JP2007174713A - 高周波フィルタ、高周波回路、アンテナ共用器及び無線端末 - Google Patents

Abstract

【課題】 小型化できる高周波フィルタを提供する。
【解決手段】 第１の弾性表面波共振器あるいは第１のフィルムバルク共振器を複数個ラダー回路状に接続したラダー形共振器フィルタ１６と、第１の端子６ならびに第２の端子７と、ラダー形共振器フィルタ１６と前記第１の端子７との間に接続された直列腕インダクタンス２及び並列腕容量３と、ラダー形共振器フィルタ１６と前記第２の端子７との間に接続された直列腕容量４及び並列腕インダクタンス５とを有することを特徴とする。
【選択図】図４

Description

本発明は、移動無線端末に好適な弾性表面波（Surface Acoustic Wave、以下、ＳＡＷと略す）共振器フィルタあるいはフィルムバルク共振器（Film Bulk Acoustic Ｒesonator、以下、ＦＢＡＲと略す）フィルタを用いた高周波フィルタ、その高周波フィルタを備えた高周波回路、その高周波回路を用いたアンテナ共用器、そのアンテナ共用器を用いた無線端末に関する。

移動無線端末では、従来、受信ＲＦ信号を比較的高い中間周波数に一旦変換し、さらに増幅器、フィルタなどを介して復調するヘテロダイン方式が用いられてきた。近年、デュアルバンド端末や符号分割多元接続ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）端末などでは、高周波（ＲＦ）回路構成の簡略化のため、ダイレクトコンバージョン復調方式や低中間周波数復調方式が検討されている。

一般に、前記ダイレクトコンバージョン復調方式や低中間周波数復調方式では、差動形（ディファレンシャル）の低雑音増幅器（Low Noise Amplifier、以下、ＬＮＡと略す）、差動形の混合器（Mixer 、以下、Ｍｉｘ. と略す）が用いられる。しかし従来、高周波フィルタあるいはアンテナ共用器と前記ＬＮＡあるいはＭｉｘ. との接続に関してはあまり考慮されていない。例えばアンテナ共用器の受信系出力は、内蔵するフィルタから直接取り出すため、シングルエンド形であり、前記差動形ＬＮＡあるいは差動形Ｍｉｘ. との間にはミスマッチが生ずる。

これを解消するには図１に示すような分布定数線路で構成したバランス−アンバランス変換回路を用いることが最も一般的な手法と考えられている。
図中の４１はアンバランス入力端子、４２はバランス出力端子、４３は４分の１波長のマイクロストリップ線路からなるλ／４カプラである。

しかしこの変換回路は、４分の１波長（λ／４）線路を基本構成とするため、容積が大きく、ＲＦ回路全体の小型化には大きな問題である。
バランス−アンバランス変換回路が記載された文献としては、例えば下記の非特許文献がある。
Product Hotline Magazine Vol.34 2000.1 P17〜22

本発明は、近い将来広く採用されるダイレクトコンバージョン復調方式、低中間周波数復調方式で導入される差動形ＬＮＡ，差動形Ｍｉｘ．と高周波フィルタあるいはアンテナ共用器との接続に伴う問題点、すなわち容積が大きく、ＲＦ回路全体が大型になるという問題点を解決するものである。

また本発明は、ＧＳＭの規格であるGSM regulation 05.05の仕様を満足するため、バランス−アンバランス変換回路とは異なる他の方式を提供するものである。

一般に、移動無線端末用のアンテナ共用器には、受信系フィルタあるいは送信系フィルタとして、誘電体共振器を従属接続したものが用いられてきた。本発明では、特に受信系フィルタに、ＳＡＷ共振器を複数個ＳＡＷチップ内でラダー回路状に接続したラダー形ＳＡＷ共振器フィルタ、あるいはＦＢＡＲフィルタを複数個チップ内でラダー回路状に接続したラダー形ＦＢＡＲフィルタを用いることにより、高周波フィルタの超小型化を図った。

次に、前記ラダー形ＳＡＷ共振器フィルタあるいはラダー形ＦＢＡＲフィルタ（以下、両者をまとめてラダー形共振器フィルタと略す）の出力端子から直列腕インダクタンスとアースに対する並列腕容量を介してアンテナ共用器の第１の受信系出力端子とする。ラダー形共振器フィルタの同じ出力端子から直列腕容量とアースに対する並列腕インダクタンスを介してアンテナ共用器の第２の受信系出力端子とする。また、後段の差動形ＬＮＡまたは差動形Ｍｉｘ. の入力インピーダンスとラダー形共振器フィルタの出力インピーダンスを基に前記直列腕インダクタンス及び並列腕インダクタンス、直列腕容量及び並列腕容量の値を特定の値に定める。

これにより前記ＧＳＭの規格を満足する仕様となり、ラダー形共振器フィルタの通過帯域周波数において、前記第１及び第２の端子で出力信号の振幅偏差は互いに±１ｄＢ以下、位相偏差は１８０°を基準に±１０°以下を実現できるものである。従って、アンテナ共用器と後段の差動形ＬＮＡまたは差動形Ｍｉｘ. の直列接続を可能にする。また、本構成は単なるラダー形共振器フィルタ単体に関しても同様に成り立つものである。

本発明は最近の携帯電話等のようにデュアルバンド対応、あるいは新システムであるＣＤＭＡ対応の端末において導入される可能性が非常に高いダイレクトコンバージョン復調方式、低ＩＦ復調方式等において、アンテナ共用器と差動形ＬＮＡあるいは差動形Ｍｉｘ. の直接接続を可能にするものである。本発明の前記構成により、無駄な空間を大幅に低減できる。かつ、設計性の向上、評価の容易さ等においても大幅な改善が図れる。

以下、具体的な実施形態を用いて本発明を説明する。図２に欧州を主体とする世界の５０％以上で採用されているＧＳＭ(Global System for Mobile Communications) ベースの携帯電話システム、すなわちＥＧＳＭ(Extended GSM)とＤＣＳ (Digital Communications System) の周波数帯域例を示す。同図の例では、ＥＧＳＭの場合、送信周波数（ｆ_T ）は８８０〜９１５ＭＨｚ、受信周波数（ｆ_R ）は９２５〜９６０ＭＨｚ、ＤＣＳの場合、送信周波数（ｆ_T ）は１７１０〜１７８５ＭＨｚ、受信周波数（ｆ_R ）は１８０５〜１８８０ＭＨｚの周波数帯域となっている。最近の端末では単一端末でＥＧＳＭＳとＤＣＳの両周波数に対処するデュアルバンド端末も出現している。後述する本発明の実施形態もＥＧＳＭＳとＤＣＳの両周波数に対処できるデュアルバンド端末の例を示している。

図３にデュアルバンド端末の簡略化したブロック図の一例を示す。図中の４４はアンテナ、４５はアンテナ共用器、４６は受信回路、４７は送信回路、４８はアナログ信号をデジタル信号に変換する変換機能を備えたアナログフロントエンド、４９はデータメモリやコントローラなどを備えたベースバンド系信号処理部で、図に示すような結合関係になっている。

９００ＭＨｚ帯と１．８ＧＨｚ帯のＲＦ信号を扱うため、回路は一般に複雑で規模は大きくなる。端末の小型化のため種々の新しい回路方式が提案されている。送信系で採用されているＯＰＬＬ(Offset Phase Lock Loop)変調方式は、ＰＬＬ回路の出力で電圧制御発振器ＶＣＯ(Voltage Controlled Oscillator) に直接変調を加えるものである。これにより、送信系の回路構成を大幅に簡略化可能である。

一方、受信系に関しては、従来のＩＦ(Intermediate Frequency:中間周波数)を用いないＤＣ(Direct Conversion)復調方式や低ＩＦ復調方式が検討され始めている。図３には、送信系にはＯＰＬＬ変調方式、受信系にはＤＣ復調方式を用いた場合のブロック図を示す。

一般に前記の変復調方式を採用した高周波ＩＣを１チップで実現すると、その規模はかなり大きなものとなる。また、チップ内で９００ＭＨｚ帯と１．８ＧＨｚ帯の両方の信号を扱うため、信号線間のクロストーク、また、特に受信系ではチップのアースからの雑音( Common mode noise) を極力抑える必要がある。後者に対しては、受信系の回路では全ての信号を差動形にすることにより、コモンモード雑音の影響は非常に小さくできることが分かっている。従って、図３に示すブロック図の受信系では、回路は全て差動形で構成されると考える必要がある。

図３のアンテナ共用器(Antenna Duplexer)４５は、送信信号と受信信号を分離し、送信回路４７からの送信信号をアンテナ４４へ、アンテナ４４からの微弱な受信信号を受信回路４６へ送ることにより、単一アンテナ４４で送受信を可能にする。また、デュアルバンド用アンテナ共用器では、９００ＭＨｚ帯の信号と１．８ＧＨｚの信号の分離も行う。一般に、アンテナ共用器は誘電体共振器を組み合わせたフィルタを用いて構成されるが、ラダー形共振器フィルタを用いることにより抜本的に小型化できる。

しかし、これらのフィルタは、後に具体的に示すように、信号出力がアースに対して１個のシングルエンド形である。従って、これらのフィルタを用いて構成したアンテナ共用器も受信系出力端子はシングルエンド形となり、前記受信系の差動形高周波ＩＣと直接接続することはできない。本発明はこの直接接続を可能にするものである。

図４は、本発明の実施形態１に係るデュアルバンド用アンテナ共用器のブロック図である。図に示すように、アンテナ共用器４５はＥＧＳＭの受信系とＤＣＳの受信系とを備えている。ＥＧＳＭの受信系では、アンテナ共用器内のラダー形共振器フィルタ１のシングルエンド端子からの出力信号を直列腕インダクタンス２とアースに対する並列腕容量３を介して第１の受信系出力端子６へ出力する。また、直列腕容量４とアースに対する並列腕インダクタンス５を介して第２の受信系出力端子７へ出力する。

第１及び第２の受信系出力端子６，７からラダー形共振器フィルタ１を見ると、フィルタ１と端子６，７間の回路の形は同じで互いに相対の関係にある。従って、第１の受信系出力端子６の信号はラダー形共振器フィルタ１の出力端子信号に比べ位相は遅れ、第２の受信系出力端子７の信号は位相が進む。以上の関係はＤＣＳの受信系でも全く同様に成り立つ。８はラダー形共振器フィルタ、９は直列腕インダクタンス、１０は並列腕容量、１１は直列腕容量、１２は並列腕インダクタンス、１３は第１の受信系出力端子、１４は第２の受信系出力端子である。

同図に示すように並列腕容量３，１０と並列腕インダクタンス５，１２は一端がアースされている。なお、図中の５０はＥＧＳＭの送信系スイッチ、５１はＤＣＳの送信系スイッチである。

前記第１及び第２の受信系出力端子６，７の信号間の位相差は、後段に接続される差動形ＬＮＡあるいは差動形Ｍｉｘ．が正常に動作する必要性から定まる。一般的には、位相差が９０°以上２７０°以下であれば、差動回路素子として、基本的には機能する。回路的な考察及び数値計算の結果、前記回路構成を用いることにより、第１及び第２の受信系出力端子６，７の信号間の位相差を９０°以上２７０°以下の適当な値で実現することは常に可能であることが分かった。

従って本構成により、図５及び図６に示すように、アンテナ共用器４５の受信系出力端子６，７を差動形ＬＮＡ１５または差動形Ｍｉｘ．１８を持った高周波ＩＣ（ＲＦ−ＩＣ）５２と直接接続することが可能となる。これにより不要な周辺回路を大幅に取り除くことができる。

また、図５，図６に示すラダー形共振器フィルタ１６の直後の回路１７は、ラダー形共振器フィルタ１６の整合回路を表し，必要に応じて導入する。

一般にＳＡＷフィルタは、フィルタを構成するインターディジタルトランスデューサ（Interdigital Transducer 、以下ＩＤＴと略す）の電極指間の容量により、またＦＢＡＲフィルタは対向する電極間の静電容量により、入出力インピーダンスも容量性となることが多い。整合回路１７はこの容量を打ち消すものであり、一般的にはインダクタンスで構成する場合が多い。このインダクタンスと図５，図６の直列腕インダクタンスＬ⁺ ２、並列腕インダクタンスＬ^- ５を同一のプロセスでアンテナ共用器のモジュール内に形成することで、モジュールの小型化も図れるものである。また、ラダー形共振器フィルタ１６は、図５，図６に示すようにＳＡＷ共振器あるいはＦＢＡＲ（共振器）をチップ内に形成し、はしご（ラダー）回路形に接続したものである。

ラダー形ＳＡＷ共振器フィルタは、アイ・イー・イー・イー トランザクション ウルトラソン フェロエレク フレエク コントロ 第42巻、495〜508項、1995年（M.Hikita,N.Shibagaki,K.Sakiyama and K.Hasegawa,”Design methodology and experimental results for new ladder-type SAW resonator coupled filter,”IEEE Trans. Ultrason. Ferroelec. Freq. Contr. ,vol.UFFC-42,pp.495-508,1995.）に述べられている。

ラダー形ＦＢＡＲフィルタは、プロシーディング オブ アイ・イー・イー・イー ウルトラソニックス シンポジウム 887〜890項、1999年(J.D. Larson III,SM. R .Ruby, P.Bradley, Y.Oshmyanaky, ”A BAW antenna duplexer for the 1900MHz PCS band,” in Proc. IEEE Ultrason. Symp. pp.887-890,1999.)で述べられている。

本実施形態の場合図５及び図６に示すように、ラダー形共振器フィルタ１６、整合回路１７、直列腕インダクタンス２、並列腕容量３、直列腕容量４、並列腕インダクタンス５により高周波フィルタが構成され、アンテナ共用器４５の少なくとも受信系はこの高周波フィルタを備えている。

以上説明したように図４の構成により、図５、図６に示すように、アンテナ共用器４５と差動形ＬＮＡ１５あるいは差動形Ｍｉｘ．１８を持ったダイレクトコンバージョン復調方式あるいは低中間周波数復調方式の集積回路ＲＦ−ＩＣ５２と直接接続が可能になり、無駄な空間が削除される。また、ラダー形共振器フィルタ１６の整合回路１７と直列腕インダクタンス２あるいは並列腕インダクタンス５を同一プロセスで実現することでアンテナ共用器モジュールの小型化も図れる。

図７、図８、図９に本発明の他の実施形態を示す。図７に実施形態２を示す。本実施形態は、図４に示す実施形態１において直列腕インダクタンス２または並列腕インダクタンス５の少なくとも一方をＳＡＷ共振器１９a 、１９b あるいはＦＢＡＲ２０a 、２０b で置き換えたものである。このＳＡＷ共振器あるいはＦＢＡＲは、受信系ラダー形共振器フィルタの通過帯域周波数f₀で等価的にインダクタンスとしてのインピーダンスを持つ。さらに本共振器は前記ラダー形共振器フィルタと同一チップ内に形成される。

図７に示す実施形態２の場合、ラダー形共振器フィルタ１６、整合回路１７、ＳＡＷ共振器１９a あるいはＦＢＡＲ２０a 、並列腕容量３、直列腕容量４、ＳＡＷ共振器１９ｂあるいはＦＢＡＲ２０ｂにより高周波フィルタが構成されている。

次に実施形態３を示す。図８の例は、図４に示す実施形態１において直列腕容量４または並列腕容量３の少なくとも一方をＳＡＷ共振器２１a 、２１b あるいはＦＢＡＲ２２a 、２２b で置き換えたものである。これ等の共振器は、フィルタの通過帯域周波数f₀で等価的に容量としてのインピーダンスを持つ。さらに本共振器はラダー形共振器フィルタ１６と同一チップ内に形成される。

図８に示す実施形態３の場合、ラダー形共振器フィルタ１６、整合回路１７、直列腕インダクタンス２、ＳＡＷ共振器２１a あるいはＦＢＡＲ２２a 、ＳＡＷ共振器２１ｂあるいはＦＢＡＲ２２ｂ、並列腕インダクタンス５により高周波フィルタが構成されている。

図９に実施形態４を示す。図４に示す実施形態１において、直列腕インダクタンス２と並列腕インダクタンス５をf₀で等価的にインダクタンスとなるＳＡＷ共振器１９a 、１９b あるいはＦＢＡＲ２０a 、２０b で置き換え、直列腕容量４と並列腕容量３をｆ₀で等価的に容量となるＳＡＷ共振器２１a 、２１b あるいはＦＢＡＲ２２a 、２２b で置き換えたものである。これらの共振器はラダー形共振器フィルタ１６と同一チップ内に形成される。

図９に示す実施形態４の場合、ラダー形共振器フィルタ１６、整合回路１７、ＳＡＷ共振器１９a あるいはＦＢＡＲ２０a 、ＳＡＷ共振器２１a あるいはＦＢＡＲ２２a 、ＳＡＷ共振器２１ｂあるいはＦＢＡＲ２２ｂ、ＳＡＷ共振器１９ｂあるいはＦＢＡＲ２０ｂにより高周波フィルタが構成されている。

次に前記ＳＡＷ共振器がインダクタンスとしても容量としても動作することを説明する。図１０にＳＡＷ共振器２３、図１１にＦＢＡＲ２４の例を示す。図１０は、圧電基板５４上に作成したＩＤＴ５５の両側に反射器５６を設けて、ＳＡＷ共振器を構成したものである。図１１はダイアフラム状の圧電薄膜共振器をバックエッチング等で振動部を空洞化したシリコン基板５７等の上部にＦＢＡＲ２４を形成したもので、５８は電極である。なお、図１０、図１１の図中左側にそれぞれの等価回路を示している。

これらの共振器のインピーダンスＺは、図１２に示すように、共振周波数f_rでは、Ｉm （Ｚ）≒０、反共振周波数f_aでは、Ｉm （Ｚ）≒∞となる。図１２からわかるように、f_rより低い周波数ではＺは容量性、f_rとf_aの間ではＺは誘導性（インダクティヴ）になる。さらにf_aより高い周波数で再び容量性となる。f_r、f_aの設定は、ＳＡＷ共振器では電極指の繰り返しピッチ、ＦＢＡＲでは圧電薄膜の厚さで主に定まる。従って図７、図８、図９に示すように、フィルタの通過帯域周波数f₀で等価的にインダクタンスあるいは容量となるＳＡＷ共振器あるいはＦＢＡＲは常に実現可能である。

次に図５〜図９におけるＬ⁺ 、Ｃ⁺ 、Ｌ^- 、Ｃ^- の値に関して考察する。一般に位相を進ませる回路と遅らせる回路は、図１３と図１４のπ形回路で表すことができる。例えば図５に示すようにラダー形共振器フィルタ１６側を見た抵抗をＲ_Fil とし、差動ＬＮＡ１５側を見た抵抗をＲ_Diff とする。図１３のπ形回路は、f₀で2 Ｒ_FilをＲ_Diff ／2へインピーダンス変換し、かつ、位相を90°遅らせる回路とする。図１４のπ形回路は、f₀で2 Ｒ_FilをＲ_Diff ／2へインピーダンス変換し、かつ、位相を90°進ませる回路とする。このような条件では、Ｌ⁺、Ｃ⁺ 、Ｌ^- 、Ｃ^- は一意には定まらない。しかし、さらに図１３のＣ⁺ と図１４のＬ^- は並列接続した場合、f₀で並列共振を生ずる条件を加えると、前記パラメータは一意に決定され、以下となる。なお式中のω₀は角周波数である。

Ｌ⁺ ＝Ｌ^- ＝( Ｒ_Fil・Ｒ_Diff )^1/2／ω₀
Ｃ⁺ ＝Ｃ^- ＝( Ｒ_Fil・Ｒ_Diff )^-1/2／ω₀
図５のラダー形共振器フィルタ１６の出力に並列に図１３と図１４のπ形回路を接続し、第１の出力端子６と第２の出力端子７とする。f₀ではラダー形共振器フィルタ１６の出力抵抗Ｒ_Fil の２倍、すなわち、2 Ｒ_Filが各々のπ形回路でインピーダンス変換され、Ｒ_Diff ／2となる。さらに、第１の出力端子６と第２の出力端子７には、互いに位相は逆相の出力が得られるため、これ等を差動で取り出すと、出力抵抗はＲ_Diff となる。また、入力側は2 Ｒ_Filが並列接続されるため、Ｒ_Fil となる。すなわち、ラダー形共振器フィルタ１６の出力抵抗Ｒ_Fil及び差動ＬＮＡ１５の入力抵抗Ｒ_Diff と完全に一致させることができる。

さらに図１３と図１４のＣ⁺ とＬ^- は、f₀で並列共振する。f₀の近傍の周波数では、Ｃ⁺ とＬ^- の並列回路部分はインピーダンスがほぼ∞となるためこの並列回路部分は取り除いても実質的な影響はきわめて小さいことを確認している。すなわち、Ｃ⁺ とＬ^- の並列回路部分を取り除いたものが図５である。

また、図５のように差動形ＬＮＡ１５とアンテナ共用器４５を直接接続する場合、高周波ＩＣ５２のバラツキ等を考慮すると、十分な性能を保証するためには、第１の出力端子６と第２の出力端子７の出力間の振幅偏差は±１ｄＢ以下、位相偏差は１８０°を基準に±１０°以下とする必要がある。これ等の偏差を先に示したＬ⁺、Ｃ⁺、Ｌ^-、Ｃ^-の各値に割払ると、各値は±２０％のバラツキ幅に抑える必要があることが分かった。

また、回路設計上の観点からすると、前記のＲ_FilとＲ_Diffは、２Ｒ_Fil＝Ｒ_Diff／２を満足する場合は、図１３、図１４のπ回路の入出力抵抗が一致する。この場合、最も精度の高い回路設計が可能である。従って、この場合は、Ｌ⁺≒Ｌ^-≒Ｒ_Diff／２ω₀、Ｃ⁺≒Ｃ^-≒２／（Ｒ_Diff・ω₀）で与えられる。さらに、ＧＨz帯の高周波では、測定機は全て５０Ω系である。前記の関係式で、２Ｒ_Fil＝Ｒ_Diff／２＝５０Ωとすることにより、回路設計のほかに評価系も含めて非常に精度の高いアンテナ共用器が実現でき、差動形ＬＮＡ１５または差動形Ｍｉｘ.１８との直接接続に伴う多くの課題が解決される。

以上の議論は図５を用いて説明したが、図６〜図９でも全く同様である。また、アンテナ共用器を例に詳述したが、ラダー形ＳＡＷ共振器フィルタ単体あるいはラダー形ＦＢＡＲフィルタ単体であっても全く同様の関係が成り立つものである。

次に実施形態５を示す。図１５、図１６に具体的なチップ構成例を示す。図９の構成を例に、図１５はラダー形ＳＡＷ共振器フィルタ、図１６はラダー形ＦＢＡＲフィルタを用いた場合で、図１６（ｂ）は図１６（ａ）のＡ−Ａ’線上の断面図である。ただし、ＳＡＷフィルタチップ２８、ＦＢＡＲフィルタチップ２９に直接関係する部分を拡大して示した。

図中の２５がＳＡＷフィルタチップ２８、ＦＢＡＲフィルタチップ２９の入力端子で、２６と２７が差動形ＬＮＡ１５または差動形Ｍｉｘ．１８と接続する第１及び第２の出力端子である。これらの例では、ＳＡＷフィルタチップ２８、ＦＢＡＲフィルタチップ２９上に等価的なＬ⁺ 、Ｃ⁺ 、Ｌ^- 、Ｃ^- を全てＳＡＷ共振器あるいはＦＢＡＲで構成する例を示したが、図７、図８に示すように一部をチップ上で形成する場合も全く同様である。

図１７に実施形態６を示す。図１７は、近い将来サービスが開始される２ＧＨｚ帯を用いた広帯域符号分割多元接続ＷＣＤＭＡ(Wideband ＣＤＭＡ) 用端末の場合である。ＷＣＤＭＡでは、送信周波数はf_T＝１９２０〜１９８０ＭＨｚ、受信周波数はf_R＝２１１０〜２１７０ＭＨｚである。また、送受同時通話のためアンテナ共用器はスイッチを用いず、送受信系ともにフィルタを用いて構成する。図では、受信系フィルタのみならず送信系フィルタもラダー形共振器フィルタを用いて構成した例を示す。

アンテナ共用器４５に差動形ＬＮＡ１５を直接接続するため、受信系ラダー形共振器フィルタの出力端子から直列腕共振器であるＳＡＷ共振器１９ａ，１９ｂ（またはＦＢＡＲ２０ａ，２０ｂ）及び並列腕共振器であるＳＡＷ共振器２１ａ，２１ｂ（またはＦＢＡＲ２２ａ，２２ｂ）を用いて２分岐し、それぞれを第１の受信系出力端子６及び第２の受信系出力端子７とする。

これ等の端子６，７と差動ＬＮＡ１５の差動入力端子を直接接続するものである。また、ＳＡＷ共振器１９ａ，１９ｂ（またはＦＢＡＲ２０ａ，２０ｂ）及び並列腕共振器であるＳＡＷ共振器２１ａ，２１ｂ（またはＦＢＡＲ２２ａ，２２ｂ）は、ラダー形共振器フィルタのチップ内に形成する場合に関して示したが、図５に示すようにチップの外で形成しても良く、図７、図８のように両者を組み合わせても良い。

図中の５３は受信系高周波フィルタ、５９は送信系高周波フィルタ、６０，６１はベースバンド系信号処理部４９に接続されたスピーカならびにマイクである。

前記実施形態では高周波フィルタ（高周波回路）を移動無線端末に用いた場合を説明したが、本発明に係る高周波フィルタ（高周波回路）はその他に固定無線端末、衛星通信端末、光通信端末など他の端末にも適用可能である。

バランス−アンバランス変換回路の説明図である。 欧州のＥＧＳＭとＤＣＳの周波数配置を示す図である。 デュアルバンド端末のブロック図である。 本発明の実施形態１に係るデュアルバンド用アンテナ共用器のブロック図である。 本発明によるアンテナ共用器の受信系出力端子を差動形ＬＮＡを有する高周波ＩＣに直接接続した状態を示す回路図である。 本発明によるアンテナ共用器の受信系出力端子を差動形Ｍｉｘ．を有する高周波ＩＣに直接接続した状態を示す回路図である。 本発明の実施形態２に係るアンテナ共用器の受信系出力端子を差動形ＬＮＡを有する高周波ＩＣに直接接続した状態を示す回路図である。 本発明の実施形態３に係るアンテナ共用器の受信系出力端子を差動形ＬＮＡを有する高周波ＩＣに直接接続した状態を示す回路図である。 本発明の実施形態４に係るアンテナ共用器の受信系出力端子を差動形ＬＮＡを有する高周波ＩＣに直接接続した状態を示す回路図である。 ＳＡＷ共振器とその等価回路を示す図である。 ＦＢＡＲとその等価回路を示す図である。 ＳＡＷ共振器とＦＢＡＲのインピーダンス特性を示す図である。 π形の等価回路を示す図である。 π形の等価回路を示す図である。 本発明に係るラダー形ＳＡＷ共振器フィルタのチップ構成図を示す図である。 本発明に係るラダー形ＦＢＡＲフィルタのチップ構成図を示す図である。 本発明によるＷＣＤＭＡ用アンテナ共用器の例とＷＣＤＭＡ端末のブロック図である。

符号の説明

1，８：ラダー形ＳＡＷ共振器フィルタあるいはラダー形ＦＢＡＲフィルタ、２，９：直列腕インダクタンス、３，１０：並列腕容量、４，１１：直列腕容量、５，１２：並列腕インダクタンス、６，１３：第１の受信系出力端子、７，１４：第２の受信系出力端子、１５：差動形ＬＮＡ、１６：ラダー形共振器フィルタ、１７：整合回路、１８：差動形Ｍｉｘ.、１９，２１，２３：ＳＡＷ共振器、２０，２２，２４：ＦＢＡＲ、２５：入力端子、２６，２７：出力端子、２８：ＳＡＷ共振器フィルタを形成したチップ、２９：ＦＢＡＲフィルタを形成したチップ、４４：アンテナ、４５：アンテナ共用器、４６：受信回路、４７：送信回路、４８：アナログフロートエンド、４９：ベースバンド系信号処理部、５０：ＥＧＳＭの送信系スイッチ、５１：ＤＣＳの送信系スイッチ、５２：高周波スイッチ、５３：受信系高周波フィルタ、５９：送信系高周波フィルタ、６０：スピーカ、６１：マイク、

Claims (13)

1. 第１の弾性表面波共振器あるいは第１のフィルムバルク共振器を複数個ラダー回路状に接続したラダー形共振器フィルタと、
   第１の端子ならびに第２の端子と、
   前記ラダー形共振器フィルタと前記第１の端子との間に接続された直列腕インダクタンス及び並列腕容量と、
   前記ラダー形共振器フィルタと前記第２の端子との間に接続された直列腕容量及び並列腕インダクタンスと
   を有することを特徴とする高周波フィルタ。
2. 請求項１記載の高周波フィルタにおいて、前記並列腕容量及び前記並列腕インダクタンスのそれぞれの一端はアースされていることを特徴とする高周波フィルタ。
3. 請求項１または請求項２記載の高周波フィルタにおいて、前記第１の端子と第２の端子は、差動形増幅器又は差動形混合器の差動端子に接続されることを特徴とする高周波フィルタ。
4. 請求項１から３記載のいずれかの高周波フィルタにおいて、前記直列腕インダクタンス又は並列腕インダクタンスの少なくとも一方は、該高周波フィルタの通過帯域周波数ｆ₀ で等価的にインダクタンスとしてのインピーダンス特性をもつ第２の弾性表面波共振器あるいは第２のフィルムバルク共振器であり、前記第１の弾性表面波共振器あるいは第１のフィルムバルク共振器と同一のチップ上に形成されていることを特徴とする高周波フィルタ。
5. 請求項１から４記載のいずれかの高周波フィルタにおいて、該高周波フィルタを通過した、フィルタの通過帯域周波数f₀よりなる出力信号は、第１の端子と第２の端子間で振幅偏差は互いに±１ｄＢ以下、位相偏差は１８０°を基準に互いに±１０°以下であることを特徴とする高周波フィルタ。
6. 請求項３記載の高周波フィルタにおいて、該高周波フィルタの通過帯域周波数f₀、角周波数ω₀＝2πf₀での出力あるいは入力抵抗をＲ_Fil 、差動形増幅器または差動形混合器の同周波数帯域での差動入力あるいは差動出力抵抗をＲ_Diff とし、前記直列腕インダクタンスＬ⁺ 及び並列腕インダクタンスＬ^- は、( Ｒ_Fil・Ｒ_Diff )^1/2／ω₀±２０％、前記直列腕容量Ｃ^- 及び並列腕容量Ｃ⁺ は、( Ｒ_Fil・Ｒ_Diff )^-1/2／ω₀±２０％であることを特徴とする高周波フィルタ。
7. 請求項６記載の高周波フィルタにおいて、前記Ｒ_Fil 、Ｌ⁺及びＬ^- 、Ｃ⁺ 及びＣ^- は、2 Ｒ_Fil＝Ｒ_Diff ／２±２０％、Ｌ⁺ ≒Ｌ^- ＝Ｒ_Diff ／(2ω₀)±２０％、Ｃ⁺ ≒Ｃ^- ＝2／（Ｒ_Diff ・ω₀）±２０％であることを特徴とする高周波フィルタ。
8. 請求項７記載の高周波フィルタにおいて、前記２Ｒ_Fil≒Ｒ_Diff /2＝５０Ω±２０％であることを特徴とする高周波フィルタ。
9. 少なくとも受信回路に高周波フィルタを用いた高周波回路において、前記高周波フィルタが請求項１から請求項８記載のいずれかの高周波フィルタであることを特徴とする高周波回路。
10. 少なくとも受信回路に高周波フィルタを用い、送信信号と受信信号を分離し、送信回路からの送信信号をアンテナへ、アンテナからの受信信号を受信回路へ送ることにより、単一アンテナで送受信を可能にするアンテナ共用器において、前記高周波フィルタが請求項１から請求項８記載のいずれかの高周波フィルタであることを特徴とするアンテナ共用器。
11. アンテナとアンテナ共用器を備えた無線端末において、前記アンテナ共用器が請求項１０記載のアンテナ共用器であることを特徴とする無線端末。
12. 請求項１１記載の無線端末において、前記アンテナ共用器が請求項３記載の高周波フィルタを用いたアンテナ共用器であって、前記差動形増幅器又は差動形混合器がダイレクトコンバージョン方式復調用集積回路あるいは低中間周波数方式復調用集積回路の一部であることを特徴とする無線端末。
13. 請求項１１または請求項１２記載の無線端末において、その無線端末が移動無線端末であることを特徴とする無線端末。

Images