JPH0343811B2 - - Google Patents
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- JPH0343811B2 JPH0343811B2 JP61251554A JP25155486A JPH0343811B2 JP H0343811 B2 JPH0343811 B2 JP H0343811B2 JP 61251554 A JP61251554 A JP 61251554A JP 25155486 A JP25155486 A JP 25155486A JP H0343811 B2 JPH0343811 B2 JP H0343811B2
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- transistors
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1206—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification
- H03B5/1218—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification the generator being of the balanced type
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1231—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising one or more bipolar transistors
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- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/006—Functional aspects of oscillators
- H03B2200/0098—Functional aspects of oscillators having a balanced output signal
-
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- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B7/00—Generation of oscillations using active element having a negative resistance between two of its electrodes
- H03B7/02—Generation of oscillations using active element having a negative resistance between two of its electrodes with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B7/06—Generation of oscillations using active element having a negative resistance between two of its electrodes with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element being semiconductor device
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/12—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は発振器、主としてヘテロダイン用に適
した発振器の設計またはその改良に関するもので
ある。
した発振器の設計またはその改良に関するもので
ある。
以下に説明する本発明の実施例は、例えば衛星
通信受信機の同調回路に用いるようにされる。
通信受信機の同調回路に用いるようにされる。
発振器を同調回路において二重目的で、すなわ
ち局部発振器源としても混合器としても使用する
ことが知られている。
ち局部発振器源としても混合器としても使用する
ことが知られている。
しかし、発振周波数で電磁波の放射が隣接回路
に結合するといつた問題がある。従つて、回路の
レイアウトに注意を払う必要があり、また金属ス
クリーンによつてシステム回路を分割するのが普
通であり、そのため重量およびコストが増加す
る。さらに、発振周波数で信号は接続された入力
回路に逆漏れすることがあるのも問題である。
に結合するといつた問題がある。従つて、回路の
レイアウトに注意を払う必要があり、また金属ス
クリーンによつてシステム回路を分割するのが普
通であり、そのため重量およびコストが増加す
る。さらに、発振周波数で信号は接続された入力
回路に逆漏れすることがあるのも問題である。
本発明はここに開示される通り、上記問題の対
策として意図され、すなわち発振周波数での放射
が最小となりかつ発振信号の発振器入力回路への
導電性帰還あるいは漏洩が大幅に減少される発振
器を提供することを目的とする。
策として意図され、すなわち発振周波数での放射
が最小となりかつ発振信号の発振器入力回路への
導電性帰還あるいは漏洩が大幅に減少される発振
器を提供することを目的とする。
本発明により平衡形状の発振器が提供される
が、同発振器は １対の整合されたトランジスタと、 １対の整合された電流源の１つが各トランジス
タの入力端子に持続される前記電流源と、 各トランジスタの制御端子の間に持続された第
１インピーダンス装置と、 各トランジスタの入力端子の間に持続された第
２インピーダンス装置とを含み、 前記インピーダンス装置の１つは共振インピー
ダンス回路網であり、 他のインピーダンス装置はリアクタンスであ
り、トランジスタ、共振回路網、およびリアクタ
ンスはリアクタンスが共振回路網の両側に負の抵
抗の分路として現われ、かつ回路網の共振周波数
で発振を持続するように選択され、さらに、 共振周波数で信号を抽出するために、各トラン
ジスタの出力端子の間に持続された差動負荷を含
む、ことを特徴としている。
が、同発振器は １対の整合されたトランジスタと、 １対の整合された電流源の１つが各トランジス
タの入力端子に持続される前記電流源と、 各トランジスタの制御端子の間に持続された第
１インピーダンス装置と、 各トランジスタの入力端子の間に持続された第
２インピーダンス装置とを含み、 前記インピーダンス装置の１つは共振インピー
ダンス回路網であり、 他のインピーダンス装置はリアクタンスであ
り、トランジスタ、共振回路網、およびリアクタ
ンスはリアクタンスが共振回路網の両側に負の抵
抗の分路として現われ、かつ回路網の共振周波数
で発振を持続するように選択され、さらに、 共振周波数で信号を抽出するために、各トラン
ジスタの出力端子の間に持続された差動負荷を含
む、ことを特徴としている。
共振時、および完全整合の場合に、トランジス
タからの信号出力は、基本共振周波数で大きさが
等しく逆位相の成分を持つ。従つてこれらの成分
は差動負荷に加えられるとき建設的に加算され
る。各トランジスタの特性は非直線であり調波も
発生される。第２調波および他の偶数調波での信
号成分は同位相でありかつ平衡状態である。従つ
てこれらは差動負荷に加えられると打ち消し合
う。
タからの信号出力は、基本共振周波数で大きさが
等しく逆位相の成分を持つ。従つてこれらの成分
は差動負荷に加えられるとき建設的に加算され
る。各トランジスタの特性は非直線であり調波も
発生される。第２調波および他の偶数調波での信
号成分は同位相でありかつ平衡状態である。従つ
てこれらは差動負荷に加えられると打ち消し合
う。
実際の環境では、整合は完全であるとは思えな
い。しかし、出力持続点では、共振周波数の信号
は大幅に増幅され、その結果第２調波の信号は事
実上減衰される。
い。しかし、出力持続点では、共振周波数の信号
は大幅に増幅され、その結果第２調波の信号は事
実上減衰される。
発振周波数では、発振器の２つのアームにおけ
る電流のスイングは平衡するとともに対向状態で
あるので、隣接回路に対する電磁放射結合は事実
上減少され、入力回路に対する導電帰還は実際上
除去される。
る電流のスイングは平衡するとともに対向状態で
あるので、隣接回路に対する電磁放射結合は事実
上減少され、入力回路に対する導電帰還は実際上
除去される。
本発明の他の利点、およびその特定な実施態様
の利点は下記の説明から明らかになると思う。
の利点は下記の説明から明らかになると思う。
使用されるトランジスタは二極形が最も具合が
良いのは、これらのデバイスの特徴である高速作
動が利用できるからである。それにもかかわら
ず、他の形のトランジスタ、例えばMOS電界効
果トランジスタおよび接合電界効果トランジスタ
形なども使用されることがある。
良いのは、これらのデバイスの特徴である高速作
動が利用できるからである。それにもかかわら
ず、他の形のトランジスタ、例えばMOS電界効
果トランジスタおよび接合電界効果トランジスタ
形なども使用されることがある。
上記の言及された共振回路網は並列、直列、ま
たは結合同調される。それは１個以上の連続また
は段階的可変インピーダンスを含むこともあり、
かくして周波数範囲にわたり発振器を同調させた
り、１組の分離し得る周波数の各１個を選択した
りすることができる。それは浮動されたり、基準
電圧に固定されることがある。後者の場合、平衡
設計であることが大切なので、発振器の平衡は過
度に乱されず、別の方法では必要な信号の平衡は
減少され、放射も、また導電性帰還も増加され
る。
たは結合同調される。それは１個以上の連続また
は段階的可変インピーダンスを含むこともあり、
かくして周波数範囲にわたり発振器を同調させた
り、１組の分離し得る周波数の各１個を選択した
りすることができる。それは浮動されたり、基準
電圧に固定されることがある。後者の場合、平衡
設計であることが大切なので、発振器の平衡は過
度に乱されず、別の方法では必要な信号の平衡は
減少され、放射も、また導電性帰還も増加され
る。
電流源は理想的である必要はないことが注目さ
れる。最も簡単な実施例では、整合抵抗器が電流
源として使用されることがある。
れる。最も簡単な実施例では、整合抵抗器が電流
源として使用されることがある。
電流源はCD電流のみを供給するようなことが
ある。この場合、出力信号は基本共振周波数の信
号および他の奇数調波のみの信号から成ると思わ
れる。
ある。この場合、出力信号は基本共振周波数の信
号および他の奇数調波のみの信号から成ると思わ
れる。
別法として、電流源はAC変調電流を供給する
ようなことがある。この場合、出力信号は基本共
振周波数および他の奇数調波の信号を含むだけで
はなく、AC変調電流信号から導かれた側波帯信
号をも含むことが特に重要である。従つて、この
変形では、発振器は二重目的として使用され、す
なわち発振源としても混合器としても使用される
ことがある。
ようなことがある。この場合、出力信号は基本共
振周波数および他の奇数調波の信号を含むだけで
はなく、AC変調電流信号から導かれた側波帯信
号をも含むことが特に重要である。従つて、この
変形では、発振器は二重目的として使用され、す
なわち発振源としても混合器としても使用される
ことがある。
かく形成された発振器は、局部発振器として、
またはヘテロダイン同調回路の発振混合器として
使用されることがある。
またはヘテロダイン同調回路の発振混合器として
使用されることがある。
インピーダンス装置について、トランジスタの
制御端子の間に共振回路網が持続されることが望
ましい。この場合、リアクタンスはキヤパシタま
たは容量性回路網である。適当な値のキヤパシタ
はオン・チツプ構造によつて実現されることがあ
る。
制御端子の間に共振回路網が持続されることが望
ましい。この場合、リアクタンスはキヤパシタま
たは容量性回路網である。適当な値のキヤパシタ
はオン・チツプ構造によつて実現されることがあ
る。
望ましくない別法では、共振回路網およびトラ
ンジスタの入力端子の間に持続される。この後者
の場合は、リアクタンスはインダクタンスまたは
誘導性回路網である。しかし、オン・チツプ構造
によつて適当な値のインダクタを実現することは
実際的でない。発振器がオン・チツプ構造に作ら
れる場合、外部インダクタに持続するピンが必要
となり、この方法を全く魅力のないものにする。
ンジスタの入力端子の間に持続される。この後者
の場合は、リアクタンスはインダクタンスまたは
誘導性回路網である。しかし、オン・チツプ構造
によつて適当な値のインダクタを実現することは
実際的でない。発振器がオン・チツプ構造に作ら
れる場合、外部インダクタに持続するピンが必要
となり、この方法を全く魅力のないものにする。
本発明の実施様態を図面に関して、例としての
み、これから説明する。
み、これから説明する。
平衡設計の発振器が第１図に示されている。こ
れには１対の整合されたトランジスタT1，T2が
含まれ、その入力端子ipは電流源S1，S2に持続さ
れている。２個のトランジスタT1，T2の制御端
子cpの間に第１インピーダンスZ1が持続されて
いる。２個のトランジスタT1，T2の入力端子ip
の間に第２インピーダンスZ2が持続されている。
これらのトランジスタT1，T2の出力端子opは、
出力Ｏ／Ｐ信号が抽出される差動負荷ZLの各側に
持続されている。
れには１対の整合されたトランジスタT1，T2が
含まれ、その入力端子ipは電流源S1，S2に持続さ
れている。２個のトランジスタT1，T2の制御端
子cpの間に第１インピーダンスZ1が持続されて
いる。２個のトランジスタT1，T2の入力端子ip
の間に第２インピーダンスZ2が持続されている。
これらのトランジスタT1，T2の出力端子opは、
出力Ｏ／Ｐ信号が抽出される差動負荷ZLの各側に
持続されている。
この回路の２極トランジスタ実施例が第２図に
示されている。ここでは、共振インピーダンス回
路網Ｒが２個のトランジスタT1，T2のベースｂ
の両端に持続され、コンデンサＣがトランジスタ
T1，T2の２個のエミツク入力ｅの両端に接続さ
れている。コレクタ出力ｃは中央タツプ付変成
器、すなわち差動負荷ZLに持続されている。
示されている。ここでは、共振インピーダンス回
路網Ｒが２個のトランジスタT1，T2のベースｂ
の両端に持続され、コンデンサＣがトランジスタ
T1，T2の２個のエミツク入力ｅの両端に接続さ
れている。コレクタ出力ｃは中央タツプ付変成
器、すなわち差動負荷ZLに持続されている。
作動の際に、キヤパシタンスＣは共振回路網Ｒ
（第４図参照）の「両端に」負の抵抗性分路−RC
として現われる。このインピーダンス交換はトラ
ンジスタ作用から生じ、この場合直角位相遅れが
各トランジスタのエミツタおよびベースの両端に
導かれ、すなわち −RC＝B.Z(C)＝−ωT／jω・１／jωC＝ωT／ω2C……(
1) 上記等式において、Ｂは各トランジスタのイン
ピーダンス変換係数、ωは角周波数、ωTは各ト
ランジスタの角変換周波数2πfTである（ここでfT
はトランジスタの電流利得が１となる周波数とし
て定義される）。
（第４図参照）の「両端に」負の抵抗性分路−RC
として現われる。このインピーダンス交換はトラ
ンジスタ作用から生じ、この場合直角位相遅れが
各トランジスタのエミツタおよびベースの両端に
導かれ、すなわち −RC＝B.Z(C)＝−ωT／jω・１／jωC＝ωT／ω2C……(
1) 上記等式において、Ｂは各トランジスタのイン
ピーダンス変換係数、ωは角周波数、ωTは各ト
ランジスタの角変換周波数2πfTである（ここでfT
はトランジスタの電流利得が１となる周波数とし
て定義される）。
発振が蓄積するためには、共振回路の共振イン
ピーダンス（純抵抗性の項Ｒ）が負抵抗の値を越
えてはならず、すなわち ωT／ω2 RＣ＞Ｒ ……(1) この不等式が満足される場合は、負抵抗RCに
よつて効果的に作られる電力は共振回路網Ｒで消
費される電力を上回り、共振周波数fRで信号が蓄
積する。トランジスタT1，T2の大きな信号利得
は信号のレベルが増加するにつれて減少し、電力
発生が電力消費により整合されて発振の定常状態
が作られる点が得られる。
ピーダンス（純抵抗性の項Ｒ）が負抵抗の値を越
えてはならず、すなわち ωT／ω2 RＣ＞Ｒ ……(1) この不等式が満足される場合は、負抵抗RCに
よつて効果的に作られる電力は共振回路網Ｒで消
費される電力を上回り、共振周波数fRで信号が蓄
積する。トランジスタT1，T2の大きな信号利得
は信号のレベルが増加するにつれて減少し、電力
発生が電力消費により整合されて発振の定常状態
が作られる点が得られる。
トランジスタT1，T2のベースｂに加えられる
信号は、共振回路Ｒによつて逆位相に保たれる。
かくて、トランジスタのコレクタ出力ｃにおける
共振周波数信号は逆位相となる。発振器は平衡設
計であるので、信号の大きさは同等である。かく
て、これらの信号は差動負荷に加えられるとき建
設的に加算される。しかし、第２調波の信号、お
よびより高い調波の信号は同位相に保たれて打ち
消し合う。このことは、第５図を参照すれば明ら
かなように、共振回路Ｒは並列共振回路であり、
この回路の特性としてこの回路のインピーダンス
は極めて高くなる。２つの枝部を流れば電流は相
互に正確に平衡しており、従つて共振回路を流れ
る正味の電流は小さい。
信号は、共振回路Ｒによつて逆位相に保たれる。
かくて、トランジスタのコレクタ出力ｃにおける
共振周波数信号は逆位相となる。発振器は平衡設
計であるので、信号の大きさは同等である。かく
て、これらの信号は差動負荷に加えられるとき建
設的に加算される。しかし、第２調波の信号、お
よびより高い調波の信号は同位相に保たれて打ち
消し合う。このことは、第５図を参照すれば明ら
かなように、共振回路Ｒは並列共振回路であり、
この回路の特性としてこの回路のインピーダンス
は極めて高くなる。２つの枝部を流れば電流は相
互に正確に平衡しており、従つて共振回路を流れ
る正味の電流は小さい。
しかし、共振周波数より高い周波数では、共振
回路は実際上短絡回路となるが、それは電流がキ
ヤパシタンスC′を流れるからである。
回路は実際上短絡回路となるが、それは電流がキ
ヤパシタンスC′を流れるからである。
従つて、共振時にトランジスタT1，T2のそれ
ぞれのベースでの電圧は逆位相であり、このため
負荷NLのために加算的信号が発生する。第２調
波では、共振から遠く外れているためトランジス
タT1，T2のそれぞれのベースは実際的に短絡し
ているキヤパシタンスC′により結合され、第２調
波ではトランジスタT1，T2のコレクタでの信号
は同位相（共通モード信号）であり、負荷ZLにお
いて相殺される。
ぞれのベースでの電圧は逆位相であり、このため
負荷NLのために加算的信号が発生する。第２調
波では、共振から遠く外れているためトランジス
タT1，T2のそれぞれのベースは実際的に短絡し
ているキヤパシタンスC′により結合され、第２調
波ではトランジスタT1，T2のコレクタでの信号
は同位相（共通モード信号）であり、負荷ZLにお
いて相殺される。
この発振回路の詳細は第５図に示されている。
出力信号は変成器ZLの２次コイるから抽出され
る。共振回路ＲはコンデンサC′および中央タツプ
付インダクタを含み、インダクタの各分岐はイン
ダクタンスL′を持つ。電流源は２個の整合抵抗器
RSによつて供給され、DCバイアス電流iBはこれ
らの各RSを流されるのが図示されている。標準
の実際的な値は下記の表に示される通りである。
出力信号は変成器ZLの２次コイるから抽出され
る。共振回路ＲはコンデンサC′および中央タツプ
付インダクタを含み、インダクタの各分岐はイン
ダクタンスL′を持つ。電流源は２個の整合抵抗器
RSによつて供給され、DCバイアス電流iBはこれ
らの各RSを流されるのが図示されている。標準
の実際的な値は下記の表に示される通りである。
第１表
共振周波数、 fR：1GHz
トランジスタ変換周波数、 fT：6GHz
共振キヤパシタンス、 C′：0.8pF
共振インダクタンス、 L′：8nH
結合キヤパシタンス、 Ｃ：1pF
電源電流（CD）、 iB：６ｍＡ
コレクタ線電圧、 VCC：5V
基準電圧源、 VE：−2V
第３図に示される通り、トランジスタのベース
ｂの両端に共振回路Ｒの代わりにインダクタンス
Ｌを使用し、またこの共振回路Ｒをエミツタｅの
両端に置くことによつて、同等な性能の回路を実
現し得ることが注目される。この形状では、イン
ダクタンスが同様に共振回路網Ｒの両端に負イン
ピーダンスの分路として現われる。共に差動負荷
を提供する抵抗性インピーダンスZLは各コレクタ
線路に示されており、平衡出力Ｏ／Ｐはおのおの
から取られる。
ｂの両端に共振回路Ｒの代わりにインダクタンス
Ｌを使用し、またこの共振回路Ｒをエミツタｅの
両端に置くことによつて、同等な性能の回路を実
現し得ることが注目される。この形状では、イン
ダクタンスが同様に共振回路網Ｒの両端に負イン
ピーダンスの分路として現われる。共に差動負荷
を提供する抵抗性インピーダンスZLは各コレクタ
線路に示されており、平衡出力Ｏ／Ｐはおのおの
から取られる。
既知の合成ループ配列は第６図に一部示されて
いる。ここで、入力信号は増幅または電圧／電流
変換のいずれかを受ける利得段Ａの入力Ｉ／Ｐに
供給される。それは次に共通混合発振回路MOに
共に供給されて、局部発振（LO）信号と混合さ
れ（Ｍ）、それによつて中間周波数（IF）で側波
帯信号が作られる。上記の発振器は本出願では混
合発振器として使用される。実際の回路は第７図
に示されている。
いる。ここで、入力信号は増幅または電圧／電流
変換のいずれかを受ける利得段Ａの入力Ｉ／Ｐに
供給される。それは次に共通混合発振回路MOに
共に供給されて、局部発振（LO）信号と混合さ
れ（Ｍ）、それによつて中間周波数（IF）で側波
帯信号が作られる。上記の発振器は本出願では混
合発振器として使用される。実際の回路は第７図
に示されている。
図示の変換コンダクタンス段Ａはトランジスタ
T3を含むエミツタ・ホロワであり、バイアスお
よぶ負荷インピーダンスZh，ZLは従来の方法で配
列されている。この変換コンダクタンス段からの
信号出力はその後、電源電流を変調するように加
えられる。発振器MOの各電流源S1，S2は１対の
トランジスタT4，T6、およびT5，T7ならびにバ
イアス・インピーダンスZ′bを含む。トランジス
タT6およびT7のベースはデバイス・アースに持
続されている。信号は２個の他のトランジスタ
T4およびT5のベースに加えられ、かくて入力周
波数fIの電源電流を変調する。かくて周波fR−fI
の信号が作られる。
T3を含むエミツタ・ホロワであり、バイアスお
よぶ負荷インピーダンスZh，ZLは従来の方法で配
列されている。この変換コンダクタンス段からの
信号出力はその後、電源電流を変調するように加
えられる。発振器MOの各電流源S1，S2は１対の
トランジスタT4，T6、およびT5，T7ならびにバ
イアス・インピーダンスZ′bを含む。トランジス
タT6およびT7のベースはデバイス・アースに持
続されている。信号は２個の他のトランジスタ
T4およびT5のベースに加えられ、かくて入力周
波数fIの電源電流を変調する。かくて周波fR−fI
の信号が作られる。
第１図は本発明に従つて形成された発振器のブ
ロツク概略回路図、第２図におよび第３図は第１
図に示された発振器の２つの別な実施例の回路
図、第４図は共振回路および負荷の等価回路図、
第５図は上記第２図の実施例の実際の詳細を示す
回路図、第６図および第７図はそれぞれ本発明に
従つて形成された混合発振器のブロツク図ならび
に回路図である。 符号の説明、T1〜T7……トランジスタ、S1，
S2……電流源、Z1，Z2……インピーダンス、fR…
…共振周波数。
ロツク概略回路図、第２図におよび第３図は第１
図に示された発振器の２つの別な実施例の回路
図、第４図は共振回路および負荷の等価回路図、
第５図は上記第２図の実施例の実際の詳細を示す
回路図、第６図および第７図はそれぞれ本発明に
従つて形成された混合発振器のブロツク図ならび
に回路図である。 符号の説明、T1〜T7……トランジスタ、S1，
S2……電流源、Z1，Z2……インピーダンス、fR…
…共振周波数。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 平衡形状の発振器であつて、 １対の整合されたトランジスタT1，T2と、 １対の整合された電流源S1，S2，RS，T6，T7
の１つが各トランジスタT1，T2の入力端子ip；
ｅに接続される前記電流源と、 各トランジスタT1，T2の制御端子cp；ｂの間
に接続された第１インピーダンス装置Z1と、 各トランジスタT1，T2の入力端子ip；ｅの間
に接続された第２インピーダンス装置Z2とを含
み、 前記インピーダンス装置の１つZ1，Z2は共振イ
ンピーダンス回路網Ｒであり、 前記インピーダンス装置の他Z2，Z1はリアクタ
ンスＣ，Ｌであり、 トランジスタT1，T2、共振回路網Ｒ、および
リアクタンスＣ，ＬはリアクタンスＣ，Ｌが共振
回路網Ｒの両端に負の抵抗−RCの分路として現
われ、かつ回路網の共振周波数fRで発振を持続す
るように選択され、さらに、 共振周波数fRで信号を抽出するために、各トラ
ンジスタT1，T2の出力端子op，ｃの間に持続さ
れた差動負荷ZLを含む、ことを特徴とする平衡形
状の発振器。 ２ 第１インピーダンス装置Z1は共振インピーダ
ンス回路網Ｒであり、第２インピーダンス装置Z2
はキヤパシタンスＣである、ことを特徴とする特
許請求の範囲第１項記載による発振器（第２図、
第５図、第７図） ３ 第１インピーダンス装置Z1はインダクタンス
Ｌであり、第２インピーダンス装置Z2は共振イン
ピーダンス回路網Ｒである、ことを特徴とする特
許請求の範囲第１項記載による発振器（第３図）。 ４ 共振周波数fRは連続可変または段階的可変で
あることを特徴とする特許請求の範囲第１項ない
し第３項のいずれか１つの項記載による発振器。 ５ 前述のトランジスタT1，T2はおのおの２極
であることを特徴とする特許請求の範囲第１項な
いし第４項のいずれか１つの項記載による発振器
（第２図、第３図、第５図、および第７図）。 ６ 前記電流源S1，S2はおのおの整合抵抗器RS
を含むことを特徴とする特許請求の範囲第１項な
いし第５項のいずれか１つの項記載による発振器
（第５図）。 ７ 前述の各電流源S1，S2，T4〜T7は入力信号
fIに応じた電源電流iBを変調する、ことを特徴と
する特許請求の範囲第１項ないし第５項のいずれ
か１つの項記載による発振器（第７図）。 ８ 同調回路で混合発振器として使用されること
を特徴とする特許請求の範囲第７項記載による発
振器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB8525984 | 1985-10-22 | ||
| GB8525984A GB2181913B (en) | 1985-10-22 | 1985-10-22 | Balanced oscillator and heterodyne circuit incorporating same |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62168429A JPS62168429A (ja) | 1987-07-24 |
| JPH0343811B2 true JPH0343811B2 (ja) | 1991-07-03 |
Family
ID=10587041
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61251554A Granted JPS62168429A (ja) | 1985-10-22 | 1986-10-22 | ヘテロダイン回路用の平衡型発信器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0220914B1 (ja) |
| JP (1) | JPS62168429A (ja) |
| DE (1) | DE3674715D1 (ja) |
| GB (1) | GB2181913B (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4331499C2 (de) * | 1993-09-16 | 1999-03-04 | Fraunhofer Ges Forschung | Spannungsgesteuerter Oszillator |
| JP3395482B2 (ja) * | 1995-10-06 | 2003-04-14 | ソニー株式会社 | 発振回路および発振方法 |
| US7400209B2 (en) * | 2003-02-20 | 2008-07-15 | Nxp B.V. | Oscillator circuit |
| EP1478045B1 (en) | 2003-05-16 | 2012-06-06 | Panasonic Corporation | Mutual induction circuit |
| GB2407224A (en) * | 2003-10-14 | 2005-04-20 | Peter Robert Normington | Combiner |
| JP4763622B2 (ja) | 2007-01-19 | 2011-08-31 | 株式会社日立製作所 | 電圧制御発振回路およびそれを用いた通信機器 |
| DE102013101768A1 (de) | 2013-02-22 | 2014-08-28 | Intel Mobile Communications GmbH | Transformator und elektrische Schaltung |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CH393446A (de) * | 1962-04-25 | 1965-06-15 | Patelhold Patentverwertung | Transistor-Gegentaktoszillator |
| DE1261900B (de) * | 1965-09-10 | 1968-02-29 | Fernseh Gmbh | Modulator zur Amplitudenmodulation |
| DE1930483C3 (de) * | 1968-06-19 | 1979-06-07 | Omega Louis Brandt & Frere S.A., Biel (Schweiz) | Oszillator, vorzugsweise für Uhren |
| DE1815675B2 (de) * | 1968-12-19 | 1972-10-12 | Blaupunkt-Werke Gmbh, 3200 Hildesheim | Symmetrischer oszillator |
| US3579115A (en) * | 1969-02-11 | 1971-05-18 | Motorola Inc | Electronically tuned oscillator |
| HU165863B (ja) * | 1973-02-14 | 1974-11-28 | ||
| DE2915134A1 (de) * | 1979-04-12 | 1980-10-16 | Siemens Ag | Steuerbare oszillatoranordnung |
| DE3219817C1 (de) * | 1982-05-26 | 1983-10-27 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Sinus-Gegentaktoszillatorschaltung, insbeondere für Einrichtungen im Eisenbahnsicherungswesen |
-
1985
- 1985-10-22 GB GB8525984A patent/GB2181913B/en not_active Expired
-
1986
- 1986-10-20 DE DE8686308139T patent/DE3674715D1/de not_active Expired - Fee Related
- 1986-10-20 EP EP86308139A patent/EP0220914B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1986-10-22 JP JP61251554A patent/JPS62168429A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3674715D1 (de) | 1990-11-08 |
| EP0220914B1 (en) | 1990-10-03 |
| EP0220914A1 (en) | 1987-05-06 |
| GB2181913B (en) | 1989-09-20 |
| JPS62168429A (ja) | 1987-07-24 |
| GB2181913A (en) | 1987-04-29 |
| GB8525984D0 (en) | 1985-11-27 |
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |