JP6972954B2 - 高周波フィルタおよびマルチプレクサ - Google Patents

Description

本発明は、高周波フィルタおよびマルチプレクサに関する。

従来、アンテナに接続される共通端子で複数のフィルタが共通接続されているマルチプレクサにおいて、挿入損失の改善のため、ラダー型フィルタが用いられている。この場合、共通端子側から見たインピーダンスを例えば５０Ωに合わせることが一般的である。この目的のために、例えば、特許文献１には、共通端子と受信フィルタとを結ぶ経路上にインダクタが直列に接続された構成が開示されている。

具体的には、インダクタの接続前には、当該インピーダンスをレジスタンスが５０Ω、リアクタンスがマイナス（容量性）になるように設計しておく。そして、インダクタが接続されると、当該インピーダンスのレジスタンスは５０Ωのままで、リアクタンスはほぼ０となる。これにより、ＶＳＷＲ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｔａｎｄｉｎｇ Ｗａｖｅ Ｒａｔｉｏ）が改善し、フィルタの通過帯域における通過特性を改善できる。

特表２００６−５０６８８１号公報

従来、高周波フィルタにおいて、特性インピーダンスとして５０Ωを採用することは一般的である。この場合、弾性波共振子により構成される高周波フィルタ（縦結合型フィルタは除く）は、通常、一方の入出力端子側から見たインピーダンスと他方の入出力端子側から見たインピーダンスとがそれぞれ等しく、５０Ωとなる。しかしながら、高周波フィルタに接続される周辺部品には、入力インピーダンス若しくは出力インピーダンスが５０Ωでないものがあり、当該周辺部品とのインピーダンス整合を取る必要がある。例えば、高周波フィルタとして受信フィルタに接続されるローノイズアンプ（ＬＮＡ）は、一般的に、入力インピーダンスが５０Ωよりも大きい。したがって、一方の入出力端子側（例えば共通端子側、つまり、アンテナ側）から見たインピーダンスよりも、他方の入出力端子側（例えばＬＮＡ側）から見たインピーダンスを大きくする必要がある。

しかしながら、高周波フィルタのＬＮＡ側から見たインピーダンスをアンテナ側から見たインピーダンスよりも大きくするためには、マッチング素子が複雑化してしまい、当該マッチング素子による挿入損失の劣化、さらには、高周波フィルタの大型化を招くという問題がある。

そこで、本発明は、マッチング素子の複雑化を抑制しつつ、一方の入出力端子側から見たインピーダンスを他方の入出力端子側から見たインピーダンスよりも大きくできる高周波フィルタ等を提供することを目的とする。

本発明の一態様に係る高周波フィルタは、ラダー型の高周波フィルタであって、第１入出力端子と第２入出力端子とを結ぶ経路上に接続された少なくとも１つの直列腕共振子と、前記経路上に設けられた接続ノードと、グランドとの間に接続された少なくとも２つの並列腕共振子と、前記少なくとも１つの直列腕共振子および前記少なくとも２つの並列腕共振子よりも前記第１入出力端子側において、前記少なくとも１つの直列腕共振子と直列に接続されたインダクタと、を備え、前記少なくとも２つの並列腕共振子のうち、前記第２入出力端子に最も近く接続された第１並列腕共振子の反共振周波数は、他のいずれの並列腕共振子の反共振周波数よりも高い。

第１並列腕共振子は、高周波フィルタを構成する少なくとも２つの並列腕共振子のうち、第２入出力端子に最も近く、高周波フィルタの第２入出力端子側から見たインピーダンスに影響を与えやすい共振子となっている。また、第１並列腕共振子は、少なくとも２つの並列腕共振子のうち反共振周波数が最も高いため、高周波フィルタの通過帯域における大部分において誘導性素子として機能する。

そして、インダクタおよび第１並列腕共振子が接続される前の高周波フィルタのインピーダンスが容量性となるように設計しておく。具体的には、スミスチャート上でインピーダンスが、例えば５０Ωの等レジスタンス円を、リアクタンスが０の点から反時計回りに回転した位置となるように設計しておく。言い換えると、アドミタンスチャート上でレジスタンスが５０Ωよりも大きくリアクタンスが０の点を通過する等コンダクタンス円上にインピーダンスが位置するように設計しておく。これにより、インダクタが接続された状態では、第１入出力端子側から見たインピーダンスは、スミスチャート上において５０Ωの等レジスタンス円を時計回りに回転し、レジスタンスがほぼ５０Ω、リアクタンスがほぼ０となる。また、第１並列腕共振子が接続された状態では、第２入出力端子側から見たインピーダンスは、アドミタンスチャート上においてレジスタンスが５０Ωよりも大きくリアクタンスが０の点を通過する等コンダクタンス円を反時計回りに回転し、レジスタンスが５０Ωよりも大きく、リアクタンスがほぼ０となる。したがって、マッチング素子として、インダクタを用いるだけでよいため、マッチング素子の複雑化を抑制しつつ、一方の入出力端子側（第２入出力端子側）から見たインピーダンスを他方の入出力端子側（第１入出力端子側）から見たインピーダンスよりも大きくできる。具体的には、第２入出力端子側から見たインピーダンスにおけるレジスタンスを５０Ωよりも大きくでき、リアクタンスをほぼ０にできる。これにより、例えば、高周波フィルタとＬＮＡとのインピーダンス整合が容易となる。

また、前記第１並列腕共振子が接続された前記接続ノードと前記第２入出力端子とは、前記少なくとも１つの直列腕共振子のいずれも介さずに接続されてもよい。

直列腕共振子は、インダクタンス成分を有するため、第１並列腕共振子が接続された接続ノードと第２入出力端子との間に直列腕共振子が接続されている場合には、スミスチャート上で、第２入出力端子側から見たインピーダンスは、当該インダクタンス成分によって、等レジスタンス円上を時計回りに回転してしまう。このため、第２入出力端子側から見たインピーダンスが低インピーダンス側にシフトしてしまい、当該インピーダンスを高インピーダンスにする効果が弱まってしまう。したがって、第１並列腕共振子が接続された接続ノードと第２入出力端子とが、直列腕共振子を介さずに接続されることで、第２入出力端子側から見たインピーダンスが小さくなってしまうことを抑制できる。

また、前記少なくとも２つの並列腕共振子は、前記第１入出力端子に近く接続された並列腕共振子から前記第２入出力端子に近く接続された並列腕共振子へ順に、反共振周波数が高くなっていってもよい。

少なくとも２つの並列腕共振子のうち、第２入出力端子に近い並列腕共振子ほど、高周波フィルタの第２入出力端子側から見たインピーダンスに影響を与えやすい共振子となる。したがって、第２入出力端子に近い並列腕共振子ほど、反共振周波数が高くなるため、第２入出力端子側から見たインピーダンスをより大きくすることができる。

本発明の一態様に係るマルチプレクサは、上記の高周波フィルタを含む複数のフィルタを備え、前記複数のフィルタのそれぞれの一方の入出力端子は、共通端子に直接的または間接的に接続されている。

これによれば、マッチング素子の複雑化を抑制しつつ、一方の入出力端子側から見たインピーダンスを他方の入出力端子側から見たインピーダンスよりも大きくできるマルチプレクサを提供できる。

また、前記少なくとも２つの並列腕共振子のうち、前記第１入出力端子に最も近く接続された並列腕共振子が接続された前記接続ノードと前記第１入出力端子とは、前記少なくとも１つの直列腕共振子のいずれも介さずに接続されていてもよい。

高周波フィルタの通過帯域外（例えば、当該高周波フィルタと共通端子において共通接続される他のフィルタの通過帯域）におけるインピーダンスが大きいことで、当該高周波フィルタと当該他のフィルタとの干渉を抑制できる。しかしながら、第１入出力端子に最も近い並列腕共振子が接続された接続ノードと第１入出力端子との間に直列腕共振子が接続されている場合には、当該他のフィルタの通過帯域におけるインピーダンスはより容量性に位相が回転するため、インダクタとしてインダクタンス値がより大きいものが必要となる。したがって、第１入出力端子に最も近く接続された並列腕共振子が接続された接続ノードと第１入出力端子とが、直列腕共振子を介さずに接続されることで、インダクタのインダクタンス値を小さくでき、インダクタンス値が小さい分損失を抑制でき、さらには、高周波フィルタの小型化が可能となる。

本発明に係る高周波フィルタ等によれば、マッチング素子の複雑化を抑制しつつ、一方の入出力端子側から見たインピーダンスを他方の入出力端子側から見たインピーダンスよりも大きくできる。

図１は、実施の形態に係るマルチプレクサの回路構成図である。 図２は、Ｒｘ端の終端インピーダンスを振ったときのフィルタの通過特性を示すグラフである。 図３は、Ｒｘ端の終端インピーダンスを振ったときのＲｘ端のＶＳＷＲ特性を示すグラフである。 図４は、Ｒｘ端の終端インピーダンスを振ったときのフィルタのＲｘ通過域における挿入損失の最悪値を比較したグラフである。 図５は、Ｒｘ端の終端インピーダンスを振ったときのＲｘ端のＲｘ通過域におけるＶＳＷＲの最悪値を比較したグラフである。 図６は、Ａｎｔ端の終端インピーダンスを振ったときのＡｎｔ端のＶＳＷＲ特性を示すグラフである。 図７は、Ａｎｔ端の終端インピーダンスを振ったときのＡｎｔ端のＲｘ通過域におけるＶＳＷＲの最悪値を比較したグラフである。 図８は、実施例において、インダクタが接続された場合と未接続の場合におけるフィルタのＡｎｔ端のインピーダンス特性を示すスミスチャートである。 図９は、実施例において、第１並列腕共振子が接続された場合と未接続の場合におけるフィルタのＲｘ端のインピーダンス特性を示すアドミタンスチャートである。 図１０は、実施例および比較例１におけるフィルタのＡｎｔ端のインピーダンス特性を示すスミスチャートである。 図１１は、実施例および比較例１におけるフィルタのＲｘ端のインピーダンス特性を示すスミスチャートである。 図１２は、共振子が誘導性素子として機能する周波数帯域を説明するための図である。 図１３は、比較例２に係るマルチプレクサの回路構成図である。 図１４は、比較例２において、インダクタが接続された場合と未接続の場合におけるフィルタのＡｎｔ端のインピーダンス特性を示すアドミタンスチャートである。 図１５は、比較例２において、第１並列腕共振子が接続された場合と未接続の場合におけるフィルタのＲｘ端のインピーダンス特性を示すアドミタンスチャートである。 図１６は、実施例および比較例２におけるフィルタのＡｎｔ端のインピーダンス特性を示すスミスチャートである。 図１７は、実施例および比較例２におけるフィルタのＲｘ端のインピーダンス特性を示すスミスチャートである。

以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的又は具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置及び接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、各図において、実質的に同一の構成に対しては同一の符号を付しており、重複する説明は省略又は簡略化する場合がある。

（実施の形態１）
［１．マルチプレクサの構成］
まず、実施の形態１に係るマルチプレクサの構成について説明する。

図１は、実施の形態１に係るマルチプレクサ１の回路構成図である。

マルチプレクサ１は、ラダー型のフィルタ１０（高周波フィルタ）を含む複数のフィルタを備え、複数のフィルタのそれぞれの一方の入出力端子（入出力端子ｍ１１およびｍ２１）が共通端子ｍ１に共通に接続された分波・合波器である。複数のフィルタは、例えば、通過帯域が互いに異なる。本実施の形態では、マルチプレクサ１は、２つのフィルタを備えるデュプレクサである。図１に示されるように、マルチプレクサ１は、それぞれラダー型のフィルタ１０および２０を備える。共通端子ｍ１には、図示しないが、例えば、スイッチ回路等を介してアンテナ素子が接続される。アンテナ素子は、高周波信号を送受信する、例えばＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）等の通信規格に準拠したマルチバンド対応のアンテナである。本実施の形態では、共通端子ｍ１には、スイッチ回路を介してアンテナ素子が接続される。また、複数のフィルタのそれぞれの他方の入出力端子（入出力端子ｍ１２およびｍ２２）には、図示しないが、例えば、スイッチ回路又はパワーアンプ（ＰＡ）、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）等の増幅回路等を介してＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ：Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）が接続される。このＲＦＩＣによって、通信に使用されるフィルタが制御される。例えば、フィルタ１０および２０が同時に使用されることで、キャリアアグリゲーション（ＣＡ）が行われてもよい。

フィルタ１０は、例えば、ＬＴＥのＢａｎｄ２５Ｒｘ（１９３０−１９９５ＭＨｚ）を通過帯域とする受信フィルタである。フィルタ１０は、例えば、ラダー型の弾性波フィルタである。受信フィルタであるフィルタ１０の入出力端子ｍ１２には、ＬＮＡが接続される。

フィルタ１０は、入出力端子ｍ１１（第１入出力端子）と入出力端子ｍ１２（第２入出力端子）とを結ぶ経路上に接続された少なくとも１つの直列腕共振子を備える。本実施の形態では、フィルタ１０は、互いに直列接続された直列腕共振子ｓ１１〜ｓ１７を備える。

また、フィルタ１０は、当該経路上に設けられた接続ノードとグランドとの間に接続された少なくとも２つの並列腕共振子を備える。接続ノードとは、素子と素子、または、素子と端子の間の接続点であり、図１では、ｎ１等で示される点によって示している。本実施の形態では、フィルタ１０は、少なくとも２つの並列腕共振子として、後述するインダクタＬ１および直列腕共振子ｓ１１の間のノードｎ１とグランドとの間に接続された並列腕共振子ｐ１１、直列腕共振子ｓ１３およびｓ１４の間のノードｎ２とグランドとの間に接続された並列腕共振子ｐ１２、直列腕共振子ｓ１５およびｓ１６の間のノードｎ３とグランドとの間に接続された並列腕共振子ｐ１３、直列腕共振子ｓ１７および入出力端子ｍ１２の間のノードｎ４とグランドとの間に接続された並列腕共振子ｐ１４を備える。

並列腕共振子ｐ１４は、フィルタ１０を構成する少なくとも２つの並列腕共振子（並列腕共振子ｐ１１〜ｐ１４）のうち、入出力端子ｍ１２に最も近く接続された第１並列腕共振子である。並列腕共振子ｐ１４は、これらの並列腕共振子のうち入出力端子ｍ１２に最も近くに接続されているため、フィルタ１０の入出力端子ｍ１２側から見たインピーダンスに影響を与えやすい共振子となっている。なお、入出力端子ｍ１２に最も近くに接続とは、回路図上で入出力端子ｍ１２に最も近いことを意味する。つまり、例えば基板上等での配置については、並列腕共振子ｐ１４は、並列腕共振子ｐ１１〜ｐ１４のうち入出力端子ｍ１２に最も近くに配置されていなくてもよい。

また、並列腕共振子ｐ１４が接続されたノードｎ４と入出力端子ｍ１２とは、少なくとも１つの直列腕共振子のいずれも介さずに接続される。したがって、ノードｎ４の入出力端子ｍ１２側には、直列腕共振子が接続されていないため、フィルタ１０は、入出力端子ｍ１２側から見て、並列腕共振子ｐ１４から始まるラダー型フィルタとなっている。

また、少なくとも２つの並列腕共振子のうち、入出力端子ｍ１１に最も近く接続された並列腕共振子ｐ１１が接続されたノードｎ１と入出力端子ｍ１１とは、少なくとも１つの直列腕共振子のいずれも介さずに接続される。したがって、ノードｎ１の入出力端子ｍ１１側には、直列腕共振子が接続されていないため、フィルタ１０は、入出力端子ｍ１１側から見て、インダクタＬ１の次に並列腕共振子ｐ１１から始まるラダー型フィルタとなっている。

なお、入出力端子ｍ１１および共通端子ｍ１はアンテナ素子に接続されているため、以下では、入出力端子ｍ１１および共通端子ｍ１をＡｎｔ端とも呼ぶ。また、入出力端子ｍ１２には、ＬＮＡ等の受信用回路が接続されるため、以下では、入出力端子ｍ１２をＲｘ端とも呼ぶ。

少なくとも１つの直列腕共振子および少なくとも２つの並列腕共振子は、弾性波を用いた共振子であり、例えば、ＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）を利用した共振子、ＢＡＷ（Ｂｕｌｋ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）を利用した共振子、もしくは、ＦＢＡＲ（Ｆｉｌｍ Ｂｕｌｋ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ）等である。なお、ＳＡＷには、表面波だけでなく境界波も含まれる。ここでは、これらの共振子をＳＡＷ共振子とする。これにより、フィルタ１０を、圧電性を有する基板上に形成されたＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極により構成できるので、急峻度の高い通過特性を有する小型かつ低背のフィルタ回路を実現できる。なお、圧電性を有する基板は、少なくとも表面に圧電性を有する基板である。当該基板は、例えば、表面に圧電薄膜を備え、当該圧電薄膜と音速の異なる膜、および、支持基板などの積層体で構成されていてもよい。また、当該基板は、例えば、高音速支持基板と、高音速支持基板上に形成された圧電薄膜とを含む積層体、高音速支持基板と、高音速支持基板上に形成された低音速膜と、低音速膜上に形成された圧電薄膜とを含む積層体、または、支持基板と、支持基板上に形成された高音速膜と、高音速膜上に形成された低音速膜と、低音速膜上に形成された圧電薄膜とを含む積層体であってもよい。なお、当該基板は、基板全体に圧電性を有していてもよい。また、以下で説明する共振子についても同様であるため、以下では詳細な説明を省略する。

本発明においては、少なくとも２つの並列腕共振子のうち、入出力端子ｍ１２に最も近く接続された並列腕共振子ｐ１４の反共振周波数は、他のいずれの並列腕共振子の反共振周波数よりも高い。表１に、このときのそれぞれの並列腕共振子の反共振周波数の詳細を示す。以下では、それぞれの並列腕共振子の反共振周波数が表１に示される反共振周波数となっている例を、実施例とも呼ぶ。

表１に示されるように、実施例では、少なくとも２つの並列腕共振子（並列腕共振子ｐ１１〜ｐ１４）は、入出力端子ｍ１１に近く接続された並列腕共振子ｐ１１から入出力端子ｍ１２に近く接続された並列腕共振子ｐ１４へ順に、反共振周波数が高くなっている。並列腕共振子の反共振周波数は、並列腕共振子がＳＡＷ共振子の場合には、ＩＤＴ電極を構成する電極指の繰り返し周期で規定される。例えば、当該繰り返し周期を狭くすることで、反共振周波数を高くすることができる。

また、フィルタ１０は、少なくとも１つの直列腕共振子および少なくとも２つの並列腕共振子よりも入出力端子ｍ１１側において、少なくとも１つの直列腕共振子と直列に接続されたインダクタＬ１を備える。具体的には、図１に示されるように、インダクタＬ１は、入出力端子ｍ１１とノードｎ１との間に接続されている。インダクタＬ１は、アンテナ素子に接続されるスイッチ回路等とフィルタ１０との整合を取るためのマッチング素子である。

ここで、図１に示されるフィルタ１０のようなラダー型フィルタの特徴について説明する。ラダー型フィルタは、通常、設計原理的に入力と出力のインピーダンスはほぼ同じとなる。例えば、フィルタ１０におけるノードｎ１でのインピーダンスとノードｎ４でのインピーダンスとがほぼ同じとなる。ラダー型フィルタは、縦結合型フィルタのようなインピーダンス変換機能を有していないためである。

縦結合型フィルタでは、入力ＩＤＴと出力ＩＤＴとが分かれているため、入力ＩＤＴのインピーダンスと出力ＩＤＴのインピーダンスとを異ならせることで、比較的自由に入力と出力のインピーダンスを調整できる。しかし、縦結合型フィルタは、ラダー型フィルタと比べて、ＩＤＴの対数が少ないため、ロスが大きくサージ破壊に弱いというデメリットがある。

一方、ラダー型フィルタでは、入力と出力のインピーダンスは、それぞれ同じ一端子対共振子で構成されることから、大きく異ならせることが難しい。しかし、ラダー型フィルタは、縦結合型フィルタと比べて、低ロスでサージ破壊に強いというメリットがある。本発明では、詳細は後述するが、低ロスでサージ破壊に強いラダー型フィルタの入力と出力のインピーダンスを異ならせることができる。具体的には、入出力端子ｍ１１でのインピーダンスよりも入出力端子ｍ１２でのインピーダンスを大きくできる。

フィルタ２０は、例えば、ＬＴＥのＢａｎｄ２５Ｔｘ（１８５０−１９１５ＭＨｚ）を通過帯域とする送信フィルタである。フィルタ２０は、例えば、ラダー型の弾性波フィルタである。送信フィルタであるフィルタ２０の入出力端子ｍ２２には、ＰＡが接続される。

フィルタ２０は、入出力端子ｍ２１と入出力端子ｍ２２とを結ぶ経路上に接続された直列腕共振子ｓ２１〜ｓ２８を備える。また、フィルタ２０は、直列腕共振子ｓ２１およびｓ２２の間のノードとグランドとの間に接続された並列腕共振子ｐ２１、直列腕共振子ｓ２３およびｓ２４の間のノードとグランドとの間に接続された並列腕共振子ｐ２２、直列腕共振子ｓ２５およびｓ２６の間のノードとグランドとの間に接続された並列腕共振子ｐ２３、直列腕共振子ｓ２７およびｓ２８の間のノードとグランドとの間に接続された並列腕共振子ｐ２４を備える。並列腕共振子ｐ２１〜ｐ２３は、インダクタＬａを介してグランドに接続され、並列腕共振子ｐ２４は、インダクタＬｂを介してグランドに接続されている。並列腕共振子ｐ２１〜ｐ２３に直列に接続されたインダクタＬａは、並列腕共振子ｐ２１〜ｐ２３の共振周波数をシフトさせ、並列腕共振子ｐ２４に直列に接続されたインダクタＬｂは、並列腕共振子ｐ２４の共振周波数をシフトさせることができる。つまり、これらにより、フィルタ２０の通過帯域の帯域幅や、通過帯域低域側の減衰帯域の帯域幅等を調整できる。

［２．終端インピーダンスとフィルタ特性との関係］
次に、フィルタ１０の終端インピーダンスとフィルタ特性との関係について図２から図７を用いて説明する。

図２は、Ｒｘ端の終端インピーダンスを振ったときのフィルタ１０の通過特性を示すグラフである。Ｒｘ端の終端インピーダンスとは、入出力端子ｍ１２から見たインピーダンスのことである。図２中の破線、点線、実線、一点鎖線は、Ｒｘ端の終端インピーダンスが順に５０Ω、６０Ω、７０Ω、８０Ωのときのフィルタ１０の通過特性を示している。

図３は、Ｒｘ端の終端インピーダンスを振ったときのＲｘ端のＶＳＷＲ特性を示すグラフである。図３中の破線、点線、実線、一点鎖線は、Ｒｘ端の終端インピーダンスが順に５０Ω、６０Ω、７０Ω、８０ΩのときのＲｘ端のＶＳＷＲ特性を示している。

図２および図３では、それぞれフィルタ１０の通過帯域（１９３０−１９９５ＭＨｚ）付近の特性を示している。ここで、Ｒｘ端の終端インピーダンスを振ったときの各特性の良し悪しを判断するために、当該通過帯域における最悪値を比較する。

図４は、Ｒｘ端の終端インピーダンスを振ったときのフィルタ１０のＲｘ通過域における挿入損失の最悪値を比較したグラフである。なお、フィルタ１０は受信フィルタであるため、フィルタ１０の通過帯域をＲｘ通過域とも呼んでいる。

図５は、Ｒｘ端の終端インピーダンスを振ったときのＲｘ端のＲｘ通過域におけるＶＳＷＲの最悪値を比較したグラフである。

上述したように、入出力端子ｍ１２（Ｒｘ端）には、ＬＮＡが接続されており、ＬＮＡの入力インピーダンスは、一般的に５０Ωより大きく、６５Ω以上であることが多い。本実施の形態では、入出力端子ｍ１２に接続されたＬＮＡの入力インピーダンスが７０Ωであるとする。

したがって、図４および図５に示されるように、フィルタ１０の通過帯域におけるＲｘ端の終端インピーダンスが７０Ωのときに、当該通過帯域においてフィルタ１０とＬＮＡとのインピーダンス整合が取れて、挿入損失およびＶＳＷＲが最も小さくなっている。

図６は、Ａｎｔ端の終端インピーダンスを振ったときのＡｎｔ端のＶＳＷＲ特性を示すグラフである。Ａｎｔ端の終端インピーダンスとは、入出力端子ｍ１１から見たインピーダンスのことである。図６中の破線、実線、点線は、Ａｎｔ端の終端インピーダンスが順に４０Ω、５０Ω、６０ΩのときのＡｎｔ端のＶＳＷＲ特性を示している。

図６では、フィルタ１０の通過帯域（１９３０−１９９５ＭＨｚ）およびフィルタ２０の通過帯域（１８５０−１９１５ＭＨｚ）付近のＶＳＷＲ特性を示している。ここで、Ｒｘ端の終端インピーダンスを振ったときのフィルタ１０についてのＶＳＷＲ特性の良し悪しを判断するために、フィルタ１０の通過帯域における最悪値を比較する。

図７は、Ａｎｔ端の終端インピーダンスを振ったときのＡｎｔ端のＲｘ通過域におけるＶＳＷＲの最悪値を比較したグラフである。

上述したように、共通端子ｍ１（Ａｎｔ端）には、スイッチ回路が接続されており、無線通信用のアンテナ素子に接続されるスイッチ回路の出力インピーダンスは、一般的に５０Ωであることが多い。本実施の形態では、共通端子ｍ１に接続されたスイッチ回路の出力インピーダンスが５０Ωであるとする。

したがって、図７に示されるように、フィルタ１０の通過帯域におけるＡｎｔ端の終端インピーダンスが５０Ωのときに、当該通過帯域においてフィルタ１０とスイッチ回路とのインピーダンス整合が取れて、ＶＳＷＲが最も小さくなっている。

このように、フィルタ１０が受信フィルタでありＬＮＡが接続される場合等には、ＬＮＡの入力インピーダンスに合わせて、フィルタ１０の一方の入出力端子（入出力端子ｍ１１）側から見たインピーダンスよりも他方の入出力端子（入出力端子ｍ１２）側から見たインピーダンスを大きくする必要がある。

［３．実施例におけるインピーダンス特性］
次に、実施例におけるフィルタ１０のインピーダンス特性について図８および図９を用いて説明する。

図８は、実施例において、インダクタＬ１が接続された場合と未接続の場合におけるフィルタ１０のＡｎｔ端のインピーダンス特性を示すスミスチャートである。図８中の破線は、インダクタＬ１が未接続の場合のインピーダンス特性を示し、実線は、インダクタＬ１が接続された場合のインピーダンス特性を示す。インダクタＬ１が未接続とは、入出力端子ｍ１１とノードｎ１とがインダクタＬ１を介さずに接続されることを意味する。また、図８を含む以降説明するスミスチャートおよびアドミタンスチャートは、１９３０ＭＨｚから１９９５ＭＨｚにおけるインピーダンス特性を示し、中央を５０Ωとしている。

図８に示されるように、インダクタＬ１が未接続の場合、スミスチャート上でＡｎｔ端のインピーダンスが５０Ωの等レジスタンス円を、リアクタンスが０の点から反時計回りに回転した位置（容量性となる位置：図８中の破線）となるようにフィルタ１０が設計される。これにより、インダクタＬ１が接続された状態では、フィルタ１０の通過帯域におけるＡｎｔ端のインピーダンスが、スミスチャート上において５０Ωの等レジスタンス円を時計回りに回転し、レジスタンスがほぼ５０Ω、リアクタンスがほぼ０となる（図８中の実線）。このとき、図示していないが、インダクタＬ１が接続された状態では、フィルタ１０の通過帯域外（例えば、フィルタ２０の通過帯域）におけるインピーダンスは大きくなる。インダクタＬ１により、フィルタ２０の通過帯域におけるインピーダンスが、スミスチャート上において等レジスタンス円を時計回りに大きく回転するためである。このように、インダクタＬ１が未接続の状態でのインピーダンスが容量性となるように設計しておくことで、インダクタＬ１が接続された状態では、フィルタ１０の通過帯域におけるＡｎｔ端のインピーダンスを５０Ωにでき、フィルタ２０の通過帯域におけるＡｎｔ端のインピーダンスを大きくできる（オープンに近づけることができる）。

図９は、実施例において、並列腕共振子ｐ１４が接続された場合と未接続の場合におけるフィルタ１０のＲｘ端のインピーダンス特性を示すアドミタンスチャートである。図９中の破線は、並列腕共振子ｐ１４が未接続の場合のインピーダンス特性を示し、実線は、並列腕共振子ｐ１４が接続された場合のインピーダンス特性を示す。並列腕共振子ｐ１４が未接続とは、ノードｎ４とグランドとの間に並列腕共振子ｐ１４が接続されていないことを意味する。

図９に示されるように、並列腕共振子ｐ１４が未接続の場合、スミスチャート上でＲｘ端のインピーダンスが５０Ωの等レジスタンス円を、リアクタンスが０の点から反時計回りに回転した位置（容量性となる位置：図９中の破線）となっている。上述したように、ラダー型フィルタでは、入力と出力のインピーダンスがほぼ同じとなり、具体的には、フィルタ１０におけるノードｎ１でのインピーダンスとノードｎ４でのインピーダンスとがほぼ同じとなるためである。当該位置は、アドミタンスチャート上で、レジスタンスが５０Ωよりも大きく、例えばレジスタンスが７０Ω、リアクタンスが０の点を通過する等コンダクタンス円（以下、７０Ωを通過する等コンダクタンス円と呼ぶ）上となる。

これに対して、並列腕共振子ｐ１４が接続された状態では、並列腕共振子が誘導性素子として機能するため、フィルタ１０の通過帯域におけるＲｘ端のインピーダンスが、アドミタンスチャート上において７０Ωを通過する等コンダクタンス円を反時計回りに回転し、レジスタンスがほぼ７０Ω、リアクタンスがほぼ０となっている。

［４．実施例と比較例１とのインピーダンス特性の比較］
次に、実施例におけるフィルタ１０のインピーダンスと、比較例１におけるフィルタのインピーダンスとの比較を図１０から図１２を用いて説明する。比較例１におけるフィルタは、実施例におけるフィルタ１０と回路構成は同じであり、並列腕共振子の反共振周波数が異なる。

表２に、比較例１におけるフィルタのそれぞれの並列腕共振子の反共振周波数の詳細を示す。

表２に示されるように、比較例１では、少なくとも２つの並列腕共振子（並列腕共振子ｐ１１〜ｐ１４）のうち、並列腕共振子ｐ１３の反共振周波数が最も高くなっている。つまり、入出力端子ｍ１２に最も近く接続された並列腕共振子ｐ１４の反共振周波数は最も高くなっていない。

図１０は、実施例および比較例１におけるフィルタのＡｎｔ端のインピーダンス特性を示すスミスチャートである。図１１は、実施例および比較例１におけるフィルタのＲｘ端のインピーダンス特性を示すスミスチャートである。各図中の実線は、実施例におけるフィルタ１０のインピーダンス特性を示し、破線は、比較例１におけるフィルタのインピーダンス特性を示す。

図１０に示されるように、実施例および比較例１ともにＡｎｔ端のインピーダンスは５０Ωと最適になっている。一方、Ｒｘ端のインピーダンスは、図１１に示されるように、比較例１では実施例と比べて容量性となり６０Ω程度と小さくなってしまっている。これは、各フィルタの通過帯域において、実施例では、並列腕共振子ｐ１４が誘導性素子として機能しやすくなり、比較例１では、並列腕共振子ｐ１４が容量性素子として機能しやすくなるためである。これについて、図１２を用いてより詳しく説明する。

図１２は、共振子が誘導性素子として機能する周波数帯域を説明するための図である。図１２の上側に示す図は、実施例および比較例１における並列腕共振子ｐ１４のインピーダンス特性を模式的に示すグラフである。図１２中の実線は、実施例における並列腕共振子ｐ１４のインピーダンス特性を示し、破線は、比較例１における並列腕共振子ｐ１４のインピーダンス特性を示す。図１２の下側に示す図は、実施例および比較例１におけるフィルタの通過特性を模式的に示すグラフである。

ラダー型フィルタの通過帯域は、ラダー型フィルタを構成する直列腕共振子の共振周波数および並列腕共振子の反共振周波数によって形成される。したがって、実施例および比較例１では、並列腕共振子に着目すると、並列腕共振子ｐ１１〜ｐ１４の反共振周波数によって通過帯域が形成される。実施例では、並列腕共振子ｐ１１〜ｐ１４のうち、並列腕共振子ｐ１４の反共振周波数が最も高いため、図１２に示されるように、当該反共振周波数は、通過帯域の高域端に位置することになる。一方、比較例１では、並列腕共振子ｐ１１〜ｐ１４のうち、並列腕共振子ｐ１４の反共振周波数は最も高くはないため、当該反共振周波数は、実施例よりも通過帯域の低域側に位置している。

共振子には、周波数に応じて、容量性素子として機能する帯域と誘導性素子として機能する帯域がある。具体的には、反共振周波数以上および共振周波数以下の帯域では、共振子は、容量性素子として機能し、反共振周波数から共振周波数の帯域では、誘導性素子として機能する。したがって、反共振周波数が通過帯域における高域側に位置する場合には、当該通過帯域において共振子が誘導性素子として機能しやすくなり、反共振周波数が通過帯域における低域側に位置する場合には、当該通過帯域において共振子が容量性素子として機能しやすくなる。図１２に示されるように、実施例では、通過帯域と反共振周波数−共振周波数間の帯域とが重複している部分が多いため並列腕共振子ｐ１４は当該通過帯域では誘導性素子として機能しやすくなり、比較例１では、通過帯域と反共振周波数−共振周波数間の帯域とが重複している部分が少ないため並列腕共振子ｐ１４は当該通過帯域では容量性素子として機能しやすくなる。

これにより、図１１に示されるように、実施例では、反共振周波数が最も高く、パラレルインダクタの作用が生じやすい並列腕共振子ｐ１４が接続されることで、Ｒｘ端から見たインピーダンスは通過帯域内で誘導性となり、アドミタンスチャート上における７０Ωを通過する等コンダクタンス円を反時計回りに回転し、レジスタンスがほぼ７０Ω、リアクタンスがほぼ０となる。比較例１では、反共振周波数が低く、パラレルキャパシタの作用が生じやすい並列腕共振子ｐ１４が接続されることで、Ｒｘ端のインピーダンスがアドミタンスチャート上における７０Ωを通過する等コンダクタンス円を時計回りに回転することになるため、実施例と比べて、容量性かつ低インピーダンスとなる。

このように、少なくとも２つの並列腕共振子のうち、入出力端子ｍ１２（Ｒｘ端）に最も近く接続され、Ｒｘ端のインピーダンスに最も影響を与える並列腕共振子ｐ１４の反共振周波数が最も高いことで、Ｒｘ端のインピーダンスをＡｎｔ端のインピーダンスよりも大きくできる。よって、マッチング素子として簡易な構成であるインダクタＬ１を用い、Ｒｘ端に最も近く接続された並列腕共振子ｐ１４の反共振周波数を最も高くするだけで、入力インピーダンスが５０Ωよりも大きいＬＮＡとのインピーダンス整合が可能となる。

［５．実施例のその他の特徴］
次に、実施例のその他の特徴について説明する。

図１に示されるように、入出力端子ｍ１２に最も近く接続された並列腕共振子ｐ１４が接続されたノードｎ４と入出力端子ｍ１２とは、直列腕共振子を介さずに接続されている。直列腕共振子は、インダクタンス成分を有するため、ノードｎ４と入出力端子ｍ１２との間に直列腕共振子が接続されている場合には、スミスチャート上で、入出力端子ｍ１２側から見たインピーダンス（Ｒｘ端のインピーダンス）は、当該インダクタンス成分によって、等レジスタンス円上を時計回りに回転し、その分、入出力端子ｍ１２側から見たインピーダンスが低インピーダンス側にシフトする。これに対して、並列腕共振子ｐ１４が接続されたノードｎ４と入出力端子ｍ１２とが、直列腕共振子を介さずに接続されている場合は、入出力端子ｍ１２側から見たインピーダンスをより大きくすることができる。

また、図１に示されるように、入出力端子ｍ１１に最も近く接続された並列腕共振子ｐ１１が接続されたノードｎ１と入出力端子ｍ１１とは、直列腕共振子を介さずに接続されている。フィルタ１０の通過帯域外（例えば、フィルタ２０の通過帯域）におけるインピーダンスが大きいことで、フィルタ１０とフィルタ２０との干渉を抑制できる。ノードｎ１と入出力端子ｍ１１との間に直列腕共振子が接続されている場合は、フィルタ２０の通過帯域におけるインピーダンスはより容量性に位相が回転するのに対して、ノードｎ１と入出力端子ｍ１１とが、直列腕共振子を介さずに接続される場合は、位相が回転しない分、インダクタＬ１のインダクタンス値をさらに小さくできるので、損失を抑制でき、さらには、フィルタ１０の小型化が可能となる。

また、表１に示されるように、並列腕共振子ｐ１１〜ｐ１４は、入出力端子ｍ１１に近く接続された並列腕共振子ｐ１１から入出力端子ｍ１２に近く接続された並列腕共振子ｐ１４へ順に、反共振周波数が高くなっている。並列腕共振子ｐ１１〜ｐ１４のうち、入出力端子ｍ１２に近い並列腕共振子ほど、フィルタ１０の入出力端子ｍ１２側から見たインピーダンスに影響を与えやすい共振子となる。したがって、入出力端子ｍ１２に近い並列腕共振子ほど、反共振周波数が高くなるため、入出力端子ｍ１２側から見たインピーダンスをより大きくすることができる。

［６．比較例２］
次に、比較例２について、図１３から図１５を用いて説明する。

図１３は、比較例２に係るマルチプレクサ１ａの回路構成図である。比較例２では、マルチプレクサ１ａは、インダクタＬ１ａを備える。また、マルチプレクサ１ａは、実施例に係るフィルタ１０の代わりにフィルタ１０ａを備える。

フィルタ１０ａは、インダクタＬ１を備えていない。つまり、マルチプレクサ１ａは、インダクタＬ１の代わりにインダクタＬ１ａを備える。また、実施例に係るフィルタ１０では、ノードｎ１と入出力端子ｍ１１との間に直列腕共振子が接続されていなかったが、比較例２に係るフィルタ１０ａは、ノードｎ１と入出力端子ｍ１１との間に直列腕共振子ｓ１８が接続されている。上述したように、ノードｎ１と入出力端子ｍ１１とは直列腕共振子を介さず接続されることが好ましいが、フィルタ１０ａのように接続されていてもよい。

表３に、比較例２におけるフィルタのそれぞれの並列腕共振子の反共振周波数の詳細を示す。

表３に示されるように、実施例と同様、並列腕共振子ｐ１１〜ｐ１４のうち並列腕共振子ｐ１４の反共振周波数が最も高くなっている。上述したように、並列腕共振子ｐ１１から並列腕共振子ｐ１４へ順に、反共振周波数が高くなっていくことが好ましいが、比較例２のように、並列腕共振子ｐ１１から並列腕共振子ｐ１４へ順に、反共振周波数が高くなっていかなくてもよい。

マルチプレクサ１ａにおけるその他の点は、実施例に係るマルチプレクサ１と同じであるため説明を省略する。

インダクタＬ１ａは、共通端子ｍ１と入出力端子ｍ１１およびｍ２１との間に接続されている。インダクタＬ１ａは、アンテナ素子に接続されるスイッチ回路等とフィルタ１０および２０との整合を取るためのマッチング素子である。実施例では、Ａｎｔ端における整合は、インダクタＬ１により行われたが、比較例２のように、インダクタＬ１ａによって行うこともできる。

図１４は、比較例２において、インダクタＬ１ａが接続された場合と未接続の場合におけるフィルタ１０ａのＡｎｔ端のインピーダンス特性を示すアドミタンスチャートである。図１４中の破線は、インダクタＬ１ａが未接続の場合のインピーダンス特性を示し、実線は、インダクタＬ１ａが接続された場合のインピーダンス特性を示す。インダクタＬ１ａが未接続とは、共通端子ｍ１と入出力端子ｍ１１またはｍ２１とを結ぶ経路とグランドとの間にインダクタＬ１ａが接続されていないことを意味する。

図１４に示されるように、インダクタＬ１ａが未接続の場合、アドミタンスチャート上でＡｎｔ端のインピーダンスが、レジスタンスが５０Ω、リアクタンスが０の点を通過する等コンダクタンス円（以下、５０Ωを通過する等コンダクタンス円とも呼ぶ）を、レジスタンスが５０Ω、リアクタンスが０の点から時計回りに回転した位置（容量性となる位置：図１４中の破線）となるようにフィルタ１０ａが設計される。これにより、インダクタＬ１ａが接続された状態では、フィルタ１０ａの通過帯域におけるＡｎｔ端のインピーダンスが、アドミタンスチャート上において５０Ωを通過する等コンダクタンス円を反時計回りに回転し、レジスタンスがほぼ５０Ω、リアクタンスがほぼ０となる（図１４中の実線）。

図１５は、比較例２において、並列腕共振子ｐ１４が接続された場合と未接続の場合におけるフィルタ１０ａのＲｘ端のインピーダンス特性を示すアドミタンスチャートである。図１５中の破線は、並列腕共振子ｐ１４が未接続の場合のインピーダンス特性を示し、実線は、並列腕共振子ｐ１４が接続された場合のインピーダンス特性を示す。

図１５に示されるように、並列腕共振子ｐ１４が未接続の場合、アドミタンスチャート上でＲｘ端のインピーダンスが、５０Ωを通過する等コンダクタンス円を、レジスタンスが５０Ω、リアクタンスが０の点から時計回りに回転した位置（容量性となる位置：図１５中の破線）となっている。上述したように、ラダー型フィルタでは、入力と出力のインピーダンスがほぼ同じとなり、具体的には、フィルタ１０ａにおけるノードｎ１でのインピーダンスとノードｎ４でのインピーダンスとがほぼ同じとなるためである。

これに対して、並列腕共振子ｐ１４が接続された状態では、フィルタ１０の通過帯域におけるＲｘ端のインピーダンスが、アドミタンスチャート上において５０Ωを通過する等コンダクタンス円を反時計回りに回転し、レジスタンスがほぼ５０Ω、リアクタンスがほぼ０となっている（図１５中の実線）。

［７．実施例と比較例２とのインピーダンス特性の比較］
次に、実施例におけるフィルタ１０のインピーダンスと、比較例２におけるフィルタ１０ａのインピーダンスとの比較を図１６および図１７を用いて説明する。

図１６は、実施例および比較例２におけるフィルタのＡｎｔ端のインピーダンス特性を示すスミスチャートである。図１７は、実施例および比較例２におけるフィルタのＲｘ端のインピーダンス特性を示すスミスチャートである。各図中の実線は、実施例におけるフィルタ１０のインピーダンス特性を示し、破線は、比較例２におけるフィルタ１０ａのインピーダンス特性を示す。

図１６に示されるように、実施例および比較例２ともにＡｎｔ端のインピーダンスは５０Ωと最適になっている。一方、Ｒｘ端のインピーダンスは、図１７に示されるように、比較例２では実施例と同じようにリアクタンスはほぼ０となっているが、レジスタンスは５０Ω程度と実施例の７０Ωよりも小さくなってしまっている。これは、インダクタＬ１ａが接続される前のフィルタ１０ａのインピーダンスが、５０Ωを通過する等コンダクタンス円を時計回りに回転した位置（容量性となる位置）となるようにフィルタ１０ａを設計しているためである。当該位置は、レジスタンスが５０Ωよりも小さい位置であり、反共振周波数が高い並列腕共振子ｐ１４を接続することによって、Ｒｘ端のインピーダンスが当該位置から等コンダクタンス円を反時計回りに回転したとしても、５０Ωよりも大きくならない。

このように、インダクタＬ１の代わりにインダクタＬ１ａを用いた比較例２では、反共振周波数が最も高い並列腕共振子ｐ１４が接続されてはいるが、Ｒｘ端のインピーダンスをＡｎｔ端のインピーダンスよりも大きくすることが難しい。比較例２では、Ｒｘ端のインピーダンスとＡｎｔ端のインピーダンスがほぼ同じになってしまうため、Ｒｘ端のインピーダンスが５０Ωより大きくなるよう設計変更を行ったとしても、Ａｎｔ端のインピーダンスも５０Ωより大きくなり、Ａｎｔ端とＲｘ端のインピーダンスを両方とも最適に合わせることが困難となる。

［８．まとめ］
以上説明したように、並列腕共振子ｐ１４は、フィルタ１０を構成する並列腕共振子ｐ１１〜ｐ１４のうち、入出力端子ｍ１２に最も近く、フィルタ１０の入出力端子ｍ１２側から見たインピーダンスに影響を与えやすい共振子となっている。また、並列腕共振子ｐ１４は、並列腕共振子ｐ１１〜ｐ１４のうち反共振周波数が最も高いため、フィルタ１０の通過帯域における大部分において誘導性素子として機能する。

そして、インダクタＬ１および並列腕共振子ｐ１４が接続される前のフィルタ１０のインピーダンスが容量性となるように設計しておく。具体的には、スミスチャート上でインピーダンスが、例えば５０Ωの等レジスタンス円を、リアクタンスが０の点から反時計回りに回転した位置となるように設計しておく。言い換えると、アドミタンスチャート上でレジスタンスが５０Ωよりも大きくリアクタンスが０の点を通過する等コンダクタンス円上にインピーダンスが位置するように設計しておく。これにより、インダクタＬ１が接続された状態では、入出力端子ｍ１１側から見たインピーダンスは、スミスチャート上において５０Ωの等レジスタンス円を時計回りに回転し、レジスタンスがほぼ５０Ω、リアクタンスがほぼ０となる。また、並列腕共振子ｐ１４が接続された状態では、入出力端子ｍ１２側から見たインピーダンスは、アドミタンスチャート上においてレジスタンスが５０Ωよりも大きくリアクタンスが０の点を通過する等コンダクタンス円を反時計回りに回転し、レジスタンスが５０Ωよりも大きく（例えば７０Ω）、リアクタンスがほぼ０となる。したがって、マッチング素子として、インダクタＬ１を用いるだけでよいため、マッチング素子の複雑化を抑制しつつ、一方の入出力端子ｍ１２側から見たインピーダンスを他方の入出力端子ｍ１１側から見たインピーダンスよりも大きくできる。具体的には、入出力端子ｍ１２側から見たインピーダンスにおけるレジスタンスを５０Ωよりも大きくでき、リアクタンスをほぼ０にできる。これにより、例えば、フィルタ１０とＬＮＡとのインピーダンス整合が容易となる。

（その他の実施の形態）
以上、本発明に係る高周波フィルタ（フィルタ１０）およびマルチプレクサ１について、実施の形態を挙げて説明したが、本発明は、上記実施の形態に限定されるものではない。上記実施の形態における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本発明に係るフィルタ１０およびマルチプレクサ１を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。

例えば、上記実施の形態では、マルチプレクサ１は、デュプレクサであったが、トリプレクサ、クアッドプレクサ等であってもよい。

また、例えば、上記実施の形態では、フィルタ１０の通過帯域は、ＬＴＥのＢａｎｄ２５Ｒｘ（１９３０−１９９５ＭＨｚ）、フィルタ２０の通過帯域は、ＬＴＥのＢａｎｄ２５Ｔｘ（１８５０−１９１５ＭＨｚ）であったが、これらは一例であり、要求仕様に応じて適宜決定される。また、フィルタ２０は、送信フィルタであったが、受信フィルタであってもよい。また、フィルタ２０は、ラダー型の弾性波フィルタであったが、ＬＣフィルタ等であってもよい。

本発明は、マルチバンドシステムに適用できる高周波フィルタおよびマルチプレクサとして、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。

１、１ａ マルチプレクサ
１０、１０ａ フィルタ（高周波フィルタ）
２０ フィルタ
Ｌ１、Ｌ１ａ、Ｌａ、Ｌｂ インダクタ
ｍ１ 共通端子
ｍ１１ 入出力端子（第１入出力端子）
ｍ１２ 入出力端子（第２入出力端子）
ｍ２１、ｍ２２ 入出力端子
ｎ１〜ｎ４ ノード
ｐ１１〜ｐ１３、ｐ２１〜ｐ２４ 並列腕共振子
ｐ１４ 並列腕共振子（第１並列腕共振子）
ｓ１１〜ｓ１８、ｓ２１〜ｓ２８ 直列腕共振子

Claims (5)

1. ラダー型の高周波フィルタであって、
   第１入出力端子と第２入出力端子とを結ぶ経路上に接続された少なくとも１つの直列腕共振子と、
   前記経路上に設けられた接続ノードと、グランドとの間に接続された少なくとも２つの並列腕共振子と、
   前記少なくとも１つの直列腕共振子および前記少なくとも２つの並列腕共振子よりも前記第１入出力端子側において、前記第１入出力端子と前記少なくとも１つの直列腕共振子との間に直列に接続されたインダクタと、を備え、
   前記少なくとも２つの並列腕共振子のうち、前記第２入出力端子に最も近く接続された第１並列腕共振子の反共振周波数は、他のいずれの並列腕共振子の反共振周波数よりも高く、
   前記第１入出力端子とグランドとの間には整合素子が接続されておらず、
   前記高周波フィルタにおいて前記インダクタが接続されていない場合の、前記第１入出力端子から見た前記高周波フィルタの通過帯域におけるインピーダンスは、容量性であり、
   前記高周波フィルタにおいて前記第１並列腕共振子が接続されていない場合の、前記第２入出力端子から見た前記高周波フィルタの通過帯域におけるインピーダンスは、容量性であり、
   前記第２入出力端子から見た前記第１並列腕共振子が接続された前記高周波フィルタの通過帯域におけるインピーダンスのレジスタンス成分は、５０Ωよりも大きい、
   高周波フィルタ。
2. 前記第１並列腕共振子が接続された前記接続ノードと前記第２入出力端子とは、前記少なくとも１つの直列腕共振子のいずれも介さずに接続される、
   請求項１に記載の高周波フィルタ。
3. 前記少なくとも２つの並列腕共振子は、前記第１入出力端子に近く接続された並列腕共振子から前記第２入出力端子に近く接続された並列腕共振子へ順に、反共振周波数が高くなっている、
   請求項１または２に記載の高周波フィルタ。
4. 請求項１〜３のいずれか１項に記載の高周波フィルタを含む複数のフィルタを備え、
   前記複数のフィルタのそれぞれの一方の入出力端子は、共通端子に直接的または間接的に接続されている、
   マルチプレクサ。
5. 前記少なくとも２つの並列腕共振子のうち、前記第１入出力端子に最も近く接続された並列腕共振子が接続された前記接続ノードと前記第１入出力端子とは、前記少なくとも１つの直列腕共振子のいずれも介さずに接続される、
   請求項４に記載のマルチプレクサ。

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