JPH1056304A - 分波器 - Google Patents
分波器Info
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- JPH1056304A JPH1056304A JP8212591A JP21259196A JPH1056304A JP H1056304 A JPH1056304 A JP H1056304A JP 8212591 A JP8212591 A JP 8212591A JP 21259196 A JP21259196 A JP 21259196A JP H1056304 A JPH1056304 A JP H1056304A
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- terminal
- dielectric
- duplexer
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Abstract
(57)【要約】
【課題】誘電体フィルタとＳＡＷフィルタとを用いて、
小型化と電気的特性との両方を満足させた分波器を提供
する。 【解決手段】受信側フィルタに弾性表面波（ＳＡＷ）フ
ィルタ１２０を用い、送信側フィルタに端子付誘電体フ
ィルタ１３０を用いて、１入力複数出力の構成とした。
したがって、弾性表面波フィルタ１２０を小型に形成で
き、かつ受信側フィルタとして用いているため、分波器
１００の周波数特性も従来のものと同等の特性が得られ
る。
小型化と電気的特性との両方を満足させた分波器を提供
する。 【解決手段】受信側フィルタに弾性表面波（ＳＡＷ）フ
ィルタ１２０を用い、送信側フィルタに端子付誘電体フ
ィルタ１３０を用いて、１入力複数出力の構成とした。
したがって、弾性表面波フィルタ１２０を小型に形成で
き、かつ受信側フィルタとして用いているため、分波器
１００の周波数特性も従来のものと同等の特性が得られ
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、移動体通信機等に
用いられる分波器に関する。
用いられる分波器に関する。
【０００２】
【従来の技術】移動体通信機用等に用いられる分波器用
のフィルタとしては誘電体フィルタを用いる方式が一般
的であり、例えば特公平６−５２８４３号公報に示され
ているものは誘電体フィルタのみによって分波器を実現
している。
のフィルタとしては誘電体フィルタを用いる方式が一般
的であり、例えば特公平６−５２８４３号公報に示され
ているものは誘電体フィルタのみによって分波器を実現
している。
【０００３】一方、移動体端末の小型化に伴い、分波器
に弾性表面波（ＳＡＷ）フィルタの使用が検討されてい
て、例えば、特開昭６２−１７１３２７号公報には、Ｓ
ＡＷフィルタによって分波器を構成することが提案され
ている。
に弾性表面波（ＳＡＷ）フィルタの使用が検討されてい
て、例えば、特開昭６２−１７１３２７号公報には、Ｓ
ＡＷフィルタによって分波器を構成することが提案され
ている。
【０００４】ＳＡＷフィルタは誘電体フィルタに比較す
ると帯域外減衰量、帯域内挿入損夫の点で劣っている
が、誘電体フィルタに比べて小型であり、さらに、通過
帯城近傍の特性が急峻であるという特徴がある。しか
し、ＳＡＷフィルタを送信側用として用いることは耐電
力性の問題で実現されていない。一方、ＳＡＷフィルタ
の耐電力特性を向上させると挿入損失が低下する。
ると帯域外減衰量、帯域内挿入損夫の点で劣っている
が、誘電体フィルタに比べて小型であり、さらに、通過
帯城近傍の特性が急峻であるという特徴がある。しか
し、ＳＡＷフィルタを送信側用として用いることは耐電
力性の問題で実現されていない。一方、ＳＡＷフィルタ
の耐電力特性を向上させると挿入損失が低下する。
【０００５】図１５に国内デジタル携帯電話用分波器に
誘電体フィルタを用いて構成した従来の例を示す。
誘電体フィルタを用いて構成した従来の例を示す。
【０００６】図１５に示す受信側フィルタは誘電体フィ
ルタ４０１、４０２とチップコンデンサ４０６とにより
構成している。空心コイル４０９は受信側のインピーダ
ンス整合のための空心コイルであり、チップコンデンサ
４０５および空心コイル４０８はアンテナ側のインピー
ダンスを整合するための整合回路を構成している。
ルタ４０１、４０２とチップコンデンサ４０６とにより
構成している。空心コイル４０９は受信側のインピーダ
ンス整合のための空心コイルであり、チップコンデンサ
４０５および空心コイル４０８はアンテナ側のインピー
ダンスを整合するための整合回路を構成している。
【０００７】上記した受信側フィルタでは受信周波数帯
城８１８±８ＭＨｚで挿入損失２．５ｄＢ以下、局部発
振周波数帯域で３０ｄＢ以上、イメージ周波数帯で４０
ｄＢ以上が要求されるため、２．５ｍｍ角誘電体フィル
タを２素子用いてバンドパスフィルタを構成している。
城８１８±８ＭＨｚで挿入損失２．５ｄＢ以下、局部発
振周波数帯域で３０ｄＢ以上、イメージ周波数帯で４０
ｄＢ以上が要求されるため、２．５ｍｍ角誘電体フィル
タを２素子用いてバンドパスフィルタを構成している。
【０００８】また、端子付誘電体フィルタ４０３によっ
て送信側フィルタを構成しており、空心コイル４０７お
よびチップコンデンサ４０５はアンテナ側のインピーダ
ンスを整合するための整合回路を構成している。
て送信側フィルタを構成しており、空心コイル４０７お
よびチップコンデンサ４０５はアンテナ側のインピーダ
ンスを整合するための整合回路を構成している。
【０００９】なお、図１５において、符号４１０は送信
側端子、符号４１１は受信側端子、符号４１２はアンテ
ナ端子、符号４１７はモジュール基板、符号４１８は共
通グランド、斜線部分は非導体部分をそれぞれ示してい
る。
側端子、符号４１１は受信側端子、符号４１２はアンテ
ナ端子、符号４１７はモジュール基板、符号４１８は共
通グランド、斜線部分は非導体部分をそれぞれ示してい
る。
【００１０】図１５に示す受信側フィルタおよび送信側
フィルタの２つのフィルタからなる分波器では、図１６
に示す電気的接続図のように受信側フィルタおよび送信
側フィルタは４端子並列接続されている。
フィルタの２つのフィルタからなる分波器では、図１６
に示す電気的接続図のように受信側フィルタおよび送信
側フィルタは４端子並列接続されている。
【００１１】なお、図１６において符号４３０は誘電体
フィルタ４０１、４０２およびチップコンデンサ４０６
からなる受信側の誘電体フィルタを、符号４２０は受信
側ジャイレータを、符号４０３は送信側のフィルタを構
成する端子付誘電体フィルタ、符号４２１は送信側ジャ
イレータをそれぞれ示し、コンデンサ４２２、４２３は
誘電体フィルタ４０１、４０３のアンテナ側にあるコン
デンサをそれぞれ示している。
フィルタ４０１、４０２およびチップコンデンサ４０６
からなる受信側の誘電体フィルタを、符号４２０は受信
側ジャイレータを、符号４０３は送信側のフィルタを構
成する端子付誘電体フィルタ、符号４２１は送信側ジャ
イレータをそれぞれ示し、コンデンサ４２２、４２３は
誘電体フィルタ４０１、４０３のアンテナ側にあるコン
デンサをそれぞれ示している。
【００１２】上記送信側のフィルタでは送信周波数帯城
９４８±８ＭＨｚで０．７ｄＢ以下、受信帯域で２０ｄ
Ｂ以上の減衰量、送信周波数の２倍、３倍の周波数帯城
で２５ｄＢ以上の減衰量が必要になる。端子付誘電体フ
ィルタ４０３は２．５ｍｍ角誘電体フィルタでバンドエ
リミネーションフィルタを構成し、上記の要求を満足す
る周波数特性を得ている。
９４８±８ＭＨｚで０．７ｄＢ以下、受信帯域で２０ｄ
Ｂ以上の減衰量、送信周波数の２倍、３倍の周波数帯城
で２５ｄＢ以上の減衰量が必要になる。端子付誘電体フ
ィルタ４０３は２．５ｍｍ角誘電体フィルタでバンドエ
リミネーションフィルタを構成し、上記の要求を満足す
る周波数特性を得ている。
【００１３】受信側、送信側の各々のフィルタのアンテ
ナ側のインピーダンスは空心コイル４０７、４０８、チ
ップコンデンサ４０５により変換され、各々の通過周波
数帯域で逆側のフィルタのアンテナ側インピーダンスが
スミス図上実軸オープンの位置になるよう設計されてい
る。
ナ側のインピーダンスは空心コイル４０７、４０８、チ
ップコンデンサ４０５により変換され、各々の通過周波
数帯域で逆側のフィルタのアンテナ側インピーダンスが
スミス図上実軸オープンの位置になるよう設計されてい
る。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】上記のように、誘電体
フィルタは低挿入損失、高減衰量が得られ、周波数温度
特性もよいため、移動体通信用フィルタとして多く用い
られてきた。しかし、誘電体フィルタは大きな容積を必
要とするという問題点がある。
フィルタは低挿入損失、高減衰量が得られ、周波数温度
特性もよいため、移動体通信用フィルタとして多く用い
られてきた。しかし、誘電体フィルタは大きな容積を必
要とするという問題点がある。
【００１５】また、誘電体フィルタを小型化すると共振
器の無負荷Ｑ値が下がり、結果的にフィルタ挿入損失が
悪化するという問題点がある。
器の無負荷Ｑ値が下がり、結果的にフィルタ挿入損失が
悪化するという問題点がある。
【００１６】従来例で示したように、２つのフィルタに
誘電体フルタを用いて構成すると、特性は満足するがフ
ィルタに要する容積が大きくなる。ＳＡＷフィルタで構
成すると、容積は小さいが送信フィルタの通過帯城挿入
損失特性がよくないという問題点がある。
誘電体フルタを用いて構成すると、特性は満足するがフ
ィルタに要する容積が大きくなる。ＳＡＷフィルタで構
成すると、容積は小さいが送信フィルタの通過帯城挿入
損失特性がよくないという問題点がある。
【００１７】しかるに、移動体通信機の小型化に伴い分
波器の小型化が要求されるが、従来の誘電体フィルタの
みで構成するときは十分に小型化することができず、Ｓ
ＡＷフィルタのみで構成するときは小型にはなるが通過
帯域挿入損失特性がよくないという問題点がある。
波器の小型化が要求されるが、従来の誘電体フィルタの
みで構成するときは十分に小型化することができず、Ｓ
ＡＷフィルタのみで構成するときは小型にはなるが通過
帯域挿入損失特性がよくないという問題点がある。
【００１８】本発明は、誘電体フィルタとＳＡＷフィル
タとを用いて、小型化と電気的特性との両方を満足させ
る分波器を提供することを目的とする。
タとを用いて、小型化と電気的特性との両方を満足させ
る分波器を提供することを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】本発明にかかる請求項１
記載の分波器は、受信側フィルタに弾性表面波フィルタ
を用い、送信側フィルタに誘電体フィルタを用いて、一
入力複数出力の構成とすることを特徴とする。
記載の分波器は、受信側フィルタに弾性表面波フィルタ
を用い、送信側フィルタに誘電体フィルタを用いて、一
入力複数出力の構成とすることを特徴とする。
【００２０】本発明にかかる請求項２記載の分波器は、
弾性表面波フィルタと誘電体フィルタを電気的に直列接
続し、一入力複数出力の構成とすることを特徴とする。
弾性表面波フィルタと誘電体フィルタを電気的に直列接
続し、一入力複数出力の構成とすることを特徴とする。
【００２１】本発明にかかる請求項３記載の分波器は、
弾性表面波フィルタと誘電体フィルタを電気的に直列接
続し、受信側フィルタに弾性表面波フィルタを用い、送
信側フィルタに誘電体フィルタを用いて、一入力複数出
力の構成とすることを特徴とする。
弾性表面波フィルタと誘電体フィルタを電気的に直列接
続し、受信側フィルタに弾性表面波フィルタを用い、送
信側フィルタに誘電体フィルタを用いて、一入力複数出
力の構成とすることを特徴とする。
【００２２】本発明にかかる請求項４記載の分波器は、
請求項１乃至３のいずれかに記載の分波器において、弾
性表面波フィルタは多電極フィルタであることを特徴と
する。
請求項１乃至３のいずれかに記載の分波器において、弾
性表面波フィルタは多電極フィルタであることを特徴と
する。
【００２３】本発明にかかる請求項５記載の分波器は、
請求項１乃至３のいずれかに記載の分波器において、誘
電体フィルタはバンドエリミネーションフィルタである
ことを特徴とする。
請求項１乃至３のいずれかに記載の分波器において、誘
電体フィルタはバンドエリミネーションフィルタである
ことを特徴とする。
【００２４】本発明にかかる請求項６記載の分波器は、
請求項１乃至３のいずれかに記載の分波器において、誘
電体フィルタはリアクタンス素子で結合した複数の誘電
体フィルタであることを特徴とする。
請求項１乃至３のいずれかに記載の分波器において、誘
電体フィルタはリアクタンス素子で結合した複数の誘電
体フィルタであることを特徴とする。
【００２５】本発明にかかる請求項７記載の分波器は、
請求項１乃至３のいずれかに記載の分波器において、弾
性表面波フィルタは多電極フィルタであり、かつ誘電体
フィルタはバンドエリミネーションフィルタであること
を特徴とする。
請求項１乃至３のいずれかに記載の分波器において、弾
性表面波フィルタは多電極フィルタであり、かつ誘電体
フィルタはバンドエリミネーションフィルタであること
を特徴とする。
【００２６】本発明にかかる請求項８記載の分波器は、
請求項１乃至３のいずれかに記載の分波器において、弾
性表面波フィルタは多電極フィルタであり、かつ誘電体
フィルタはリアクタンス素子で結合した複数の誘電体フ
ィルタであることを特徴とする。
請求項１乃至３のいずれかに記載の分波器において、弾
性表面波フィルタは多電極フィルタであり、かつ誘電体
フィルタはリアクタンス素子で結合した複数の誘電体フ
ィルタであることを特徴とする。
【００２７】本発明にかかる分波器は、ＳＡＷフィルタ
を用いているため、誘電体フィルタのみで構成した分波
器に比較して必要容積が少なくて済み、通信機を小型化
することができる。
を用いているため、誘電体フィルタのみで構成した分波
器に比較して必要容積が少なくて済み、通信機を小型化
することができる。
【００２８】また、本発明にかかる分波器はＳＡＷフィ
ルタを受信側フィルタに用いているために、分波器の周
波数特性として従来のものと同等の周波数特性が得ら
れ、かつ小型化できることになる。
ルタを受信側フィルタに用いているために、分波器の周
波数特性として従来のものと同等の周波数特性が得ら
れ、かつ小型化できることになる。
【００２９】また、ＳＡＷフィルタを受信側フィルタに
用いているために、耐電力性能が問題にならず、送信側
フィルタには耐電力性能に優れた誘電体フィルタを用い
ているために必要な耐電力性能も確保することができ
る。通信時、大電力がＳＡＷフィルタを通過するが送信
周波数ではＳＡＷフィルタは励振状態でないため、単な
るインタデジタルコンデンサとして作用し、耐電力性能
を確保することができる。
用いているために、耐電力性能が問題にならず、送信側
フィルタには耐電力性能に優れた誘電体フィルタを用い
ているために必要な耐電力性能も確保することができ
る。通信時、大電力がＳＡＷフィルタを通過するが送信
周波数ではＳＡＷフィルタは励振状態でないため、単な
るインタデジタルコンデンサとして作用し、耐電力性能
を確保することができる。
【００３０】
【発明の実施の形態】以下、本発明にかかる分波器を実
施の一形態によって説明する。図１は本発明の実施の一
形態にかかる分波器の斜視図であり、図２は図１に示し
た本発明の実施の一形態にかかる分波器の電気的接続図
である。
施の一形態によって説明する。図１は本発明の実施の一
形態にかかる分波器の斜視図であり、図２は図１に示し
た本発明の実施の一形態にかかる分波器の電気的接続図
である。
【００３１】図１および図２に示した本発明の実施の一
形態にかかる分波器１００はＳＡＷフィルタを受信側フ
ィルタとし、誘電体フィルタを送信側フィルタとして、
受信側フィルタと送信側フィルタとを４端子直列接続し
た場合の例である。
形態にかかる分波器１００はＳＡＷフィルタを受信側フ
ィルタとし、誘電体フィルタを送信側フィルタとして、
受信側フィルタと送信側フィルタとを４端子直列接続し
た場合の例である。
【００３２】図１に示す分波器１００は、モジュール基
板１１０上にＳＡＷフィルタ１２０および端子付誘電体
フィルタ（誘電体共振器）１３０が装着してあり、モジ
ュール基板１１０上に形成した導体パターンによって電
気的に接続してある。図１において斜線部分は非導体部
分を示している。
板１１０上にＳＡＷフィルタ１２０および端子付誘電体
フィルタ（誘電体共振器）１３０が装着してあり、モジ
ュール基板１１０上に形成した導体パターンによって電
気的に接続してある。図１において斜線部分は非導体部
分を示している。
【００３３】アンテナ端子１４０にＳＡＷフィルタ１２
０の入力端子ａが接続してあり、ＳＡＷフィルタ１２０
の入力側のグランド端子ｃはパターンＬ素子１９０を経
て、端子付誘電体フィルタ１３０の入出力端子ｅ、ｆに
接続してある。ＳＡＷフィルタ１２０の出力端子ｂは受
信側端子１５０に、出力側グランド端子ｄは共通グラン
ド１６０に接続してある。
０の入力端子ａが接続してあり、ＳＡＷフィルタ１２０
の入力側のグランド端子ｃはパターンＬ素子１９０を経
て、端子付誘電体フィルタ１３０の入出力端子ｅ、ｆに
接続してある。ＳＡＷフィルタ１２０の出力端子ｂは受
信側端子１５０に、出力側グランド端子ｄは共通グラン
ド１６０に接続してある。
【００３４】端子付誘電体フィルタ１３０のグランド端
子ｇ、ｈは共通グランド１６０に接続してある。
子ｇ、ｈは共通グランド１６０に接続してある。
【００３５】ＳＡＷフィルタ１２０は多電極型の構成で
あって、図３に示すように圧電基板１２１上に、入力側
電極指で形成された入力側すだれ電極１２２ａ、１２２
ｂ、１２２ｃと、入力側すだれ電極１２２ａと１２２ｂ
との間に出力側電極指で形成された出力側すだれ電極１
２３ａと、入力側すだれ電極１２２ｂと１２２ｃとの間
に出力側電極指で形成された出力側すだれ電極１２３ｂ
とが形成されて構成され、入力側すだれ電極１２２ａ、
１２２ｂ、１２２ｃの一方の電極指は共通に入力端子ａ
に接続され、入力側すだれ電極１２２ａ、１２２ｂ、１
２２ｃの他方の電極指は入力側のグランド端子ｃに接続
され、出力側すだれ電極１２３ａ、１２３ｂの一方の電
極指は共通に出力端子ｂに接続され、出力側すだれ電極
１２３ａ、１２３ｂの他方の電極指は出力側のグランド
端子ｄに接続されている。
あって、図３に示すように圧電基板１２１上に、入力側
電極指で形成された入力側すだれ電極１２２ａ、１２２
ｂ、１２２ｃと、入力側すだれ電極１２２ａと１２２ｂ
との間に出力側電極指で形成された出力側すだれ電極１
２３ａと、入力側すだれ電極１２２ｂと１２２ｃとの間
に出力側電極指で形成された出力側すだれ電極１２３ｂ
とが形成されて構成され、入力側すだれ電極１２２ａ、
１２２ｂ、１２２ｃの一方の電極指は共通に入力端子ａ
に接続され、入力側すだれ電極１２２ａ、１２２ｂ、１
２２ｃの他方の電極指は入力側のグランド端子ｃに接続
され、出力側すだれ電極１２３ａ、１２３ｂの一方の電
極指は共通に出力端子ｂに接続され、出力側すだれ電極
１２３ａ、１２３ｂの他方の電極指は出力側のグランド
端子ｄに接続されている。
【００３６】ＳＡＷフィルタ１２０において、通過帯城
では入力側すだれ電極１２２ａ〜１２２ｃの電極指で励
振された表面波は出力側に伝送される。また、減衰帯域
では表面波は励振されず、信号は伝達されない。図４
（ａ）は、ＳＡＷフィルタ１２０の通過特性を示してい
る。図４（ａ）において横軸は周波数であり、縦軸は減
衰量である。
では入力側すだれ電極１２２ａ〜１２２ｃの電極指で励
振された表面波は出力側に伝送される。また、減衰帯域
では表面波は励振されず、信号は伝達されない。図４
（ａ）は、ＳＡＷフィルタ１２０の通過特性を示してい
る。図４（ａ）において横軸は周波数であり、縦軸は減
衰量である。
【００３７】ＳＡＷフィルタ１２０は多電極方式である
ため、急峻な周波数選択性が得られる。また、フィルタ
帯城幅は電極指対数によって決定される。多電極のＳＡ
Ｗフィルタ１２０のアンテナ側（端子ａ、ｃ）から見た
インピーダンス特性は、分散行列の要素Ｓ１１の特性図
である図４（ｂ）に示すごとくである。
ため、急峻な周波数選択性が得られる。また、フィルタ
帯城幅は電極指対数によって決定される。多電極のＳＡ
Ｗフィルタ１２０のアンテナ側（端子ａ、ｃ）から見た
インピーダンス特性は、分散行列の要素Ｓ１１の特性図
である図４（ｂ）に示すごとくである。
【００３８】ＳＡＷフィルタ１２０は圧電基板１２１上
にすだれ電極が微細加工されているため、表面波の励振
しない減衰帯域では電極指間の容量が支配的となり、イ
ンピーダンスは容量性を示す。送信周波数帯域の入力側
インピーダンスは図４（ｂ）中におけるＡの位置でスミ
ス図上容量性領域のショート付近にある。
にすだれ電極が微細加工されているため、表面波の励振
しない減衰帯域では電極指間の容量が支配的となり、イ
ンピーダンスは容量性を示す。送信周波数帯域の入力側
インピーダンスは図４（ｂ）中におけるＡの位置でスミ
ス図上容量性領域のショート付近にある。
【００３９】図１に示したようにＳＡＷフィルタ１２０
の入力端子ａはアンテナ端子１４０に直接接続されてお
り、ＳＡＷフィルタ１２０の入力側グランド端子ｃはパ
ターンＬ素子１９０を経て、端子付誘電体フィルタ１３
０の入出力端子ｅ、ｆに接続されている。また、ＳＡＷ
フィルタ１２０の出力端子ｂは受信側端子１５０に接続
されており、出力側グランド端子ｄは共通グランド１６
０に接続されている。
の入力端子ａはアンテナ端子１４０に直接接続されてお
り、ＳＡＷフィルタ１２０の入力側グランド端子ｃはパ
ターンＬ素子１９０を経て、端子付誘電体フィルタ１３
０の入出力端子ｅ、ｆに接続されている。また、ＳＡＷ
フィルタ１２０の出力端子ｂは受信側端子１５０に接続
されており、出力側グランド端子ｄは共通グランド１６
０に接続されている。
【００４０】ここで、図１のパターンＬ素子１９０は受
信側のＳＡＷフィルタ１２０と送信側の端子付誘電体フ
ィルタ１３０とを４端子直列接続するために挿入されて
いる。パターンＬ素子１９０はスミス図上実軸ショート
の位置に、すなわち図４（ｂ）中のＡ位置をＡ″位置に
インピーダンス変換する。この変換により送信波の受信
側への回り込みが防止され送信波は効率よくアンテナ側
に伝送される。パターンＬ素子１９０は少ないリアクタ
ンス値で済むため、通過帯域におけるインピーダンスは
ほとんど変化することもない。
信側のＳＡＷフィルタ１２０と送信側の端子付誘電体フ
ィルタ１３０とを４端子直列接続するために挿入されて
いる。パターンＬ素子１９０はスミス図上実軸ショート
の位置に、すなわち図４（ｂ）中のＡ位置をＡ″位置に
インピーダンス変換する。この変換により送信波の受信
側への回り込みが防止され送信波は効率よくアンテナ側
に伝送される。パターンＬ素子１９０は少ないリアクタ
ンス値で済むため、通過帯域におけるインピーダンスは
ほとんど変化することもない。
【００４１】図１におけるパターンＬ素子１９０は図８
に示すようにアンテナ端子１４０とＳＡＷフィルタ１２
０の入力端子ａとの間に接続しても同じ効果が得られ
る。またモジュール基板１１０上の導体パターンを工夫
して、図９の一点鎖線の内部部分に模式的に示すように
アンテナ端子１４０からＳＡＷフィルタ１２０の入力端
子ａまでの伝送線路とＳＡＷフィルタ１２０の入力側グ
ランド端子ｃから端子付誘電体フィルタ１３０の入力端
子ｅまでの伝送線路を接近させることにより５０Ωに整
合させることができる。このように伝送線路でインピー
ダンス整合を実現すれば、通過帯域のインピーダンスは
全く変化しないため、より好都合である。
に示すようにアンテナ端子１４０とＳＡＷフィルタ１２
０の入力端子ａとの間に接続しても同じ効果が得られ
る。またモジュール基板１１０上の導体パターンを工夫
して、図９の一点鎖線の内部部分に模式的に示すように
アンテナ端子１４０からＳＡＷフィルタ１２０の入力端
子ａまでの伝送線路とＳＡＷフィルタ１２０の入力側グ
ランド端子ｃから端子付誘電体フィルタ１３０の入力端
子ｅまでの伝送線路を接近させることにより５０Ωに整
合させることができる。このように伝送線路でインピー
ダンス整合を実現すれば、通過帯域のインピーダンスは
全く変化しないため、より好都合である。
【００４２】次に端子付誘電体フィルタ１３０について
説明する。端子付誘電体フィルタ１３０は図５に示すよ
うに、ほぼ直方体の誘電体部材１３１によって形成さ
れ、誘電体部材１３１のほぼ中心部に断面円形状の貫通
した中空部１３２を有し、該中空部１３２表面に内導体
が形成され、かつ誘電体部材１３１の表面には一方の側
面を除き外導体が形成されている。端子付誘電体フィル
タ１３０の端子構造を３角図法に基づき図５に示してい
る。図５において面α、β、γ、δ、εはそれぞれ平面
図、正面図、底面図、左側面図、右側面図を示し、斜線
部は非導体部１３３を示している。
説明する。端子付誘電体フィルタ１３０は図５に示すよ
うに、ほぼ直方体の誘電体部材１３１によって形成さ
れ、誘電体部材１３１のほぼ中心部に断面円形状の貫通
した中空部１３２を有し、該中空部１３２表面に内導体
が形成され、かつ誘電体部材１３１の表面には一方の側
面を除き外導体が形成されている。端子付誘電体フィル
タ１３０の端子構造を３角図法に基づき図５に示してい
る。図５において面α、β、γ、δ、εはそれぞれ平面
図、正面図、底面図、左側面図、右側面図を示し、斜線
部は非導体部１３３を示している。
【００４３】端子付誘電体フィルタ１３０の非導体部１
３３によって外導体の一部に誘電体の外導体と電気的に
絶縁する島状の端子Ｇが形成してあり、端子Ｇが入出力
端子ｅ、ｆとなり、島状の端子Ｇと非導体部１３３によ
り絶縁されて形成された端子Ｈがグランド端子ｇ、ｈと
なる。
３３によって外導体の一部に誘電体の外導体と電気的に
絶縁する島状の端子Ｇが形成してあり、端子Ｇが入出力
端子ｅ、ｆとなり、島状の端子Ｇと非導体部１３３によ
り絶縁されて形成された端子Ｈがグランド端子ｇ、ｈと
なる。
【００４４】島状の端子Ｇと端子付誘電体フィルタ１３
０の内導体間に静電容量Ｃ１が形成される。内導体は外
導体と１／４波長共振器Ｄ１を形成する。１／４波長共
振器Ｄ１が誘導性を示す周波数で静電容量Ｃ１と１／４
波長共振器Ｄ１とは直列共振し、直列共振周波数ｆｐの
信号波を減衰させ、誘電体バンドエリミネーションフィ
ルタとなる。
０の内導体間に静電容量Ｃ１が形成される。内導体は外
導体と１／４波長共振器Ｄ１を形成する。１／４波長共
振器Ｄ１が誘導性を示す周波数で静電容量Ｃ１と１／４
波長共振器Ｄ１とは直列共振し、直列共振周波数ｆｐの
信号波を減衰させ、誘電体バンドエリミネーションフィ
ルタとなる。
【００４５】また、１／４波長共振器Ｄ１が共振する周
波数ｆｓではインピーダンスは整合状態となり信号波は
通過する。一方、島状の端子Ｇと端子Ｈとの間には静電
容量Ｃ２が形成され、周波数ｆｓは静電容量Ｃ２によっ
て周波数の低い方向にシフトする。
波数ｆｓではインピーダンスは整合状態となり信号波は
通過する。一方、島状の端子Ｇと端子Ｈとの間には静電
容量Ｃ２が形成され、周波数ｆｓは静電容量Ｃ２によっ
て周波数の低い方向にシフトする。
【００４６】そこで、端子付誘電体フィルタ１３０の電
気的等価回路は図６（ａ）に示す如くであり、通過特性
は図６（ｂ）に示すごとくである。
気的等価回路は図６（ａ）に示す如くであり、通過特性
は図６（ｂ）に示すごとくである。
【００４７】端子付誘電体フィルタ１３０の通過特性は
図４（ｄ）に示すごとくであり、インピーダンス特性は
分散行列の要素Ｓ１１の特性図である図４（ｅ）に示す
ごとくである。なお、図４（ｄ）は図６（ｂ）を再記し
たものである。
図４（ｄ）に示すごとくであり、インピーダンス特性は
分散行列の要素Ｓ１１の特性図である図４（ｅ）に示す
ごとくである。なお、図４（ｄ）は図６（ｂ）を再記し
たものである。
【００４８】端子付誘電体フィルタ１３０において、受
信周波数帯域では１／４波長共振器Ｄ１と静電容量Ｃ１
が直列共振し、端子付誘電体フィルタ１３０の入力側か
ら見たインピーダンスはスミス図上ショートとなり、受
信信号の送信側への回り込みを防ぎ受信信号を効率よく
受信側へ送る。また、端子付誘電体フィルタ１３０にお
いて、送信周波数帯域では１／４波長共振器Ｄ１および
静電容量Ｃ２が並列共振するため整合状態となり、送信
信号は効率よく送信される。
信周波数帯域では１／４波長共振器Ｄ１と静電容量Ｃ１
が直列共振し、端子付誘電体フィルタ１３０の入力側か
ら見たインピーダンスはスミス図上ショートとなり、受
信信号の送信側への回り込みを防ぎ受信信号を効率よく
受信側へ送る。また、端子付誘電体フィルタ１３０にお
いて、送信周波数帯域では１／４波長共振器Ｄ１および
静電容量Ｃ２が並列共振するため整合状態となり、送信
信号は効率よく送信される。
【００４９】なお、端子付誘電体フィルタ１３０の端子
Ｄ、すなわち入出力端子ｅ、ｆはパターンＬ素子１９０
に接続され、さらに送信側端子１７０に接続されてい
る。また、端子付誘電体フィルタ１３０の端子Ｈ、すな
わちグランド端子ｇ、ｈはモジュール基板１１０上の共
通グランド１６０に接続されている。
Ｄ、すなわち入出力端子ｅ、ｆはパターンＬ素子１９０
に接続され、さらに送信側端子１７０に接続されてい
る。また、端子付誘電体フィルタ１３０の端子Ｈ、すな
わちグランド端子ｇ、ｈはモジュール基板１１０上の共
通グランド１６０に接続されている。
【００５０】なお、モジュール基板１１０の裏側パター
ンは全てグランドであり、共通グランド１６０とスルー
ホールを介し接続されている。
ンは全てグランドであり、共通グランド１６０とスルー
ホールを介し接続されている。
【００５１】上記のように構成された本発明の実施の一
形態にかかる分波器１００の作用について受信周波数帯
城、送信周波数帯域、その他の帯域での作用について説
明する。
形態にかかる分波器１００の作用について受信周波数帯
城、送信周波数帯域、その他の帯域での作用について説
明する。
【００５２】まず、受信周波数（８１８±８ＭＨｚ）で
の動作を説明する。
の動作を説明する。
【００５３】送信側フィルタである端子付誘電体フィル
タ１３０は内部で一体化された直列共振用の静電容量Ｃ
１と１／４波長共振器Ｄ１を有する。
タ１３０は内部で一体化された直列共振用の静電容量Ｃ
１と１／４波長共振器Ｄ１を有する。
【００５４】受信周波数帯城では静電容量Ｃ１と１／４
波長共振器Ｄ１が直列共振するため、端子付誘電体フィ
ルタ１３０の入力端子ｅとグランド端子ｇとからみたイ
ンピーダンスは図４（ｅ）で示すスミス図上ショートの
位置Ｃとなる。
波長共振器Ｄ１が直列共振するため、端子付誘電体フィ
ルタ１３０の入力端子ｅとグランド端子ｇとからみたイ
ンピーダンスは図４（ｅ）で示すスミス図上ショートの
位置Ｃとなる。
【００５５】一方、ＳＡＷフィルタ１２０は励振状態と
なり、通過インピーダンスは非常に低くなる（図４
（ｂ）においてＢの位置）。つまり、アンテナ端子１４
０から入力された受信波はＳＡＷフィルタ１２０を通過
し、受信側端子１５０を経て受信回路に伝送される。ま
た、送信側フィルタである端子付誘電体フィルタ１３０
の入力端子ｅとグランド端子ｇとから見たインピーダン
スがショートであるため、受信波の送信側への漏洩は極
力抑えられる。
なり、通過インピーダンスは非常に低くなる（図４
（ｂ）においてＢの位置）。つまり、アンテナ端子１４
０から入力された受信波はＳＡＷフィルタ１２０を通過
し、受信側端子１５０を経て受信回路に伝送される。ま
た、送信側フィルタである端子付誘電体フィルタ１３０
の入力端子ｅとグランド端子ｇとから見たインピーダン
スがショートであるため、受信波の送信側への漏洩は極
力抑えられる。
【００５６】さらに、パターンＬ素子１９０が分波器１
００に付加されている。パターンＬ素子１９０のリアク
タンス値は小さいため、通過帯域のインピーダンスを大
きく変化させることはない。
００に付加されている。パターンＬ素子１９０のリアク
タンス値は小さいため、通過帯域のインピーダンスを大
きく変化させることはない。
【００５７】したがって、アンテナ端子１４０からの受
信波は効率よく受信側へ伝送され、送信側へは伝送され
ない。
信波は効率よく受信側へ伝送され、送信側へは伝送され
ない。
【００５８】次に、送信周波数（９４８±８ＭＨｚ）で
の動作を説明する。
の動作を説明する。
【００５９】送信周波数では、送信側フィルタである端
子付誘電体フィルタ１３０の内部の１／４波長共振器Ｄ
１は静電容量Ｃ２と共に並列共振状態になり、端子付誘
電体フィルタ１３０の出力端子ｆおよびグランド端子ｈ
側、入力端子ｅおよびグランド端子ｇ側からみたインピ
ーダンスは整合状態になり、図４（ｅ）においてＤの位
置となる。
子付誘電体フィルタ１３０の内部の１／４波長共振器Ｄ
１は静電容量Ｃ２と共に並列共振状態になり、端子付誘
電体フィルタ１３０の出力端子ｆおよびグランド端子ｈ
側、入力端子ｅおよびグランド端子ｇ側からみたインピ
ーダンスは整合状態になり、図４（ｅ）においてＤの位
置となる。
【００６０】一方、ＳＡＷフィルタ１２０は送信周波数
において入力端子ａとグランド端子ｃ側からみたインピ
ーダンスは図４（ｂ）に示すようにスミス図上のＡの位
置にあるが、パターンＬ素子１９０により位相回転させ
られ、スミス図上ショートの位置Ａ″となる。Ａがスミ
ス図上ショートに非常に近いため、パターンＬ素子１９
０は極く短いパターンでインピーダンス変換ができる。
パターンＬ素子１９０のリアクタンス値は小さいため、
通過帯城のインピーダンスを変化させることはない。
において入力端子ａとグランド端子ｃ側からみたインピ
ーダンスは図４（ｂ）に示すようにスミス図上のＡの位
置にあるが、パターンＬ素子１９０により位相回転させ
られ、スミス図上ショートの位置Ａ″となる。Ａがスミ
ス図上ショートに非常に近いため、パターンＬ素子１９
０は極く短いパターンでインピーダンス変換ができる。
パターンＬ素子１９０のリアクタンス値は小さいため、
通過帯城のインピーダンスを変化させることはない。
【００６１】ＳＡＷフィルタ１２０の送信帯城でのイン
ピーダンスＡ″は略ショートであるため、パターンＬ素
子１９０から入力され端子付誘電体フィルタ１３０を通
過した送信信号はアンテナ端子１４０に効率よく伝送さ
れ、出力される。
ピーダンスＡ″は略ショートであるため、パターンＬ素
子１９０から入力され端子付誘電体フィルタ１３０を通
過した送信信号はアンテナ端子１４０に効率よく伝送さ
れ、出力される。
【００６２】そのときのＳＡＷフィルタ１２０の入力側
すだれ電極１２２ａ〜１２２ｃおよび出力側すだれ電極
１２３ａ〜１２３ｂの電極指は励振状態ではなく、ＳＡ
Ｗフィルタ１２０の入力端子ａとグランド端子ｃとの間
のインピーダンスは非常に高くなり、送信波は受信側へ
伝送されない。
すだれ電極１２２ａ〜１２２ｃおよび出力側すだれ電極
１２３ａ〜１２３ｂの電極指は励振状態ではなく、ＳＡ
Ｗフィルタ１２０の入力端子ａとグランド端子ｃとの間
のインピーダンスは非常に高くなり、送信波は受信側へ
伝送されない。
【００６３】次に、受信周波数帯域および送信周波数帯
域の他の周波数領域における動作について説明する。
域の他の周波数領域における動作について説明する。
【００６４】まず、受信周波数帯城より低い周波数領域
において、端子付誘電体フィルタ１３０の入力端子ｅと
グランド端子ｇ側から端子付誘電体フィルタ１３０をみ
ると容量性であり、ＳＡＷフィルタ１２０の入力端子ａ
と入力側グランド端子ｃとからＳＡＷフィルタ１２０を
見ると容量性または誘導性となって、あるインピーダン
スを持っている。しかし、通信機の内部からこの周波数
が送信されることはないため、これらは問題にならな
い。アンテナ端子１４０から受信側は、ＳＡＷフィルタ
１２０は電極指が励振しない状態であり、受信側へ信号
は通過せず、減衰する。
において、端子付誘電体フィルタ１３０の入力端子ｅと
グランド端子ｇ側から端子付誘電体フィルタ１３０をみ
ると容量性であり、ＳＡＷフィルタ１２０の入力端子ａ
と入力側グランド端子ｃとからＳＡＷフィルタ１２０を
見ると容量性または誘導性となって、あるインピーダン
スを持っている。しかし、通信機の内部からこの周波数
が送信されることはないため、これらは問題にならな
い。アンテナ端子１４０から受信側は、ＳＡＷフィルタ
１２０は電極指が励振しない状態であり、受信側へ信号
は通過せず、減衰する。
【００６５】次に送信周波数帯域より高い周波数領域に
おいてアンテナ端子１４０側から送信側を見ると、ＳＡ
Ｗフィルタ１２０の入力端子ａと入力側グランド端子ｃ
との間のインピーダンスは誘導性となり、さらに端子付
誘電体フィルタ１３０は容量性となるため、ローパスフ
ィルタが形成される。つまり、送信波の周波数の２倍
波、３倍波は減衰させることができ都合がよい。アンテ
ナ端子１４０から受信側は、ＳＡＷフィルタ１２０は電
極指が励振しない状態であり、受信側へ信号は通過せ
ず、減衰する。
おいてアンテナ端子１４０側から送信側を見ると、ＳＡ
Ｗフィルタ１２０の入力端子ａと入力側グランド端子ｃ
との間のインピーダンスは誘導性となり、さらに端子付
誘電体フィルタ１３０は容量性となるため、ローパスフ
ィルタが形成される。つまり、送信波の周波数の２倍
波、３倍波は減衰させることができ都合がよい。アンテ
ナ端子１４０から受信側は、ＳＡＷフィルタ１２０は電
極指が励振しない状態であり、受信側へ信号は通過せ
ず、減衰する。
【００６６】以上のように本発明の実施の一形態にかか
る分波器１００は良好な分波器として作用し、図７に本
発明の実施の一形態にかかる分波器１００の周波数特性
を示す。
る分波器１００は良好な分波器として作用し、図７に本
発明の実施の一形態にかかる分波器１００の周波数特性
を示す。
【００６７】以上のように端子付誘電体フィルタ１３０
を送信側フィルタとし、ＳＡＷフィルタ１２０を受信側
フィルタとして各々を４端子直列接続して構成すること
により、周波数特性を劣化させることなく、非常に小型
な分波器１００が実現できることになる。
を送信側フィルタとし、ＳＡＷフィルタ１２０を受信側
フィルタとして各々を４端子直列接続して構成すること
により、周波数特性を劣化させることなく、非常に小型
な分波器１００が実現できることになる。
【００６８】ここで、従来例の場合と比較する。部品点
数は図１５に示す誘電体フィルタのみで構成した場合、
誘電体フィルタ（２．５ｍｍ角×長さ９ｍｍ）が３個
（４０１、４０２、４０３）、空心コイル（３．６ｍｍ
×１．０ｍｍ×厚さ１．６ｍｍ）が３個（４０７、４０
８、４０９）、チップコンデンサ（１．６ｍｍ×０．８
ｍｍ）が２個（４０５、４０６）で合計８個を必要とす
る。これに対して、図１に示す分波器１００の場合で
は、ＳＡＷフィルタ（３．２ｍｍ×２．５ｍｍ×厚さ
０．９ｍｍ）が１個（１２０）と端子付誘電体フィルタ
（２．５ｍｍ角×長さ９ｍｍ）が１個（１３０）の合計
２個のみで済む。
数は図１５に示す誘電体フィルタのみで構成した場合、
誘電体フィルタ（２．５ｍｍ角×長さ９ｍｍ）が３個
（４０１、４０２、４０３）、空心コイル（３．６ｍｍ
×１．０ｍｍ×厚さ１．６ｍｍ）が３個（４０７、４０
８、４０９）、チップコンデンサ（１．６ｍｍ×０．８
ｍｍ）が２個（４０５、４０６）で合計８個を必要とす
る。これに対して、図１に示す分波器１００の場合で
は、ＳＡＷフィルタ（３．２ｍｍ×２．５ｍｍ×厚さ
０．９ｍｍ）が１個（１２０）と端子付誘電体フィルタ
（２．５ｍｍ角×長さ９ｍｍ）が１個（１３０）の合計
２個のみで済む。
【００６９】また、部品実装面積は部品のみの占有面積
で図１５に示した誘電体フィルタ構成の場合、８１ｍｍ
2 必要であるが、これに対して、図１に示す分波器１０
０では３４ｍｍ2 で済み、１／２以上の小型化がなされ
る。
で図１５に示した誘電体フィルタ構成の場合、８１ｍｍ
2 必要であるが、これに対して、図１に示す分波器１０
０では３４ｍｍ2 で済み、１／２以上の小型化がなされ
る。
【００７０】受信側には小型であるＳＡＷフィルタ１２
０を用い、送信側には耐電力性能に優れた端子付誘電体
フィルタ１３０を用いて分波器１００を構成することに
より、特性は従来のもののままで容積を従来のものの半
分程度まで小型化できることになる。
０を用い、送信側には耐電力性能に優れた端子付誘電体
フィルタ１３０を用いて分波器１００を構成することに
より、特性は従来のもののままで容積を従来のものの半
分程度まで小型化できることになる。
【００７１】従来の誘電体フィルタのみを用いたとき
は、誘電体フィルタを４端子直列接続で構成することは
入力側と出力側のグランドを独立化することが構造上困
難であり、フィルタ特性上も不利となる。
は、誘電体フィルタを４端子直列接続で構成することは
入力側と出力側のグランドを独立化することが構造上困
難であり、フィルタ特性上も不利となる。
【００７２】これに対して、ＳＡＷフィルタ１２０のす
だれ電極は入力側、出力側を独立化することができるた
め、４端子直列接続ができることになる。さらに多電極
型のＳＡＷフィルタ１２０は電極間容量が大きくなるた
め、減衰帯城のインピーダンスがショートに近くなり、
４端子直列的に接続し易いという効果もある。
だれ電極は入力側、出力側を独立化することができるた
め、４端子直列接続ができることになる。さらに多電極
型のＳＡＷフィルタ１２０は電極間容量が大きくなるた
め、減衰帯城のインピーダンスがショートに近くなり、
４端子直列的に接続し易いという効果もある。
【００７３】また、端子付誘電体フィルタ１３０に島状
の端子Ｇを設け、バンドエリミネーションフィルタを構
成することができる。このフィルタは伝送線路に対し、
並列腕に接続することで直列共振時はスミス図上ショー
ト、並列共振時は５０Ω整合と４端子直列接続構成に適
しているものとなる。
の端子Ｇを設け、バンドエリミネーションフィルタを構
成することができる。このフィルタは伝送線路に対し、
並列腕に接続することで直列共振時はスミス図上ショー
ト、並列共振時は５０Ω整合と４端子直列接続構成に適
しているものとなる。
【００７４】多電極型のＳＡＷフィルタ１２０と島状の
端子Ｇ付の端子付誘電体フィルタ１３０とを組み合わせ
ることより、インピーダンス変換回路を大幅に簡略化し
た分波器１００となる。
端子Ｇ付の端子付誘電体フィルタ１３０とを組み合わせ
ることより、インピーダンス変換回路を大幅に簡略化し
た分波器１００となる。
【００７５】次に本発明の実施の一形態の第１変形例に
かかる分波器について説明する。
かかる分波器について説明する。
【００７６】図１０は本発明の実施の一形態の第１変形
例にかかる分波器の斜視図であり、図１１は本発明の実
施の一形態の第１変形例にかかる分波器の電気的接続図
である。
例にかかる分波器の斜視図であり、図１１は本発明の実
施の一形態の第１変形例にかかる分波器の電気的接続図
である。
【００７７】本発明の実施の一形態の第１変形例にかか
る分波器２００において、本発明の実施の一形態にかか
る分波器１００と同一の構成要素には同一の符号を付し
て重複を避けるためその説明は省略する。なお、斜線部
は非導体部を示している。
る分波器２００において、本発明の実施の一形態にかか
る分波器１００と同一の構成要素には同一の符号を付し
て重複を避けるためその説明は省略する。なお、斜線部
は非導体部を示している。
【００７８】本発明の実施の一形態の第１変形例にかか
る分波器２００は、受信側フィルタとしてＳＡＷフィル
タ１２０を用い、送信側フィルタとして端子付誘電体フ
ィルタ１３０を用いて、ＳＡＷフィルタ１２０と端子付
誘電体フィルタ１３０とを４端子並列接続して、分波器
２００を構成した場合の例である。
る分波器２００は、受信側フィルタとしてＳＡＷフィル
タ１２０を用い、送信側フィルタとして端子付誘電体フ
ィルタ１３０を用いて、ＳＡＷフィルタ１２０と端子付
誘電体フィルタ１３０とを４端子並列接続して、分波器
２００を構成した場合の例である。
【００７９】分波器２００においては、端子付誘電体フ
ィルタ１３０は送信周波数帯域でインピーダンス整合
し、受信周波数帯域で入力インピーダンスはスミス図上
実軸オープンの位置にあり、ＳＡＷフィルタ１２０は受
信周波数帯域でインピーダンス整合し、送信周波数帯域
でスミス図上実軸オープンの位置にあるような特性にす
る必要がある。このために、アンテナ端子１４０と、Ｓ
ＡＷフィルタ１２０の入力端子ａ、グランド端子ｃとの
間にチップコンデンサ２２１、２２２および空心コイル
２２３からなる受信周波数帯域でジャイレータ回路２２
５が接続してあり、アンテナ端子１４０と、端子付誘電
体フィルタ１３０の入力端子ｅ、グランド端子ｇとの間
にチップコンデンサ２２２と空心コイル２２４を有する
ジャイレータ回路２２６が接続してある。なお、ジャイ
レータ回路２２６を構成するコンデンサ２２７は端子付
誘電体フィルタ１３０の入力端子ｅとグランド端子ｇ間
の静電容量である。
ィルタ１３０は送信周波数帯域でインピーダンス整合
し、受信周波数帯域で入力インピーダンスはスミス図上
実軸オープンの位置にあり、ＳＡＷフィルタ１２０は受
信周波数帯域でインピーダンス整合し、送信周波数帯域
でスミス図上実軸オープンの位置にあるような特性にす
る必要がある。このために、アンテナ端子１４０と、Ｓ
ＡＷフィルタ１２０の入力端子ａ、グランド端子ｃとの
間にチップコンデンサ２２１、２２２および空心コイル
２２３からなる受信周波数帯域でジャイレータ回路２２
５が接続してあり、アンテナ端子１４０と、端子付誘電
体フィルタ１３０の入力端子ｅ、グランド端子ｇとの間
にチップコンデンサ２２２と空心コイル２２４を有する
ジャイレータ回路２２６が接続してある。なお、ジャイ
レータ回路２２６を構成するコンデンサ２２７は端子付
誘電体フィルタ１３０の入力端子ｅとグランド端子ｇ間
の静電容量である。
【００８０】本発明の実施の一形態の第１変形例にかか
る分波器２００の作用を説明する。
る分波器２００の作用を説明する。
【００８１】ＳＡＷフィルタ１２０は圧電基板１２１上
にすだれ電極１２２ａ〜１２２ｃ、１２３ａ、１２３ｂ
が微細加工されているため、表面波の励振しない減衰帯
城では電極指間の静電容量が支配的となり、インピーダ
ンスは容量性を示す。送信周波数帯域の入力側インピー
ダンスは図４（ｂ）におけるＡの位置でスミス図上容量
性領域のショート付近にある。
にすだれ電極１２２ａ〜１２２ｃ、１２３ａ、１２３ｂ
が微細加工されているため、表面波の励振しない減衰帯
城では電極指間の静電容量が支配的となり、インピーダ
ンスは容量性を示す。送信周波数帯域の入力側インピー
ダンスは図４（ｂ）におけるＡの位置でスミス図上容量
性領域のショート付近にある。
【００８２】送信側フィルタである端子付誘電体フィル
タ１３０と４端子並列接続するためには、ＳＡＷフィル
タ１２０のアンテナ側にジャイレータ回路２２５で示す
π型回路を付加し、スミス図上実軸オープンの位置にイ
ンピーダンス変換する。π型回路を用いることにより、
通過帯城のインピーダンスが変化することはない。送信
周波数帯域におけるインピーダンスをスミス図上オープ
ンの位置にすることにより送信波の受信側への回り込み
が防がれて送信波が効率よくアンテナ端子１４０側に伝
送される。
タ１３０と４端子並列接続するためには、ＳＡＷフィル
タ１２０のアンテナ側にジャイレータ回路２２５で示す
π型回路を付加し、スミス図上実軸オープンの位置にイ
ンピーダンス変換する。π型回路を用いることにより、
通過帯城のインピーダンスが変化することはない。送信
周波数帯域におけるインピーダンスをスミス図上オープ
ンの位置にすることにより送信波の受信側への回り込み
が防がれて送信波が効率よくアンテナ端子１４０側に伝
送される。
【００８３】図４（ｃ）はインピーダンス変換後のＳＡ
Ｗフィルタ１２０の入力端子ａとグランド端子ｃとから
見たＳＡＷフィルタ１２０のインピーダンスを示す。
Ｗフィルタ１２０の入力端子ａとグランド端子ｃとから
見たＳＡＷフィルタ１２０のインピーダンスを示す。
【００８４】端子付誘電体フィルタ１３０の通過特性と
インピーダンス特性は図４（ｄ）と図４（ｅ）に示した
とおりである。受信周波数帯城では１／４波長共振器Ｄ
１と静電容量Ｃ１が直列共振し、入力側から見たインピ
ーダンスはスミス図上ショート、送信周波数帯域では１
／４波長共振器Ｄ１および静電容量Ｃ２が並列共振する
ため、整合状態となる。
インピーダンス特性は図４（ｄ）と図４（ｅ）に示した
とおりである。受信周波数帯城では１／４波長共振器Ｄ
１と静電容量Ｃ１が直列共振し、入力側から見たインピ
ーダンスはスミス図上ショート、送信周波数帯域では１
／４波長共振器Ｄ１および静電容量Ｃ２が並列共振する
ため、整合状態となる。
【００８５】送信側フィルタである端子付誘電体フィル
タ１３０も受信側フィルタであるＳＡＷフィルタ１２０
と並列接続するため、端子付誘電体フィルタ１３０のア
ンテナ側にジャイレータ回路２２６に示すπ型回路を付
加し、送信周波数帯域のインピーダンスはそのままに受
信周波数帯城のインピーダンスをスミス図上実軸オープ
ンの位置に変換する。この変換により受信波の送信側へ
の漏洩が防がれて受信波は効率よく受信側に伝送される
ことになる。図４（ｆ）にインピーダンス変換後の端子
付誘電体フィルタ１３０のインピーダンス特性を示す。
タ１３０も受信側フィルタであるＳＡＷフィルタ１２０
と並列接続するため、端子付誘電体フィルタ１３０のア
ンテナ側にジャイレータ回路２２６に示すπ型回路を付
加し、送信周波数帯域のインピーダンスはそのままに受
信周波数帯城のインピーダンスをスミス図上実軸オープ
ンの位置に変換する。この変換により受信波の送信側へ
の漏洩が防がれて受信波は効率よく受信側に伝送される
ことになる。図４（ｆ）にインピーダンス変換後の端子
付誘電体フィルタ１３０のインピーダンス特性を示す。
【００８６】上記したように４端子並列接続の場合もＳ
ＡＷフィルタ１２０と端子付誘電体フィルタ１３０とπ
型インピーダンス変換回路とによって、受信波の送信側
への回り込みがなく、送信信号の受信側への回り込みの
ない分波器２００を構成することができる。この分波器
２００の周波数特性は図１２に示すごとくである。
ＡＷフィルタ１２０と端子付誘電体フィルタ１３０とπ
型インピーダンス変換回路とによって、受信波の送信側
への回り込みがなく、送信信号の受信側への回り込みの
ない分波器２００を構成することができる。この分波器
２００の周波数特性は図１２に示すごとくである。
【００８７】以上のように端子付誘電体フィルタ１３０
を送信側フィルタとし、ＳＡＷフィルタ１２０を受信側
フィルタとして各々を４端子並列接続して構成すること
により、周波数特性を従来よりも劣化させることなく、
非常に小型な分波器２００が実現されることになる。
を送信側フィルタとし、ＳＡＷフィルタ１２０を受信側
フィルタとして各々を４端子並列接続して構成すること
により、周波数特性を従来よりも劣化させることなく、
非常に小型な分波器２００が実現されることになる。
【００８８】次に本発明の実施の一形態の第２変形例に
かかる分波器について説明する。
かかる分波器について説明する。
【００８９】図１３は本発明の実施の一形態の第２変形
例にかかる分波器の斜視図であり、図１４は本発明の実
施の一形態の第２変形例にかかる分波器の電気的接続図
である。
例にかかる分波器の斜視図であり、図１４は本発明の実
施の一形態の第２変形例にかかる分波器の電気的接続図
である。
【００９０】本発明の実施の一形態の第２変形例にかか
る分波器３００において、本発明の実施の一形態にかか
る分波器１００と同一の構成要素には同一の符号を付し
て重複を避けるためその説明は省略する。なお、斜線部
は非導体部を示している。
る分波器３００において、本発明の実施の一形態にかか
る分波器１００と同一の構成要素には同一の符号を付し
て重複を避けるためその説明は省略する。なお、斜線部
は非導体部を示している。
【００９１】本発明の実施の一形態の第２変形例にかか
る分波器３００は、受信側フィルタとしてＳＡＷフィル
タ１２０ａ、１２０ｂを直列接続して用い、送信側フィ
ルタとして端子付誘電体フィルタ１３０ａ、１３０ｂを
空心コイル３３１で結合して用い、直列接続されたＳＡ
Ｗフィルタ１２０ａ、１２０ｂと空心コイル３３１にて
結合された端子付誘電体フィルタ１３０ａ、１３０ｂと
を４端子並列接続して、分波器３００を構成した場合の
例である。
る分波器３００は、受信側フィルタとしてＳＡＷフィル
タ１２０ａ、１２０ｂを直列接続して用い、送信側フィ
ルタとして端子付誘電体フィルタ１３０ａ、１３０ｂを
空心コイル３３１で結合して用い、直列接続されたＳＡ
Ｗフィルタ１２０ａ、１２０ｂと空心コイル３３１にて
結合された端子付誘電体フィルタ１３０ａ、１３０ｂと
を４端子並列接続して、分波器３００を構成した場合の
例である。
【００９２】ここで、ＳＡＷフィルタ１２０ａはＳＡＷ
フィルタ１２０と同一の特性に設定し、ＳＡＷフィルタ
１２０ｂはＳＡＷフィルタ１２０と略同様の特性に設定
してあり、端子付誘電体フィルタ１３０ａおよび１３０
ｂは端子付誘電体フィルタ１３０と同一の特性に設定し
てある。
フィルタ１２０と同一の特性に設定し、ＳＡＷフィルタ
１２０ｂはＳＡＷフィルタ１２０と略同様の特性に設定
してあり、端子付誘電体フィルタ１３０ａおよび１３０
ｂは端子付誘電体フィルタ１３０と同一の特性に設定し
てある。
【００９３】分波器３００においても送信側、受信側共
に広帯域なフィルタ特性が得られる。
に広帯域なフィルタ特性が得られる。
【００９４】この場合も同等の分波器を誘電体フィルタ
で構成でした場合に比較して容積が小さく、また、同等
の分波器をＳＡＷフィルタで構成した場合に比較して周
波数特性をよくすることができる。また、ＳＡＷフィル
タ１２０ａ、１２０ｂ、端子付誘電体フィルタ１３０
ａ、１３０ｂのように２つずつ直列接続して構成したた
め、フィルタ設計の自由度が増大することになる。
で構成でした場合に比較して容積が小さく、また、同等
の分波器をＳＡＷフィルタで構成した場合に比較して周
波数特性をよくすることができる。また、ＳＡＷフィル
タ１２０ａ、１２０ｂ、端子付誘電体フィルタ１３０
ａ、１３０ｂのように２つずつ直列接続して構成したた
め、フィルタ設計の自由度が増大することになる。
【００９５】
【発明の効果】以上説明したように本発明の分波器によ
れば、送信側フィルタを誘電体フィルタで構成し、受信
側フィルタをＳＡＷフィルタで構成することによって、
分波器に必要とされる容積が大幅に減少する効果が得ら
れる。
れば、送信側フィルタを誘電体フィルタで構成し、受信
側フィルタをＳＡＷフィルタで構成することによって、
分波器に必要とされる容積が大幅に減少する効果が得ら
れる。
【００９６】また、本発明の分波器によれば、ＳＡＷフ
ィルタと誘電体フィルタを直列接続することで両フィル
タのアンテナ側におけるインピーダンス変換回路を簡略
化することができ、部品点数を減らすことができるとい
う効果が得られ、この結果、フィルタの挿入損失は減少
するという効果も得られる。
ィルタと誘電体フィルタを直列接続することで両フィル
タのアンテナ側におけるインピーダンス変換回路を簡略
化することができ、部品点数を減らすことができるとい
う効果が得られ、この結果、フィルタの挿入損失は減少
するという効果も得られる。
【００９７】さらに、本発明の分波器によれば、ＳＡＷ
フィルタを多電極ＳＡＷフィルタとし、誘電体フィルタ
をバンドエリミネーションフィルタとすることによりイ
ンピーダンス変換回路をほぼなくすことができ、フィル
タの挿入損失が減少すると共に、大幅な小型化が可能と
なる。
フィルタを多電極ＳＡＷフィルタとし、誘電体フィルタ
をバンドエリミネーションフィルタとすることによりイ
ンピーダンス変換回路をほぼなくすことができ、フィル
タの挿入損失が減少すると共に、大幅な小型化が可能と
なる。
【００９８】さらにまた、本発明の分波器をアンテナ共
用器モジュールというような形態ではなく、無線機の基
板にＳＡＷフィルタと誘電体フィルタを直接実装して、
分波器を構成することが可能となる。このように、モジ
ュールという形で構成せずに済むため、分波器を安価に
構成することができる。
用器モジュールというような形態ではなく、無線機の基
板にＳＡＷフィルタと誘電体フィルタを直接実装して、
分波器を構成することが可能となる。このように、モジ
ュールという形で構成せずに済むため、分波器を安価に
構成することができる。
【図１】本発明の実施の一形態にかかる分波器の斜視図
である。
である。
【図２】本発明の実施の一形態にかかる分波器の電気的
接続図である。
接続図である。
【図３】本発明の実施の一形態にかかる分波器に用いる
ＳＡＷフィルタの電極パターンを示す模式図である。
ＳＡＷフィルタの電極パターンを示す模式図である。
【図４】本発明の実施の一形態にかかる分波器の作用の
説明に供する特性図である。
説明に供する特性図である。
【図５】本発明の実施の一形態にかかる分波器に用いる
端子付誘電体フィルタの構成を示す図である。
端子付誘電体フィルタの構成を示す図である。
【図６】本発明の実施の一形態にかかる分波器に用いる
端子付誘電体フィルタの電気的等価回路図および周波数
特性図である。
端子付誘電体フィルタの電気的等価回路図および周波数
特性図である。
【図７】本発明の実施の一形態にかかる分波器の周波数
特性図である。
特性図である。
【図８】本発明の実施の一形態にかかる分波器における
パターンＬ素子の位置を変更したときの電気的接続図で
ある。
パターンＬ素子の位置を変更したときの電気的接続図で
ある。
【図９】本発明の実施の一形態にかかる分波器における
パターンＬ素子に代わって伝送線路によったときの電気
的接続図である。
パターンＬ素子に代わって伝送線路によったときの電気
的接続図である。
【図１０】本発明の実施の一形態の第１変形例にかかる
分波器の斜視図である。
分波器の斜視図である。
【図１１】本発明の実施の一形態の第１変形例にかかる
分波器の電気的接続図である。
分波器の電気的接続図である。
【図１２】本発明の実施の一形態の第１変形例にかかる
分波器の周波数特性図である。
分波器の周波数特性図である。
【図１３】本発明の実施の一形態の第２変形例にかかる
分波器の斜視図である。
分波器の斜視図である。
【図１４】本発明の実施の一形態の第２変形例にかかる
分波器の電気的接続図である。
分波器の電気的接続図である。
【図１５】従来例の分波器の斜視図である。
【図１６】従来例の分波器の電気的接続図である。
１００、２００、３００ 分波器 １１０ モジュール基板 １２０、１２０ａ、１２０ｂ ＳＡＷフィルタ １３０、１３０ａ、１３０ｂ 端子付誘電体フィルタ １４０ アンテナ端子 １５０ 受信側端子 １６０ 共通グランド １７０ 送信側端子 １９０ パターンＬ素子 ２２１、２２２ チップコンデンサ ２２３、２２４、３３１ 空心コイル ２２５、２２６ ジャイレータ回路
Claims (8)
- 【請求項１】受信側フィルタに弾性表面波フィルタを用
い、送信側フィルタに誘電体フィルタを用いて、一入力
複数出力の構成とすることを特徴とする分波器。 - 【請求項２】弾性表面波フィルタと誘電体フィルタを電
気的に直列接続し、一入力複数出力の構成とすることを
特徴とする分波器。 - 【請求項３】弾性表面波フィルタと誘電体フィルタを電
気的に直列接続し、受信側フィルタに弾性表面波フィル
タを用い、送信側フィルタに誘電体フィルタを用いて、
一入力複数出力の構成とすることを特徴とする分波器。 - 【請求項４】請求項１乃至３のいずれかに記載の分波器
において、弾性表面波フィルタは多電極フィルタである
ことを特徴とする分波器。 - 【請求項５】請求項１乃至３のいずれかに記載の分波器
において、誘電体フィルタはバンドエリミネーションフ
ィルタであることを特徴とする分波器。 - 【請求項６】請求項１乃至３のいずれかに記載の分波器
において、誘電体フィルタはリアクタンス素子で結合し
た複数の誘電体フィルタであることを特徴とする分波
器。 - 【請求項７】請求項１乃至３のいずれかに記載の分波器
において、弾性表面波フィルタは多電極フィルタであ
り、かつ誘電体フィルタはバンドエリミネーションフィ
ルタであることを特徴とする分波器。 - 【請求項８】請求項１乃至３のいずれかに記載の分波器
において、弾性表面波フィルタは多電極フィルタであ
り、かつ誘電体フィルタはリアクタンス素子で結合した
複数の誘電体フィルタであることを特徴とする分波器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21259196A JP3741787B2 (ja) | 1996-08-12 | 1996-08-12 | 分波器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21259196A JP3741787B2 (ja) | 1996-08-12 | 1996-08-12 | 分波器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1056304A true JPH1056304A (ja) | 1998-02-24 |
| JP3741787B2 JP3741787B2 (ja) | 2006-02-01 |
Family
ID=16625241
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21259196A Expired - Lifetime JP3741787B2 (ja) | 1996-08-12 | 1996-08-12 | 分波器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3741787B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005057342A (ja) * | 2003-08-05 | 2005-03-03 | Oki Electric Ind Co Ltd | 分波器および分波器における分波線路の線路長決定方法 |
| WO2015029722A1 (ja) * | 2013-08-26 | 2015-03-05 | ソニー株式会社 | 無線通信装置 |
| US10581405B2 (en) | 2016-08-04 | 2020-03-03 | Taiyo Yuden Co., Ltd. | Multiplexer |
-
1996
- 1996-08-12 JP JP21259196A patent/JP3741787B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005057342A (ja) * | 2003-08-05 | 2005-03-03 | Oki Electric Ind Co Ltd | 分波器および分波器における分波線路の線路長決定方法 |
| WO2015029722A1 (ja) * | 2013-08-26 | 2015-03-05 | ソニー株式会社 | 無線通信装置 |
| CN105493412A (zh) * | 2013-08-26 | 2016-04-13 | 索尼公司 | 无线通信设备 |
| AU2014313209B2 (en) * | 2013-08-26 | 2016-12-08 | Sony Corporation | Wireless communication apparatus |
| CN105493412B (zh) * | 2013-08-26 | 2017-11-07 | 索尼公司 | 无线通信设备 |
| US9941861B2 (en) | 2013-08-26 | 2018-04-10 | Sony Corporation | Wireless communication apparatus |
| US10581405B2 (en) | 2016-08-04 | 2020-03-03 | Taiyo Yuden Co., Ltd. | Multiplexer |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3741787B2 (ja) | 2006-02-01 |
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