WO2019038450A2 - Hochfrequenz - impedanz anpassungsnetzwerk, seine verwendung sowie ein verfahren zur hochfrequenz - impedanz - anpassung - Google Patents

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WO2019038450A2
WO2019038450A2 PCT/EP2018/072992 EP2018072992W WO2019038450A2 WO 2019038450 A2 WO2019038450 A2 WO 2019038450A2 EP 2018072992 W EP2018072992 W EP 2018072992W WO 2019038450 A2 WO2019038450 A2 WO 2019038450A2
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switch
matching network
frequency
impedance matching
reactance
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Roland Gesche
Martin Krellmann
Joachim Scherer
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Aurion Anlagetechnik Gmbh
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    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
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    • H03H7/38—Impedance-matching networks
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01J—ELECTRIC DISCHARGE TUBES OR DISCHARGE LAMPS
    • H01J37/00—Discharge tubes with provision for introducing objects or material to be exposed to the discharge, e.g. for the purpose of examination or processing thereof
    • H01J37/32—Gas-filled discharge tubes
    • H01J37/32009—Arrangements for generation of plasma specially adapted for examination or treatment of objects, e.g. plasma sources
    • H01J37/32082—Radio frequency generated discharge
    • H01J37/32174—Circuits specially adapted for controlling the RF discharge
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
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    • H03H2210/03—Type of tuning
    • H03H2210/036—Stepwise
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05H—PLASMA TECHNIQUE; PRODUCTION OF ACCELERATED ELECTRICALLY-CHARGED PARTICLES OR OF NEUTRONS; PRODUCTION OR ACCELERATION OF NEUTRAL MOLECULAR OR ATOMIC BEAMS
    • H05H1/00—Generating plasma; Handling plasma
    • H05H1/24—Generating plasma
    • H05H1/26—Plasma torches
    • H05H1/32—Plasma torches using an arc
    • H05H1/34—Details, e.g. electrodes, nozzles
    • H05H1/36—Circuit arrangements

Definitions

  • High-frequency impedance matching network its use as well as a method for
  • the invention relates to a high - frequency impedance matching network, its use and a method according to the preambles of the independent claims.
  • Radio Frequency Impedance Adaptation networks for the supply of high frequency energy from a source to a consumer, such as devices for generating plasma excitations, telecommunications transmitters or particle accelerators are known.
  • the impedance between the source for high-frequency signals, in particular a high-frequency generator, and the load, which is also referred to as "load” is adjusted in the following:
  • the impedance adapted by means of the matching network should in principle essentially correspond to the impedance of the load.
  • the complex impedance typically between 1 and 10 ohms and -j 5 ohms and j 20 ohms.
  • Known networks include networks with reactances, that is inductors and capacitances, using different network or circuit topologies. Networks with fixed time reactances or topologies can only realize a sufficiently accurate impedance matching of the source to a time-variable load in a small process window.
  • Capacitors and almost always at least also have an inductance. For example, you can improve the adjustment by means of mechanically adjustable vacuum capacitors, the balance mostly automatically via an impedance measuring device, a
  • variable reactance matching networks used in plasma excitations are typically designed for output currents between 25A and 300A. Similar matching networks are also used for the operation of accelerators for particle physics with pulse powers up to over 500 kW, for example in the SIS 100 of the Deutschen für Schwerionenmaschine, Darmstadt.
  • the so-called tuning time (duration of tuning of the network until the impedance to the load substantially corresponds to the impedance of the load) may be a few seconds at unfavorable starting values. Even with optimized starting values is the tuning time with such
  • Plasma excitations which are on the order of one second in some applications, are unacceptably large on a tuning time on the order of one second.
  • Switchable adaptation networks with phase-switched elements are also known from WO 2016/100841 A1, in which various other semiconductor components are proposed as switches in addition to CMOS components, such as FETs (Field Effect Transistor) and HEMTs (High Electron Mobility Transistor). wherein adjustable effective reactances are formed by the combination of switches and capacitors or coils. The switches are cyclically switched as a function of the operating frequency.
  • CMOS components such as FETs (Field Effect Transistor) and HEMTs (High Electron Mobility Transistor).
  • so-called load-pull tuning and source-pull tuning the use of so-called impedance tuners is common to measure the impedance of a non-linear RF component, such as an RF or MW power amplifier or transistor.
  • the load impedance or source impedance with respect to the HF component is mechanically manipulated such that it assumes a value deviating from 50 ohms, wherein the HF component reacts to the various impedances.
  • Load-pull tuning and source-pull tuning are realized by means of the changeable impedance of the impedance tuner.
  • An automatic frequency-selective microwave tuner for load-pull transistor tests is known from US Pat. No. 7,247,866 B1, wherein independently controllable reflection factors are generated. Basically, such a tuner comprises electro-mechanical
  • the tuner for example, horizontally and vertically adjustable high-Q resonance probes are used.
  • the tuner includes a 50 ohm precision bar lead, two parallel plates, an intermediate conductor, and a metallic probe.
  • Positioning of the probe, the component to be examined can be applied to almost any impedance and all values contained in a Smith chart can be realized.
  • the object of the invention is to provide an electronic high-frequency impedance matching network with which short adaptation times of ⁇ 10 ms (milliseconds) with a high tuning accuracy of ⁇ -20 dB (decibels) can be achieved in a relatively wide power range.
  • Preferred are powers in the range of 1W to 50 kW,
  • a port is the access to a component, where electromagnetic energy can be released or absorbed.
  • a conduit is referred to as a device which electrically connects two points for the transmission of electromagnetic energy between these points, in particular a cable connection. It is understood that the energy may also be in the form of microwaves or other high frequency electromagnetic form. As a bridging of a component, a temporary alternative current path is designated with the same or greater power transmission capacity.
  • a stub is a portion of an adjustable length transmission line whose one end is shorted or open and the other end is connected in parallel or in series with a main line.
  • Reactance is the imaginary part of an impedance.
  • a capacitive reactance is a reactance with a negative value.
  • An inductive reactance is called a reactance with a positive value.
  • As a capacitor a two-terminal is designated, which is characterized essentially by its capacity.
  • As an inductive element a passive bipolar network element is referred to, in which recorded electrical energy is stored magnetically and completely recoverable.
  • a derailleur is a connection of two-ports in which the output port of each second port, from the last one, is connected to the port of the next port.
  • series connection or “connected in series” is meant the series connection of two or more components in the network, so that they form a single current path.
  • Parallel connection or “parallel connection” refers to the connection of several two-pole networks, so that their poles are connected to a common pole pair.
  • Grounded refers to the existence of an electrical connection between a given point in the network and the local earth.
  • drain drain
  • source source
  • gain gain
  • Frequencies means 6.765 MHz, 13.553 MHz, 26.957 MHz, 40.66 MHz, 433.05 MHz, 902 MHz, 2.45 GHz.
  • the high-frequency impedance matching network comprising an input port and an output port, wherein the input port is formed as an input for a signal of a high-frequency generator G, the output port as an output for a signal to a load L and input port and output port by means of a chain circuit of two or more chain elements are coupled, is characterized in that each chain element a series branch Z s , Z s i, Z S 2 with a series branch reactance X s , X s i, Xs2 and a parallel branch Z p , Z i, Z P 2, Z P 3 with a parallel-branch reactance X p , X p i, X P 2, X 3 and a first switch S s , S s i, S S 2, S S 3, S, S i, S 2 , S 3, which is formed as a drain-source path of a transistor, wherein by means of the first switch S s , S s i, S S 2,
  • the matching network is preferably designed for high-frequency electromagnetic energy in the range 1 kHz to 100 GHz, in particular for frequencies of 100 kHz, 100 MHz, 1 GHz and 100 GHz. Most preferably, the matching network is designed for ISM frequencies as mentioned above.
  • a further embodiment of the invention is characterized in that the first switch of at least one chain element has a maximum switching frequency lower than the signal of the high-frequency generator G by a factor of at least 10, whereby more cost-effective switches or transistors can be used.
  • a further embodiment of the invention is characterized in that the chain element in addition to the first switch comprises a second switch, wherein the second switch is connected in parallel branch, if by means of the first switch a bypass of the series branch reactance is switchable or by means of the second Switching a bypass of the series reactance is switchable, if the first switch is connected in parallel branch.
  • a further embodiment of the invention is characterized in that also the second switch of at least one chain element has a maximum switching frequency lower than the signal of the high-frequency generator G by a factor of at least 10, whereby less expensive switches or transistors can be used.
  • a further embodiment of the invention is characterized in that the transistor is a compound semiconductor transistor, in particular a GaN or a SiC transistor. Further, the transistor may also be a GaAs / AIGaAs or InGaAs or InP / GalnAs transistor. It is understood that the transistors are wired according to, so that the drain-source path acts as a switch with the desired properties, in particular takes time stable defined states and can change quickly. In today's transistors, a bias or an internal or externally connected diode is provided as a precaution to stabilize the switching states.
  • the transistors are designed for high-frequency electromagnetic energy up to at least 100 GHz, preferably in the range of the ISM frequencies.
  • the following design parameters of the transistors are to be considered according to the invention:
  • the design of the transistors and adaptation of the topology of the network in other applications such as electrical and inductive heating and the other specified applications.
  • Another embodiment of the invention is characterized in that the parallel branch Z p , Z i, Z 2, Z P 3 is connected to ground.
  • a further embodiment of the invention is characterized in that the first switch S p , S p i, S P 2, S P 3 connected in parallel branch Z p , Z p i, Z P 2, Z P 3 has its source grounded which enables a ground-related drain feed.
  • the transistors have a high potential, because in the open state, no zero crossings of the potential are permissible, whereby the transistors would become conductive.
  • a corresponding DC drain bias may be externally applied or formed by a diode. In transistors with integrated freewheeling diode such a diode does not have to be provided externally.
  • the driving of the transistors takes place via an optical link, which allows the rapid control of the transistors, regardless of their reference potential.
  • the source is at RF potential, such as in a transistor in the series branch S s .
  • the gate control voltage then has to be added to the source RF voltage, which can be problematic at high voltages or expensive because of the necessary use of an RF transformer.
  • a further embodiment of the invention is characterized in that the parallel-branch reactance X p , X P i, X P 2, X P 3 is grounded.
  • a further embodiment of the invention is characterized in that the parallel-branch reactance X p , X p i, X P 2, X P 3 is designed as a capacitor C p , C i, C P 2, C P 3 or as an inductive element , which creates a simple structured and easily scalable customization network.
  • a further embodiment of the invention is characterized in that the series branch reactance X s , X s i, X S 2 is formed as a capacitor or as an inductive element L s i, L s 2, L s 3, whereby a structurally simple and easily scalable customization network can be created.
  • Another embodiment of the invention is characterized in that, in parallel or in series to the series branch in Z s, Z s i, Z S 2 connected switches S s, S s, S S 2 is connected a further reactance i.
  • a further embodiment of the invention is characterized in that a further reactance is connected in parallel or in series with the switch S, S i, S 2, S P 3 connected in parallel branch Z, Z p i, Z P 2, Z P 3 ,
  • the drain-source capacitance can be compensated by an inductance or generate a better-defined drain-source capacitance by an external further capacitance.
  • a further embodiment of the invention is characterized in that the matching network is designed for frequencies greater than 1 GHz, wherein the reactances of the series circuit Z s and / or the reactances of the parallel branch series circuit Z p are designed as line sections or as spur lines.
  • a further embodiment of the invention is characterized in that the matching network in the operation of a plasma excitation, for example plasma excitations for surface treatments, light generation, or electrical or inductive heating of workpieces as well as in telecommunications transmitters, including base stations, amateur radio, television and radio, radar, radio relay is used.
  • a plasma excitation for example plasma excitations for surface treatments, light generation, or electrical or inductive heating of workpieces as well as in telecommunications transmitters, including base stations, amateur radio, television and radio, radar, radio relay is used.
  • Another embodiment of the invention is characterized in that the matching network is used in the coupling of high-frequency power in a particle accelerator or a synchrotron radiation source.
  • Another embodiment of the invention relates to use in measurements by the load-pull method or the source-pull method.
  • a load or source impedance is varied with constant measurement of the output power or input power of the load.
  • a maximum of power is achieved when the output impedance of the RF generator is equal to the conjugate complexes of the load impedance.
  • High-frequency plasma applications have the following key data
  • the tuning speed ⁇ 50 ms is more than 1 order of magnitude faster than that of today's customary matching networks with mechanically adjusted capacitors. As a result, the defined process operating point is reached faster and the time of the undefined
  • the tuning accuracy is at least an order of magnitude higher than in conventional matching networks because there is no longer any mechanical positioning precision of capacitors involved. Together with a precise measuring technology and powerful
  • Voting algorithms can thus achieve a much more precise process stability and reproducibility.
  • the method according to the invention for matching the impedance of a load to the output impedance of a high-frequency generator G is characterized in that the first switch and / or the second switch are switched to the changed impedance of the load during the initial tuning after switching on and during the adaptation process and remains in its switching position during operation, whereby losses due to switching are kept low. Preferably, it is switched only during the adaptation process.
  • An adjustment can be made, for example, with a change in the impedance of the load by 2% -5%, preferably at 3%.
  • Another embodiment of the invention is characterized in that the first switch of at least one chain element is switched independently of the phase of the signal of the high-frequency generator G, whereby compared to a solution with phase-switched reactances lower switching losses can be achieved.
  • the method is characterized in that - preferably exclusively - is switched during the adjustment process to the changed impedance of the load and remain during operation, the chain elements in their switching position.
  • Figure 1 An embodiment of the high-frequency impedance matching network
  • Figure 3a A Smith chart showing the adjustable impedance range of an embodiment of the invention.
  • FIG. 3b A Smith diagram with the adaptable impedance range of an L-circuit according to the prior art.
  • High frequency generator and L denotes a load, for example, a plasma excitation device.
  • the high-frequency impedance matching network comprises an input port and an output port, wherein the input port is formed as an input for a signal of the high-frequency generator G, the output port as an output for the signal to the load L.
  • a chain circuit of two or more chain elements is arranged between input port and output port, each chain element having a series branch Z s , Z s i Z S 2 having a series branch reactance X s , X s i, Xs 2 and a parallel branch Z p , Z i, Z P 2, Z P 3 with a parallel-branch reactance X p , X p i, X P 2, X P 3 and a switch S s , S s i, S S 2, S S 3, S, S p i, S P 2, S P 3 has. At least one of the switches is designed as a drain-source path of a transistor.
  • the illustrated components are connected by line sections L n .
  • At least one of the switches S s , S S 2, S S 3, S p i, S 2, S P 3 is preferably designed as a drain-source path of a compound semiconductor transistor.
  • the transistors are gallium nitride or silicon carbide transistors.
  • the parallel branches Z p , Z p i, Z P 2, Z P 3 are connected to ground, the switches S p , S i, S 2 are connected with their source grounded.
  • FIG. 2 shows a further exemplary embodiment of the invention, wherein the reactances of the series branches, which are not individually designated for reasons of simplification, are designed as inductances L s i, I_s 2, L S 3.
  • the reactances of the parallel branches which are not individually designated for reasons of simplification are formed in FIG. 2 as capacitors C, C i, C 2, C 3.
  • Such diagrams are known, for example, from the publications PH Smith: Transmission Line Calculator, Electronics Volume 12, No1, pp 29 to 31 January 1939 and improved Transmission Line Calculator Electronics Volume 17, No 01, pp 130 to 133, 318 to 325 , January 1944.
  • the Smith diagram is a simulation of the impedance values of a
  • inventive network As usual with Smith diagrams, the real part of the impedance is closed circles and its imaginary part is associated with open circular sections.
  • the diagram of FIG. 3a covers the adaptation range, which is important in particular for many plasma applications, from 1 ohm to 10 ohm reel and from -j 5 ohm to -j 20 ohm imaginary.
  • FIG 3b is for comparison a Smith Chart- line diagram of a known from the prior art L-circuit with an adjustable capacity between 200pF and 1000pF in the parallel branch and in the series branch of an adjustable capacitance between 155pF and 500pF and an inductance of 1000nH, wherein the area surrounded by a solid line shows the adjustable impedance range of this circuit.
  • the comparison of Figure 3a with Figure 3b shows that the Smith diagram of a
  • Network can cover the adjustable impedance range of a typical L-circuit matchbox.

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Abstract

Die Erfindung betrifft ein Hochfrequenz - Impedanz - Anpassungsnetzwerk, umfassend einen Eingangsport und einen Ausgangsport, wobei der Eingangsport als Eingang für ein Signal eines Hochfrequenz-Generators G, der Ausgangsport als Ausgang für ein Signal zu einer Last L ausgebildet ist und Eingangsport und Ausgangsport mittels einer Kettenschaltung von zwei oder mehr Kettenelementen gekoppelt sind, wobei jedes Kettenelement einen Serienzweig (Zs, Zs1, Zs2) mit einer Serienzweig-Reaktanz (Χs, Xs1, Xs2) und einen Parallelzweig (Zp, Zp1, Zp2, Zp3) mit einer Parallelzweig-Reaktanz (Xp, Xp1, Xp2, Xp3) sowie einen ersten Schalter (Ss, Ss1, Ss2, Sp, Sp1, Sp2, Sp3) umfasst, der als Drain-Source Strecke eines Transistors ausgebildet ist, und mittels des ersten Schalters eine Überbrückung der Serienzweig-Reaktanz schaltbar ist oder der erste Schalter im Parallelzweig in Serie mit der Parallelzweig-Reaktanz geschaltet ist.

Description

Beschreibung
Hochfrequenz- Impedanz Anpassungsnetzwerk, seine Verwendung sowie ein Verfahren zur
Hochfrequenz - Impedanz - Anpassung
Die Erfindung betrifft ein Hochfrequenz - Impedanz - Anpassungsnetzwerk, seine Verwendung und ein Verfahren gemäß den Oberbegriffen der unabhängigen Patentansprüche.
Hochfrequenz- Impedanz Anpassungsnetzwerke für die Zuführung von hochfrequenter Energie von einer Quelle zu einem Verbraucher, beispielsweise Vorrichtungen zur Erzeugung von Plasmaanregungen, nachrichtentechnische Sender oder Teilchenbeschleunigern sind bekannt. Mit derartigen Netzwerken erfolgt eine Anpassung der Impedanz zwischen der Quelle für hochfrequente Signale, insbesondere einem Hochfrequenzgenerator, und dem Verbraucher, der im Folgenden auch als„Last" bezeichnet wird. Die mittels des Anpassungsnetzwerks angepasste Impedanz soll grundsätzlich im Wesentlichen der Impedanz der Last entsprechen, da andernfalls ein Teil der von der Quelle produzierten Welle reflektiert wird und dadurch nicht die volle verfügbare Leistung in der Last umgesetzt werden kann. Die Last weist bei den oben aufgeführten sowie auch weiteren Anwendungsfällen häufig eine innerhalb kurzer Zeiten sich ändernde Impedanz auf. Beispielsweise variiert bei Magnetron-Sputterkathoden - Plasmaanregungen in einer Plasmakammer die komplexe Impedanz typischerweise zwischen 1 und 10 Ohm und -j 5 Ohm und j 20 Ohm.
Bekannte Netzwerke enthalten Netzwerke mit Reaktanzen, also Induktivitäten und Kapazitäten, wobei verschiedene Netzwerk- oder Schaltungstopologien eingesetzt werden. Netzwerke mit zeitlich konstanten Reaktanzen oder Topologien (Fixed Match) können nur in einem kleinen Prozessfenster eine ausreichend genaue Impedanz- Anpassung der Quelle hin zu einer zeitlich variablen Last realisieren.
Ferner sind Netzwerke bekannt, die mechanisch verstellbare Bauteile, insbesondere
Kondensatoren und fast immer mindestens auch eine Induktivität, aufweisen. Beispielsweise kann man die Anpassung mittels mechanisch verstellbaren Vakuumkondensatoren verbessern, wobei der Abgleich meistens automatisch über eine Impedanz- Messeinrichtung, einen
Regelkreis und Motoren zum Antrieb der Kondensatoren erfolgt.
Bei Plasmaanregungen eingesetzte Anpassungsnetzwerke mit variierbaren Reaktanzen sind bei 13,56 MHz typischerweise ausgelegt für Ausgangsströme zwischen 25 A und 300 A. Ähnliche Anpassungsnetzwerke werden auch für den Betrieb von Beschleunigern für die Teilchenphysik mit Pulsleistungen bis über 500 kW eingesetzt, beispielsweise beim SIS 100 der Gesellschaft für Schwerionen Forschung, Darmstadt.
Da die Kapazitäten der Vakuumkondensatoren mechanisch eingestellt werden, kann die sogenannte Tuning- Zeit (Zeitdauer der Abstimmung des Netzwerks bis die Impedanz hin zur Last im Wesentlichen der Impedanz der Last entspricht) bei ungünstigen Startwerten einige Sekunden betragen. Auch bei optimierten Startwerten ist die Tuning- Zeit mit derartigen
Kondensatoren nur schwer unter einer Schwelle von 1 Sekunde zu bringen. Da der
technologische Trend hin zu kürzeren Prozesszeiten geht, insbesondere bei
Plasmaanregungen, die bei manchen Anwendungen in der Größenordnung von 1 Sekunde liegen, ist eine Tuning- Zeit in der Größenordnung von 1 Sekunde unakzeptabel groß.
Gewünscht sind vielmehr Einstellzeiten des Netzwerks im Millisekunden Bereich, die mit mechanisch verstellbaren Vakuumkondensatoren nicht mehr realisierbar sind.
Ein weiteres Problem bei den bekannten Netzwerken mit mechanisch verstellbaren
Reaktanzen, ist die relativ zu den Anforderungen der Anwender niedrige Abstimmgenauigkeit. Bei großen Ausgangsströmen sind große Vakuumkondensatoren mit hoher Stromtragfähigkeit notwendig, die für die Verstellung hohe Drehmomente benötigen. Slip- Stick- Effekte und die bei vielen Anwendungen sehr spitze Resonanzcharakteristiken der entsprechenden Antriebe, schränken die Abstimmgenauigkeit der Netzwerke ein. Für eine gute Reproduzierbarkeit von Produktionsprozessen wird jedoch in vielen Fällen eine relativ präzise Hochfrequenz
Abstimmung von < -20 dB gefordert.
Spezielle, durch das Schalten von Relais abgestimmte, geschaltete Anpassungsnetzwerke gibt es schon seit einiger Zeit Im Bereich der Funktechnik, insbesondere im Amateurfunk, wobei in der Funkanwendung meist nur relativ kleine Leistungen gefordert werden und nur bei einem Frequenzwechsel ein Tuning notwendig ist, was nicht allzu häufig auftritt.
Für Plasmaanwendungen sind jedoch Relais nicht geeignet, da die geforderten
Leistungsklassen der Relais nicht verfügbar sind und bei Plasmaprozessen durch die inhärent dynamische Last ein permanentes Nachtunen notwendig ist - anders als bei den üblichen Funkanwendungen. Häufiges Nachtunen würde viele Schaltzyklen und damit eine zu geringe Lebensdauer der Relais zur Folge haben.
Für geschaltete Anpassungsnetzwerke ist die Verwendung von PIN-Dioden vorgeschlagen worden. Beispielsweise wird die Verwendung von PIN-Dioden für geschaltete
Anpassungsnetzwerke in den Dokumenten EP 1 236 275 B1 , US 6,677, 828, B1 , EP 1 182 686 A2, US 0,2008,028,453,7 A1 , US 0,2010,008,512,9 A1 , US 0,2010,022,541 , 1 A1 , US ,542,076 B2, KR10 2013 1 15 826 A, JP 00 2012 142 285 A, DE 10 2005 058 875 A1 vorgeschlagen.
Anpassungsnetzwerke mit bipolaren Schalttransistoren werden in der US 8 416 008 B2 und US 9, 124,248 B2 diskutiert, die jedoch durch zu geringe Stromfestigkeit und zu hohe Verluste nur eine geringe Praxistauglichkeit aufweisen.
Aus der WO 2016/100841 A1 sind ferner schaltbare Anpassungsnetzwerke mit phase- switched Elementen bekannt, in der als Schalter neben CMOS- Komponenten verschiedene andere Halbleiterkomponenten vorgeschlagen werden, wie FETs (Field Effect Transistor) und HEMTs (High- Electron- Mobility- Transistor), wobei verstellbare effektive Reaktanzen durch die Kombination von Schaltern und Kondensatoren oder Spulen gebildet werden. Die Schalter werden dabei zyklisch in Abhängigkeit von der Betriebsfrequenz geschaltet.
Ferner ist beim sogenannten Load- Pull- Tuning und Source- Pull- Tuning der Einsatz von sogenannten Impedanz- Tunern üblich, um die Impedanz einer nichtlinearen HF- Komponente, beispielsweise eines RF- oder MW Leistungsverstärkers oder eines Transistors zu messen. Dabei wird die Last- Impedanz bzw. Source- Impedanz gegenüber der HF- Komponente mechanisch so manipuliert, dass sie einen von 50 Ohm abweichenden Wert annimmt, wobei die HF- Komponente auf die verschiedenen Impedanzen reagiert. Load-Pull- Tuning und Source- Pull- Tuning werden mittels der änderbaren Impedanz des Impedanz- Tuners realisiert. Ein automatischer frequenzselektiver Mikrowellen- Tuner für Load- Pull- Transistor- Tests ist aus der US 7248866 B1 bekannt, wobei unabhängig voneinander steuerbare Reflexionsfaktoren erzeugt werden. Grundsätzlich umfasst ein derartiger Tuner elektro- mechanische
Komponenten, für die durch Positionierung von Teilkomponenten relativ zueinander in einem weiten Bereich variable Impedanz realisiert werden kann. In dem bekannten Tuner werden beispielsweise horizontal und vertikal einstellbare High- Q- Resonanz- Sonden eingesetzt. Insbesondere umfasst der Tuner eine Präzisions- Stableitung mit 50 Ohm, zwei parallele Platten, einem dazwischenliegenden Leiter sowie eine metallische Messsonde. Durch
Positionierung der Sonde kann die zu untersuchende Komponente mit nahezu jeder Impedanz beaufschlagt werden und alle in einem Smith-Diagramm enthaltenen Werte realisierbar sind.
Grundsätzlich weisen die bekannten auf mechanischen Manipulationen basierenden Impedanz- Tuner die gleichen Probleme hinsichtlich Tuning- Zeit und Genauigkeit auf, die bei den herkömmlichen Hochfrequenz- Impedanz Anpassungsnetzwerken schon angesprochen worden sind. Aufgabe der Erfindung ist ein elektronisches Hochfrequenz- Impedanz- Anpassungsnetzwerk zu schaffen mit dem in einem relativen breiten Leistungsbereich kurze Anpassungszeiten von <10 ms (Millisekunden) bei einer hohen Abstimmungsgenauigkeit von < - 20 dB (Dezibel) erreicht werden können. Bevorzugt sind Leistungen im Bereich von 1W bis 50 kW,
grundsätzlich auch höhere Leistungen bis 500kW denkbar.
Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche gelöst.
Vorsorglich werden nachfolgend einige Ausdrücke und Begriffe erläutert, die in der Beschreibung und den Ansprüchen des vorliegenden Schutzrechtes verwendet werden.
Als Port wird der Zugang zu einem Bauteil bezeichnet, an dem elektromagnetische Energie abgegeben oder aufgenommen werden kann.
Als Leitung wird eine Einrichtung bezeichnet, die zwei Punkte zur Übertragung elektromagnetischer Energie zwischen diesen Punkten elektrisch verbindet, insbesondere eine Kabelverbindung. Es versteht sich, dass die Energie auch in der Form von Mikrowellen oder in anderer hochfrequenter elektromagnetischer Form vorliegen kann. Als Überbrückung eines Bauteils wird ein temporärer alternativer Strompfad mit gleicher oder größerer Stromübertragungskapazität bezeichnet. Als Stichleitung wird ein Abschnitt einer Übertragungsleitung mit einstellbarer Länge bezeichnet, dessen eines Ende kurzgeschlossen oder offen und dessen anderes Ende parallel oder in Serie mit einer Hauptleitung verbunden ist.
Als Reaktanz wird der Imaginär- Teil einer Impedanz bezeichnet. Eine kapazitive Reaktanz ist eine Reaktanz mit einem negativen Wert. Eine induktive Reaktanz ist eine Reaktanz mit einem positiven Wert bezeichnet. Als Kondensator wird ein Zweipol bezeichnet, der im Wesentlichen durch seine Kapazität gekennzeichnet ist. Als induktives Element wird ein passives zweipoliges Netzwerkelement bezeichnet, bei dem aufgenommene elektrische Energie magnetisch gespeichert und vollständig zurückgewinnbar ist.
Richtungsbezogene Ausdrücke, wie beispielsweise„parallel" oder„zwischen", werden lediglich als Hilfsmittel verwendet um die Erfindung zu beschreiben und sind nicht im wortwörtlichen Sinn einschränkend zu interpretieren.
Als Kettenschaltung wird eine Verbindung von Zweitoren bezeichnet, bei der das Ausgangstor jedes Zweitors, aus des letzten, mit dem Eingangstor des nächsten verbunden ist. Unter „Reihenschaltung" oder„in Serie geschaltet" wird die Hintereinanderschaltung zweier oder mehrerer Bauelemente in dem Netzwerk verstanden, sodass sie einen einzigen Strompfad bilden. Als „Parallelschaltung" oder „parallel geschaltet" wird die Verbindung mehrerer zweipoliger Netzwerke bezeichnet, sodass ihre Pole mit einem gemeinsamen Polpaar verbunden sind.
Die Ausdrücke„geschaltet",„Kopplung",„gekoppelt" etc. beziehen sich auf jegliche Mittel, durch die ein Energietransfer zwischen zwei oder mehr Elementen ermöglicht wird, wobei die Anordnung eines oder mehrerer zusätzlicher Elemente vorstellbar ist aber nicht zwingend verlangt ist. Die Ausdrücke„direkt gekoppelt, direkt verbunden etc." beinhalten die Abwesenheit derartiger zusätzlicher Elemente.
Die Ausdrücke „gegen Masse geschaltet" oder „an Masse liegend" beziehen sich auf das Bestehen einer elektrischen Verbindung zwischen einem gegebenen Punkt in dem Netzwerk und der örtlichen Erde.
Die Ausdrücke „Drain", „Source" und „Gain" werden ihrer üblichen Bedeutung in der Halbleitertechnik verwendet.
Als ISM (Industrial, Scientific and Medical) -Frequenzen werden insbesondere folgende
Frequenzen bezeichnet 6,765 MHz, 13,553 MHz, 26,957 MHz, 40,66 MHz, 433,05 MHz, 902 MHz, 2,45 GHz.
Das erfindungsgemäße Hochfrequenz- Impedanz- Anpassungsnetzwerk, umfassend einen Eingangsport und einen Ausgangsport, wobei der Eingangsport als Eingang für ein Signal eines Hochfrequenz - Generators G, der Ausgangsport als Ausgang für ein Signal zu einer Last L ausgebildet ist und Eingangsport und Ausgangsport mittels einer Kettenschaltung von zwei oder mehr Kettenelementen gekoppelt sind, zeichnet sich dadurch aus, dass jedes Kettenelement einen Serienzweig Zs, Zsi , ZS2 mit einer Serienzweig-Reaktanz Xs, Xsi , Xs2 und einen Parallelzweig Zp, Z i , ZP2, ZP3 mit einer Parallelzweig-Reaktanz Xp, Xpi , XP2, X 3 sowie einen ersten Schalter Ss, Ssi , SS2, SS3, S , S i , S 2, S 3 umfasst, der als Drain- Source Strecke eines Transistors ausgebildet ist, wobei mittels des ersten Schalters Ss, Ssi , SS2, eine Überbrückung der Serienzweig-Reaktanz Xs, Xsi , XS2 schaltbar ist oder der erste Schalter S , S i , S 2, S 3 im Parallelzweig Zp, Zpi , ZP2, ZP3 in Serie mit der Parallelzweig-Reaktanz Xp, Xpi , XP2, X 3 geschaltet ist.
Vorteilhaft werden mit der erfindungsgemäßen Ausbildung der Schalter hohe
Schaltgeschwindigkeiten möglich, die sich aus dem verfügbaren Gatestrom und der Gate- Source Kapazität des Transistors ergeben. Erfindungsgemäß ist durch derartig ausgebildete Schalter im geöffneten Schaltzustand die erforderliche Isolation für die Hochfrequenzspannung und zusätzlich im geschlossenem Schaltzustand ein hoher Hochfrequenzstrom bei kleinen Verlusten realisierbar. Durch den Wegfall von mechanischen Teilen erhöht sich die Genauigkeit der Abstimmung des Netzwerks.
Das Anpassungsnetzwerk ist bevorzugt ausgelegt für hochfrequente elektromagnetische Energie im Bereich 1 kHz bis 100 GHz, insbesondere für Frequenzen von 100 kHz, 100 MHz, 1 GHz und 100 GHz. Besonders bevorzugt ist das Anpassungsnetzwerk für ISM Frequenzen ausgelegt, wie sie weiter oben angeführt worden sind.
Eine weitere Ausführungsform der Erfindung zeichnet sich dadurch aus, dass der erste Schalter wenigstens eines Kettenelements eine um einen Faktor von mindestens 10 niedrigere maximale Schaltfrequenz als das Signal des Hochfrequenz - Generators G hat, womit kostengünstigere Schalter bzw. Transistoren eingesetzt werden können.
Eine weitere Ausführungsform der Erfindung zeichnet sich dadurch aus, dass das Kettenelement zusätzlich zum ersten Schalter einen zweiten Schalter umfasst, wobei der zweite Schalter im Parallelzweig geschaltet ist, falls mittels des ersten Schalters eine Überbrückung der der Serienzweig-Reaktanz schaltbar ist oder wobei mittels des zweiten Schalters eine Überbrückung der Serienreaktanz schaltbar ist, falls der erste Schalter im Parallelzweig geschaltet ist.
Eine weitere Ausführungsform der Erfindung zeichnet sich dadurch aus, dass auch der zweite Schalter wenigstens eines Kettenelements eine um einen Faktor von mindestens 10 niedrigere maximale Schaltfrequenz als das Signal des Hochfrequenz - Generators G hat, womit kostengünstigere Schalter bzw. Transistoren eingesetzt werden können.
Eine weitere Ausführungsform der Erfindung zeichnet sich dadurch aus, dass der Transistor ein Verbindunghalbleiter-Transistor, insbesondere ein GaN- oder ein SiC- Transistor ist. Ferner kann der Transistor auch ein GaAs/ AIGaAs oder InGaAs oder InP/ GalnAs Transistor sein. Es versteht sich, dass die Transistoren entsprechend beschaltet sind, damit die Drain-Source Strecke als Schalter mit den gewünschten Eigenschaften fungiert, insbesondere zeitlich stabil definierte Zustände annimmt und schnell ändern kann. Bei den heutigen Transistoren ist vorsorglich ein Bias oder eine interne oder extern geschaltete Diode vorgesehen, um die Schaltzustände zu stabilisieren.
Erfindungsgemäß sind die Transistoren ausgelegt auf hochfrequente elektromagnetische Energie bis mindestens 100 GHz, bevorzugt im Bereich der ISM-Frequenzen. Bei der Anwendung des Netzwerks im Bereich von Plasmaanregungen sind erfindungsgemäß folgende Auslegungsparameter der Transistoren zu berücksichtigen:
Maximale Spannungsfestigkeit der Drain-Source Strecke
Maximale Stromtragfähigkeit (HF) Drain-Source Strecke
Ron Widerstand
Kapazität der Drain-Source Strecke (mit und ohne Bias)
Entsprechend wie im Fall des Einsatzes der Erfindung im Bereich von Plasmaanregungen erfolgt erfindungsgemäß die Auslegung der Transistoren und Anpassung der Topologie des Netzwerks bei anderen Anwendungsbereichen, wie beispielsweise elektrischer und induktiver Erwärmung sowie den anderen angegebenen Anwendungsbereichen.
Eine weitere Ausführungsform der Erfindung zeichnet sich dadurch aus, dass der Parallelzweig Zp, Z i , Z 2, ZP3 gegen Masse geschaltet ist.
Eine weitere Ausführungsform der Erfindung zeichnet sich dadurch aus, dass der im Parallelzweig Zp, Zpi , ZP2, ZP3 geschalteter erste Schalter Sp, S pi , SP2, SP3 mit seiner Source an Masse liegt, wodurch eine massebezogene Drain- Einspeisung ermöglicht wird.
Bevorzugt weisen die Transistoren ein hochgelegtes Potential auf, da im offenen Zustand keine Nulldurchgänge des Potentials zulässig sind, wodurch die Transistoren leitfähig würden. Ein entsprechender DC-Drain-Bias kann extern angelegt oder durch eine Diode gebildet sein. Bei Transistoren mit integrierter Freilaufdiode muss eine derartige Diode nicht extern vorgesehen sein.
Vorzugsweise erfolgt die Ansteuerung der Transistoren über einen optischen Link, was die schnelle Steuerung der Transistoren unabhängig von deren Bezugspotential ermöglicht. Dies ist bevorzugt, falls die Source auf HF-Potential liegt, wie beispielsweise bei einem Transistor in im Reihenzweig Ss. Die Gate-Steuerspannung muss dann zur Source-HF-Spannung addiert werden, was bei hohen Spannungen problematisch beziehungsweise wegen dem notwendigen Einsatz eines HF-Übertragers aufwendig sein kann.
Eine weitere Ausführungsform der Erfindung zeichnet sich dadurch aus, dass die Parallelzweig - Reaktanz Xp, XPi , XP2, XP3 an Masse liegt. Eine weitere Ausführungsform der Erfindung zeichnet sich dadurch aus, dass die Parallelzweig- Reaktanz Xp, Xpi, XP2, XP3 als Kondensator Cp, C i , CP2, CP3 oder als induktives Element ausgebildet ist, womit ein einfach strukturiertes und leicht skalierbares Anpassungsnetzwerk geschaffen werden kann.
Eine weitere Ausführungsform der Erfindung zeichnet sich dadurch aus, dass die Serienzweig - Reaktanz Xs, Xsi, XS2 als Kondensator oder als induktives Element Lsi, LS2, LS3 ausgebildet ist, womit ein einfach strukturiertes und leicht skalierbares Anpassungsnetzwerk geschaffen werden kann.
Eine weitere Ausführungsform der Erfindung zeichnet sich dadurch aus, dass parallel oder in Serie zu dem im Serienzweig Zs, Zsi, ZS2 geschalteten Schalter Ss, Ssi , SS2 eine weitere Reaktanz geschaltet ist.
Eine weitere Ausführungsform der Erfindung zeichnet sich dadurch aus, dass parallel oder in Serie zu dem im Parallelzweig Z , Zpi, ZP2, ZP3 geschalteten Schalter S , S i, S 2, SP3 eine weitere Reaktanz geschaltet ist.
Mit einer derartigen Schaltung weiterer Reaktanzen kann eine Kompensation der Drain-Source Kapazität durch eine Induktivität oder erzeugen einer besser definierten Drain-Source-Kapazität durch eine externe weitere Kapazität erfolgen.
Eine weitere Ausführungsform der Erfindung zeichnet sich dadurch aus, dass das Anpassungsnetzwerk für Frequenzen größer als 1 GHz ausgelegt ist, wobei die Reaktanzen der Reihenschaltung Zs und/ oder die Reaktanzen der Parallelzweig- Reihenschaltung Zp als Leitungsstücke oder als Stichleitungen ausgebildet sind.
Eine weitere Ausführungsform der Erfindung zeichnet sich dadurch aus, dass das Anpassungsnetzwerk bei Betrieb einer Plasmaanregung, beispielsweise Plasmaanregungen für Oberflächenbehandlungen, Lichterzeugung, oder zur elektrischen oder induktiven Erwärmung von Werkstücken sowie bei nachrichtentechnischen Sendern, einschließlich Basisstationen, Amateurfunk, Fernsehen und Radio, Radar, Richtfunk eingesetzt wird.
Eine weitere Ausführungsform der Erfindung zeichnet sich dadurch aus, dass das Anpassungsnetzwerk bei der Einkopplung von Hochfrequenzleistung bei einem Teilchenbeschleuniger oder einer Synchrotonstrahlungsquelle eingesetzt wird. Eine weitere Ausführungsform der Erfindung betrifft die Verwendung bei Messungen nach dem Load- Pull- Verfahren oder dem Source-Pull Verfahren. Dabei wird eine Last- oder Quell Impedanz unter ständiger Messung der Ausgangsleistung bzw. Eingangsleistung der Last variiert. Nach den Gesetzen der Leistungsanpassung wird ein Maximum der Leistung dann erreicht, wenn die Ausgangsimpedanz des HF- Generators dem konjugiert Komplexen der Lastimpedanz gleich ist.
Es versteht sich, dass zum Betrieb des Anpassungsnetzwerks entsprechende Treiber für die Ansteuerung der Transistoren, messtechnische Vorrichtungen sowie eine, vorzugsweise digitale Steuerung oder Regelung des Anpassungsnetzwerks vorgesehen sind. Derartige Komponenten sind grundsätzlich dem Fachmann bekannt.
Eine bevorzugte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Anpassungsnetzwerks für
Hochfrequenz-Plasmaanwendungen hat folgende Eckdaten
Leistung: 1 kW 5 kW 10 kW 20 kW
Max. Ausgangsstrom 20 A 50 A 100 A 200 A
Min. Lastimpedanz (Realteil) 2,5 Ω 2 Ω 1 Ω 0,5 Ω
Eingangs-Nennimpedanz 50 Ω
Abstimmgeschwindigkeit < 50 ms
Abstimmungsgenauigkeit < 0,05 bzw. < - 26 dB (Pr/Pv < 0,25 %)
Die Kosten für diese Anpassungsnetzwerke sollen dabei geringer sein als diejenigen der derzeitig erhältlichen Anpassungsnetzwerke gleicher Leistungsklasse.
Die Abstimmgeschwindigkeit < 50 ms ist um mehr als 1 Größenordnung schneller als diejenige der heute üblichen Anpassungsnetzwerke mit mechanisch verstellten Kondensatoren. Dadurch wird der definierte Prozess-Arbeitspunkt schneller erreicht und die Zeit der Undefinierten
Hochfrequenzverhältnisse deutlich verkürzt. Dies ist insbesondere für empfindliche Prozesse mit chemischen Reaktionen (Reaktivsputtern, PECVD, Ätzen), Prozesse mit kurzen
Prozesszeiten und für gepulste Prozesse von hoher Bedeutung.
Die Abstimmgenauigkeit ist mindestens eine Größenordnung höher als bei konventionellen Anpassungsnetzwerken, da keine mechanische Positionierungspräzision von Kondensatoren mehr im Spiel ist. Zusammen mit einer präzisen Messtechnik und leistungsfähigen
Abstimmungsalgorithmen kann so eine wesentlich präzisere Prozessstabilität und - reproduzierbarkeit erzielt werden. Das erfindungsgemäße Verfahren zur Anpassung der Impedanz einer Last an die Ausgangsimpedanz eines Hochfrequenz-Generators G zeichnet sich dadurch aus, dass der erste Schalter und/oder der zweite Schalter während der erstmaligen Abstimmung nach dem Einschalten und während des Anpassungsvorgangs an die geänderte Impedanz der Last geschaltet wird und während des Betriebs in seiner Schaltstellung bleibt, wodurch Verluste durch Schalten gering gehalten werden. Vorzugsweise wird nur während des Anpassungsvorgangs geschaltet.
Eine Anpassung kann zum Beispiel bei einer Veränderung der Impedanz der Last um 2 %- 5%, vorzugsweise bei 3% erfolgen.
Eine weitere Ausführungsform der Erfindung zeichnet sich dadurch aus, dass der erste Schalter wenigstens eines Kettenelements unabhängig von der Phase des Signals des Hochfrequenz- Generators G geschaltet wird, womit gegenüber einer Lösung mit phase-switched Reaktanzen geringere Schaltverluste erreichbar sind.
Das erfindungsgemäße Verfahren zur Hochfrequenz-Impedanz - Anpassung eines
Hochfrequenz-Generators G and die Impedanz einer Last, wobei ein Anpassungsnetzwert umfassend eine Kettenschaltung von n (n > 1 ) Kettenelementen zwischen einen Eingangsport und einen Ausgangsport geschaltet wird, zeichnet sich dadurch, dass die Kettenelemente jeweils elektronisch geschaltet 2 verschiedene 2-Tor Zustände annehmen können und durch eine digitales Signal mit n Bit Länge angesteuert werden, um die zur Anpassung erforderlichen Streuparameter des Gesamtzweitors einzustellen. Dieses Verfahren weist die entsprechenden Vorteile wie das analoge Anpassungsnetzwerk auf.
Eine weitere Ausführungsform des o.g. Verfahrens zeichnet sich dadurch aus, dass - vorzugsweise ausschließlich - während des Anpassungsvorgangs an die geänderte Impedanz der Last geschaltet wird und während des Betriebs die Kettenelemente in ihrer Schaltstellung bleiben.
Weitere Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Zeichnungsbeschreibung. Die Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Figuren schematisch dargestellt. Gleiche Bezugsziffern in den einzelnen Figuren bezeichnen dabei gleiche oder funktionsgleiche bzw. hinsichtlich ihrer Funktionen einander entsprechende Elemente. Die Figuren zeigen lediglich Beispiele und sind nicht beschränkend zu verstehen. Die Zeichnungen, die Beschreibung und die Ansprüche enthalten zahlreiche Merkmale in Kombination. Der Fachmann wird die Merkmale zweckmäßigerweise auch einzeln betrachten und zu sinnvollen weiteren Kombinationen zusammenfassen. Im Einzelnen zeigt beispielhaft:
Figur 1 : Ein Ausführungsbeispiel des Hochfrequenz- Impedanz Anpassungsnetzwerks
Figur 2: Ein weiteres Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Hochfreq
Impedanz- Anpassungsnetzwerks.
Figur 3a: Ein Smith Diagramm mit der Darstellung des anpassbaren Impedanz- Bereichs eines Ausführungsbeispiels der Erfindung.
Figur 3b: Ein Smith Diagramm mit des anpassbaren Impedanz- Bereichs einer L- Schaltung nach dem Stand der Technik.
In Figur 1 ist ein Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt, wobei G einen
Hochfrequenzgenerator und L eine Last beispielsweise eine Plasmaanregungsvorrichtung bezeichnet.
Das Hochfrequenz- Impedanz- Anpassungsnetzwerk, umfasst einen Eingangsport und einen Ausgangsport, wobei der Eingangsport als Eingang für ein Signal des Hochfrequenz - Generators G, der Ausgangsport als Ausgang für das Signal zur Last L ausgebildet ist.
Zwischen Eingangsport und Ausgangsport ist eine Kettenschaltung von zwei oder mehr Kettenelementen angeordnet, wobei jedes Kettenelement einen Serienzweig Zs, Zsi ZS2 mit einer Serienzweig-Reaktanz Xs, Xsi , Xs2 und einen Parallelzweig Zp, Z i, ZP2, ZP3 mit einer Parallelzweig- Reaktanz Xp, Xpi, XP2, XP3 sowie einen Schalter Ss, Ssi , SS2, SS3, S , Spi , SP2, SP3 aufweist. Zumindest einer der Schalter ist als Drain- Source Strecke eines Transistors ausgebildet.
Mittels der Schalter Ss, Ssi , SS2, kann eine Überbrückung der Serienzweig-Reaktanz Xs, Xsi, Xs2, XS3 geschaltet werden.
In den Parallelzweigen Zp, Z i , ZP2, ZP3 sind jeweils Schalter S , S i, S 2, SP3 in Serie mit den Parallelzweig-Reaktanzen Xp, Xpi, XP2, XP3 geschaltet.
Die dargestellten Komponenten sind durch Leitungsabschnitte Ln verbunden.
Erfindungsgemäß ist zumindest einer der, vorzugsweise sind jedoch alle Schalter Ssi , SS2, SS3, Spi , S 2, SP3 als Drain- Source- Strecke eines Verbindunghalbleiter - Transistors ausgebildet. Bevorzugt handelt es sich bei den Transistoren um Galliumnitrid- oder Siliziumkarbid- Transistoren. Die Parallelzweige Zp, Zpi, ZP2, ZP3 sind gegen Masse geschaltet, wobei die Schalter Sp, S i, S 2 mit ihrer Source an Masse liegend geschaltet sind.
In Figur 2 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt, wobei die Reaktanzen der aus Vereinfachungsgründen nicht einzeln bezeichneten Serienzweige als Induktivitäten Lsi, I_s2, LS3 ausgebildet sind.
Die Reaktanzen der aus Vereinfachungsgründen nicht einzeln bezeichneten Parallelzweige sind in Figur 2 als Kondensatoren C , C i, C 2, C 3 ausgebildet.
In Figur 3a und 3b sind jeweils der auf eine Impedanz Zo= 50 Ohm normierte Imaginärteil und Realteil der anpassbaren Impedanz von Anpassungsnetzwerken in einem Smith - Diagramm dargestellt.
Derartige Diagramme sind bei beispielsweise bekannt aus den Veröffentlichungen P. H. Smith: Transmission Line- Calculator, Electronics Volume 12, No1 , pp 29 bis 31 January 1939 und improved Transmission Line- Calculator Electronics Volume 17, No 01 , pp 130 bis 133, 318 bis 325, January 1944.
In Figur 3a ist das Smith Diagramm einer Simulation der Impedanz- Werte eines
erfindungsgemäßen Netzwerk dargestellt. Wie bei Smith Diagrammen üblich, ist der Realteil der Impedanz geschlossenen Kreisen und ihr Imaginärteil offenen Kreisabschnitten zugeordnet.
Dunkle Punkte in der Darstellung sind die anpassbaren Lastimpedanzen bei verschiedenen Schalterstellungs-Kombinationen..
Das Diagramm der Figur 3a überdeckt den insbesondere für viele Plasmaanwendungen wichtigen Anpassbereich von 1 Ohm bis 10 Ohm reel und von -j 5 Ohm bis -j 20 Ohm imaginär.
In den Resultaten der Figur 3a ist das Verhältnis von reflektierter Leistung Pr zu P, < 15 %. Die Leistungsbelastbarkeit ist < 2000 W und der Wirkungsgrad > 65 %, wobei daraufhin zu weisen ist, dass diese Werte in den meisten Bereichen des Diagramms weit übertroffen werden.
In der Figur 3b ist zum Vergleich ein Smith- Chart- Leitungsdiagramm einer aus dem Stand der Technik bekannten L- Schaltung mit einer verstellbaren Kapazität zwischen 200pF und 1000pF im Parallelzweig sowie im Serienzweig einer verstellbaren Kapaziät zwischen 155pF und 500pF und einer Induktivität von 1000nH dargestellt, wobei der von einer durchgehenden Linie umrandete Bereich den anpassbaren Impedanz- Bereich dieser Schaltung zeigt. Der Vergleich von Figur 3a mit Figur 3b zeigt, dass das Smith Diagramm eines erfindungsgemäßen
Netzwerks den anpassbaren Impedanz- Bereich einer typischen L- Schaltung- Matchbox überdecken kann.
Bezugszeichenliste
G Generator
L Last
Ln Leitungsabschnitte n
Ss Schalter s
Ss1 Schalter s1
Ss2 Schalter s2
Sp Schalter p
Sp1 Schalter p1
Sp2 Schalter p2
Sp3 Schalter p3
Xs Serienzweig- Reaktanz s
Xs1 Serienzweig- Reaktanz s1
Xs2 Serienzweig- Reaktanz s2
Xp Parallelzweig- Reaktanz p
Xp1 Parallelzweig- Reaktanz p1
Xp2 Parallelzweig- Reaktanz p2
Xp3 Parallelzweig- Reaktanz p3
Lsi Spule s1
Ls2 Spule s2
Ls3 Spule s3
Cp Kondensator p
Cp1 Kondensator p1
Cp2 Kondensator p2
Cp3 Kondensator p3
Zs Serienzweig s
Zs1 Serienzweig s1
ZS2 Serienzweig s2
Zp Parallelzweig p
Zpi Parallelzweig p1
ZP2 Parallelzweig p2
Zp3 Parallelzweig p3

Claims

Patentansprüche
1. Hochfrequenz- Impedanz- Anpassungsnetzwerk, umfassend einen Eingangsport und einen Ausgangsport, wobei der Eingangsport als Eingang für ein Signal eines Hochfrequenz - Generators G, der Ausgangsport als Ausgang für ein Signal zu einer Last L ausgebildet ist und Eingangsport und Ausgangsport mittels einer Kettenschaltung von zwei oder mehr Kettenelementen gekoppelt sind, dadurch gekennzeichnet, dass
- jedes Kettenelement einen Serienzweig (Zs, Zsi ZS2) mit einer Serienzweig- Reaktanz (Xs, Xsi, Xs2) und einen Parallelzweig (Zp, Z i, ZP2, ZP3) mit einer Parallelzweig-Reaktanz (Xp, Xpi, XP2, X 3) sowie einen ersten Schalter (Ss, Ssi, Ss2, Ss3, S , S i, S 2, S 3) umfasst, der als Drain- Source Strecke eines Transistors ausgebildet ist, wobei mittels des ersten Schalters (Ss, Ssi, SS2) eine Überbrückung der Serienzweig- Reaktanz (Xs, Xsi, XS2) schaltbar ist oder
- der erste Schalter (Sp, Sp1 , Sp2, Sp3) im Parallelzweig (Zp, Zp1 , Zp2, Zp3) in
Serie mit der Parallelzweig-Reaktanz Xp, Xp1 , Xp2, Xp3 geschaltet ist.
2. Hochfrequenz- Impedanz- Anpassungsnetzwerk nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass der erste Schalter (Ss, Ssi, SS2, SS3, S , Spi, SP2, S 3) wenigstens eines Kettenelements eine um einen Faktor von mindestens 10 niedrigere maximale Schaltfrequenz als das Signal des Hochfrequenz - Generators G hat.
3. Hochfrequenz- Impedanz- Anpassungsnetzwerk nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Kettenelement zusätzlich zum ersten Schalter einen zweiten Schalter umfasst, wobei der zweite Schalter im Parallelzweig (Zp, Zpi, ZP2, ZP3) geschaltet ist, falls mittels des ersten Schalters eine Überbrückung der Serienzweig-Reaktanz (Xs, Xsi , Xs2) schaltbar ist oder wobei mittels des zweiten Schalters eine Überbrückung der Serienreaktanz (Xs, Xsi , Xs2) schaltbar ist, falls der erste Schalter im Parallelzweig (Zp, Zpi , ZP2) geschaltet ist.
4. Hochfrequenz- Impedanz- Anpassungsnetzwerk nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Transistor ein GaN-, SiC-, GaAs/AIGaAs-, InGaAs- oder InP/GalnAs- Transistor ist.
5. Hochfrequenz- Impedanz- Anpassungsnetzwerk nach einem der vorhergehenden Ansprüche , dadurch gekennzeichnet, dass der Parallelzweig (Zp, Z i, ZP2, ZP3) gegen Masse geschaltet ist.
6. Hochfrequenz- Impedanz- Anpassungsnetzwerk nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der im Parallelzweig (Zp, Zpi, ZP2, ZP3) geschaltete erste Schalter (Sp, S pi, SP2, SP3) mit seiner Source an Masse liegt.
7. Hochfrequenz- Impedanz- Anpassungsnetzwerk nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Parallelzweig- Reaktanz (Xp, Xpi, XP2, XP3) als Kondensator (Cp, C i, CP2, CP3) oder als induktives Element ausgebildet ist.
8. Hochfrequenz- Impedanz Anpassungsnetzwerk nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Serienzweig - Reaktanz (Xs, Xsi, XS2) als Kondensator oder als induktives Element (Lsi, LS2, LS3) ausgebildet ist.
9. Hochfrequenz- Impedanz Anpassungsnetzwerk nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass parallel oder in Serie zu dem im Serienzweig (Zs, Zsi, ZS2, )geschalteten Schalter (Ss, Ssi, SS2) eine weitere Reaktanz geschaltet ist.
10. Hochfrequenz- Impedanz Anpassungsnetzwerk nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass parallel oder in Serie zu dem im Parallelzweig (Zp, Zpi, ZP2, ZP3) geschalteten Schalter (Sp, S i, SP2, SP3) eine weitere Reaktanz geschaltet ist.
1 1 . Hochfrequenz- Impedanz Anpassungsnetzwerk nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Anpassungsnetzwerk für Frequenzen größer als 1 GHz ausgelegt ist, wobei die Reaktanzen (Xs, Xsi, Xs2, ) des Serienzweiges (Zs, Zsi ZS2) und/oder die Reaktanzen (Xp, Xpi, XP2, XP3) des Parallelzweiges (Xs, Xsi , XS2, XS3) als Leitungsstücke oder als Stichleitungen ausgebildet sind.
12. Verwendung eines Hochfrequenz- Impedanz Anpassungsnetzwerkes nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Anpassungsnetzwerk bei einer Plasmaanregung für Oberflächenbehandlungen, oder für die Lichterzeugung, zur elektrischen oder induktiven Erwärmung von Werkstücken oder bei einem nachrichtentechnischen Sender, einschließlich Basisstationen, Amateurfunk, Fernsehen und Radio, Radar, Richtfunk eingesetzt wird.
13. Verwendung eines Hochfrequenzen- Impedanz Anpassungsnetzwerkes nach einem der Ansprüche 1 bis 1 1 , dadurch gekennzeichnet, dass das Anpassungsnetzwerk bei der Einkopplung von Hochfrequenzleistung bei einem Teilchenbeschleuniger oder einer Synchrotonstrahlungsquelle eingesetzt wird.
14. Verwendung eines Hochfrequenzen- Impedanz Anpassungsnetzwerkes nach einem der Ansprüche 1 bis 1 1 , dadurch gekennzeichnet, dass das Anpassungsnetzwerk bei Messungen nach dem Load- Pull- Verfahren oder dem Source-Pull Verfahren eingesetzt wird.
15. Verfahren zur Anpassung der Impedanz einer Last an die Ausgangsimpedanz eines Hochfrequenz - Generators nach einem der Ansprüche 1 bis 1 1 , dadurch gekennzeichnet, dass der erste Schalter und/oder der zweite Schalter während des Anpassungsvorgangs an die geänderte Impedanz der Last geschaltet werden und während des Betriebs in ihren Schaltstellungen bleiben.
16. Anpassung der Impedanz einer Last an die Ausgangsimpedanz eines Hochfrequenz - Generators, wobei ein Anpassungsnetzwerk, umfassend eine Kettenschaltung von n (n > 1 ) Kettenelementen zwischen einen Eingangsport und einen Ausgangsport geschaltet wird, gekennzeichnet dadurch, dass die Kettenelemente jeweils elektronisch geschaltet 2 verschiedene 2-Tor Zustände annehmen können und durch eine digitales Signal mit n Bit Länge angesteuert werden, um die zur Anpassung erforderlichen Streuparameter des Gesamtzweitors einzustellen.
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