JP3741787B2 - 分波器 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、移動体通信機等に用いられる分波器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
移動体通信機用等に用いられる分波器用のフィルタとしては誘電体フィルタを用いる方式が一般的であり、例えば特公平６−５２８４３号公報に示されているものは誘電体フィルタのみによって分波器を実現している。
【０００３】
一方、移動体端末の小型化に伴い、分波器に弾性表面波（ＳＡＷ）フィルタの使用が検討されていて、例えば、特開昭６２−１７１３２７号公報には、ＳＡＷフィルタによって分波器を構成することが提案されている。
【０００４】
ＳＡＷフィルタは誘電体フィルタに比較すると帯域外減衰量、帯域内挿入損失の点で劣っているが、誘電体フィルタに比べて小型であり、さらに、通過帯域近傍の特性が急峻であるという特徴がある。しかし、ＳＡＷフィルタを送信側用として用いることは耐電力性の問題で実現されていない。一方、ＳＡＷフィルタの耐電力特性を向上させると挿入損失が低下する。
【０００５】
図１５に国内デジタル携帯電話用分波器に誘電体フィルタを用いて構成した従来の例を示す。
【０００６】
図１５に示す受信側フィルタは誘電体フィルタ４０１、４０２とチップコンデンサ４０６とにより構成している。空心コイル４０９は受信側のインピーダンス整合のための空心コイルであり、チップコンデンサ４０５および空心コイル４０８はアンテナ側のインピーダンスを整合するための整合回路を構成している。
【０００７】
上記した受信側フィルタでは受信周波数帯域８１８±８ＭＨｚで挿入損失２．５ｄＢ以下、局部発振周波数帯域で３０ｄＢ以上、イメージ周波数帯で４０ｄＢ以上が要求されるため、２．５ｍｍ角誘電体フィルタを２素子用いてバンドパスフィルタを構成している。
【０００８】
また、端子付誘電体フィルタ４０３によって送信側フィルタを構成しており、空心コイル４０７およびチップコンデンサ４０５はアンテナ側のインピーダンスを整合するための整合回路を構成している。
【０００９】
なお、図１５において、符号４１０は送信側端子、符号４１１は受信側端子、符号４１２はアンテナ端子、符号４１７はモジュール基板、符号４１８は共通グランド、斜線部分は非導体部分をそれぞれ示している。
【００１０】
図１５に示す受信側フィルタおよび送信側フィルタの２つのフィルタからなる分波器では、図１６に示す電気的接続図のように受信側フィルタおよび送信側フィルタは４端子並列接続されている。
【００１１】
なお、図１６において符号４３０は誘電体フィルタ４０１、４０２およびチップコンデンサ４０６からなる受信側の誘電体フィルタを、符号４２０は受信側ジャイレータを、符号４０３は送信側のフィルタを構成する端子付誘電体フィルタ、符号４２１は送信側ジャイレータをそれぞれ示し、コンデンサ４２２、４２３は誘電体フィルタ４０１、４０３のアンテナ側にあるコンデンサをそれぞれ示している。
【００１２】
上記送信側のフィルタでは送信周波数帯域９４８±８ＭＨｚで０．７ｄＢ以下、受信帯域で２０ｄＢ以上の減衰量、送信周波数の２倍、３倍の周波数帯域で２５ｄＢ以上の減衰量が必要になる。端子付誘電体フィルタ４０３は２．５ｍｍ角誘電体フィルタでバンドエリミネーションフィルタを構成し、上記の要求を満足する周波数特性を得ている。
【００１３】
受信側、送信側の各々のフィルタのアンテナ側のインピーダンスは空心コイル４０７、４０８、チップコンデンサ４０５により変換され、各々の通過周波数帯域で逆側のフィルタのアンテナ側インピーダンスがスミス図上実軸オープンの位置になるよう設計されている。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
上記のように、誘電体フィルタは低挿入損失、高減衰量が得られ、周波数温度特性もよいため、移動体通信用フィルタとして多く用いられてきた。しかし、誘電体フィルタは大きな容積を必要とするという問題点がある。
【００１５】
また、誘電体フィルタを小型化すると共振器の無負荷Ｑ値が下がり、結果的にフィルタ挿入損失が悪化するという問題点がある。
【００１６】
従来例で示したように、２つのフィルタに誘電体フィルタを用いて構成すると、特性は満足するがフィルタに要する容積が大きくなる。ＳＡＷフィルタで構成すると、容積は小さいが送信フィルタの通過帯域挿入損失特性がよくないという問題点がある。
【００１７】
しかるに、移動体通信機の小型化に伴い分波器の小型化が要求されるが、従来の誘電体フィルタのみで構成するときは十分に小型化することができず、ＳＡＷフィルタのみで構成するときは小型にはなるが通過帯域挿入損失特性がよくないという問題点がある。
【００１８】
本発明は、誘電体フィルタとＳＡＷフィルタとを用いて、小型化と電気的特性との両方を満足させる分波器を提供することを目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
本発明にかかる分波器は、基板に配置された弾性表面波フィルタと誘電体フィルタとを電気的に直列接続し、受信側フィルタに弾性表面波フィルタを用い、送信側フィルタに誘電体フィルタを用いて、一入力複数出力の構成とした分波器であって、前記基板には、前記弾性表面波フィルタの入力側と前記誘電体フィルタの入力側とを電気的に接続するインダクタンス素子または伝送線路が形成され、前記誘電体フィルタは、内導体が形成された誘電体部材と、該誘電体部材の外表面に形成され、かつ前記インダクタンス素子または伝送線路と電気的に接続された入出力端子と、該誘電体部材の外表面に形成され、かつ前記入出力端子と電気的に絶縁されたグランド端子とを有し、前記入出力端子と前記内導体との間には第１静電容量が形成され、前記入出力端子と前記グランド端子との間には第２静電容量が形成され、前記内導体と前記グランド端子とによって共振器が形成され、受信周波数の帯域において、前記誘電体フィルタの入力インピーダンスは、前記第１静電容量と前記共振器との共振によってショート状態となる一方で、前記弾性表面波フィルタは励振状態となり、送信周波数の帯域において、前記誘電体フィルタの入力インピーダンスは、前記第２静電容量と前記共振器との共振によって整合状態となる一方で、前記弾性表面波フィルタの入力インピーダンスは、前記インダクタンス素子または伝送線路のインピーダンス変換によってショート状態となることを特徴とする。
【００２２】
本発明にかかる分波器は、上記の分波器において、弾性表面波フィルタは多電極フィルタであることを特徴とする。
【００２４】
本発明にかかる分波器は、上記の分波器において、誘電体フィルタはリアクタンス素子で結合した複数の誘電体フィルタであることを特徴とする。
【００２６】
本発明にかかる分波器は、上記の分波器において、弾性表面波フィルタは多電極フィルタであり、かつ誘電体フィルタはリアクタンス素子で結合した複数の誘電体フィルタであることを特徴とする。
【００２７】
本発明にかかる分波器は、ＳＡＷフィルタを用いているため、誘電体フィルタのみで構成した分波器に比較して必要容積が少なくて済み、通信機を小型化することができる。
【００２８】
また、本発明にかかる分波器はＳＡＷフィルタを受信側フィルタに用いているために、分波器の周波数特性として従来のものと同等の周波数特性が得られ、かつ小型化できることになる。
【００２９】
また、ＳＡＷフィルタを受信側フィルタに用いているために、耐電力性能が問題にならず、送信側フィルタには耐電力性能に優れた誘電体フィルタを用いているために必要な耐電力性能も確保することができる。通信時、大電力がＳＡＷフィルタを通過するが送信周波数ではＳＡＷフィルタは励振状態でないため、単なるインタデジタルコンデンサとして作用し、耐電力性能を確保することができる。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明にかかる分波器を実施の一形態によって説明する。図１は本発明の実施の一形態にかかる分波器の斜視図であり、図２は図１に示した本発明の実施の一形態にかかる分波器の電気的接続図である。
【００３１】
図１および図２に示した本発明の実施の一形態にかかる分波器１００はＳＡＷフィルタを受信側フィルタとし、誘電体フィルタを送信側フィルタとして、受信側フィルタと送信側フィルタとを４端子直列接続した場合の例である。
【００３２】
図１に示す分波器１００は、モジュール基板１１０上にＳＡＷフィルタ１２０および端子付誘電体フィルタ（誘電体共振器）１３０が装着してあり、モジュール基板１１０上に形成した導体パターンによって電気的に接続してある。図１において斜線部分は非導体部分を示している。
【００３３】
アンテナ端子１４０にＳＡＷフィルタ１２０の入力端子ａが接続してあり、ＳＡＷフィルタ１２０の入力側のグランド端子ｃはパターンＬ素子１９０を経て、端子付誘電体フィルタ１３０の入出力端子ｅ、ｆに接続してある。ＳＡＷフィルタ１２０の出力端子ｂは受信側端子１５０に、出力側グランド端子ｄは共通グランド１６０に接続してある。
【００３４】
端子付誘電体フィルタ１３０のグランド端子ｇ、ｈは共通グランド１６０に接続してある。
【００３５】
ＳＡＷフィルタ１２０は多電極型の構成であって、図３に示すように圧電基板１２１上に、入力側電極指で形成された入力側すだれ電極１２２ａ、１２２ｂ、１２２ｃと、入力側すだれ電極１２２ａと１２２ｂとの間に出力側電極指で形成された出力側すだれ電極１２３ａと、入力側すだれ電極１２２ｂと１２２ｃとの間に出力側電極指で形成された出力側すだれ電極１２３ｂとが形成されて構成され、入力側すだれ電極１２２ａ、１２２ｂ、１２２ｃの一方の電極指は共通に入力端子ａに接続され、入力側すだれ電極１２２ａ、１２２ｂ、１２２ｃの他方の電極指は入力側のグランド端子ｃに接続され、出力側すだれ電極１２３ａ、１２３ｂの一方の電極指は共通に出力端子ｂに接続され、出力側すだれ電極１２３ａ、１２３ｂの他方の電極指は出力側のグランド端子ｄに接続されている。
【００３６】
ＳＡＷフィルタ１２０において、通過帯域では入力側すだれ電極１２２ａ〜１２２ｃの電極指で励振された表面波は出力側に伝送される。また、減衰帯域では表面波は励振されず、信号は伝達されない。図４（ａ）は、ＳＡＷフィルタ１２０の通過特性を示している。図４（ａ）において横軸は周波数であり、縦軸は減衰量である。
【００３７】
ＳＡＷフィルタ１２０は多電極方式であるため、急峻な周波数選択性が得られる。また、フィルタ帯域幅は電極指対数によって決定される。多電極のＳＡＷフィルタ１２０のアンテナ側（端子ａ、ｃ）から見たインピーダンス特性は、分散行列の要素Ｓ１１の特性図である図４（ｂ）に示すごとくである。
【００３８】
ＳＡＷフィルタ１２０は圧電基板１２１上にすだれ電極が微細加工されているため、表面波の励振しない減衰帯域では電極指間の容量が支配的となり、インピーダンスは容量性を示す。送信周波数帯域の入力側インピーダンスは図４（ｂ）中におけるＡの位置でスミス図上容量性領域のショート付近にある。
【００３９】
図１に示したようにＳＡＷフィルタ１２０の入力端子ａはアンテナ端子１４０に直接接続されており、ＳＡＷフィルタ１２０の入力側グランド端子ｃはパターンＬ素子１９０を経て、端子付誘電体フィルタ１３０の入出力端子ｅ、ｆに接続されている。また、ＳＡＷフィルタ１２０の出力端子ｂは受信側端子１５０に接続されており、出力側グランド端子ｄは共通グランド１６０に接続されている。
【００４０】
ここで、図１のパターンＬ素子１９０は受信側のＳＡＷフィルタ１２０と送信側の端子付誘電体フィルタ１３０とを４端子直列接続するために挿入されている。パターンＬ素子１９０はスミス図上実軸ショートの位置に、すなわち図４（ｂ）中のＡ位置をＡ″位置にインピーダンス変換する。この変換により送信波の受信側への回り込みが防止され送信波は効率よくアンテナ側に伝送される。パターンＬ素子１９０は少ないリアクタンス値で済むため、通過帯域におけるインピーダンスはほとんど変化することもない。
【００４１】
図１におけるパターンＬ素子１９０は図８に示すようにアンテナ端子１４０とＳＡＷフィルタ１２０の入力端子ａとの間に接続しても同じ効果が得られる。またモジュール基板１１０上の導体パターンを工夫して、図９の一点鎖線の内部部分に模式的に示すようにアンテナ端子１４０からＳＡＷフィルタ１２０の入力端子ａまでの伝送線路とＳＡＷフィルタ１２０の入力側グランド端子ｃから端子付誘電体フィルタ１３０の入力端子ｅまでの伝送線路を接近させることにより５０Ωに整合させることができる。このように伝送線路でインピーダンス整合を実現すれば、通過帯域のインピーダンスは全く変化しないため、より好都合である。
【００４２】
次に端子付誘電体フィルタ１３０について説明する。端子付誘電体フィルタ１３０は図５に示すように、ほぼ直方体の誘電体部材１３１によって形成され、誘電体部材１３１のほぼ中心部に断面円形状の貫通した中空部１３２を有し、該中空部１３２表面に内導体が形成され、かつ誘電体部材１３１の表面には一方の側面を除き外導体が形成されている。端子付誘電体フィルタ１３０の端子構造を３角図法に基づき図５に示している。図５において面α、β、γ、δ、εはそれぞれ平面図、正面図、底面図、左側面図、右側面図を示し、斜線部は非導体部１３３を示している。
【００４３】
端子付誘電体フィルタ１３０の非導体部１３３によって外導体の一部に誘電体の外導体と電気的に絶縁する島状の端子Ｇが形成してあり、端子Ｇが入出力端子ｅ、ｆとなり、島状の端子Ｇと非導体部１３３により絶縁されて形成された端子Ｈがグランド端子ｇ、ｈとなる。
【００４４】
島状の端子Ｇと端子付誘電体フィルタ１３０の内導体間に静電容量Ｃ１が形成される。内導体は外導体と１／４波長共振器Ｄ１を形成する。１／４波長共振器Ｄ１が誘導性を示す周波数で静電容量Ｃ１と１／４波長共振器Ｄ１とは直列共振し、直列共振周波数ｆｐの信号波を減衰させ、誘電体バンドエリミネーションフィルタとなる。
【００４５】
また、１／４波長共振器Ｄ１が共振する周波数ｆｓではインピーダンスは整合状態となり信号波は通過する。一方、島状の端子Ｇと端子Ｈとの間には静電容量Ｃ２が形成され、周波数ｆｓは静電容量Ｃ２によって周波数の低い方向にシフトする。
【００４６】
そこで、端子付誘電体フィルタ１３０の電気的等価回路は図６（ａ）に示す如くであり、通過特性は図６（ｂ）に示すごとくである。
【００４７】
端子付誘電体フィルタ１３０の通過特性は図４（ｄ）に示すごとくであり、インピーダンス特性は分散行列の要素Ｓ１１の特性図である図４（ｅ）に示すごとくである。なお、図４（ｄ）は図６（ｂ）を再記したものである。
【００４８】
端子付誘電体フィルタ１３０において、受信周波数帯域では１／４波長共振器Ｄ１と静電容量Ｃ１が直列共振し、端子付誘電体フィルタ１３０の入力側から見たインピーダンスはスミス図上ショートとなり、受信信号の送信側への回り込みを防ぎ受信信号を効率よく受信側へ送る。また、端子付誘電体フィルタ１３０において、送信周波数帯域では１／４波長共振器Ｄ１および静電容量Ｃ２が並列共振するため整合状態となり、送信信号は効率よく送信される。
【００４９】
なお、端子付誘電体フィルタ１３０の端子Ｇ、すなわち入出力端子ｅ、ｆはパターンＬ素子１９０に接続され、さらに送信側端子１７０に接続されている。また、端子付誘電体フィルタ１３０の端子Ｈ、すなわちグランド端子ｇ、ｈはモジュール基板１１０上の共通グランド１６０に接続されている。
【００５０】
なお、モジュール基板１１０の裏側パターンは全てグランドであり、共通グランド１６０とスルーホールを介し接続されている。
【００５１】
上記のように構成された本発明の実施の一形態にかかる分波器１００の作用について受信周波数帯域、送信周波数帯域、その他の帯域での作用について説明する。
【００５２】
まず、受信周波数（８１８±８ＭＨｚ）での動作を説明する。
【００５３】
送信側フィルタである端子付誘電体フィルタ１３０は内部で一体化された直列共振用の静電容量Ｃ１と１／４波長共振器Ｄ１を有する。
【００５４】
受信周波数帯域では静電容量Ｃ１と１／４波長共振器Ｄ１が直列共振するため、端子付誘電体フィルタ１３０の入力端子ｅとグランド端子ｇとからみたインピーダンスは図４（ｅ）で示すスミス図上ショートの位置Ｃとなる。
【００５５】
一方、ＳＡＷフィルタ１２０は励振状態となり、通過インピーダンスは非常に低くなる（図４（ｂ）においてＢの位置）。つまり、アンテナ端子１４０から入力された受信波はＳＡＷフィルタ１２０を通過し、受信側端子１５０を経て受信回路に伝送される。また、送信側フィルタである端子付誘電体フィルタ１３０の入力端子ｅとグランド端子ｇとから見たインピーダンスがショートであるため、受信波の送信側への漏洩は極力抑えられる。
【００５６】
さらに、パターンＬ素子１９０が分波器１００に付加されている。パターンＬ素子１９０のリアクタンス値は小さいため、通過帯域のインピーダンスを大きく変化させることはない。
【００５７】
したがって、アンテナ端子１４０からの受信波は効率よく受信側へ伝送され、送信側へは伝送されない。
【００５８】
次に、送信周波数（９４８±８ＭＨｚ）での動作を説明する。
【００５９】
送信周波数では、送信側フィルタである端子付誘電体フィルタ１３０の内部の１／４波長共振器Ｄ１は静電容量Ｃ２と共に並列共振状態になり、端子付誘電体フィルタ１３０の出力端子ｆおよびグランド端子ｈ側、入力端子ｅおよびグランド端子ｇ側からみたインピーダンスは整合状態になり、図４（ｅ）においてＤの位置となる。
【００６０】
一方、ＳＡＷフィルタ１２０は送信周波数において入力端子ａとグランド端子ｃ側からみたインピーダンスは図４（ｂ）に示すようにスミス図上のＡの位置にあるが、パターンＬ素子１９０により位相回転させられ、スミス図上ショートの位置Ａ″となる。Ａがスミス図上ショートに非常に近いため、パターンＬ素子１９０は極く短いパターンでインピーダンス変換ができる。パターンＬ素子１９０のリアクタンス値は小さいため、通過帯域のインピーダンスを変化させることはない。
【００６１】
ＳＡＷフィルタ１２０の送信帯域でのインピーダンスＡ″は略ショートであるため、パターンＬ素子１９０から入力され端子付誘電体フィルタ１３０を通過した送信信号はアンテナ端子１４０に効率よく伝送され、出力される。
【００６２】
そのときのＳＡＷフィルタ１２０の入力側すだれ電極１２２ａ〜１２２ｃおよび出力側すだれ電極１２３ａ〜１２３ｂの電極指は励振状態ではなく、ＳＡＷフィルタ１２０の入力端子ａとグランド端子ｃとの間のインピーダンスは非常に高くなり、送信波は受信側へ伝送されない。
【００６３】
次に、受信周波数帯域および送信周波数帯域の他の周波数領域における動作について説明する。
【００６４】
まず、受信周波数帯域より低い周波数領域において、端子付誘電体フィルタ１３０の入力端子ｅとグランド端子ｇ側から端子付誘電体フィルタ１３０をみると容量性であり、ＳＡＷフィルタ１２０の入力端子ａと入力側グランド端子ｃとからＳＡＷフィルタ１２０を見ると容量性または誘導性となって、あるインピーダンスを持っている。しかし、通信機の内部からこの周波数が送信されることはないため、これらは問題にならない。アンテナ端子１４０から受信側は、ＳＡＷフィルタ１２０は電極指が励振しない状態であり、受信側へ信号は通過せず、減衰する。
【００６５】
次に送信周波数帯域より高い周波数領域においてアンテナ端子１４０側から送信側を見ると、ＳＡＷフィルタ１２０の入力端子ａと入力側グランド端子ｃとの間のインピーダンスは誘導性となり、さらに端子付誘電体フィルタ１３０は容量性となるため、ローパスフィルタが形成される。つまり、送信波の周波数の２倍波、３倍波は減衰させることができ都合がよい。アンテナ端子１４０から受信側は、ＳＡＷフィルタ１２０は電極指が励振しない状態であり、受信側へ信号は通過せず、減衰する。
【００６６】
以上のように本発明の実施の一形態にかかる分波器１００は良好な分波器として作用し、図７に本発明の実施の一形態にかかる分波器１００の周波数特性を示す。
【００６７】
以上のように端子付誘電体フィルタ１３０を送信側フィルタとし、ＳＡＷフィルタ１２０を受信側フィルタとして各々を４端子直列接続して構成することにより、周波数特性を劣化させることなく、非常に小型な分波器１００が実現できることになる。
【００６８】
ここで、従来例の場合と比較する。部品点数は図１５に示す誘電体フィルタのみで構成した場合、誘電体フィルタ（２．５ｍｍ角×長さ９ｍｍ）が３個（４０１、４０２、４０３）、空心コイル（３．６ｍｍ×１．０ｍｍ×厚さ１．６ｍｍ）が３個（４０７、４０８、４０９）、チップコンデンサ（１．６ｍｍ×０．８ｍｍ）が２個（４０５、４０６）で合計８個を必要とする。これに対して、図１に示す分波器１００の場合では、ＳＡＷフィルタ（３．２ｍｍ×２．５ｍｍ×厚さ０．９ｍｍ）が１個（１２０）と端子付誘電体フィルタ（２．５ｍｍ角×長さ９ｍｍ）が１個（１３０）の合計２個のみで済む。
【００６９】
また、部品実装面積は部品のみの占有面積で図１５に示した誘電体フィルタ構成の場合、８１ｍｍ2 必要であるが、これに対して、図１に示す分波器１００では３４ｍｍ2 で済み、１／２以上の小型化がなされる。
【００７０】
受信側には小型であるＳＡＷフィルタ１２０を用い、送信側には耐電力性能に優れた端子付誘電体フィルタ１３０を用いて分波器１００を構成することにより、特性は従来のもののままで容積を従来のものの半分程度まで小型化できることになる。
【００７１】
従来の誘電体フィルタのみを用いたときは、誘電体フィルタを４端子直列接続で構成することは入力側と出力側のグランドを独立化することが構造上困難であり、フィルタ特性上も不利となる。
【００７２】
これに対して、ＳＡＷフィルタ１２０のすだれ電極は入力側、出力側を独立化することができるため、４端子直列接続ができることになる。さらに多電極型のＳＡＷフィルタ１２０は電極間容量が大きくなるため、減衰帯域のインピーダンスがショートに近くなり、４端子直列的に接続し易いという効果もある。
【００７３】
また、端子付誘電体フィルタ１３０に島状の端子Ｇを設け、バンドエリミネーションフィルタを構成することができる。このフィルタは伝送線路に対し、並列腕に接続することで直列共振時はスミス図上ショート、並列共振時は５０Ω整合と４端子直列接続構成に適しているものとなる。
【００７４】
多電極型のＳＡＷフィルタ１２０と島状の端子Ｇ付の端子付誘電体フィルタ１３０とを組み合わせることより、インピーダンス変換回路を大幅に簡略化した分波器１００となる。
【００７５】
次に本発明の実施の一形態の第１変形例にかかる分波器について説明する。
【００７６】
図１０は本発明の実施の一形態の第１変形例にかかる分波器の斜視図であり、図１１は本発明の実施の一形態の第１変形例にかかる分波器の電気的接続図である。
【００７７】
本発明の実施の一形態の第１変形例にかかる分波器２００において、本発明の実施の一形態にかかる分波器１００と同一の構成要素には同一の符号を付して重複を避けるためその説明は省略する。なお、斜線部は非導体部を示している。
【００７８】
本発明の実施の一形態の第１変形例にかかる分波器２００は、受信側フィルタとしてＳＡＷフィルタ１２０を用い、送信側フィルタとして端子付誘電体フィルタ１３０を用いて、ＳＡＷフィルタ１２０と端子付誘電体フィルタ１３０とを４端子並列接続して、分波器２００を構成した場合の例である。
【００７９】
分波器２００においては、端子付誘電体フィルタ１３０は送信周波数帯域でインピーダンス整合し、受信周波数帯域で入力インピーダンスはスミス図上実軸オープンの位置にあり、ＳＡＷフィルタ１２０は受信周波数帯域でインピーダンス整合し、送信周波数帯域でスミス図上実軸オープンの位置にあるような特性にする必要がある。このために、アンテナ端子１４０と、ＳＡＷフィルタ１２０の入力端子ａ、グランド端子ｃとの間にチップコンデンサ２２１、２２２および空心コイル２２３からなる受信周波数帯域でジャイレータ回路２２５が接続してあり、アンテナ端子１４０と、端子付誘電体フィルタ１３０の入力端子ｅ、グランド端子ｇとの間にチップコンデンサ２２２と空心コイル２２４を有するジャイレータ回路２２６が接続してある。なお、ジャイレータ回路２２６を構成するコンデンサ２２７は端子付誘電体フィルタ１３０の入力端子ｅとグランド端子ｇ間の静電容量である。
【００８０】
本発明の実施の一形態の第１変形例にかかる分波器２００の作用を説明する。
【００８１】
ＳＡＷフィルタ１２０は圧電基板１２１上にすだれ電極１２２ａ〜１２２ｃ、１２３ａ、１２３ｂが微細加工されているため、表面波の励振しない減衰帯域では電極指間の静電容量が支配的となり、インピーダンスは容量性を示す。送信周波数帯域の入力側インピーダンスは図４（ｂ）におけるＡの位置でスミス図上容量性領域のショート付近にある。
【００８２】
送信側フィルタである端子付誘電体フィルタ１３０と４端子並列接続するためには、ＳＡＷフィルタ１２０のアンテナ側にジャイレータ回路２２５で示すπ型回路を付加し、スミス図上実軸オープンの位置にインピーダンス変換する。π型回路を用いることにより、通過帯域のインピーダンスが変化することはない。送信周波数帯域におけるインピーダンスをスミス図上オープンの位置にすることにより送信波の受信側への回り込みが防がれて送信波が効率よくアンテナ端子１４０側に伝送される。
【００８３】
図４（ｃ）はインピーダンス変換後のＳＡＷフィルタ１２０の入力端子ａとグランド端子ｃとから見たＳＡＷフィルタ１２０のインピーダンスを示す。
【００８４】
端子付誘電体フィルタ１３０の通過特性とインピーダンス特性は図４（ｄ）と図４（ｅ）に示したとおりである。受信周波数帯域では１／４波長共振器Ｄ１と静電容量Ｃ１が直列共振し、入力側から見たインピーダンスはスミス図上ショート、送信周波数帯域では１／４波長共振器Ｄ１および静電容量Ｃ２が並列共振するため、整合状態となる。
【００８５】
送信側フィルタである端子付誘電体フィルタ１３０も受信側フィルタであるＳＡＷフィルタ１２０と並列接続するため、端子付誘電体フィルタ１３０のアンテナ側にジャイレータ回路２２６に示すπ型回路を付加し、送信周波数帯域のインピーダンスはそのままに受信周波数帯域のインピーダンスをスミス図上実軸オープンの位置に変換する。この変換により受信波の送信側への漏洩が防がれて受信波は効率よく受信側に伝送されることになる。図４（ｆ）にインピーダンス変換後の端子付誘電体フィルタ１３０のインピーダンス特性を示す。
【００８６】
上記したように４端子並列接続の場合もＳＡＷフィルタ１２０と端子付誘電体フィルタ１３０とπ型インピーダンス変換回路とによって、受信波の送信側への回り込みがなく、送信信号の受信側への回り込みのない分波器２００を構成することができる。この分波器２００の周波数特性は図１２に示すごとくである。
【００８７】
以上のように端子付誘電体フィルタ１３０を送信側フィルタとし、ＳＡＷフィルタ１２０を受信側フィルタとして各々を４端子並列接続して構成することにより、周波数特性を従来よりも劣化させることなく、非常に小型な分波器２００が実現されることになる。
【００８８】
次に本発明の実施の一形態の第２変形例にかかる分波器について説明する。
【００８９】
図１３は本発明の実施の一形態の第２変形例にかかる分波器の斜視図であり、図１４は本発明の実施の一形態の第２変形例にかかる分波器の電気的接続図である。
【００９０】
本発明の実施の一形態の第２変形例にかかる分波器３００において、本発明の実施の一形態にかかる分波器１００と同一の構成要素には同一の符号を付して重複を避けるためその説明は省略する。なお、斜線部は非導体部を示している。
【００９１】
本発明の実施の一形態の第２変形例にかかる分波器３００は、受信側フィルタとしてＳＡＷフィルタ１２０ａ、１２０ｂを直列接続して用い、送信側フィルタとして端子付誘電体フィルタ１３０ａ、１３０ｂを空心コイル３３１で結合して用い、直列接続されたＳＡＷフィルタ１２０ａ、１２０ｂと空心コイル３３１にて結合された端子付誘電体フィルタ１３０ａ、１３０ｂとを４端子並列接続して、分波器３００を構成した場合の例である。
【００９２】
ここで、ＳＡＷフィルタ１２０ａはＳＡＷフィルタ１２０と同一の特性に設定し、ＳＡＷフィルタ１２０ｂはＳＡＷフィルタ１２０と略同様の特性に設定してあり、端子付誘電体フィルタ１３０ａおよび１３０ｂは端子付誘電体フィルタ１３０と同一の特性に設定してある。
【００９３】
分波器３００においても送信側、受信側共に広帯域なフィルタ特性が得られる。
【００９４】
この場合も同等の分波器を誘電体フィルタで構成でした場合に比較して容積が小さく、また、同等の分波器をＳＡＷフィルタで構成した場合に比較して周波数特性をよくすることができる。また、ＳＡＷフィルタ１２０ａ、１２０ｂ、端子付誘電体フィルタ１３０ａ、１３０ｂのように２つずつ直列接続して構成したため、フィルタ設計の自由度が増大することになる。
【００９５】
【発明の効果】
以上説明したように本発明の分波器によれば、送信側フィルタを誘電体フィルタで構成し、受信側フィルタをＳＡＷフィルタで構成することによって、分波器に必要とされる容積が大幅に減少する効果が得られる。
【００９６】
また、本発明の分波器によれば、ＳＡＷフィルタと誘電体フィルタを直列接続することで両フィルタのアンテナ側におけるインピーダンス変換回路を簡略化することができ、部品点数を減らすことができるという効果が得られ、この結果、フィルタの挿入損失は減少するという効果も得られる。
【００９７】
さらに、本発明の分波器によれば、ＳＡＷフィルタを多電極ＳＡＷフィルタとし、誘電体フィルタをバンドエリミネーションフィルタとすることによりインピーダンス変換回路をほぼなくすことができ、フィルタの挿入損失が減少すると共に、大幅な小型化が可能となる。
【００９８】
さらにまた、本発明の分波器をアンテナ共用器モジュールというような形態ではなく、無線機の基板にＳＡＷフィルタと誘電体フィルタを直接実装して、分波器を構成することが可能となる。このように、モジュールという形で構成せずに済むため、分波器を安価に構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態にかかる分波器の斜視図である。
【図２】本発明の実施の一形態にかかる分波器の電気的接続図である。
【図３】本発明の実施の一形態にかかる分波器に用いるＳＡＷフィルタの電極パターンを示す模式図である。
【図４】本発明の実施の一形態にかかる分波器の作用の説明に供する特性図である。
【図５】本発明の実施の一形態にかかる分波器に用いる端子付誘電体フィルタの構成を示す図である。
【図６】本発明の実施の一形態にかかる分波器に用いる端子付誘電体フィルタの電気的等価回路図および周波数特性図である。
【図７】本発明の実施の一形態にかかる分波器の周波数特性図である。
【図８】本発明の実施の一形態にかかる分波器におけるパターンＬ素子の位置を変更したときの電気的接続図である。
【図９】本発明の実施の一形態にかかる分波器におけるパターンＬ素子に代わって伝送線路によったときの電気的接続図である。
【図１０】本発明の実施の一形態の第１変形例にかかる分波器の斜視図である。
【図１１】本発明の実施の一形態の第１変形例にかかる分波器の電気的接続図である。
【図１２】本発明の実施の一形態の第１変形例にかかる分波器の周波数特性図である。
【図１３】本発明の実施の一形態の第２変形例にかかる分波器の斜視図である。
【図１４】本発明の実施の一形態の第２変形例にかかる分波器の電気的接続図である。
【図１５】従来例の分波器の斜視図である。
【図１６】従来例の分波器の電気的接続図である。
【符号の説明】
１００、２００、３００ 分波器
１１０ モジュール基板
１２０、１２０ａ、１２０ｂ ＳＡＷフィルタ
１３０、１３０ａ、１３０ｂ 端子付誘電体フィルタ
１４０ アンテナ端子
１５０ 受信側端子
１６０ 共通グランド
１７０ 送信側端子
１９０ パターンＬ素子
２２１、２２２ チップコンデンサ
２２３、２２４、３３１ 空心コイル
２２５、２２６ ジャイレータ回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、移動体通信機等に用いられる分波器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
移動体通信機用等に用いられる分波器用のフィルタとしては誘電体フィルタを用いる方式が一般的であり、例えば特公平６−５２８４３号公報に示されているものは誘電体フィルタのみによって分波器を実現している。
【０００３】
一方、移動体端末の小型化に伴い、分波器に弾性表面波（ＳＡＷ）フィルタの使用が検討されていて、例えば、特開昭６２−１７１３２７号公報には、ＳＡＷフィルタによって分波器を構成することが提案されている。
【０００４】
ＳＡＷフィルタは誘電体フィルタに比較すると帯域外減衰量、帯域内挿入損失の点で劣っているが、誘電体フィルタに比べて小型であり、さらに、通過帯域近傍の特性が急峻であるという特徴がある。しかし、ＳＡＷフィルタを送信側用として用いることは耐電力性の問題で実現されていない。一方、ＳＡＷフィルタの耐電力特性を向上させると挿入損失が低下する。
【０００５】
図１５に国内デジタル携帯電話用分波器に誘電体フィルタを用いて構成した従来の例を示す。
【０００６】
図１５に示す受信側フィルタは誘電体フィルタ４０１、４０２とチップコンデンサ４０６とにより構成している。空心コイル４０９は受信側のインピーダンス整合のための空心コイルであり、チップコンデンサ４０５および空心コイル４０８はアンテナ側のインピーダンスを整合するための整合回路を構成している。
【０００７】
上記した受信側フィルタでは受信周波数帯域８１８±８ＭＨｚで挿入損失２．５ｄＢ以下、局部発振周波数帯域で３０ｄＢ以上、イメージ周波数帯で４０ｄＢ以上が要求されるため、２．５ｍｍ角誘電体フィルタを２素子用いてバンドパスフィルタを構成している。
【０００８】
また、端子付誘電体フィルタ４０３によって送信側フィルタを構成しており、空心コイル４０７およびチップコンデンサ４０５はアンテナ側のインピーダンスを整合するための整合回路を構成している。
【０００９】
なお、図１５において、符号４１０は送信側端子、符号４１１は受信側端子、符号４１２はアンテナ端子、符号４１７はモジュール基板、符号４１８は共通グランド、斜線部分は非導体部分をそれぞれ示している。
【００１０】
図１５に示す受信側フィルタおよび送信側フィルタの２つのフィルタからなる分波器では、図１６に示す電気的接続図のように受信側フィルタおよび送信側フィルタは４端子並列接続されている。
【００１１】
なお、図１６において符号４３０は誘電体フィルタ４０１、４０２およびチップコンデンサ４０６からなる受信側の誘電体フィルタを、符号４２０は受信側ジャイレータを、符号４０３は送信側のフィルタを構成する端子付誘電体フィルタ、符号４２１は送信側ジャイレータをそれぞれ示し、コンデンサ４２２、４２３は誘電体フィルタ４０１、４０３のアンテナ側にあるコンデンサをそれぞれ示している。
【００１２】
上記送信側のフィルタでは送信周波数帯域９４８±８ＭＨｚで０．７ｄＢ以下、受信帯域で２０ｄＢ以上の減衰量、送信周波数の２倍、３倍の周波数帯域で２５ｄＢ以上の減衰量が必要になる。端子付誘電体フィルタ４０３は２．５ｍｍ角誘電体フィルタでバンドエリミネーションフィルタを構成し、上記の要求を満足する周波数特性を得ている。
【００１３】
受信側、送信側の各々のフィルタのアンテナ側のインピーダンスは空心コイル４０７、４０８、チップコンデンサ４０５により変換され、各々の通過周波数帯域で逆側のフィルタのアンテナ側インピーダンスがスミス図上実軸オープンの位置になるよう設計されている。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
上記のように、誘電体フィルタは低挿入損失、高減衰量が得られ、周波数温度特性もよいため、移動体通信用フィルタとして多く用いられてきた。しかし、誘電体フィルタは大きな容積を必要とするという問題点がある。
【００１５】
また、誘電体フィルタを小型化すると共振器の無負荷Ｑ値が下がり、結果的にフィルタ挿入損失が悪化するという問題点がある。
【００１６】
従来例で示したように、２つのフィルタに誘電体フィルタを用いて構成すると、特性は満足するがフィルタに要する容積が大きくなる。ＳＡＷフィルタで構成すると、容積は小さいが送信フィルタの通過帯域挿入損失特性がよくないという問題点がある。
【００１７】
しかるに、移動体通信機の小型化に伴い分波器の小型化が要求されるが、従来の誘電体フィルタのみで構成するときは十分に小型化することができず、ＳＡＷフィルタのみで構成するときは小型にはなるが通過帯域挿入損失特性がよくないという問題点がある。
【００１８】
本発明は、誘電体フィルタとＳＡＷフィルタとを用いて、小型化と電気的特性との両方を満足させる分波器を提供することを目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
本発明にかかる分波器は、基板に配置された弾性表面波フィルタと誘電体フィルタとを電気的に直列接続し、受信側フィルタに弾性表面波フィルタを用い、送信側フィルタに誘電体フィルタを用いて、一入力複数出力の構成とした分波器であって、前記基板には、前記弾性表面波フィルタの入力側と前記誘電体フィルタの入力側とを電気的に接続するインダクタンス素子または伝送線路が形成され、前記誘電体フィルタは、内導体が形成された誘電体部材と、該誘電体部材の外表面に形成され、かつ前記インダクタンス素子または伝送線路と電気的に接続された入出力端子と、該誘電体部材の外表面に形成され、かつ前記入出力端子と電気的に絶縁されたグランド端子とを有し、前記入出力端子と前記内導体との間には第１静電容量が形成され、前記入出力端子と前記グランド端子との間には第２静電容量が形成され、前記内導体と前記グランド端子とによって共振器が形成され、受信周波数の帯域において、前記誘電体フィルタの入力インピーダンスは、前記第１静電容量と前記共振器との共振によってショート状態となる一方で、前記弾性表面波フィルタは励振状態となり、送信周波数の帯域において、前記誘電体フィルタの入力インピーダンスは、前記第２静電容量と前記共振器との共振によって整合状態となる一方で、前記弾性表面波フィルタの入力インピーダンスは、前記インダクタンス素子または伝送線路のインピーダンス変換によってショート状態となることを特徴とする。
【００２２】
本発明にかかる分波器は、上記の分波器において、弾性表面波フィルタは多電極フィルタであることを特徴とする。
【００２４】
本発明にかかる分波器は、上記の分波器において、誘電体フィルタはリアクタンス素子で結合した複数の誘電体フィルタであることを特徴とする。
【００２６】
本発明にかかる分波器は、上記の分波器において、弾性表面波フィルタは多電極フィルタであり、かつ誘電体フィルタはリアクタンス素子で結合した複数の誘電体フィルタであることを特徴とする。
【００２７】
本発明にかかる分波器は、ＳＡＷフィルタを用いているため、誘電体フィルタのみで構成した分波器に比較して必要容積が少なくて済み、通信機を小型化することができる。
【００２８】
また、本発明にかかる分波器はＳＡＷフィルタを受信側フィルタに用いているために、分波器の周波数特性として従来のものと同等の周波数特性が得られ、かつ小型化できることになる。
【００２９】
また、ＳＡＷフィルタを受信側フィルタに用いているために、耐電力性能が問題にならず、送信側フィルタには耐電力性能に優れた誘電体フィルタを用いているために必要な耐電力性能も確保することができる。通信時、大電力がＳＡＷフィルタを通過するが送信周波数ではＳＡＷフィルタは励振状態でないため、単なるインタデジタルコンデンサとして作用し、耐電力性能を確保することができる。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明にかかる分波器を実施の一形態によって説明する。図１は本発明の実施の一形態にかかる分波器の斜視図であり、図２は図１に示した本発明の実施の一形態にかかる分波器の電気的接続図である。
【００３１】
図１および図２に示した本発明の実施の一形態にかかる分波器１００はＳＡＷフィルタを受信側フィルタとし、誘電体フィルタを送信側フィルタとして、受信側フィルタと送信側フィルタとを４端子直列接続した場合の例である。
【００３２】
図１に示す分波器１００は、モジュール基板１１０上にＳＡＷフィルタ１２０および端子付誘電体フィルタ（誘電体共振器）１３０が装着してあり、モジュール基板１１０上に形成した導体パターンによって電気的に接続してある。図１において斜線部分は非導体部分を示している。
【００３３】
アンテナ端子１４０にＳＡＷフィルタ１２０の入力端子ａが接続してあり、ＳＡＷフィルタ１２０の入力側のグランド端子ｃはパターンＬ素子１９０を経て、端子付誘電体フィルタ１３０の入出力端子ｅ、ｆに接続してある。ＳＡＷフィルタ１２０の出力端子ｂは受信側端子１５０に、出力側グランド端子ｄは共通グランド１６０に接続してある。
【００３４】
端子付誘電体フィルタ１３０のグランド端子ｇ、ｈは共通グランド１６０に接続してある。
【００３５】
ＳＡＷフィルタ１２０は多電極型の構成であって、図３に示すように圧電基板１２１上に、入力側電極指で形成された入力側すだれ電極１２２ａ、１２２ｂ、１２２ｃと、入力側すだれ電極１２２ａと１２２ｂとの間に出力側電極指で形成された出力側すだれ電極１２３ａと、入力側すだれ電極１２２ｂと１２２ｃとの間に出力側電極指で形成された出力側すだれ電極１２３ｂとが形成されて構成され、入力側すだれ電極１２２ａ、１２２ｂ、１２２ｃの一方の電極指は共通に入力端子ａに接続され、入力側すだれ電極１２２ａ、１２２ｂ、１２２ｃの他方の電極指は入力側のグランド端子ｃに接続され、出力側すだれ電極１２３ａ、１２３ｂの一方の電極指は共通に出力端子ｂに接続され、出力側すだれ電極１２３ａ、１２３ｂの他方の電極指は出力側のグランド端子ｄに接続されている。
【００３６】
ＳＡＷフィルタ１２０において、通過帯域では入力側すだれ電極１２２ａ〜１２２ｃの電極指で励振された表面波は出力側に伝送される。また、減衰帯域では表面波は励振されず、信号は伝達されない。図４（ａ）は、ＳＡＷフィルタ１２０の通過特性を示している。図４（ａ）において横軸は周波数であり、縦軸は減衰量である。
【００３７】
ＳＡＷフィルタ１２０は多電極方式であるため、急峻な周波数選択性が得られる。また、フィルタ帯域幅は電極指対数によって決定される。多電極のＳＡＷフィルタ１２０のアンテナ側（端子ａ、ｃ）から見たインピーダンス特性は、分散行列の要素Ｓ１１の特性図である図４（ｂ）に示すごとくである。
【００３８】
ＳＡＷフィルタ１２０は圧電基板１２１上にすだれ電極が微細加工されているため、表面波の励振しない減衰帯域では電極指間の容量が支配的となり、インピーダンスは容量性を示す。送信周波数帯域の入力側インピーダンスは図４（ｂ）中におけるＡの位置でスミス図上容量性領域のショート付近にある。
【００３９】
図１に示したようにＳＡＷフィルタ１２０の入力端子ａはアンテナ端子１４０に直接接続されており、ＳＡＷフィルタ１２０の入力側グランド端子ｃはパターンＬ素子１９０を経て、端子付誘電体フィルタ１３０の入出力端子ｅ、ｆに接続されている。また、ＳＡＷフィルタ１２０の出力端子ｂは受信側端子１５０に接続されており、出力側グランド端子ｄは共通グランド１６０に接続されている。
【００４０】
ここで、図１のパターンＬ素子１９０は受信側のＳＡＷフィルタ１２０と送信側の端子付誘電体フィルタ１３０とを４端子直列接続するために挿入されている。パターンＬ素子１９０はスミス図上実軸ショートの位置に、すなわち図４（ｂ）中のＡ位置をＡ″位置にインピーダンス変換する。この変換により送信波の受信側への回り込みが防止され送信波は効率よくアンテナ側に伝送される。パターンＬ素子１９０は少ないリアクタンス値で済むため、通過帯域におけるインピーダンスはほとんど変化することもない。
【００４１】
図１におけるパターンＬ素子１９０は図８に示すようにアンテナ端子１４０とＳＡＷフィルタ１２０の入力端子ａとの間に接続しても同じ効果が得られる。またモジュール基板１１０上の導体パターンを工夫して、図９の一点鎖線の内部部分に模式的に示すようにアンテナ端子１４０からＳＡＷフィルタ１２０の入力端子ａまでの伝送線路とＳＡＷフィルタ１２０の入力側グランド端子ｃから端子付誘電体フィルタ１３０の入力端子ｅまでの伝送線路を接近させることにより５０Ωに整合させることができる。このように伝送線路でインピーダンス整合を実現すれば、通過帯域のインピーダンスは全く変化しないため、より好都合である。
【００４２】
次に端子付誘電体フィルタ１３０について説明する。端子付誘電体フィルタ１３０は図５に示すように、ほぼ直方体の誘電体部材１３１によって形成され、誘電体部材１３１のほぼ中心部に断面円形状の貫通した中空部１３２を有し、該中空部１３２表面に内導体が形成され、かつ誘電体部材１３１の表面には一方の側面を除き外導体が形成されている。端子付誘電体フィルタ１３０の端子構造を３角図法に基づき図５に示している。図５において面α、β、γ、δ、εはそれぞれ平面図、正面図、底面図、左側面図、右側面図を示し、斜線部は非導体部１３３を示している。
【００４３】
端子付誘電体フィルタ１３０の非導体部１３３によって外導体の一部に誘電体の外導体と電気的に絶縁する島状の端子Ｇが形成してあり、端子Ｇが入出力端子ｅ、ｆとなり、島状の端子Ｇと非導体部１３３により絶縁されて形成された端子Ｈがグランド端子ｇ、ｈとなる。
【００４４】
島状の端子Ｇと端子付誘電体フィルタ１３０の内導体間に静電容量Ｃ１が形成される。内導体は外導体と１／４波長共振器Ｄ１を形成する。１／４波長共振器Ｄ１が誘導性を示す周波数で静電容量Ｃ１と１／４波長共振器Ｄ１とは直列共振し、直列共振周波数ｆｐの信号波を減衰させ、誘電体バンドエリミネーションフィルタとなる。
【００４５】
また、１／４波長共振器Ｄ１が共振する周波数ｆｓではインピーダンスは整合状態となり信号波は通過する。一方、島状の端子Ｇと端子Ｈとの間には静電容量Ｃ２が形成され、周波数ｆｓは静電容量Ｃ２によって周波数の低い方向にシフトする。
【００４６】
そこで、端子付誘電体フィルタ１３０の電気的等価回路は図６（ａ）に示す如くであり、通過特性は図６（ｂ）に示すごとくである。
【００４７】
端子付誘電体フィルタ１３０の通過特性は図４（ｄ）に示すごとくであり、インピーダンス特性は分散行列の要素Ｓ１１の特性図である図４（ｅ）に示すごとくである。なお、図４（ｄ）は図６（ｂ）を再記したものである。
【００４８】
端子付誘電体フィルタ１３０において、受信周波数帯域では１／４波長共振器Ｄ１と静電容量Ｃ１が直列共振し、端子付誘電体フィルタ１３０の入力側から見たインピーダンスはスミス図上ショートとなり、受信信号の送信側への回り込みを防ぎ受信信号を効率よく受信側へ送る。また、端子付誘電体フィルタ１３０において、送信周波数帯域では１／４波長共振器Ｄ１および静電容量Ｃ２が並列共振するため整合状態となり、送信信号は効率よく送信される。
【００４９】
なお、端子付誘電体フィルタ１３０の端子Ｇ、すなわち入出力端子ｅ、ｆはパターンＬ素子１９０に接続され、さらに送信側端子１７０に接続されている。また、端子付誘電体フィルタ１３０の端子Ｈ、すなわちグランド端子ｇ、ｈはモジュール基板１１０上の共通グランド１６０に接続されている。
【００５０】
なお、モジュール基板１１０の裏側パターンは全てグランドであり、共通グランド１６０とスルーホールを介し接続されている。
【００５１】
上記のように構成された本発明の実施の一形態にかかる分波器１００の作用について受信周波数帯域、送信周波数帯域、その他の帯域での作用について説明する。
【００５２】
まず、受信周波数（８１８±８ＭＨｚ）での動作を説明する。
【００５３】
送信側フィルタである端子付誘電体フィルタ１３０は内部で一体化された直列共振用の静電容量Ｃ１と１／４波長共振器Ｄ１を有する。
【００５４】
受信周波数帯域では静電容量Ｃ１と１／４波長共振器Ｄ１が直列共振するため、端子付誘電体フィルタ１３０の入力端子ｅとグランド端子ｇとからみたインピーダンスは図４（ｅ）で示すスミス図上ショートの位置Ｃとなる。
【００５５】
一方、ＳＡＷフィルタ１２０は励振状態となり、通過インピーダンスは非常に低くなる（図４（ｂ）においてＢの位置）。つまり、アンテナ端子１４０から入力された受信波はＳＡＷフィルタ１２０を通過し、受信側端子１５０を経て受信回路に伝送される。また、送信側フィルタである端子付誘電体フィルタ１３０の入力端子ｅとグランド端子ｇとから見たインピーダンスがショートであるため、受信波の送信側への漏洩は極力抑えられる。
【００５６】
さらに、パターンＬ素子１９０が分波器１００に付加されている。パターンＬ素子１９０のリアクタンス値は小さいため、通過帯域のインピーダンスを大きく変化させることはない。
【００５７】
したがって、アンテナ端子１４０からの受信波は効率よく受信側へ伝送され、送信側へは伝送されない。
【００５８】
次に、送信周波数（９４８±８ＭＨｚ）での動作を説明する。
【００５９】
送信周波数では、送信側フィルタである端子付誘電体フィルタ１３０の内部の１／４波長共振器Ｄ１は静電容量Ｃ２と共に並列共振状態になり、端子付誘電体フィルタ１３０の出力端子ｆおよびグランド端子ｈ側、入力端子ｅおよびグランド端子ｇ側からみたインピーダンスは整合状態になり、図４（ｅ）においてＤの位置となる。
【００６０】
一方、ＳＡＷフィルタ１２０は送信周波数において入力端子ａとグランド端子ｃ側からみたインピーダンスは図４（ｂ）に示すようにスミス図上のＡの位置にあるが、パターンＬ素子１９０により位相回転させられ、スミス図上ショートの位置Ａ″となる。Ａがスミス図上ショートに非常に近いため、パターンＬ素子１９０は極く短いパターンでインピーダンス変換ができる。パターンＬ素子１９０のリアクタンス値は小さいため、通過帯域のインピーダンスを変化させることはない。
【００６１】
ＳＡＷフィルタ１２０の送信帯域でのインピーダンスＡ″は略ショートであるため、パターンＬ素子１９０から入力され端子付誘電体フィルタ１３０を通過した送信信号はアンテナ端子１４０に効率よく伝送され、出力される。
【００６２】
そのときのＳＡＷフィルタ１２０の入力側すだれ電極１２２ａ〜１２２ｃおよび出力側すだれ電極１２３ａ〜１２３ｂの電極指は励振状態ではなく、ＳＡＷフィルタ１２０の入力端子ａとグランド端子ｃとの間のインピーダンスは非常に高くなり、送信波は受信側へ伝送されない。
【００６３】
次に、受信周波数帯域および送信周波数帯域の他の周波数領域における動作について説明する。
【００６４】
まず、受信周波数帯域より低い周波数領域において、端子付誘電体フィルタ１３０の入力端子ｅとグランド端子ｇ側から端子付誘電体フィルタ１３０をみると容量性であり、ＳＡＷフィルタ１２０の入力端子ａと入力側グランド端子ｃとからＳＡＷフィルタ１２０を見ると容量性または誘導性となって、あるインピーダンスを持っている。しかし、通信機の内部からこの周波数が送信されることはないため、これらは問題にならない。アンテナ端子１４０から受信側は、ＳＡＷフィルタ１２０は電極指が励振しない状態であり、受信側へ信号は通過せず、減衰する。
【００６５】
次に送信周波数帯域より高い周波数領域においてアンテナ端子１４０側から送信側を見ると、ＳＡＷフィルタ１２０の入力端子ａと入力側グランド端子ｃとの間のインピーダンスは誘導性となり、さらに端子付誘電体フィルタ１３０は容量性となるため、ローパスフィルタが形成される。つまり、送信波の周波数の２倍波、３倍波は減衰させることができ都合がよい。アンテナ端子１４０から受信側は、ＳＡＷフィルタ１２０は電極指が励振しない状態であり、受信側へ信号は通過せず、減衰する。
【００６６】
以上のように本発明の実施の一形態にかかる分波器１００は良好な分波器として作用し、図７に本発明の実施の一形態にかかる分波器１００の周波数特性を示す。
【００６７】
以上のように端子付誘電体フィルタ１３０を送信側フィルタとし、ＳＡＷフィルタ１２０を受信側フィルタとして各々を４端子直列接続して構成することにより、周波数特性を劣化させることなく、非常に小型な分波器１００が実現できることになる。
【００６８】
ここで、従来例の場合と比較する。部品点数は図１５に示す誘電体フィルタのみで構成した場合、誘電体フィルタ（２．５ｍｍ角×長さ９ｍｍ）が３個（４０１、４０２、４０３）、空心コイル（３．６ｍｍ×１．０ｍｍ×厚さ１．６ｍｍ）が３個（４０７、４０８、４０９）、チップコンデンサ（１．６ｍｍ×０．８ｍｍ）が２個（４０５、４０６）で合計８個を必要とする。これに対して、図１に示す分波器１００の場合では、ＳＡＷフィルタ（３．２ｍｍ×２．５ｍｍ×厚さ０．９ｍｍ）が１個（１２０）と端子付誘電体フィルタ（２．５ｍｍ角×長さ９ｍｍ）が１個（１３０）の合計２個のみで済む。
【００６９】
また、部品実装面積は部品のみの占有面積で図１５に示した誘電体フィルタ構成の場合、８１ｍｍ2 必要であるが、これに対して、図１に示す分波器１００では３４ｍｍ2 で済み、１／２以上の小型化がなされる。
【００７０】
受信側には小型であるＳＡＷフィルタ１２０を用い、送信側には耐電力性能に優れた端子付誘電体フィルタ１３０を用いて分波器１００を構成することにより、特性は従来のもののままで容積を従来のものの半分程度まで小型化できることになる。
【００７１】
従来の誘電体フィルタのみを用いたときは、誘電体フィルタを４端子直列接続で構成することは入力側と出力側のグランドを独立化することが構造上困難であり、フィルタ特性上も不利となる。
【００７２】
これに対して、ＳＡＷフィルタ１２０のすだれ電極は入力側、出力側を独立化することができるため、４端子直列接続ができることになる。さらに多電極型のＳＡＷフィルタ１２０は電極間容量が大きくなるため、減衰帯域のインピーダンスがショートに近くなり、４端子直列的に接続し易いという効果もある。
【００７３】
また、端子付誘電体フィルタ１３０に島状の端子Ｇを設け、バンドエリミネーションフィルタを構成することができる。このフィルタは伝送線路に対し、並列腕に接続することで直列共振時はスミス図上ショート、並列共振時は５０Ω整合と４端子直列接続構成に適しているものとなる。
【００７４】
多電極型のＳＡＷフィルタ１２０と島状の端子Ｇ付の端子付誘電体フィルタ１３０とを組み合わせることより、インピーダンス変換回路を大幅に簡略化した分波器１００となる。
【００７５】
次に本発明の実施の一形態の第１変形例にかかる分波器について説明する。
【００７６】
図１０は本発明の実施の一形態の第１変形例にかかる分波器の斜視図であり、図１１は本発明の実施の一形態の第１変形例にかかる分波器の電気的接続図である。
【００７７】
本発明の実施の一形態の第１変形例にかかる分波器２００において、本発明の実施の一形態にかかる分波器１００と同一の構成要素には同一の符号を付して重複を避けるためその説明は省略する。なお、斜線部は非導体部を示している。
【００７８】
本発明の実施の一形態の第１変形例にかかる分波器２００は、受信側フィルタとしてＳＡＷフィルタ１２０を用い、送信側フィルタとして端子付誘電体フィルタ１３０を用いて、ＳＡＷフィルタ１２０と端子付誘電体フィルタ１３０とを４端子並列接続して、分波器２００を構成した場合の例である。
【００７９】
分波器２００においては、端子付誘電体フィルタ１３０は送信周波数帯域でインピーダンス整合し、受信周波数帯域で入力インピーダンスはスミス図上実軸オープンの位置にあり、ＳＡＷフィルタ１２０は受信周波数帯域でインピーダンス整合し、送信周波数帯域でスミス図上実軸オープンの位置にあるような特性にする必要がある。このために、アンテナ端子１４０と、ＳＡＷフィルタ１２０の入力端子ａ、グランド端子ｃとの間にチップコンデンサ２２１、２２２および空心コイル２２３からなる受信周波数帯域でジャイレータ回路２２５が接続してあり、アンテナ端子１４０と、端子付誘電体フィルタ１３０の入力端子ｅ、グランド端子ｇとの間にチップコンデンサ２２２と空心コイル２２４を有するジャイレータ回路２２６が接続してある。なお、ジャイレータ回路２２６を構成するコンデンサ２２７は端子付誘電体フィルタ１３０の入力端子ｅとグランド端子ｇ間の静電容量である。
【００８０】
本発明の実施の一形態の第１変形例にかかる分波器２００の作用を説明する。
【００８１】
ＳＡＷフィルタ１２０は圧電基板１２１上にすだれ電極１２２ａ〜１２２ｃ、１２３ａ、１２３ｂが微細加工されているため、表面波の励振しない減衰帯域では電極指間の静電容量が支配的となり、インピーダンスは容量性を示す。送信周波数帯域の入力側インピーダンスは図４（ｂ）におけるＡの位置でスミス図上容量性領域のショート付近にある。
【００８２】
送信側フィルタである端子付誘電体フィルタ１３０と４端子並列接続するためには、ＳＡＷフィルタ１２０のアンテナ側にジャイレータ回路２２５で示すπ型回路を付加し、スミス図上実軸オープンの位置にインピーダンス変換する。π型回路を用いることにより、通過帯域のインピーダンスが変化することはない。送信周波数帯域におけるインピーダンスをスミス図上オープンの位置にすることにより送信波の受信側への回り込みが防がれて送信波が効率よくアンテナ端子１４０側に伝送される。
【００８３】
図４（ｃ）はインピーダンス変換後のＳＡＷフィルタ１２０の入力端子ａとグランド端子ｃとから見たＳＡＷフィルタ１２０のインピーダンスを示す。
【００８４】
端子付誘電体フィルタ１３０の通過特性とインピーダンス特性は図４（ｄ）と図４（ｅ）に示したとおりである。受信周波数帯域では１／４波長共振器Ｄ１と静電容量Ｃ１が直列共振し、入力側から見たインピーダンスはスミス図上ショート、送信周波数帯域では１／４波長共振器Ｄ１および静電容量Ｃ２が並列共振するため、整合状態となる。
【００８５】
送信側フィルタである端子付誘電体フィルタ１３０も受信側フィルタであるＳＡＷフィルタ１２０と並列接続するため、端子付誘電体フィルタ１３０のアンテナ側にジャイレータ回路２２６に示すπ型回路を付加し、送信周波数帯域のインピーダンスはそのままに受信周波数帯域のインピーダンスをスミス図上実軸オープンの位置に変換する。この変換により受信波の送信側への漏洩が防がれて受信波は効率よく受信側に伝送されることになる。図４（ｆ）にインピーダンス変換後の端子付誘電体フィルタ１３０のインピーダンス特性を示す。
【００８６】
上記したように４端子並列接続の場合もＳＡＷフィルタ１２０と端子付誘電体フィルタ１３０とπ型インピーダンス変換回路とによって、受信波の送信側への回り込みがなく、送信信号の受信側への回り込みのない分波器２００を構成することができる。この分波器２００の周波数特性は図１２に示すごとくである。
【００８７】
以上のように端子付誘電体フィルタ１３０を送信側フィルタとし、ＳＡＷフィルタ１２０を受信側フィルタとして各々を４端子並列接続して構成することにより、周波数特性を従来よりも劣化させることなく、非常に小型な分波器２００が実現されることになる。
【００８８】
次に本発明の実施の一形態の第２変形例にかかる分波器について説明する。
【００８９】
図１３は本発明の実施の一形態の第２変形例にかかる分波器の斜視図であり、図１４は本発明の実施の一形態の第２変形例にかかる分波器の電気的接続図である。
【００９０】
本発明の実施の一形態の第２変形例にかかる分波器３００において、本発明の実施の一形態にかかる分波器１００と同一の構成要素には同一の符号を付して重複を避けるためその説明は省略する。なお、斜線部は非導体部を示している。
【００９１】
本発明の実施の一形態の第２変形例にかかる分波器３００は、受信側フィルタとしてＳＡＷフィルタ１２０ａ、１２０ｂを直列接続して用い、送信側フィルタとして端子付誘電体フィルタ１３０ａ、１３０ｂを空心コイル３３１で結合して用い、直列接続されたＳＡＷフィルタ１２０ａ、１２０ｂと空心コイル３３１にて結合された端子付誘電体フィルタ１３０ａ、１３０ｂとを４端子並列接続して、分波器３００を構成した場合の例である。
【００９２】
ここで、ＳＡＷフィルタ１２０ａはＳＡＷフィルタ１２０と同一の特性に設定し、ＳＡＷフィルタ１２０ｂはＳＡＷフィルタ１２０と略同様の特性に設定してあり、端子付誘電体フィルタ１３０ａおよび１３０ｂは端子付誘電体フィルタ１３０と同一の特性に設定してある。
【００９３】
分波器３００においても送信側、受信側共に広帯域なフィルタ特性が得られる。
【００９４】
この場合も同等の分波器を誘電体フィルタで構成でした場合に比較して容積が小さく、また、同等の分波器をＳＡＷフィルタで構成した場合に比較して周波数特性をよくすることができる。また、ＳＡＷフィルタ１２０ａ、１２０ｂ、端子付誘電体フィルタ１３０ａ、１３０ｂのように２つずつ直列接続して構成したため、フィルタ設計の自由度が増大することになる。
【００９５】
【発明の効果】
以上説明したように本発明の分波器によれば、送信側フィルタを誘電体フィルタで構成し、受信側フィルタをＳＡＷフィルタで構成することによって、分波器に必要とされる容積が大幅に減少する効果が得られる。
【００９６】
また、本発明の分波器によれば、ＳＡＷフィルタと誘電体フィルタを直列接続することで両フィルタのアンテナ側におけるインピーダンス変換回路を簡略化することができ、部品点数を減らすことができるという効果が得られ、この結果、フィルタの挿入損失は減少するという効果も得られる。
【００９７】
さらに、本発明の分波器によれば、ＳＡＷフィルタを多電極ＳＡＷフィルタとし、誘電体フィルタをバンドエリミネーションフィルタとすることによりインピーダンス変換回路をほぼなくすことができ、フィルタの挿入損失が減少すると共に、大幅な小型化が可能となる。
【００９８】
さらにまた、本発明の分波器をアンテナ共用器モジュールというような形態ではなく、無線機の基板にＳＡＷフィルタと誘電体フィルタを直接実装して、分波器を構成することが可能となる。このように、モジュールという形で構成せずに済むため、分波器を安価に構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態にかかる分波器の斜視図である。
【図２】本発明の実施の一形態にかかる分波器の電気的接続図である。
【図３】本発明の実施の一形態にかかる分波器に用いるＳＡＷフィルタの電極パターンを示す模式図である。
【図４】本発明の実施の一形態にかかる分波器の作用の説明に供する特性図である。
【図５】本発明の実施の一形態にかかる分波器に用いる端子付誘電体フィルタの構成を示す図である。
【図６】本発明の実施の一形態にかかる分波器に用いる端子付誘電体フィルタの電気的等価回路図および周波数特性図である。
【図７】本発明の実施の一形態にかかる分波器の周波数特性図である。
【図８】本発明の実施の一形態にかかる分波器におけるパターンＬ素子の位置を変更したときの電気的接続図である。
【図９】本発明の実施の一形態にかかる分波器におけるパターンＬ素子に代わって伝送線路によったときの電気的接続図である。
【図１０】本発明の実施の一形態の第１変形例にかかる分波器の斜視図である。
【図１１】本発明の実施の一形態の第１変形例にかかる分波器の電気的接続図である。
【図１２】本発明の実施の一形態の第１変形例にかかる分波器の周波数特性図である。
【図１３】本発明の実施の一形態の第２変形例にかかる分波器の斜視図である。
【図１４】本発明の実施の一形態の第２変形例にかかる分波器の電気的接続図である。
【図１５】従来例の分波器の斜視図である。
【図１６】従来例の分波器の電気的接続図である。
【符号の説明】
１００、２００、３００ 分波器
１１０ モジュール基板
１２０、１２０ａ、１２０ｂ ＳＡＷフィルタ
１３０、１３０ａ、１３０ｂ 端子付誘電体フィルタ
１４０ アンテナ端子
１５０ 受信側端子
１６０ 共通グランド
１７０ 送信側端子
１９０ パターンＬ素子
２２１、２２２ チップコンデンサ
２２３、２２４、３３１ 空心コイル
２２５、２２６ ジャイレータ回路
Claims (4)
- 基板に配置された弾性表面波フィルタと誘電体フィルタとを電気的に直列接続し、受信側フィルタに弾性表面波フィルタを用い、送信側フィルタに誘電体フィルタを用いて、一入力複数出力の構成とした分波器であって、
前記基板には、前記弾性表面波フィルタの入力側と前記誘電体フィルタの入力側とを電気的に接続するインダクタンス素子または伝送線路が形成され、
前記誘電体フィルタは、内導体が形成された誘電体部材と、該誘電体部材の外表面に形成され、かつ前記インダクタンス素子または伝送線路と電気的に接続された入出力端子と、該誘電体部材の外表面に形成され、かつ前記入出力端子と電気的に絶縁されたグランド端子とを有し、
前記入出力端子と前記内導体との間には第１静電容量が形成され、前記入出力端子と前記グランド端子との間には第２静電容量が形成され、前記内導体と前記グランド端子とによって共振器が形成され、
受信周波数の帯域において、前記誘電体フィルタの入力インピーダンスは、前記第１静電容量と前記共振器との共振によってショート状態となる一方で、前記弾性表面波フィルタは励振状態となり、
送信周波数の帯域において、前記誘電体フィルタの入力インピーダンスは、前記第２静電容量と前記共振器との共振によって整合状態となる一方で、前記弾性表面波フィルタの入力インピーダンスは、前記インダクタンス素子または伝送線路のインピーダンス変換によってショート状態となる
ことを特徴とする分波器。 - 請求項１記載の分波器において、弾性表面波フィルタは多電極フィルタであることを特徴とする分波器。
- 請求項１記載の分波器において、誘電体フィルタはリアクタンス素子で結合した複数の誘電体フィルタであることを特徴とする分波器。
- 請求項１記載の分波器において、弾性表面波フィルタは多電極フィルタであり、かつ誘電体フィルタはリアクタンス素子で結合した複数の誘電体フィルタであることを特徴とする分波器。
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