciclo de la frecuencia
resonante y la energía disipada por el circuito [es decir,
(\omega x E_{st})/P_{diss}]. Para compensar esta deficiencia,
deben utilizarse trazas de inductor más anchas para reducir la
pérdida resistiva. Sin embargo, un incremento de la anchura de la
traza da por resultado un incremento cuadrático del área del
circuito integrado consumida. Por otra parte, para evitar la
diafonía, no deben situarse otras trazas de señal en este área,
sino que éstas deben encaminarse para que la rodeen, lo cual
ocasiona problemas adicionales de diseño de circuito y de eficacia
de utilización del espacio.
Un inductor de nivel de circuito integrado con un
área ampliada también se enfrenta a otros problemas. El sustrato de
silicio es conductor, por lo tanto el flujo de corriente CA de la
bobina genera corrientes de Foucault en el sustrato. Las pérdidas
por disipación resultantes aumentan con el área cubierta por la
bobina. Por consiguiente, la fabricación de inductores internos
requiere una solución de compromiso entre diversos efectos
perjudiciales, lo cual determina la imposibilidad de obtener
componentes con un factor Q alto.
Debido a los factores descritos anteriormente, el
límite superior práctico para los inductores de circuitos
integrados de silicio es aproximadamente de 15 a 20 nH. No
obstante, las aplicaciones en el rango de VHF requieren inductancias
de cientos de nanohenrios. Por ejemplo, para conseguir la
conversión diferencial-asimétrica a 70 MHz mediante
el circuito de la Figura 3 con el condensador 130 con un valor de
130 pF, el valor de los inductores 110 y 120 deberá ser de 258,5 nH
cada uno. Por consiguiente, la implementación monolítica de este
convertidor para utilizarlo en aplicaciones RF a dichas frecuencias
no es factible.
Además de estos obstáculos de implementación,
también surgen problemas que afectan al rendimiento de este
circuito convertidor. Por ejemplo, la carga de las entradas no es
simétrica, puesto que la entrada en el nodo IN1 encuentra una
impedancia mayor que la entrada del nodo IN2. Este efecto provoca un
desequilibrio en el circuito, reduciendo el rechazo en modo común
por el circuito que, en consecuencia, será más propenso a las
interferencias o al ruido de modo común. En los mezcladores, este
desequilibrio también afectará a características tan importantes
como el rechazo de las fugas del oscilador local y otras respuestas
parásitas. Asimismo, el desfase de 180 grados de la corriente en el
nodo IN1 es estrictamente válido sólo a \omega_{o}, puesto que la
conversión tiene lugar sólo en un rango de frecuencias muy estrecho
determinado por el factor Q de los resonadores introducido. Además,
se necesitan componentes pasivos adicionales para hacer coincidir
la impedancia de salida con la impedancia de carga.
Un convertidor según la presente invención no
contiene ningún inductor y puede implementarse con facilidad en
cualquier procedimiento de fabricación de CI. Debido a que las
impedancias de entrada son iguales, las entradas están
simétricamente cargadas y se mantiene un funcionamiento equilibrado.
Se consigue una alta eficacia de salida igualando la impedancia de
salida con la impedancia de carga sin necesidad de añadir otros
componentes. El ancho de banda de funcionamiento del circuito
también es mucho mayor que el de los convertidores puramente
reactivos descritos anteriormente. La ganancia de conversión puede
incrementarse con facilidad sin alterar la igualdad entre la
impedancia de entrada y la impedancia de carga, siempre que la
frecuencia de la señal esté dentro del ancho de banda de
funcionamiento, cambiando simplemente el valor de la resistencia
del circuito.
La Figura 1 es un primer ejemplo de convertidor
de técnica relacionada;
La Figura 2 es una aplicación representativa del
convertidor de la Figura 1.
La Figura 3 es un segundo ejemplo de convertidor
de técnica relacionada.
La Figura 4A es un equivalente de señal débil del
circuito de la Figura 3.
La Figura 4B es un equivalente del circuito de la
Figura 3.
La Figura 4C es otro equivalente del circuito de
la Figura 3.
La Figura 5 es una aplicación representativa del
convertidor de la Figura 3.
La Figura 6 es una ilustración de un circuito
según la primera realización de la presente invención.
La Figura 7 es una versión complementaria del
circuito de la Figura 6.
La Figura 8 es un equivalente de señal débil del
circuito de la Figura 6.
La Figura 9 es una ilustración de un circuito
según la primera realización de la presente invención en
funcionamiento normal.
La Figura 10 es una ilustración de un circuito
según la segunda realización de la presente invención.
La Figura 11 es una ilustración de un transistor
bipolar de unión con emisor degenerado.
Como se representa en la Figura 6, la primera
realización de la presente invención comprende un dispositivo
activo 200 en una configuración de fuente común, con la puerta y el
drenaje del dispositivo activo 200 conectados a la primera y a la
segunda entrada de señal, respectivamente. El drenaje del
dispositivo activo 200 también está conectado a la salida de señal
asimétrica. Se incluye una resistencia 210 entre los nodos de
entrada IN1 e IN2 para proporcionar una trayectoria de bucle
cerrado para la corriente CA de entrada, y una fuente de corriente
CC 220 que proporciona al nodo de entrada IN1 corriente del nodo a
un potencial V_{bias}. En la Figura 7, se representa una versión
complementaria de la primera realización.
El funcionamiento de este circuito es diferente
al de los circuitos de técnica relacionada descritos anteriormente.
En particular, el circuito no realiza la conversión inductiva de la
corriente en una tensión (puesto que carece de inductores) ni
invierte la fase de ninguna corriente.
A continuación, se hará referencia al circuito
equivalente de señal débil representado en la Figura 8. Puesto que
se supone que la fuente 320 es una fuente ideal, no se establece
ninguna corriente CA a través de la misma. Asimismo, la tensión
V_{bias} del nodo de polarización CC se halla en realidad al
potencial de tierra CA. Para determinar la impedancia de salida del
circuito, se dejan sin conectar las entradas. Debido a que no se
establece flujo de corriente a través de la resistencia 210, los
nodos IN1, IN2 y OUT y los terminales de puerta y drenaje del
dispositivo activo 200 se hallan todos al mismo potencial.
Cuando se aplica una tensión CA v_{test} al
nodo OUT, el dispositivo activo 200 genera una corriente g_{m} x
v_{test} = -g_{m} x v_{gs}) que fluye a través del nodo OUT.
Por consiguiente, la impedancia del circuito es 1/g_{m}, siendo
g_{m} la transconductancia del dispositivo activo 200. Cuando se
elige una g_{m} recíproca de la impedancia de carga, se establece
la igualdad entre la impedancia de salida y la impedancia de carga
sin necesidad de añadir ningún componente que puede afectar a la
eficacia de conversión del circuito.
En funcionamiento normal, los nodos IN1 e IN2 son
controlados por un par de fuentes de corriente CA que tienen la
misma magnitud y presentan un desfase de 180 grados (los
dispositivos activos 50 y 60 de la Figura 2 son un ejemplo de dicho
par). Se supone que la corriente i_{IN1} sale del nodo IN1,
mientras que la corriente i_{IN2} entra en el nodo IN2, como se
representa en la Figura 9. Puesto que la única trayectoria CA
disponible para la corriente i_{IN1} pasa por la resistencia 210,
resulta que la corriente I_{IN1} abandona el nodo IN2. Debido a
que i_{IN1} = i_{IN2}, se puede suponer que toda la corriente de
entrada CA pasa por la resistencia 210, y que ninguna parte de ésta
pasa por el dispositivo activo 200 ni por la carga.
Por lo tanto, la corriente generada por el
dispositivo activo 200, g_{m} x v_{gs} fluye sólo a través de
la carga, creando de ese modo una tensión g_{m} x v_{gs} x
R_{L} en el nodo OUT, que es el mismo nodo que el nodo IN2.
Debido a que la g_{m} elegida es 1/R_{L}, se deduce que
V_{IN2} = V_{gs}. Además, como v_{gs} = -v_{IN1}, entonces
v_{IN2} = -v_{IN1}. Puesto que i_{N1} e i_{IN2} son iguales
pero antipararelas, dichas tensiones de entrada iguales pero
antiparalelas sólo se pueden obtener si las impedancias de entrada
en los nodos IN1 e IN2 son iguales. Dicho de otro modo, se cumple
Z_{IN1} = Z_{IN2}, y el circuito está equilibrado en
funcionamiento normal.
La ganancia de conversión del circuito es la
razón entre la tensión en el nodo OUT y la señal de corriente
diferencial de entrada. Debido a que la señal de entrada fluye sólo
a través de la resistencia 210, es posible expresarla como la razón
entre la caída de tensión a través de la resistencia 210 y el valor
de la resistencia 210 (que ahora se designa por R). Como se sabe
que la tensión en el nodo OUT es v_{IN2}, se puede expresar la
ganancia de conversión como (v_{IN2} x R)/(v_{IN2} -
v_{IN1}). Dado que v_{IN2} = -v_{IN1}, se concluye que la
ganancia de conversión del circuito es R/2.
A altas frecuencias, cuando se efectúa un
análisis completo del rendimiento del circuito se tienen en cuenta
las capacitancias del dispositivo activo. Por lo tanto, a
continuación se va a considerar el efecto de la capacitancia más
significativa, es decir, la capacitancia
puerta-fuente C_{gs}. En primer lugar, se
determina \omega_{r}, la frecuencia de la ganancia de corriente
unitaria para el dispositivo activo, siendo \omega_{r} = g_{m} /
C_{gs}. Para dispositivos PMOS y PNP, \omega_{r} se halla
habitualmente en el rango de 200 a 300 MHz, mientras que para los
dispositivos NMOS y NPN, \omega_{r} se halla habitualmente en el
rango de 20 a 80 GHz.
Se puede obtener la siguiente expresión
modificada para la ganancia de conversión del circuito:
\frac{R}{2}
\cdot \frac{1 + \frac{j\omega}{\omega_{T}}}{1 +
\frac{j\omega}{2\omega_{T}}\left(1 +
\frac{R}{R_{L}}\right)}
También puede expresarse el ancho de banda de 3
dB para el circuito como:
\omega_{3dB} =
\frac{\omega_{T}}{\sqrt{\frac{1}{4}\left(1 +
\frac{R}{R_{L}}\right)-2}}.
Con los valores habituales de \omega_{r}
indicados anteriormente, es fácil deducir que mediante una
selección adecuada de R es posible obtener un valor muy alto para
\omega_{3dB}, siendo dicho valor mucho más elevado que cualquiera
de los valores que puede obtenerse con el circuito de la Figura
3.
Debe observarse que la fuente de corriente CC 220
no está presente en el análisis de señal débil, puesto que sólo
sirve para proporcionar corriente de polarización a la fuente
conectada al nodo IN1. Como tal, dicha fuente puede comprender
cualquier circuito que transmita CC, pero que tenga una gran
impedancia a las frecuencias de funcionamiento, tal como un
resonador LC paralelo o una línea de transmisión de cuarto de
longitud de onda.
El nuevo circuito descrito aquí puede utilizarse
en conjunción con cualquier circuito que genere una señal de
corriente diferencial (por ejemplo, una etapa de ganancia
diferencial o un mezclador equilibrado). Asimismo, el dispositivo
activo 200 no está limitado a un FET o un MOSFET como el
representado, sino que es igualmente adecuado para utilizar con
cualquier otro dispositivo que pueda configurarse como una fuente
de corriente dependiente de la tensión, tal como un FET, un
transistor bipolar de unión (BJT), un BJT de heterounión fabricado,
por ejemplo, en GaAs o SiGe, un MESFET, un transistor de alta
movilidad electrónica (HEMT) o un transistor degenerado de
cualquiera de estos tipos. En la Figura 11, se ilustra un ejemplo
de BJT con emisor degenerado apto para la utilización del
dispositivo activo 200.
En ciertas aplicaciones, la corriente
suministrada por el dispositivo activo 200 puede ser insuficiente
como corriente de polarización CC para el dispositivo conectado al
nodo IN2. En tales casos, puede utilizarse la segunda realización
de la presente invención. En esta realización, ilustrada en la
Figura 10, se utiliza una segunda fuente de corriente CC 230 para
complementar la corriente CC disponible en el nodo IN2. Como se ha
indicado anteriormente con respecto a la primera fuente de
corriente CC, esta segunda fuente de corriente CC no está presente
en el análisis de señal débil y puede comprender cualquier circuito
que transmita corriente CC pero que presente una gran impedancia a
las frecuencias de funcionamiento.
La descripción anterior de las realizaciones
preferidas se proporciona para permitir a los expertos en la
materia crear o utilizar la presente invención. Los expertos en la
materia podrán identificar claramente las diversas modificaciones
de estas realizaciones, pudiéndose asimismo aplicar los principios
genéricos presentados aquí a otras realizaciones, sin necesidad de
utilizar la actividad inventiva. Por lo tanto, no se pretende
limitar la presente invención a las realizaciones mostradas
anteriormente, sino conferirle el alcance más amplio definido por
las reivindicaciones, en coherencia con los principios y
características novedosos dados a conocer en la presente
memoria.
Claims (25)
1. Circuito para convertir una señal de corriente
diferencial en una señal asimétrica, que comprende:
un dispositivo activo (200) que presenta un
terminal de control, un terminal generador de carga y un terminal
colector de carga y
una resistencia (210) que presenta dos
terminales;
en el que se aplica un potencial de polarización
por lo menos indirectamente al terminal generador de carga de dicho
dispositivo activo,
en el que uno de los dos terminales de dicha
resistencia está conectado al terminal colector de carga de dicho
dispositivo activo (200), y el otro de los dos terminales de dicha
resistencia (210) está conectado al terminal de control de dicho
dispositivo activo y
en el que la señal de corriente diferencial se
aplica a los terminales de la resistencia (210), y la señal
asimétrica se pasa al terminal colector de carga de dicho
dispositivo activo (200).
2. Circuito para convertir una señal de corriente
diferencial en una señal asimétrica según la reivindicación 1, en el
que dicho dispositivo activo (200) es un transistor de efecto de
campo.
3. Circuito para convertir una señal de corriente
diferencial en una señal asimétrica según la reivindicación 1, en el
que dicho dispositivo activo (200) es un transistor bipolar de
unión.
4. Circuito para convertir una señal de corriente
diferencial en una señal asimétrica según la reivindicación 1, en el
que dicho dispositivo activo (200) se selecciona de entre el grupo
formado por un transistor de efecto de campo de metal semiconductor,
un transistor bipolar de heterounión y un transistor de alta
movilidad electrónica.
5. Circuito para convertir una señal de corriente
diferencial en una señal asimétrica según la reivindicación 1, que
comprende además una fuente de corriente continua (220) que presenta
dos terminales,
en el que el potencial de polarización se aplica
a uno de los dos terminales de dicha fuente de corriente continua
(220), y el otro de los dos terminales de dicha fuente de corriente
continua (220) se conecta al terminal de control de dicho
dispositivo activo (200).
6. Circuito para convertir una señal de corriente
diferencial en una señal asimétrica según la reivindicación 5, en el
que dicho dispositivo activo (200) es un transistor de efecto de
campo.
7. Circuito para convertir una señal de corriente
diferencial en una señal asimétrica según la reivindicación 5, en el
que dicho dispositivo activo (200) es un transistor bipolar de
unión.
8. Circuito para convertir una señal de corriente
diferencial en una señal asimétrica según la reivindicación 5, en el
que dicho dispositivo activo (200) se selecciona de entre el grupo
formado por un transistor de efecto de campo de metal semiconductor,
un transistor bipolar de heterounión y un transistor de alta
movilidad electrónica.
9. Circuito para convertir una señal de corriente
diferencial en una señal asimétrica según la reivindicación 5, en el
que dicha fuente de corriente continua (220) comprende un circuito
de alta impedancia.
10. Circuito para convertir una señal de
corriente diferencial en una señal asimétrica según la
reivindicación 5, en el que dicha fuente de corriente continua (220)
comprende un circuito resonante que presenta un inductor y un
condensador conectado en paralelo con dicho inductor, en el que
dicho circuito resonante presenta una impedancia alta.
11. Circuito para convertir una señal de
corriente diferencial en una señal asimétrica según la
reivindicación 5, en el que dicha fuente de corriente continua (220)
comprende una línea de transmisión de cuarto de longitud de
onda.
12. Circuito para convertir una señal de
corriente diferencial en una señal asimétrica según la
reivindicación 1, que comprende además una fuente de corriente
continua (220) que presenta dos terminales,
en el que se aplica el potencial de polarización
a uno de los dos terminales de dicha fuente de corriente continua
(220), y el otro de los dos terminales de dicha fuente de corriente
continua (220) está conectado al terminal colector de carga de dicho
dispositivo activo (200).
13. Circuito para convertir una señal de
corriente diferencial en una señal asimétrica según la
reivindicación 12, en el que dicho dispositivo activo (200) es un
transistor de efecto de campo.
14. Circuito para convertir una señal de
corriente diferencial en una señal asimétrica según la
reivindicación 12, en el que dicho dispositivo activo (200) es un
transistor bipolar de unión.
15. Circuito para convertir una señal de
corriente diferencial en una señal asimétrica según la
reivindicación 12, en el que dicho dispositivo activo (200) se
selecciona de entre el grupo formado por un transistor de efecto de
campo de metal semiconductor, un transistor bipolar de heterounión y
un transistor de alta movilidad electrónica.
16. Circuito para convertir una señal de
corriente diferencial en una señal asimétrica según la
reivindicación 5, en el que dicha fuente de corriente continua (220)
comprende un circuito de alta impedancia.
17. Circuito para convertir una señal de
corriente diferencial en una señal asimétrica según la
reivindicación 12, en el que dicha fuente de corriente continua
(220) comprende un circuito resonante que presenta un inductor y un
condensador conectado en paralelo con dicho inductor, en el que
dicho circuito resonante presenta una impedancia alta.
18. Circuito para convertir una señal de
corriente diferencial en una señal asimétrica según la
reivindicación 12, en el que dicha fuente de corriente continua
(220) comprende una línea de transmisión de cuarto de longitud de
onda.
19. Circuito para convertir una señal de
corriente diferencial en una señal asimétrica según la
reivindicación 1, que comprende además una primera fuente de
corriente continua (220) que presenta dos terminales, y una segunda
fuente de corriente continua (230) que presenta dos terminales,
en el que el potencial de polarización se aplica
a uno de los dos terminales de dicha primera fuente de corriente
continua (220), y el otro de los dos terminales de dicha primera
fuente de corriente continua (220) está conectado al terminal de
control de dicho dispositivo activo (200) y
en el que el potencial de polarización se aplica
a uno de los dos terminales de dicha segunda fuente de corriente
continua (230), y el otro de los dos terminales de dicha segunda
fuente de corriente continua (230) está conectado al terminal
colector de carga de dicho dispositivo activo (200).
20. Circuito para convertir una señal de
corriente diferencial en una señal asimétrica según la
reivindicación 19, en el que dicho dispositivo activo (200) es un
transistor de efecto de campo.
21. Circuito para convertir una señal de
corriente diferencial en una señal asimétrica según la
reivindicación 19, en el que dicho dispositivo activo (200) es un
transistor bipolar de unión.
22. Circuito para convertir una señal de
corriente diferencial en una señal asimétrica según la
reivindicación 19, en el que dicho dispositivo activo (200) se
selecciona de entre el grupo formado por un transistor de efecto de
campo de metal semiconductor, un transistor bipolar de heterounión y
un transistor de alta movilidad electrónica.
23. Circuito para convertir una señal de
corriente diferencial en una señal asimétrica según la
reivindicación 19, en el que por lo menos una de dichas primera o
segunda fuentes de corriente continua (220, 230) comprende un
circuito de alta impedancia.
24. Circuito para convertir una señal de
corriente diferencial en una señal asimétrica según la
reivindicación 19, en el que por lo menos una de dichas primera o
segunda fuentes de corriente continua (220, 230) comprende un
circuito resonante que presenta un inductor y un condensador
conectado en paralelo a dicho inductor, en el que dicho circuito
resonante presenta una impedancia alta.
25. Circuito para convertir una señal de
corriente diferencial en una señal asimétrica según la
reivindicación 19, en el que por lo menos dicha primera o dicha
segunda fuente de corriente continua (220, 230) comprende una línea
de transmisión de cuarto de longitud de onda.
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