CN1337090A - 有源差分－单端变换器 - Google Patents

Abstract

许多应用都要求将差分电流信号变换为单端信号。现有方法其不足之处包括变换效率差,带宽受限制,以及尺寸大。本发明所揭示的变换器则利用有源器件获得尺寸小、效率高、工作带宽宽的单元。

Description

有源差分-单端变换器

发明背景

I.发明领域

本发明涉及信号变换或合成电路，具体来说，涉及将差分信号变换为单端信号的电路。更为具体地来说，本发明涉及将差分交变信号变换为单端信号。

II.相关技术及总体背景说明

将差分信号变换为单端信号用于许多不同的电路应用。差分信号由于具有抗共模干扰能力，通常用于电子器件的互连。差分信号进而变换为单端信号以借助于有线或无线手段传输。差分信号还往往用于频率变换器件以抑制本机振荡器漏电和其他假信号响应。

图1示出一种采用感应变压器的简单变换器。用如图所示耦合的电感器，根据公知的关系式

   V＝M×di/dt    (1)初级线圈10和20所流过电流的变化分别在次级线圈30和40的两端感应出电压，式中M是定义初级和次级线圈之间耦合度的恒定因数。按照关系式(1)的结果，图1电路通过将输入电流IN1和IN2之间随时间变化的差值变换为输出电压OUT来运作。就大多数应用而言，线圈10和20将彼此相同，线圈30和40也彼此相同，这样每一输入信号将遇到相同的阻抗，并按相同因数M历经变换。

图2对这样一种变换器示出一代表性应用。具有(可能为零的)直流补偿分量△_dc和小信号交流分量△_ac的差分电压信号△输入至有源器件50和60差分对的基极端子。有源器件50和60的发射极连接在一起并由直流源70提供偏置。有源器件50和60的集电极则通过其与初级线圈10和20的各端子的连接获得偏置，这些线圈其中间加上直流偏置电压V_bias。

由于假设源70是理想的，因而所有的交流电流都限于由有源器件50和60以及初级线圈10和20所形成的环路。由于信号△_ac的幅值在正负值之间波动，偏置电流先按一方向再按另一方向流经该环路，并根据上述关系式(1)在次级绕组中感应出相应的交流电压。

感应变压器其大小与工作频率成反比。这一因素使这种变压器不适合许多低频应用，包括VHF-UHF频率范围内的应用。举例来说，工作于上述频率的分立感应变压器可能有3.8mm×3.8mm×3.8mm这么大。

若想将这类器件集成到电路芯片上，就会引起各种不同问题。这些问题其一是初级和次级线圈间耦合差(即M值小)，导致变换效率低下。其他问题包括：金属导体的消耗损耗；低衬底电阻造成的损耗，包括电感器相对于衬底的电容耦合和磁耦合所造成的损耗；以及所占用芯片面积大致使整个集成电路成本的提高。

对于RF频率，可用半波长传输线来进行差分至单端的变换。但在VHF和UHF范围，对于许多应用来说，此法不可行，原因在于其所要求的实际线长(举例来说，即便是f＝1GHz，也要求λ/2＝15cm)。这种场合，可用图3所示的LCLπ网络等集中等效电路产生相同效果。注意，尽管这里给出的是LCL型式，但也可采用CLC型式以取得相同结果。

与上述将输入电流变换为输出电压的感应变压器不同，半波传输线和图3中π等效电路是通过变换其中一路输入电流的相位工作的。如Alvin K.Wong，Sheng H.Lee和Michael G.Wong在技术论文“Current combiner enhancesactive mixer performance(电流合成器对有源混频器性能的增强)”(Microwaves & RF，1994/3，pp.156-165)中说明的那样(该论文在此引用作为参照)，通过对图3的下列分析，可以验证此工作原理：

·通过应用具有相同幅值i但在节点IN1和IN2相位差为180度的两个交流源，将电容器130(为C值)用与其等效的两个串联连接的电容器131和132(各为2C值)替代，并注意到电感器110和120对交流信号来说分流至地，以获得图4A中的等效电路；

·将加在节点IN1的电流源(为i值)和电感器110(为L值)的并联组合用其戴维南等效即为i×jωL值的电压源和为L值的电感器的串联组合来替代；

·注意，对于谐振频率ω_o，为L值的电感器和为2C值的电容器131表现为短路，进行这种替换便得到图4B；

·将为i×jωL值的电压源和电容器132(为2C值)的串联组合用其诺顿等效即为-iω²L2C值的电流源和为2C值的电容器的并联组合来替代；

·注意，对于谐振频率ω_o，电感器120(为L值)和为2C值的电容器的并联组合表现为开路，进行这种替换便得到图4C；

·注意，对于谐振频率ω_o，表达式-iω²L2C还原为-i，并对前一步骤得到的电流源数值替换-i。通过将-i改为i使该电源电流流向的箭头方向反向，可看到图4C中两个电源相同，而且它们的电流在输出节点OUT相加求和。这样，该电路使加到IN1的电流的相位改变，使之与加到IN2的电流的相位匹配，象这样对两路电流进行合成。

作为这种变换器的一典型应用，图5示出一将所输入的RF信号变换为中频(IF)的下变频混频器。本机振荡器(未图示)所产生的频率为f_L0的差分电压信号被规定为V_L0+和V_L0-之间的电压。该电压信号由差分对50和60变换为交变的偏置电流。将所输入的RF信号m加到电流源80的基极，使有源器件50和60的偏置电流随幅值m以及差分信号幅值变化。此时，选择f_L0以便f_L0＞f_m。这样，节点OUT的输出信号便包含一处于频率(f_L0+f_m)、通过低通滤波(未图示)消除的分量，和另一处于中频(f_L0-f_m)按与输入信号m基本上相同的方式调制的分量。

虽然这种集中等效电路其分立实施方案就相同频率来说比感应变压器或半波长传输线小得多，但由于电感器的原因，在VHF-UHF范围内应用仍然会相当大。象这样应用片外元件还会增大制作和组装成本。

尽管这种场合不需要感应耦合，这种电路也不适合于集成。IC芯片上制作的电感器，受到其较差“品质因数”(或“Q因数”)的影响，该品质因数可计算为电抗和电阻之比，并定义为每一谐振频率周期电路所存贮的能量和电路所消耗功率之比[即(ω×E_st)/P_diss]。为弥补这一不足，必须用宽电感器径迹减少电阻性损耗。然而，径迹宽度增大导致芯片耗用面积成平方地增大。另外，为避免串扰，其他信号径迹就不能置于该区域上方，必须绕过它布线，在电路布局和空间利用率等方面造成另外的问题。

面积增大的芯片级电感器还遇到其他问题。硅衬底是导电的，故线圈中所流的交流电流在衬底中产生涡流，所造成的消耗损耗随线圈覆盖面积而增大。因此，芯片上制作电感器要求在若干不利效应间权衡，而最终结果是无法获得高Q值元件。

鉴于上述诸因素，硅片上电感器的实际上限约为15～20nH。但就VHF范围内的应用而言，要求电感量达几百nH。举例来说，要用图3中电路在70MHz实现差分-单端变换，且电容器130其数值为130pF，则每一电感器110和120其数值应为258.5nH。因此，以单片方式在这种频率下实施这种用于RF应用的变换器是不可行的。

除了上述实施障碍以外，这种变换电路的性能也有问题。举例来说，当节点IN1处输入所看到的阻抗比节点IN2处的阻抗大，对输入的加载便是非对称的。该效应造成电路不平衡，降低了电路的共模抑制能力，容易引起共模干扰或噪声。混频器中，这种不平衡还会影响诸如对本机振荡器漏电和其他假信号响应的抑制等诸多重要特性。而且，严格来说，节点IN1处电流的180度相移仅在ω_o处有效，因而该变换只在LC谐振器所加载的Q值所确定的极窄频率范围内发生。此外，要使输出阻抗与负载阻抗匹配，还需要另外的无源元件。

发明内容

一种依照本发明的变换器不含电感器，可较容易地在任何IC制造工艺中实施。由于输入阻抗相等，所以输入对称加载，并保持一平衡运作。通过使输出阻抗与负载阻抗匹配，可在不需要另外元件的情况下实现高输出效率。电路的工作带宽也比上述纯电抗性变换器宽得多。只要信号频率处于工作带宽内，通过简单改变电路电阻值，就可方便地提高变换增益，无须破坏输出和负载阻抗间的匹配。

附图简要说明

图1是相关技术第一例变换器。

图2是图1中变换器的一代表性应用。

图3是相关技术第二例变换器。

图4A是图3中电路的一小信号等效电路。

图4B是图3中电路的一等效电路。

图4C是图3中电路的另一等效电路。

图5是图3中变换器的一代表性应用。

图6是本发明第一实施例电路的图示。

图7是图6中电路的一互补型式。

图8是图6中电路的一小信号等效电路。

图9是本发明第一实施例电路处于正常工作状态的图示。

图10是本发明第二实施例电路的图示。

图11是一种简并发射极双极性结型晶体管的图示。

发明详细说明

如图6所示，本发明第一实施例包括一共源配置的有源器件200，该有源器件200的栅极、漏极分别与第一和第二信号输入端连接。有源器件200的漏极还与单端信号输出端连接。输入节点IN1和IN2之间增加一电阻210，对所输入交流电流提供一条闭环路径，直流电流源220从电位为V_bias的节点向输入节点IN1提供电流。图7示出第一实施例的一互补型式。

本电路工作原理不同于上述任一相关技术电路。具体来说，它不是通过将电流感应变换为电压(没有电感器时)或使任何电流相位反相来工作的。

考虑图8所示的小信号等效电路。假定源320为理想的，便无交流电流通过。而且，直流偏置的节点V_bias在交流地电位时有效。为确定电路的输出阻抗，诸输入端不连接。由于无电流通过电阻器210，所以节点IN1、IN2与OUT以及有源器件200的栅极、漏极端子全部处于相同电位。

加在节点OUT的交流电压V_test使有源器件200产生流过节点OUT的电流g_m×V_test(＝-g_m×Vg_s)，因而电路的阻抗为1/g_m，其中g_m是有源器件200的跨导，将g_m选成负载阻抗的倒数，便使输出和负载阻抗匹配，而不必添加任何会影响电路变换效率的元件。

正常工作时，节点IN1和IN2由一对交流源驱动，电流源具有同一幅值，相位差为180度(图2的有源器件50和60是一例这种对)。假定电流i_IN1流出节点IN1，而电流i_IN2流入节点IN2，如图9所示。由于电流i_IN1唯一有效的交流通路要通过电阻210，所以电流i_IN1流出节点IN2。由于i_IN1＝i_IN2，因而假定全部交流输入电流都通过电阻210，没有电流流过有源器件200或负载。

可以看出，有源器件200产生的电流g_m×V_gs只流过负载，由此在与节点IN2同一节点的节点OUT形成电压g_m×V_gs×R_L。由于已将gm选成1/R_L，因此V_IN2＝V_gs。再者，由于V_gs＝-V_IN1，则有V_IN2＝-V_IN1。由于i_IN1与i_IN2相等但反向平行，因而得到这种相等而反向平行的输入电压只是由于在节点IN1和IN2有相等的输入阻抗。换言之，Z_IN1＝Z_IN2，电路在正常工作时平衡。

该电路的变换增益是节点OUT的电压与输入差分电流信号之比。由于输入信号只流过电阻210，因此可将它表示成电阻210两端的压降与电阻210的值(定为R)之比。求出节点OUT的电压为V_IN2，则可将变换增益表示为(V_IN1×R)/(V_IN2-V_IN1)。由于V_IN2＝-V_IN1，肯定电路的变换增益为R/2。

高频时，电路性能的全面分析要考虑到有源器件的电容。因此，在研究这些电容最重要的作用：栅-源电容C_gs。首先确定有源器件的单位电流增益的频率ω_T，这里ω_T＝g_m/c_gs。对于PMOS与PNP器件，ω_T一般在200～300MHz范围内，对于NMOS与NPN器件，ω_T通常为20～60GHz。

现在可以得出下述修正的电路变换增益表达式： $\frac{R}{2}\·\frac{1+\frac{\mathrm{j\ω}}{{\mathrm{\ω}}_T}}{1+\frac{\mathrm{j\ω}}{2{\mathrm{\ω}}_T}(1+\frac{R}{R_L})}$ 还可得出该电路的3dB带宽为 ${\mathrm{\ω}}_{3\mathrm{dB}}=\frac{{\mathrm{\ω}}_T}{\sqrt{\frac{1}{4}(1+\frac{R}{R_L})-2}}$ 对上述ω_T定出一般值，很容易发现，合理选择R，可得到极大的ω_3dB值，它比图3电路可得到的任一这类值大得多。

注意，小信号分析中未出现直流源220，因为它只向接到节点IN1的电源提供偏置电流，这样它可以包括任何一种能通过直流但在工作频率时具有高阻抗的电路，如并联LC谐振器或1/4波长传输线等。

这里描述的新颖电路可与产生差分电流信号的任何电路一起使用：如差分增益级或平衡混频器。同样地，有源器件200并不限于图示的绝缘栅FET或MOSFET，同样适合与可以配置成依赖电压的电流源的任何其他器件(诸如FET、双极性结型晶体管(BJT)、如以GaAs或SiGe制作的异质结BJT、MESFET、高电子迁移率晶体管(HEMT)或任何此类简并晶体管)一起使用。图11示出一例适合用作有源器件200的简并发射极BJT。

有些场合，有源器件200提供的电流可能不足以对接至节点IN2的器件作为直流偏置电流，此时可应用本发明的第二实施例。在图10所示的该例中，用第二直流电流源230在节点IN2补充直流电流。如对第一直流电流源描述的那样，该第二直流电源不出现在小信号分析中，且可包括可通过直流但在工作频率下具有高阻抗的任何电路。

以上对较佳实施例的说明使本领域技术人员能制作或应用本发明。对这些技术人员而言，显然明白对这些实施例的各种修改，而且这里所提出的一般原理不需要经过创造就同样适合于其他实施例。因此，本发明并不限于上述实施例，而应给予与这里以任何方式揭示的原理和新颖特征相符的最大保护范围。

所要求的是：

Claims (25)

1.一种将差分电流信号变换为单端信号的电路，其特征在于，包括：

一具有控制端、电荷生成端和电荷收集端的有源器件；以及

一具有两端的电阻，

其中至少间接地将一偏置电位加到所述有源器件的电荷生成端；而且

所述电阻两端其中一端与所述有源器件的电荷收集端连接，而所述电阻两端其中另一端与所述有源器件的控制端连接；而且

差分电流信号加到该电阻两端，并在所述有源器件的电荷收集端输出该单端信号。

2.如权利要求1所述的将差分电流信号变换为单端信号的电路，其特征在于，所述有源器件是一场效应晶体管。

3.如权利要求1所述的将差分电流信号变换为单端信号的电路，其特征在于，所述有源器件是一双极性结型晶体管。

4.如权利要求1所述的将差分电流信号变换为单端信号的电路，其特征在于，所述有源器件选自金属半导体场效应晶体管、异质结双极性结型晶体管以及高电子迁移率晶体管。

5.如权利要求1所述的将差分电流信号变换为单端信号的电路，其特征在于，还包括一具有两端的直流源，

其中将偏置电位加到所述直流源两端其中一端上，并将所述直流源两端其中另一端与所述有源器件的控制端连接。

6.如权利要求5所述的将差分电流信号变换为单端信号的电路，其特征在于，所述有源器件是一场效应晶体管。

7.如权利要求5所述的将差分电流信号变换为单端信号的电路，其特征在于，所述有源器件是一双极性结型晶体管。

8.如权利要求5所述的将差分电流信号变换为单端信号的电路，其特征在于，所述有源器件选自金属半导体场效应晶体管、异质结双极性结型晶体管以及高电子迁移率晶体管。

9.如权利要求5所述的将差分电流信号变换为单端信号的电路，其特征在于，所述直流源包括一高阻抗电路。

10.如权利要求5所述的将差分电流信号变换为单端信号的电路，其特征在于，所述直流源包括一具有电感器和与所述电感器并联连接的电容器的谐振电路，其中所述谐振电路具有高阻抗。

11.如权利要求5所述的将差分电流信号变换为单端信号的电路，其特征在于，所述直流源包括一条1/4波长传输线。

12.如权利要求1所述的将差分电流信号变换为单端信号的电路，其特征在于，还包括一具有两端的直流源，

其中将偏置电位加到所述直流源两端其中一端上，并将所述直流源两端其中另一端与所述有源器件的电荷收集端连接。

13.如权利要求12所述的将差分电流信号变换为单端信号的电路，其特征在于，所述有源器件是一场效应晶体管。

14.如权利要求12所述的将差分电流信号变换为单端信号的电路，其特征在于，所述有源器件是一双极性结型晶体管。

15.如权利要求12所述的将差分电流信号变换为单端信号的电路，其特征在于，所述有源器件选自金属半导体场效应晶体管、异质结双极性结型晶体管以及高电子迁移率晶体管。

16.如权利要求12所述的将差分电流信号变换为单端信号的电路，其特征在于，所述直流源包括一高阻抗电路。

17.如权利要求12所述的将差分电流信号变换为单端信号的电路，其特征在于，所述直流源包括一具有电感器和与所述电感器并联连接的电容器的谐振电路，其中所述谐振电路具有高阻抗。

18.如权利要求12所述的将差分电流信号变换为单端信号的电路，其特征在于，所述直流源包括一条1/4波长传输线。

19.如权利要求1所述的将差分电流信号变换为单端信号的电路，其特征在于，还包括一具有两端的第一直流源和具有两端的第二直流源，

其中将偏置电位加到所述第一直流源两端其中一端上，并将所述第一直流源两端其中另一端与所述有源器件的控制端连接，而且

将偏置电位加到所述第二直流源两端其中一端上，并将所述第二直流源两端其中另一端与所述有源器件的电荷收集端连接。

20.如权利要求19所述的将差分电流信号变换为单端信号的电路，其特征在于，所述有源器件是一场效应晶体管。

21.如权利要求19所述的将差分电流信号变换为单端信号的电路，其特征在于，所述有源器件是一双极性结型晶体管。

22.如权利要求19所述的将差分电流信号变换为单端信号的电路，其特征在于，所述有源器件选自金属半导体场效应晶体管、异质结双极性结型晶体管以及高电子迁移率晶体管。

23.如权利要求19所述的将差分电流信号变换为单端信号的电路，其特征在于，所述第一和第二直流源其中至少一个包括一高阻抗电路。

24.如权利要求19所述的将差分电流信号变换为单端信号的电路，其特征在于，所述第一和第二直流源其中至少一个包括一具有电感器和与所述电感器并联连接的电容器的谐振电路，其中所述谐振电路具有高阻抗。

25.如权利要求19所述的将差分电流信号变换为单端信号的电路，其特征在于，所述第一和第二直流源其中至少一个包括一条1/4波长传输线。

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