JPS61283202A - 広範囲電子式発振器 - Google Patents

広範囲電子式発振器

Info

Publication number
JPS61283202A
JPS61283202A JP61091957A JP9195786A JPS61283202A JP S61283202 A JPS61283202 A JP S61283202A JP 61091957 A JP61091957 A JP 61091957A JP 9195786 A JP9195786 A JP 9195786A JP S61283202 A JPS61283202 A JP S61283202A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
capacitor
oscillator
impedance
feedback
amplifier
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP61091957A
Other languages
English (en)
Inventor
ジョセフ・エッチ・カイザー
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
BARIIL CO Inc
VARI L CO
Original Assignee
BARIIL CO Inc
VARI L CO
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by BARIIL CO Inc, VARI L CO filed Critical BARIIL CO Inc
Publication of JPS61283202A publication Critical patent/JPS61283202A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
    • H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
    • H03B5/1231—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising one or more bipolar transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
    • H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
    • H03B5/1203—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier being a single transistor
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
    • H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
    • H03B5/1237—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator
    • H03B5/124—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a voltage dependent capacitance
    • H03B5/1243—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a voltage dependent capacitance the means comprising voltage variable capacitance diodes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
    • H03B2200/0002—Types of oscillators
    • H03B2200/0006—Clapp oscillator
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
    • H03B2200/0002—Types of oscillators
    • H03B2200/0008—Colpitts oscillator
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
    • H03B2200/003—Circuit elements of oscillators
    • H03B2200/004—Circuit elements of oscillators including a variable capacitance, e.g. a varicap, a varactor or a variable capacitance of a diode or transistor
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
    • H03B2200/006—Functional aspects of oscillators
    • H03B2200/0088—Reduction of noise
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
    • H03B2200/006—Functional aspects of oscillators
    • H03B2200/0088—Reduction of noise
    • H03B2200/009—Reduction of phase noise
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
    • H03B2200/006—Functional aspects of oscillators
    • H03B2200/0092—Measures to linearise or reduce distortion of oscillator characteristics
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B2201/00—Aspects of oscillators relating to varying the frequency of the oscillations
    • H03B2201/02—Varying the frequency of the oscillations by electronic means
    • H03B2201/0208—Varying the frequency of the oscillations by electronic means the means being an element with a variable capacitance, e.g. capacitance diode

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （イ）技術分野 この発明は一般に電子式発振器に関し、特にコルピッ７
　（Ｃｏ１ｐｉｔｔｓ　）そして／又はクラップ（Ｃ１
ａｐｐ　）型の電子式発振器の改良に関する。
（ロ）背景技術 ］ルピツツ及びクラップ発振器は情報分野において良い
性質を有するため、周知である。しかし、超高周波数に
おいて（約５００　ＭＨｚ以上）、同調範囲、同調線形
性、電力出力平滑さ及びノイズ性能が非常に品質を害す
るようになる。技術の現状は制限された同調範囲を受は
入れそして多機能発振器を使用して広帯域をカバーし、
そして低周波数発振器のフィルターされかつ増幅された
調波全使用して受は入れ可能な電力平滑性及び位相ノイ
ズ性能を達成するようになった。
コルピッツ発振器は米国特許＆、１，６２イ、５３７に
記載されている。ベル（Ｂｅ１ｌ　）の米国特許厖２．
２２５，８９７は真空管のグリッドとプレート間の並列
共振同調回路及び同調回路の一側とグリッド間のコンデ
ンサを開示するが、フィードバックルーズにおいて位相
シフト（位相ずれ）を制御するインピーダンスを有さな
い。プラム（Ｂｌｕｍ　）の米国特許＆　２，７５６，
３３４は真空管のグリッド及びプレート間の並列共振同
調回路及びタンク回路の一側とグリッド間のコンデンサ
を開示するが、ベルのように、タンク回路用にフィード
バック・ループにおける位相シフトを制御する方法を有
さない。
ｅ慢発明の開示 本発明によると、共振タンク回路を有する発振器、コル
ピッツ又はクラップ発振器に無いインピーダンスを含む
フィードバック・ループにおける信号増幅器が開示され
る。この付加され次インピーダンスは増幅器のフィード
バック出力と共振タンク回路における２つのフィードバ
ック信号全分割するコンデンサ間に接続される。別のイ
ンピーダンスは、増幅器のフィードバック出力とグラン
ド間に接続される。この回路配列は超高周波数（約５０
０　ＭＨ２以上）で非″にに平滑な電力出力を与えるよ
うに、同調範囲、同調線形性及び位相ノイズ性能を改善
するために発明された。
タンク回路の変更、付加されるインピーダンスの交換、
伝送帰線の使用及び回路からの電力出力における変化が
また開示されている。
（／″３実施例 いま、第１図全参照すると、主共振誘導子Ｌ１、バラク
タ・ダイオードとして示される、主同調コンデンサＣＩ
　ＤＣブロッキング・コンデンサｃ２及び直列に接続さ
れたフィードバック信号分割コンデンサＣ３とＣ４から
なる直列共振同調タンク回路を含む発振器が開示されて
いる。コンデンサＣ２は、Ｃ１がバラクタ・ダイオード
であるとき必須なものでないが、図示のように接続され
てその使用は好ましい。コンデンサＣ１の接続と反対の
誘導子Ｌ１の側はグランドに接続して示される。
分割、コンデンサＣ４のコンデンサＣ３の接続と反対の
側はグランドに接続されて示される。
タンク回路用の誘導装置として動作する誘導子Ｌ１はタ
ンク回路の共振周波数を変えるために使用される可変誘
導子でも良い。この例においてコンデンサＣ１は固定値
であり好ましくはＣ２は無いであろう。誘導装置はまた
同調空胴又は水晶共振器でも良い。水晶共振器は一層広
い同調範囲を除いては同様な結果を与えるだろう。しか
し、同調範囲は他の水晶発振器と比較すると広いであろ
う。
ＤＣ電圧同調入力端子ＶＴは抵抗Ｒ５ｉ介して同調コン
デンサｃ１１バイアスコンデンｔｃＩＶｃ接続されてい
る。さらに特に、端子ＶＴは、バラクタ・ダイオードＣ
１のアノード電極に関係してカソード電極に正の同調電
圧を供給する。抵抗Ｒ５はタンク回路のＱｔロードしな
いように高い値にある。抵抗Ｒ５はＲＦチョーク、トラ
ンジスタのような高インピーダンス能動素子、又ハ高Ｒ
Ｆインピーダンスを表わす他のネットワーク及び制御さ
れるＤＣ抵抗であっても良い。
ＲＦバイパスコンデンサｃ６は入力端子ＶＴとグランド
に接続されてロウパスフィルタを与え、これによりいく
つかのＲＦ倍信号短絡させる。コンデンサＣ６は最小発
振器周波数で低リアクタンスそして最大の予期される変
調周波数で高リアクタンスである。
タンク回路における発振を支えるためのフィードバック
回路はフィードバック信号分割コンデンサＣ３、増幅器
Ａ、及びＤ点におけるコンデンサＣ３と０４と８点にお
ける増幅器Ａのフィードバック出力との間に接続された
コンデンサｃ５の形でのインピーダンスを含む。図示さ
れるように増幅器Ａは能動素子で、そして特にフィード
バックルーズに接続゛されたベース及びエミッタ成極を
有するＮＰＮ　　トランジスタである。ＦＩＴ又は真空
管のような他の能動素子はトランジスタの替りに使用さ
れても良い。先行技術のコルピッツ発振器は、さらに十
分に以下に論及されるように、コンデンサＣ５が少ない
望ましい性能になるよう接続される直接接続即ち短絡を
有している。
抵抗Ｒ４の形でフィードバック出力インピーダンスが、
点Ｅで指示される、増幅器のフィードバック出力である
トランジスタ・エミッタとグランド間に接続されて図示
されている。抵抗Ｒ４はチョーク、出力トランジスタ、
フィルタ即ちＲ７周波数で高インピーダンスに近似して
見える他のネットワーク、及びＤＣに対し制御可能なバ
イアス・インピーダンスと替えられても良い。
ＤＣ電源端子ＶＳは抵抗Ｒ３及び誘導子Ｌ２を介してト
ランジスタのコレクタ電極に接続され、これにＤＣ給電
圧を供給する。抵抗Ｒ１は誘導子Ｌ２とトランジスタの
ベースに接続されて、トランジスタのベース及びコレク
タ電極間に抵抗Ｒ１と誘導子Ｌ２を接続する。Ｒ２はト
ランジスタのベースとグランドに接続されている。この
方法で抵抗Ｒ１とＲ２は選択されてトランジスタ用の適
当なりＣバイアスを与え、そして同調回路のＱを落とさ
ないように十分に大きい値を有する。抵抗Ｒ１とＲ２は
チョークのような他のネットワークで置換されることが
でき、トランジスタ用の適当なバイアス条件を与える。
電力出力はトランジスタのコレクタから取られるように
図示されている。ＡＣ出力結合及びインピーダンス整合
装置はトランジスタのコレクタと電力出力端子ＰＯに接
続され、該装置はコレクタと゛電力出力端子ＰＯ間のコ
ンデンサＣ９、コレクタに接続された誘導子Ｌ２、及び
ＲＦグランドを与えるため誘導子Ｌ２、抵抗Ｒ１、抵抗
Ｒ３とグランドに接続されたＲＦバイパス・コンデンサ
Ｃ８を含む。
出力結合及びインピーダンス整合はチョーク、抵抗、フ
ィルタ、又は所望の出力負荷に能動素子を整合する他の
ネットワーク、をＬ２と変換することを含む多くの方法
で達成できる。負荷りはＰＯ端子に接続して図示されて
いる。以下さらに十分に論及されるように、出力電力は
回路中の他の点から取り出され得る。
上述した発振器の動作において、ＬＣ共振タンる。Ｃは
同調回路の合計容量である。増幅器Ａのフィードバック
出力の部分は発振を支えるためにタンク回路と増幅器Ａ
の出力に同位相で供給される。
Ｃ１の実効値を減少しそれによって同調範囲を減少しな
いため、Ｃ２はＣ１よりも値において非常に大きくある
べきである。Ｃ１の最大値よりも１０から２０倍に等し
いＣ２の値が典型的である、コンデンサＣ２は、コンデ
ンサＣ１が機械的なりＣ絶縁コンデンサ自体であるか又
は逆に０１が固定されたＤＣ絶縁値である適用において
誘導子に取って換えられ、そして誘導子Ｌ１は発振器の
共振周波数を変えるために変化される。
コンデンサＣ３は点Ｃから点りまで共振回路エネルギ用
の帰路を与えるべく働き、そして点りから点Ｃまでトラ
ンジスタにより発展されたフィードバック・エネルギ用
のフィードバック・パスを与える。
Ｃ３の値は、同調回路上で点Ｃからグランド・タップ点
までであるグランドに過当な電圧を与えるために同調回
路コンデンサの残りのものと結合して選ばれ、発振器の
意図された全同調範囲で発振器の基準を維持するため、
グランドに対し点Ｅに十分なフィードバック電圧を生成
するため十分なダイナミックレンジにわたってトランジ
スタが整流されることを保証する。Ｃ３の値は典型的に
はコンデンサＣ１の値の２倍から１０倍に等しい。
コ／デンｆＣ４はコンデンサＣ２の如く、点りからグラ
ンドへの共振回路用の帰路を形成する。
Ｃ４の値は、−同調回路上で点Ｃからグランド・タップ
点までである、グランドに適当な電圧を与えるために同
調回路コンデンサの残りのものと結合して選択され、発
振器の意図された全同調範囲にわたり発振用の基準を維
持するために、グランドに対し点Ｅに、十分なフィード
バック電圧を生成するために十分なダイナミックレンジ
にわたってトランジスタが整流されることを保証する。
Ｃ４の値は典型的にはコンデンサＣ１の値の２倍から１
０倍に等しい。
コンデンサＣ４はまたグランドに対し点Ｅに発生された
エネルギ用の帰路の一部として機能する。
この場合、コンデンサ０４はＲＦ’バイパスとして機能
し、そして同調範囲にわたってトランジスタ利得のうえ
で重要な効果を有する。コンデンサＣ４は、コンデンサ
Ｃ３と共に、同調回路上にタップ点りにグランド電圧を
セットし、そしてダイナミックレンジにわたってその整
流により８点でトランジスタによって発生され、Ｄ点か
ら０点へと供給されるフィードバック電圧の量を制御す
る。
発振器用の同調範囲は（ａ）トランジスタのすべての漂
遊及び電極間容量を無視すること、（、ｂ）すべての漂
遊直列抵抗、インダクタンス及び容量を無視すること、
（Ｃ）構成要素とグランド間のすべての漂遊シャント回
路容量を無視することにより概算され得る。
Ｃ２づ２０ＸＣ１最大 ０３　＝　５ＸＣ１最大 ０４　′−５ＸＯ１最大 直列同調回路においてＣＴ最大の表示は次式から計算す
る。
ＣＴ最大＝　　、６９ＸＯ１最太 同様に、Ｃ１最大の値（（０２、Ｃ３、Ｃ４、即ち大き
いコンデンサ同調比である。
ＯＴ最小＝ｃｌ最小 現在の同調コンデンサでは、電子的又は機械的なＣ最大
からＣ最小の１５＝１から２０：１までの範囲は有効で
ある。発振器の周波数は１丁に比例する。Ｃ最大からＣ
最小＝１５までの同調範囲を有するコンデンサを有する
合計可能周波数同調範囲は比により与えられる。
＝ｆ］ゴＴ ＝３．２１：Ｉ Ｃ５の無いコルピッツ発振器において、Ｃ３と０４が上
述したように広い同調比を与えるために選択される時、
グランドに対する容量はＥ点で非常に大きくなることが
分かる。丁なわち、Ｃ３、Ｃ４がコルピッツ発振器にお
いて広い同調範囲のために選択されるとき、発振器出力
は非常に平坦でなくなる傾向にあり、そして発振は典型
的に同調帯域の上半分を越えて停止する。もしＣ３と０
４がコルピッツ発振器においてさらに小さくされるなら
ば、発振は同調範囲が典型的にＦ最大 まで減小される結果となって維持される。
この条件の基本原因は三重に重畳されている。
非常に高周波数で内部構成要素インダクタンス及び能動
素子電極は寄生パス、即ち共振を形成する。
これらは、帯域において発生しそして従来の発振器回路
に、典型的には同調帯域の上端、このような制限した有
効な同調範囲で損なわしめる。例えば、コルピッツ発振
器において、Ｃ４と直列したエミッタとコレクタの容量
は漂遊相互接続インダクタンスと直列共撮し効果的には
トランジスタ・コレクタをグランドにＲＦ短絡しそして
発振を停止すべく惹起する。
リンク方法において、Ｃ４と直列のベースとエミッタの
容量は漂遊相互接続インダクタンスと直列共振し、トラ
ンジスタ入力をグランドへ有効に短絡する。
同様に、コルピッツ発振器において、コンデンサＣ３は
ペースとエミッタ間に直列に接続され、そして相互接続
するインダクタンスを介した共振′＃ＩＬ流がトランジ
スタ・ペースを介してエミッタ容量へと循環方法で流れ
そして０３を介して逆行する。この条件はトランジスタ
入力を高インピーダンス回路の如く見えさせそしてトラ
ンジスタを整流して発振を達成するために同調回路から
この不整合へと電力はほとんど伝送され得ない。擬似共
振の上記丁ぺての３条件は分離されそしてコルピッツ発
振器において発振を停止しそして又は出力を帯域上広く
変化するように惹起する工う観測さる。
加えて、望ましくない回路動作を生じるこれらの寄、主
共振の能力は純粋に短絡又は開放条件で単に究明できる
ものでない。例えば、寄生共振は、発振器が意図する同
調帯域から外れて、逆に適当な動作を行うようにみられ
ろ。この条件はトランジス４回路に流れる通常の電圧と
電流に供給される不利益な位相シフトから結果する。こ
れは寄生共振回路の伝送位相特性に依る。例えば、点Ｃ
でトランジスタ・ベースに供給されろ電圧は、トランジ
スタにおいてマイナスの小さいペースからエミッタまで
の電圧降下をＥ点で対応する電圧に生じると仮定される
。このエミッタ電圧は供給されるペース電圧と同位相で
あり、適当なトランジスタ電力増幅とフィードバック動
作を生じろ。
上記３つの寄生共振例において分るように、Ｅ点に生じ
る電圧は、寄生ＬＲＣ回路による位相シフトを経験し、
この結果、正のフィードバックを惹起するために、適当
な位相でフィードバック路に供給されない。そこで、そ
れは発振の所望の再生強化を支持しないだろう。
当然、主同調回路は、ｙ＝”％π発 ２π 振周波数に近い、正確に同位相である電流流れと電圧を
許容する。トランジスタのベース電流と電圧は、共振の
通゛瀘の周波数でのみペースに同位相で供給されるから
、このとき点Ｅ（エミッタ）で生じる電圧と電流は、分
割コンデンサＣ３と０４を経て点Ｅからのペースへのフ
ィートノ（ツタ電圧が原ペース入力信号と同位相である
ために同位相に留まらねばならず、このため正のフィー
トノくツクでなければならない。
エミッタ回路は完全に異なる（より高い）周波数で寄生
同調回路の一部を構成するから、所望の寄生周波数で電
圧と電流は、いまや異なる位相にあり、そして、コンデ
ンサＣ３を介して点Ｃに供給されるとき、同調回路の帯
域内で適当な共振周波数で正のフィードバック信号を構
成せず、そして前に概述したように発振は停止する。
本発明は点にと、点りのフィードバック分割コンデンサ
との間の路における付加インピーダンス１７′ の導入により、コルピッツ発振器の上記欠点を克服する
。本発明の回路において、コンデンサＣ３と０４はトラ
ンジスタの入力と適当なインビーダンス整合を構成し、
煩わしい寄生共振即ちエミッタとフィードバック電圧と
電流の、前述したような寄生位相シフト効果を生じる影
響と無関係な、同調範囲（できるだけ大きく）を最大に
利用するために選択されろ。
点Ｅから点りまでコンデンサＣ５により表示されるリア
クタンス・ネットワークが、概説されたように前もって
最大に利用されるＣ３と０４の値と無関係なフィードバ
ック・エネルギに対し、トランジスタの適当な利得、フ
ォードバック増幅及び位相シフト特性を生じるように選
択されろ。典型的には、０５＝０４７４から（：！５＝
Ｃ！４までの値が、３：１同調周波数範囲を越えて平滑
出力で動作するため３０％同調範囲以上で適当に動作し
ない回路を生じるために使用されてきた。グランこれは
、煩雑な寄生直列共振及び／又は位相シフトがグランド
戻り容量に対応する周波数（発振器周波数で減小された
位相シフト）において実質上一層高く動かされてきたと
いうべきである。グランド戻り容量は現在典型的には標
準のコルピッツ回路で典型的な原型値の４　である。
同様に、典型的なコルピッツ回路１ｍ！４＝０３におい
て、Ｃ３を介してエミッタからペースまでの循還する共
振路は、コルピッツ発振器値のイに減少される、循還戻
りエミッタからペースまでの容量に対応する周波数（た
ぶん帯域外）に同様に繰り上げられるようにみえる。
同様な方法で、他の回路漂遊との結合において、Ｃ３と
０４の大きい原型値と関連する煩雑なエミッタ回路位相
シフトは実質上減少されるように見える。これは、非常
に一層高い周波数で回路内に支持される発振を許容し、
これにより非常により広い同調範囲を生じる。
本回路において点Ｅと９間の付加的ネットワークの使用
により、さらに以下の利益を生じる。
（１）エミッタＤＣ帰点Ｅからグランドまでは常にいく
つかの有限のインピーダンス（第１図の抵抗、Ｒ４）で
あり、そしてこれにより、同調回路容量Ｃ４の部分を当
然渡るように見える。これはＱを低めて所望の高回路Ｑ
と関連する全体の安定度を減じようとする、同調タンク
回路上で負荷を構成する。コンデンサｃ５の導入は、コ
ンデンサＣ５を介してタンク回路上に抵抗Ｒ４を所望し
ない負荷になるよう惹起し、即ち直列リアクタンスによ
って同調タンク回路から抵抗Ｒ４を孤立し、そしてＱを
負荷する回路を惹起し、それによってタンク回路におけ
る発振の安定性を増進するようにする。
（２）　　点Ｅでトランジスタの整流により生じる電力
の一部は発振を生じるためにコンデンサｃ３を介してト
ランジスタ・ベースへ同位相でトランジスタへフィード
バックされる。回路とトランジスタ、動作の必然の重要
性は、フィードバックされたとき、トランジスタと電圧
同調コンデンサを変調して所望の発振周波数の位相変調
を生じようとてる、ノイズ・スパイクの望ましくない発
生である。典型的には、同調回路の負荷されたＱは、Ａ
ＭノイズとＩＦＭ（位相）ノイズの両者のような有用な
出力電力にみられるノイズを完全にフィルタするために
十分高くない。
本発明において、発振周波数に近いノイズ成分は、点Ｅ
から点りまでＣ５を渡る電圧降下によりフィードバック
路で振幅において減少される。グランドに対しコンデン
サＣ５と０４からなる、電圧分割器のおかげで、Ｃ４は
上述したように選択され、コルピッツ発振器において許
容されろ以上に大きい値を持った。これは、ノイズ成分
の減少を改善する。６から１０デシベルの近似の位相ノ
イズの改善が、コルピッツ発振器と比較して、本発明に
従った回路で測定された。
加えて、回路内部で発生するか又は外部電源から存在す
るかいずれかの低周波数ノイズ成分は、ロウパスフィル
タ動作を与える抵抗Ｒ４と結合するコンデンサＣ５によ
り抵抗Ｒ４において部分的に散らされることによりグラ
ンドヘフイルタされる。
点Ｅで見られる低周波数ノイズエネルギは、コンデンサ
Ｃ５を介してフィードバック路に非常に高インピーダン
スで存在し、そして抵抗Ｒ４を介してグランドへ非常に
低いインピーダンスで存在する。ここで、同調回路にお
いて点りで低周波数ノイズが直接存在しているコルピッ
ツ発振器よりも大量に、低周波数ノイズはフィードバッ
ク路から本発明の回路において効果的にフィルタされる
。
第２図に示される変更された発振器は、−緒に接続され
た２つのカソードと共に、バラクタ・ダイオードＣ１と
直列に接続された別のバラクタ・ダイオードＣＩＯを有
する。ＤＣ戻り抵抗Ｒ６はバラクタ・ダイオードＣ１Ｏ
のダイオードに接続されている。この回路はバラクタ・
ダイオードにおける調波発生を減少する傾向にある。
第３図を参照すると、−緒に接続された２つのカソード
と共にバラクタ・ダイオード０１１がバラクタ・ダイオ
ードＣ１と直列に接続されている。
バラクタ・ダイオード０１１のアノードはグランドに接
続されている。帯域の低唱で、同調回路は並列共振モー
ドで機能し、Ｃ１はＣ１１と共に主同調コンデンサであ
りそしてＣ２は単にトランジスタへエネルギを結合する
。帯域の高唱で、ｃｌが現在主共振コンデンサである、
直列共振回路に対して回路の残りと回路トランジスタの
容量よりも０１１は非常に小さく、そして全発振器同調
範囲が増加される。
第４図に示される修正された回路は、共振タンク回路に
対して同調されそして連結される同調直列共振回路を含
む。この回路は、誘導１．Ｌ３と、コンデンサＣ５とグ
ランド間に接続されたチョークＲＦＣと共に、コンデン
サＣ５と点り間に接続されたバラクタ・ダイオードＣ１
２と誘導子Ｌ３とからなる。付加抵抗Ｒ７が点りと端子
ＶＴ“間に加えられる。この回路において、抵抗Ｒ５の
値は典型的には抵抗Ｒ７の値と等しく、そしてコンデン
サＣ１の容量はコンデンサＣ２の容量と等しい。
この回路は同調回路の共振周波数を追跡するために連結
されそして調整される。この付加同調回路はフィードバ
ック信号をフィルタし、即ち、基本発振器周波数で最大
利得を得ることを唯一トランジスタに許容し、これによ
って同調バンドパス・フィードバック・フィルタとして
働く。この方法で、調波及び帯域外ノイズは１．所望の
発振器周波数と関係した発振器出力において有効に減衰
される。電流と電圧は、共振時に直列共振回路において
同位相であるから、適当に整合される時、この同調回路
はＤ点からＥ点までの回路の伝送位相上に影響しない。
ブツシュ動作、プル動作及びＡＭ／ＦＭノイズ変調に関
連する位相シフトに関するこの回路の安定性は、フィー
ドバック回路において実現されるフィルタ動作と同様に
中継同調回路の増加した位相シフト特性によって改良さ
れる。
第５図において記述されるように、コンデンサが抵抗Ｒ
４を渡って接続されることができるが、これは第４図の
回路に任意なものであることに注意されたい。付加され
たコンデンサは、比較的損失の無い成分でＲ４の値を有
効にシャントすることにより主同調回路のＱを改良する
だろう。
第５図に示される変更された回路は抵抗Ｒ４を渡って接
続されるコンデンサＣ７を有する。このＣ７の付加はフ
ィードバック・インピーダンスの調整と無関係にトラン
ジスタ利得の調整を許容する。さらに、Ｃ７は、安定性
が改善される範囲、及び同調回路用の関連するより高い
Ｑ値を持たらす一層高い性能まで同調回路上でＱ負荷動
作を変更する。２：１の比の負荷されたＱの改良がコル
ピッツ発振器との比較で実現された。
第５図の別の変更は、低周波数ノイズ免除を改良する抵
抗Ｒ４と点Ｅとの間に誘導子を加えることである。この
誘導子は、低周波数で低リアクタンス、そして発振器帯
域で高インピーダンスらしくするために選択できる。コ
ンデンサＣ７は低ノイズ周波数で高リアクタンスらしく
てるために選択され得る。この回路は低周波数ノイズの
同調回路及びトランジスタへとフィードバックを短絡す
るだろう、そしてこの結果、ＡＭノイズのように出力で
増幅されろように見えること又はその出力のＦＭ変調か
らこのようなノイズを妨げる。
第６図に示される別の変更は、トランジスタのペースと
点Ｃの間のフィードバック・ループでコンデンサ０１３
を付加することである。この付加されたコンデンサは、
同様に適当なインピーダンス整合と適当な位相関係を維
持するために使用される。
いま、第７図を参照すると、誘導子Ｌ１の替りに伝送線
部分子ＬＩ、コンデンサＣ４の替りに伝送線部分子Ｉ、
２、及び抵抗Ｒ４の替りに伝送線部分子Ｌ３が、Ｌ２の
替りに伝送線部分子Ｌ４と共に示されている。この回路
は高マイクロ波周波数範囲において動作する。
第８図に示される、交番電力出力回路は、コンデンサＣ
５、結合コンデンサ（！１４’ｉ介して結合された電力
出力端子を有する。
第９図に示される、電力出力端子ＰＯ用の別の配列は共
振タンク回路の誘導子Ｌ１に結合された端子を有するこ
とである。図示された結合は、図示される、増幅回路を
含み、この増幅回路はコンデンサ０１５を介して誘導子
Ｌ１に結合されるペースを有するトランジスタＴを備え
たエミッタ・ホロワ回路である。バイアス抵抗Ｒ１１は
トランジスタのペースとｖＳ端子に接続されている。バ
イアス抵抗Ｆｔ１２は、ペースとグランド間に接続され
ている。抵抗Ｒ１３はエミッタとグランド間に接続され
ている。ＲＦバイパス・コンデンサＣ１６は抵抗Ｒ１１
と端子ＶＳに接続されている。
結合コンデンサＣ１７はエミッタと出力端子ｐ。
間に接続されている。負荷りは出力端子ＰＯにかけて接
続されている。
本発明はある範囲の限定で述べられたが、本開示が例に
よってなされ、構成の詳細な変更が趣旨から免税するこ
となく行なえることが理解される。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の発振器を実施する構成の概略回路図、
第２図は第１図に示される発振器の変更の概略回路図、
第３図は第１図に示される発振器の別の変更の概略回路
図、第４図は第１図に示される発振器のさらに別の変更
の概略回路図、第５図は第１図に示される発振器の池の
変更の概略回路図、第６図は第１図に示される発振器の
なお別の変更の概略回路図、第７図は伝送線部分を使用
する本発明による発振器の概略回路図、第８図はＭ１図
の発振器用の交番電力出力を示す図、第９図は第１図の
発振器用の別の交番電力出力を示す図である。 Ｌｌ・・・主共振誘導子、Ｃ１・・・主同調コンデンサ
、Ｃ２・・・ＤＣブロッキング・コンデンサ、Ｃ！３　
、　Ｃ４・・・フィードバック信号分割コンデンサ、Ｖ
Ｔ・・・ＤＣ電圧同調入力端子、０６，０８・・・ＲＦ
バイパス・コンデンサ、Ａ・・・増幅器、ｖＳ・・・Ｄ
Ｃ電源端子、ＰＯ・・・電力出力端子、ＲＦＣ・・・チ
ョーク、ＴＬＩ　、ＴＬ２　、ＴＬ３　、ＴＬ４・・・
伝送線部分。 （外５名） ｈターｌ ８ｇ−５ １ｇ−７ Ｆ々−８

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １、一層高い周波数で改良された性能を有する広帯域電
    子式発振器であつて、 インダクタンス手段、主コンデンサ、及び発振を生成す
    るために互いに直列に接続された２つのフィードバック
    信号分割コンデンサを含む、共振タンク回路と、 入力とフィードバック出力を有し、前記フィードバック
    信号分割コンデンサのひとつを含む前記タンク回路用の
    フィードバック・ループに接続され、前記タンク回路に
    おける発振を支持するために損失を克服するための信号
    増幅器と、 前記フィードバック出力とグランド間に接続される第１
    のインピーダンスと、 前記フィードバック信号分割コンデンサと前記フィード
    バック出力間に接続され、実質上零程度で前記増幅器の
    入力及び出力で前記フィードバック・ループにおいて生
    成されるフィードバック信号の位相シフトを維持しそし
    て発振周波数に近いノイズ成分を減少し、そして低周波
    数ノイズ成分が前記第１のインピーダンスで散らされる
    ように第１のインピーダンスと関係して低周波数で高い
    値を有する、第２のインピーダンスと、 前記第１のインピーダンスは前記第２のインピーダンス
    を介した前記タンク回路上の望ましくない負荷であつて
    、該第２のインピーダンスは前記タンク回路から前記第
    １のインピーダンスを孤立してＱを上げ、これにより前
    記タンク回路における発振の安定性を改良する、 広帯域電子式発振器。 ２、前記主コンデンサは、同調コンデンサであり、そし
    て特にバラクタ・ダイオードである、特許請求の範囲第
    １項記載の発振器。 ３、前記バラクタ・ダイオードと前記入力間に接続され
    たＤＣブロッキング・コンデンサを含む、特許請求の範
    囲第２項記載の発振器。 ４、前記バラクタ・ダイオードのアノード電極に関係し
    て前記バラクタ・ダイオードのカソード電極に正の同調
    電圧を供給するための電圧同調時入力端子を含む、特許
    請求の範囲第２項記載の発振器。 ５、前記増幅器は、前記フィードバック・ループにおい
    て接続されたベースとエミッタを有するトランジスタの
    型の能動素子である、特許請求の範囲第１項記載の発振
    器。 ６、前記ベースは前記主コンデンサと前記ひとつの分割
    コンデンサに接続されている、特許請求の範囲第５項記
    載の発振器。 ７、前記エミッタは前記第１のインピーダンスに接続さ
    れている、特許請求の範囲第５項記載の発振器。 ８、前記第１のインピーダンスは抵抗である、特許請求
    の範囲第１項記載の発振器。 ９、抵抗を介して前記主コンデンサをバイアスするため
    の電圧を供給するための電圧同調入力端子を含む、特許
    請求の範囲第１項記載の発振器。 １０、ロウパスフィルタを与え、これによつてＲＦ信号
    を前記端子上に見えさせないために前記端子に接続され
    たＲＦバイパス・コンデンサを含む、特許請求の範囲第
    ９項記載の発振器。 １１、抵抗を介して前記増幅器にＤＣ供給電圧を供給す
    る電力入力端子を含む、特許請求の範囲第１項記載の発
    振器。 １２、前記抵抗、第２の抵抗、及び前記増幅器の動作点
    にセットするためにグランドに接続された第３の抵抗を
    含む、特許請求の範囲第１１項記載の発振器。 １３、前記信号増幅器の電力出力に接続されたＡＣ出力
    結合兼インピーダンス整合手段を介して結合された電力
    出力端子を含む、特許請求の範囲第１項記載の発振器。 １４、前記結合兼整合手段は、前記増幅器と電力出力端
    子間に接続されたコンデンサ、前記コンデンサと前記増
    幅器電力出力に接続された誘導子、そしてＲＦグランド
    を与えるために前記誘導子とグランド間に接続されたバ
    イパス・コンデンサを含む、特許請求の範囲第１３項記
    載の発振器。 １５、前記主コンデンサを含む、前記共振タンク回路の
    前記コンデンサの容量は、前記タンク回路の共振周波数
    が前記主コンデンサの値に主に従属するように、前記主
    コンデンサの容量に関係して比較的大きい、特許請求の
    範囲第１項記載の発振器。 １６、前記共振周波数同調範囲は３：１の比よりも大き
    い、特許請求の範囲第１５項記載の発振器。 １７、前記第２のインピーダンスの値は、フィードバッ
    ク信号上の寄生位相シフトと寄生共振効果を最小にする
    ように、他のフィードバック信号分割コンデンサの大き
    さに関係して選択される、特許請求の範囲第１項記載の
    発振器。 １８、前記第２のインピーダンスは、前記分割コンデン
    サの容量と独立に前記増幅器の利得の設定を可能にして
    同調範囲上の改良された電力出力平滑さを与える、特許
    請求の範囲第１項記載の発振器。 １９、前記主コンデンサは互いに直列に接続された第１
    のバラクタ・ダイオードと第２のバラクタ・ダイオード
    を含み、前記各バラクタ・ダイオードの各カソードは一
    緒に接続されそしてＤＣ戻り抵抗が前記第２のバラクタ
    ・ダイオードのダイオードとグランドに接続されている
    、特許請求の範囲第１項記載の発振器。 ２０、前記主コンデンサは互いに直列に接続された第１
    のバラクタ・ダイオードと第２のバラクタ・ダイオード
    を含み、前記各バラクタ・ダイオードの各カソードは一
    緒に接続されそして第２のバラクタのアノードは同調範
    囲を増加するためにグランドに接続されている、特許請
    求の範囲第１項記載の発振器。 ２１、前記共振タンク回路と同調されそして連結される
    同調直列共振回路を含み、前記同調直列共振回路は前記
    第２のインピーダンスと前記フィードバック信号分割コ
    ンデンサ間に接続されている、特許請求の範囲第１項記
    載の発振器。 ２２、前記第２のインピーダンスの調整と独立して前記
    増幅器の利得の調整を許容するため、前記第１の抵抗イ
    ンピーダンスを渡つて接続されるコンデンサを含む、特
    許請求の範囲第１項記載の発振器。 ２３、前記フィードバック・ループにおいて前記入力と
    前記ひとつのコンデンサに接続されたコンデンサを含む
    、特許請求の範囲第１項記載の発振器。 ２４、前記誘導子、前記他のフィードバック信号分割コ
    ンデンサ、前記第２のインピーダンスと前記第１のイン
    ピーダンスに接続された成分、及び前記増幅器の電力出
    力における第２の成分は高マイクロ波周波数で動作する
    ための伝送線部分である、特許請求の範囲第１項記載の
    発振器。 ２５、前記第１のインピーダンスに接続された電力出力
    端子を含む、特許請求の範囲第１項記載の発振器。 ２６、前記誘導子に接続された電力出力端子を含む、特
    許請求の範囲第１項記載の発振器。 ２７、前記電力出力端子と前記誘導子間に結合された増
    幅回路中に接続された能動素子と結合コンデンサとを含
    む、特許請求の範囲第２６項記載の発振器。 ２８、改良された同調範囲、改良された同調線形性、改
    良された位相ノイズ性能及び改良された電力出力平滑性
    を有する広帯域電子式発振器であつて、 誘導子、同調バラクタ・ダイオード、ブロッキング・コ
    ンデンサ及び発振を生じるために互いに直列に接続され
    た２つのフィードバック信号分割コンデンサを含む、共
    振タンク回路と、 ３つの電極と入力と該３つの電極のうちの２つにフィー
    ドバック出力を有し、前記タンク回路における発振を支
    持するために損失を克服し、前記フィードバック信号分
    割コンデンサを含む前記タンク回路用のフィードバック
    ・ループ中に接続されている、信号増幅器と、 前記フィードバック出力とグランド間に接続されている
    第１のインピーダンスと、 前記フィードバック信号分割コンデンサと前記フィード
    バック出力間に接続され、実質上零程度で前記増幅器の
    入力及び出力で前記フィードバックループにおいて生成
    されるフィードバック信号の位相シフトを維持しそして
    発振周波数に近いノイズ成分を減少し、そして低周波数
    ノイズ成分が前記第１のインピーダンスで散らされるよ
    うに第１のインピーダンスと関係して低周波数で高イン
    ピーダンス値を有する、第２のインピーダンスと、前記
    第１のインピーダンスは前記第２のインピーダンスを介
    した前記タンク回路上の望ましくない負荷であつて、該
    第２のインピーダンスは前記タンク回路から前記第１の
    インピーダンスを孤立してＱを上げ、これにより前記タ
    ンク回路における発振の安定性を改良する、広帯域電子
    式発振器。 ２９、前記能動素子は前記フィードバック・ループに接
    続されたベースとエミッタを有するトランジスタである
    、特許請求の範囲第２１項記載の発振器。
JP61091957A 1985-06-07 1986-04-21 広範囲電子式発振器 Pending JPS61283202A (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US06/742,194 US4621241A (en) 1985-06-07 1985-06-07 Wide range electronic oscillator
US742194 1985-06-07

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JPS61283202A true JPS61283202A (ja) 1986-12-13

Family

ID=24983852

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP61091957A Pending JPS61283202A (ja) 1985-06-07 1986-04-21 広範囲電子式発振器

Country Status (7)

Country Link
US (1) US4621241A (ja)
EP (1) EP0207650B1 (ja)
JP (1) JPS61283202A (ja)
AT (1) ATE73270T1 (ja)
CA (1) CA1267941A (ja)
DE (1) DE3684045D1 (ja)
HK (1) HK82195A (ja)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0492505A (ja) * 1990-08-07 1992-03-25 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電圧制御発振器
JP2007501574A (ja) * 2003-08-06 2007-01-25 シナジー　マイクロウェーブ　コーポレーション 周波数選択性を有し低位相ノイズかつ低熱ドリフトの発振器
JP2008177800A (ja) * 2007-01-18 2008-07-31 Nec Corp 発振器
JP4939228B2 (ja) * 2003-12-09 2012-05-23 シナジー マイクロウェーブ コーポレーション 熱ドリフトがユーザ指定可能な電圧制御発振器

Families Citing this family (34)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3730773A1 (de) * 1987-09-12 1989-03-23 Philips Patentverwaltung Hochfrequenz-generator
US5053726A (en) * 1990-04-10 1991-10-01 Thomson Consumer Electronics, Inc. Circuit for preventing VCXO mode jumping
US5138285A (en) * 1991-07-19 1992-08-11 Anadigics, Inc. Method for reducing phase noise in oscillators
US5144264A (en) * 1991-11-01 1992-09-01 Motorola, Inc. Wideband voltage controlled oscillator having open loop gain compensation
WO1994000912A1 (de) * 1992-06-19 1994-01-06 Deutsche Thomson-Brandt Gmbh Oszillatorschaltung und deren verwendung
FI95522C (fi) * 1992-11-27 1996-02-12 Nokia Mobile Phones Ltd Jänniteohjattu oskillaattori, jolla on laaja taajuusalue
US5525937A (en) * 1992-12-28 1996-06-11 Sony Corporation Frequency conversion circuit with UHF/VHF common PLL buffer
FI97925C (fi) * 1994-06-21 1997-03-10 Nokia Mobile Phones Ltd Virityslineaarisuudeltaan parannettu jänniteohjattu oskillaattori
US5473287A (en) * 1994-11-14 1995-12-05 Micronetics, Inc. Electronic oscillator with transmission line tuning of phase noise and linearity
KR0153379B1 (ko) * 1995-09-26 1998-11-16 김광호 디지탈 무선통신시스템의 업/다운컨버터용 전압제어발진기
US5675478A (en) * 1996-07-15 1997-10-07 Vari-L Company, Inc. Oscillator voltage regulator
US5856763A (en) * 1997-03-05 1999-01-05 Motorola Inc. Dual frequency voltage controlled oscillator
GB2336492B (en) * 1998-04-15 2000-06-07 Motorola Gmbh Voltage controlled oscillator
AU5108999A (en) * 1998-07-20 2000-02-07 Vari-L Company, Inc. Oscillator with power conservation mode
US6181216B1 (en) * 1999-07-19 2001-01-30 General Instrument Corporation Low phase-noise voltage controlled oscillator
JP3654643B2 (ja) 2000-02-25 2005-06-02 インフィネオン テクノロジース アクチエンゲゼルシャフト 電圧制御発振器
US6504443B1 (en) 2000-05-17 2003-01-07 Nec America, Inc., Common anode varactor tuned LC circuit
WO2002009269A1 (en) * 2000-07-20 2002-01-31 Paratek Microwave, Inc. Voltage controlled oscillators including tunable dielectric devices
KR100759508B1 (ko) * 2000-08-01 2007-09-18 정연문 귀환루프를 갖는 고주파 발진 회로
US6462627B1 (en) * 2000-08-25 2002-10-08 Tropian Inc. Oscillator circuit having reduced phase noise
US6466099B2 (en) 2001-01-03 2002-10-15 Motorola, Inc. Voltage controlled oscillator (VCO) in colpitts configuration
US7180950B2 (en) * 2002-11-01 2007-02-20 Avago Technologies Fiber Ip (Singapore) Pte. Ltd. Low-noise feedback cancellation filter for enhanced common-mode rejection and noise immunity
US7088189B2 (en) * 2003-09-09 2006-08-08 Synergy Microwave Corporation Integrated low noise microwave wideband push-push VCO
US7292113B2 (en) * 2003-09-09 2007-11-06 Synergy Microwave Corporation Multi-octave band tunable coupled-resonator oscillator
US7262670B2 (en) * 2003-12-09 2007-08-28 Synergy Microwave Corporation Low thermal drift, tunable frequency voltage controlled oscillator
EP1589655B1 (en) * 2004-04-21 2019-08-21 Synergy Microwave Corporation Wideband voltage controlled oscillator employing evanescent mode coupled-resonators
CA2515982C (en) * 2004-08-16 2008-07-22 Synergy Microwave Corporation Low noise, hybrid tuned wideband voltage controlled oscillator
RU2404505C2 (ru) * 2005-05-20 2010-11-20 Синерджи Майкровэйв Корпорейшн Настраиваемый генератор с последовательно и параллельно настроенными резонансными контурами
CA2566283C (en) 2005-11-02 2011-10-18 Synergy Microwave Corporation User-definable, low cost, low phase hit and spectrally pure tunable oscillator
EP1786096A3 (en) 2005-11-15 2007-06-27 Synergy Microwave Corproation Low cost multi-octave-band tunable oscillator having low and uniform phase noise
NL2002640C2 (en) * 2009-03-19 2010-09-21 Bruco B V Ultra low three points oscillator assembly, oscillator circuit, and electronic device.
US9099956B2 (en) 2011-04-26 2015-08-04 King Abdulaziz City For Science And Technology Injection locking based power amplifier
US8957738B1 (en) * 2012-10-18 2015-02-17 Hittite Microwave Corporation Voltage controlled oscillator
CN106877819B (zh) 2016-11-21 2020-08-11 成都仕芯半导体有限公司 基于复合型谐振器的压控振荡器

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5388556A (en) * 1977-01-13 1978-08-04 Sony Corp Oscillator circuit

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US1624537A (en) * 1918-02-01 1927-04-12 Western Electric Co Oscillation generator
GB491663A (en) * 1937-03-06 1938-09-06 Marconi Wireless Telegraph Co Improvements in or relating to oscillation generators embodying electron discharge devices
US2756334A (en) * 1950-09-28 1956-07-24 Hupp Corp High frequency circuits and oscillators
BE759604A (fr) * 1969-12-15 1971-04-30 Svenska Dataregister Ab Dispositif de transmission d'informations
US3651409A (en) * 1970-03-23 1972-03-21 Rca Corp Electronically tuned ultra high frequency television tuner with frequency tracking tunable resonant circuits
JPS4934262A (ja) * 1972-07-28 1974-03-29
FR2420119A1 (fr) * 1978-03-17 1979-10-12 Telemecanique Electrique Detecteur de proximite inductif fournissant un signal de sortie proportionnel a la distance
DE2915134A1 (de) * 1979-04-12 1980-10-16 Siemens Ag Steuerbare oszillatoranordnung
DE2929897A1 (de) * 1979-07-24 1981-01-29 Standard Elektrik Lorenz Ag Spannungsgesteuerter oszillator
DE3117741A1 (de) * 1981-05-05 1982-11-25 Helmut Dipl.-Chem. 8000 München Ulrich Oszillatorschaltung hoher frequenzstabilitaet
JPS58107703A (ja) * 1981-12-21 1983-06-27 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電圧制御発振器

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5388556A (en) * 1977-01-13 1978-08-04 Sony Corp Oscillator circuit

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0492505A (ja) * 1990-08-07 1992-03-25 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電圧制御発振器
JP2007501574A (ja) * 2003-08-06 2007-01-25 シナジー　マイクロウェーブ　コーポレーション 周波数選択性を有し低位相ノイズかつ低熱ドリフトの発振器
JP4916310B2 (ja) * 2003-08-06 2012-04-11 シナジー マイクロウェーブ コーポレーション 周波数選択性を有し低位相ノイズかつ低熱ドリフトの発振器
JP4939228B2 (ja) * 2003-12-09 2012-05-23 シナジー マイクロウェーブ コーポレーション 熱ドリフトがユーザ指定可能な電圧制御発振器
JP2008177800A (ja) * 2007-01-18 2008-07-31 Nec Corp 発振器

Also Published As

Publication number Publication date
EP0207650A3 (en) 1988-08-03
ATE73270T1 (de) 1992-03-15
DE3684045D1 (de) 1992-04-09
CA1267941A (en) 1990-04-17
EP0207650A2 (en) 1987-01-07
EP0207650B1 (en) 1992-03-04
HK82195A (en) 1995-06-01
US4621241A (en) 1986-11-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JPS61283202A (ja) 広範囲電子式発振器
CN106877819B (zh) 基于复合型谐振器的压控振荡器
US6466099B2 (en) Voltage controlled oscillator (VCO) in colpitts configuration
EP0705497B1 (en) Low noise oscillators and tracking filters
TWI523411B (zh) 低雜訊振盪器
IE49444B1 (en) Oscillator arrangement
JPH11507493A (ja) 発振器
JPS6348202B2 (ja)
US7538630B2 (en) Voltage controlled oscillator
JPH05275924A (ja) 高周波発振回路
US3227968A (en) Frequency modulated crystal controlled oscillator
GB2393866A (en) A class F Doherty amplifier using PHEMTs
JP2004505532A (ja) 高周波発振回路
JPH0343811B2 (ja)
JP2591380B2 (ja) 発振器
US4520326A (en) Single-stage oscillator having low-impedance feedback port
US6593819B2 (en) Low phase noise dual band voltage controlled oscillator
RU2212090C1 (ru) Высокостабильный импульсный свч-передатчик
JP3654643B2 (ja) 電圧制御発振器
JP4272155B2 (ja) デュアルモード同調装置
KR100447743B1 (ko) 복수의 공진기를 포함하는 전압제어 발진 장치
RU100864U1 (ru) Управляемый автогенератор с частотной модуляцией
CN113595505A (zh) 一种抗干扰x波段压控振荡器
KR0165013B1 (ko) 에미터 공통전류 방식을 이용한 2GHz 대 전압 제어 발진기
JPS6238323Y2 (ja)