JP2017506860A - 電気特性を改良した同調可能な電気音響ｈｆフィルタ、およびこの種のフィルタの作動方法 - Google Patents

電気特性を改良した同調可能な電気音響ｈｆフィルタ、およびこの種のフィルタの作動方法 Download PDF

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Abstract

電気音響部品と共に動作することができ、同調範囲が広いにもかかわらず、良好な電気特性を提供する同調可能なＨＦフィルタを示す。このために、このＨＦフィルタは、フィルタコアを同調させることによりインピーダンス変化を補償するために、電気音響フィルタ素子（ＥＡＫ）と、離調可能なフィルタ素子（ＡＫＥ）とを備えた同調可能なフィルタコア（ＡＦＫ）、および、インピーダンス復元回路（ＩＷＳ１、ＩＷＳ２）を具備する。

Description

本発明は、高周波（ＨＦ）フィルタであって、例えば、移動通信機器中でその適性がゆえに周波数が同調され、多数の従来のフィルタと置き換え可能である高周波フィルタに関する。
ケーブルで繋がれていない通信機器、例えば、携帯電話、ＷＬＡＮルータ、基地局などでは、ＨＦフィルタが、望ましい信号を望ましくない信号から分離するために機能する。
典型的には、この種のＨＦフィルタは電気音響部品と共に動作し、この際、周波数位置は、逆の極性を有する電極間の特徴的な距離により、および、音波の伝搬速度により、間にある媒体中で固定的に予め決められている。
機器が操作可能となるべき周波数帯域の数が増えるにしたがって、必要とされるＨＦフィルタの数もより多くなるであろう。とりわけ、周波数帯域同士が密に近づいているがゆえに、急傾斜の通過帯域エッジが必須になるので、選択性または絶縁性などの電気特性への要件が高まると、新しい技術概念が必要となる。
したがって、例えば、刊行物ＵＳ ２０１２／０３１３７３１ Ａ１号、ＵＳ ２０１２／２８６９００ Ａ１号またはＷＯ ２０１２／１１４９３０ Ａ１号から、同調可能な電気音響フィルタが公知である。これらのフィルタでは、電気音響共振器に並列接続されている容量素子が、周波数帯域の中心周波数がシフトするように音響を離調させる。並列接続された容量素子はその容量が同調可能であることにより、中心周波数が、ある特定の周波数区間中に設定可能となる。
電気音響部品を備えた公知の同調可能なＨＦフィルタで問題となるのは、良好な電気特性を備えたフィルタを得るためには、部品の、複雑に相互作用する多くのパラメータの精確な同調が必須であるという点である。したがって、並列接続された容量素子の容量値がそれぞれ変化することにより、音響の不都合な離調およびフィルタ特性の劣化が生じる。ある特定の程度の劣化は許容されうる場合でさえ、公知の同調可能なフィルタの同調範囲はわずかである。
したがって、本発明の課題は、同調範囲を拡大した際に、電気特性が改良された同調可能なＨＦフィルタを示すことである。さらに、良好な電気特性で幅広い同調範囲を得るために、この種のフィルタをいかに作動させるべきかも示される。従属請求項は、このフィルタの有利な構成を示している。
この際、同調可能なＨＦフィルタは、フィルタ入力と、フィルタ出力とを具備する。このフィルタは、さらに、入力と、入力インピーダンスと、出力と、上述の入力と出力との間にある電気音響フィルタ素子とを備えた同調可能なフィルタコアを具備する。このフィルタは、さらに、フィルタ入力とフィルタコアの入力との間にある、第１インピーダンス復元回路を具備する。このインピーダンス復元回路は、同調可能なフィルタコアの同調により誘導されたフィルタコアの入力インピーダンスのインピーダンス変化を補償するのに適しているように、およびこのために設けられている。
このフィルタは、したがって、フィルタコアの入力インピーダンスのインピーダンス変化を補償するための第１インピーダンス復元回路を具備している。同様にフィルタコアの出力インピーダンスのインピーダンス変化を補償することも可能である。
さらに、この同調可能なＨＦフィルタは、フィルタ入力と、フィルタ出力と、同調可能なフィルタコア（これは、入力と、出力と、出力インピーダンスと、入力と出力との間にある電気音響フィルタ素子とを備えている）とを具備する。このフィルタは、さらに、フィルタコアの出力とフィルタ出力との間にある、第２インピーダンス復元回路とを具備する。このインピーダンス復元回路は、同調可能なフィルタコアの同調により誘導された、フィルタコアの出力インピーダンスのインピーダンス変化を補償するのに適している、およびこのために設けられている。
同調可能なＨＦフィルタの検査の枠内で、本来のフィルタ、すなわち、本フィルタの同調可能なフィルタコアが、変動する入力ないし出力インピーダンスを有し、インピーダンスの変動が、フィルタの同調により誘導されることが明らかになった。同調の最も悪影響を及ぼす作用は、外側から見ると、フィルタが可変入力インピーダンスないし可変出力インピーダンスを表し、その結果、外部回路環境中への集積が劇的に困難になるという点にある。
同調可能なＨＦフィルタの同調可能なフィルタコアは、この場合、実質的にフィルタの周波数選択的な挙動を導き、フィルタ機能を発揮させるフィルタセグメントである。この際、第１ないし第２インピーダンス復元回路は、このフィルタコアの入力ないし出力インピーダンスの変化を補償し、その結果、外部の回路環境は、常に等しく保たれたインピーダンス値を「見る」。同調可能なＨＦフィルタが、外部回路環境から要求された規定の入力ないし出力インピーダンスを有する際には、第１ないし第２インピーダンス復元回路は、ＨＦフィルタおよびフィルタコアの周辺接続部間のインピーダンス整合回路としてまたはインピーダンス変換回路として、作用する。インピーダンス整合は、相対的に小さなインピーダンスジャンプのみを補償するべき際に得られる。フィルタコアの接続部とこれに対応するフィルタの接続部との間のインピーダンスジャンプがより大きくなると、これをインピーダンス変換と称する。この際、可能な定義として、インピーダンスジャンプが係数＜１．５である場合は、インピーダンス整合から始まるべきであり、一方、インピーダンスジャンプが係数≧１．５である場合は、インピーダンス変換から始まるべきである点が該当しうる。双方のインピーダンス復元回路は、この際、とりわけ、約１．５、５、１０、２０以上までの係数のインピーダンス整合ないし変換を統括し、その結果、コアの周辺接続部における大きなインピーダンス変化が補償可能になる。これにより、本ＨＦフィルタは、非常に良好な電気フィルタ特性と共に、同時に非常に広い同調範囲を有することができる。
フィルタコアとインピーダンス復元回路との概念的な差異は、対応するフィルタ部分の基本的に異なる作用に基づく。フィルタコアは、周波数の選択を行わせ、一方、インピーダンス復元回路は、ほぼフィルタ作用を引き起こさないが、その代りにインピーダンス変換または整合機能を効率的に行わせ、すなわち相対的に少ない回路部品でこれを実現する。
電気音響部品は、この際に、個々の共振器、または、これの組み合わせ、例えば電気音響共振器との直列接続または並列接続でありえる。電気音響共振器としては、ＳＡＷ共振器（ＳＡＷ＝Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ＝表面音響波）、ＢＡＷ共振器（ＢＡＷ＝Ｂｕｌｋ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ＝バルク超音波）、ＧＢＡＷ共振器（ＧＢＡＷ＝Ｇｕｉｄｅｄ Ｂｕｌｋ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ＝ガイドバルク超音波）またはこの種の共振器の組み合わせが考慮の対象となる。
このＨＦフィルタは、したがって、まさに１つのインピーダンス復元回路を具備しうる。これは、フィルタ入力と同調可能なフィルタコアとの間か、他方、同調可能なフィルタコアとＨＦフィルタの出力との間に配置可能である。
しかしながら、同調可能なフィルタコアの同調が、フィルタコアの入力インピーダンスのみ、または、出力インピーダンスのみを変えることはむしろありえない。よりありえるのは、フィルタコアの入力インピーダンスも、フィルタコアの出力インピーダンスも、周波数の同調により変えられることである。したがって、一般的には、ＨＦフィルタの有利な構成では、第１インピーダンス復元回路と第２インピーダンス復元回路との両方が、相当するＨＦフィルタの入力および出力と、同調可能なフィルタコアとの間に設けられている。
この際、相当するＨＦフィルタは、同調可能なフィルタコアを有し、これが、帯域幅を変化させることなしに、中心周波数の周波数の同調を可能にする。同様に、同調可能なフィルタコアを、中心周波数を変化させることなしに、帯域幅を設定可能であるように構成することが可能である。中心周波数の帯域幅も周波数位置も、互いに依存し合うことなく設定可能である同調可能なフィルタコアも同様に可能である。
フィルタコアが、それぞれ１つの電気音響共振器と１つの同調可能なインピーダンス素子とからなる並列回路および／または直列接続を備えたフィルタセグメントを具備するように、ＨＦフィルタを構成することが可能である。
この場合には、この同調可能なインピーダンス素子は、電気音響共振器を音響的に離調し、その共振周波数が所望の値に設定されるために機能する。
電気音響部品で動作する従来のＨＦフィルタは、この際、電気音響共振器を具備し、その共振周波数は、これらの共振器が配置されている回路トポロジーの位置に応じて、周波数帯域の特徴的な周波数を規定する。このようにして、ラダー型に似たフィルタ構造の直列共振器は、その共振周波数で、実質的に通過帯域の中心周波数を決定する。直列共振器の反共振周波数は、実質的に上側通過帯域エッジの位置を決め、一方で、並列共振器の共振周波数が実質的に通過帯域の低周波数エッジを規定する。並列共振器の反共振周波数は、実質的に直列共振器の共振周波数と一致する。
逆に、直列共振器の反共振周波数が、並列共振器の共振周波数と類似したものが選択されると、ノッチフィルタが得られる。
従来の電気音響フィルタ回路の共振器と同様に、１つの電気音響共振器と１つの同調可能なインピーダンス素子とからなる並列回路を備えたフィルタセグメントは、特徴的な周波数の設定可能性を可能にするために、従来のＨＦ回路中の共振器に置き換えることができる。
フィルタコアのフィルタセグメントは、それぞれ１つの電気音響共振器と１つの同調可能なインピーダンス素子とからなる並列回路に追加して、さらなる同調可能なインピーダンス素子を具備し、これがこの並列回路に直列接続されているようにすることも可能である。これにより、フィルタセグメントは、共振器に並列に接続されている同調可能なインピーダンス素子と、共振器に直列に接続されているさらなる同調可能なインピーダンス素子とを具備する。したがって、これによりフィルタコア中の共振器と、したがってフィルタセグメントとの周波数の同調可能性は改良されている。
ＨＦフィルタ回路の同調可能なインピーダンス素子は、同調可能な誘導素子または同調可能な容量素子、または、要件に応じて、同調可能なインピーダンス素子と同調可能な容量素子の両方でもありえる。この際、高品質インピーダンス素子を得るべき際には、同調可能な容量素子の実装は、一般的により容易である。同調可能な容量素子は、この際、バラクタ、同調可能なＭＥＭＳ部品または個々の追加接続可能なもしくは接続切断可能なコンデンサを備えた容量バンクでありえる。
フィルタセグメントは、直列素子または並列素子または両方のラダー型回路の双方の素子でありえる。上述のように、ラダー型回路またはラダー型に似た回路をＨＦフィルタ中で使用することは、通常のことであるが、この理由は、これが、比較的電力互換性を有し、少なくとも基本的な部材が少ない構造形態で、良好な選択で挿入損失をわずかにすることが可能であるからである。
インピーダンス復元回路、すなわち、第１インピーダンス復元回路または第２インピーダンス復元回路または双方のインピーダンス復元回路が、アドミタンスインバータを１つずつ具備することが可能である。アドミタンスインバータは、負荷アドミタンスＹｌｏａｄを反転させ、これを、方程式Ｙｉｎ＝Ｊ２／Ｙｌｏａｄにより、アドミタンスインバータのいわゆる値Ｊの二乗Ｊ２で重み付け、これにより入力アドミタンスＹｉｎが利用可能になる。アドミタンスインバータは、この際、多様な方法で回路技術的に実現可能である。これにより、インピーダンス変化の補償は、同調により達成できる。
上述の１つまたは複数のインピーダンス復元回路は、この際、インピーダンス復元のために１つまたは複数の同調可能なインピーダンス素子を具備しうる。同調可能なインピーダンス素子として、この際、インピーダンス復元回路毎に同調可能な誘導素子、同調可能な容量素子、または、同調可能な誘導素子も同調可能な容量素子も存在可能で、これらが適切に互いに接続されていることができる。高品質の同調可能な容量素子は、より容易に実現可能であるので、同調可能な容量素子をインピーダンス復元回路中で使用することは好適である。
この際、インピーダンス復元回路は、インピーダンス復元のために、直列インピーダンス素子と、並列インピーダンス素子と、Ｌ字型回路と、π字型回路と、Ｔ字型回路とから選択されたフィルタセグメントを具備することが可能である。これらの個々のインピーダンス素子により、または、これらの組み合わせにより、アドミタンスインバータの機能性を備えたインピーダンス復元構造が容易に得られうる。
とりわけ、インピーダンス素子の高品質係数および単純な駆動性が有利である場合には、インピーダンス復元回路は、インピーダンス復元のために設定可能な容量を備えたインピーダンス素子を具備することが可能である。
例えば、上述の同調可能なＨＦフィルタのようなＨＦフィルタの作動方法では、インピーダンス復元回路は、同調可能なインピーダンス素子を有し、そのインピーダンスは、同調可能なフィルタコアの入力または出力におけるインピーダンス変化が補償されるように、設定される。
このためには、必要な場合、論理回路が存在し、これが、制御配線を介してインピーダンス復元回路の同調可能なインピーダンス素子と接続されている。
同調可能なフィルタコアの入力および出力のインピーダンス挙動を予め分析することが可能である。同調可能なインピーダンス素子を用いると、好適な帯域幅と、中心周波数と、帯域幅と中心周波数との組み合わせが得られるように、同調可能なフィルタコアが設定される。この際、同調可能なフィルタコアの入力インピーダンスと出力インピーダンスとがそれぞれ決められる。
さらに、ＨＦフィルタのフィルタ入力における入力インピーダンスの目標値と、ＨＦフィルタのフィルタ出力における出力インピーダンスの目標値とが規定される。これらは、例えば５オーム、２５オーム、５０オーム、１００オーム、２００オームまたは５００オームでありえる。
続いて、容量素子が設定可能な場合に、いずれのインピーダンス値ないし容量値が、インピーダンス復元回路の同調可能なインピーダンス素子用に選択可能であるかが導き出され、これにより、同調可能なＨＦフィルタが、外側に向かって、所望のおよび予め定められた周辺インピーダンスでもって現れる。
相応のパラメータが、論理回路中に格納されることも可能であり、これにより、値を迅速に見つけることが可能になる。
あるいは、同調可能なインピーダンス素子をこのように制御するためには、同調可能なインピーダンス素子の適応制御を選択することも可能であり、その結果、状態に応じて、所定の通過帯域幅および／または中心周波数が、同調可能なＨＦフィルタを開発する際にすでに公知であるか否かにかかわらず、常に最適なインピーダンス接続値が得られうる。
この場合、同調可能なＨＦフィルタは、追加的に、１つまたは複数のインピーダンス検出器を有することができ、これが、ＨＦフィルタおよび／または同調可能なフィルタコアの相応の入力ないし出力インピーダンスを確定する。
同調可能なインピーダンス素子または一定のインピーダンスを有する同調可能ではないインピーダンス素子などの電気音響共振器およびインピーダンス素子は、同じチップ中または同じチップ上に配置されて実現されうる。しかしながら、共振器およびさらなるインピーダンス素子が、様々なチップ上に分布していることも可能である。論理回路と制御回路のさらなる回路部品とは、これらも同様にこれらのチップのうちの１つの上またはこの中に配置されて実現可能である。これに応じて集積度が高くなることにより、相当する信号線が非常に短く形成可能であり、これは、信号品質にとって有益である。
同調可能なＨＦフィルタが、移動通信機器中でいわゆるダイバーシティフィルタとして動作しうる。これは、ダイバーシティフィルタとして、信号受信を支援し、ＨＦ信号を送信することはせず、受信することのみのために設けられている。これにより、このダイバーシティフィルタは、例えば送信フィルタのように電力固定であるには及ばない。唯一の同調可能なダイバーシティフィルタは、多数の従来のダイバーシティフィルタに置き換わることができる。
同調可能なＨＦフィルタは、周波数が同調可能な電力増幅器（英語では、Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）または低ノイズ増幅器（英語では、ＬＮＡ＝Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）と接続可能である。電力増幅器またはＬＮＡのような増幅器は、原理的には、様々な周波数で動作するのに、より適切である。したがって、通信機器中で多数の異なる機能を少数の回路部品中で果たすために、これらの増幅器を、これも同様に同調可能なフィルタに接続するのに特に適している。
この種の１つの同調可能なＨＦフィルタ、または、この種の２つの同調可能なＨＦフィルタが、デュプレクサ中で接続されていることも、同様に可能である、この場合、容易に、回路コストを低くして、しかしこれにもかかわらず良好な電気特性を備えたデュプレクサ／同調可能なデュプレクサを得ることができる。
多数の同調可能ではないデュプレクサと置き換えるために、この種のデュプレクサを、移動通信機器のフロントエンドモジュール中に採用しうることも可能である。とりわけ、帯域幅の同調可能性が十分広い場合に、隣接して配置されている受信および送信信号帯域を２つ以上でさえも網羅することができ、その結果、これらの様々な周波数帯域中での同時作動も可能である。
同調可能なＨＦフィルタを、以下に、概略的な実施形態および概略的な図に基づき、より詳細に説明する。
同調可能なＨＦフィルタＡＨＦの実質的な回路部品を備えた等価回路図である。 同調可能なＨＦフィルタの等価回路図であり、同調可能なフィルタコアＡＦＫは、インピーダンス素子と電気音響共振器との少なくとも１つの並列回路を有する図である。 同調可能なＨＦフィルタの等価回路図であり、同調可能なフィルタコアＡＦＫは、インピーダンス素子と電気音響共振器との少なくとも１つの直列回路を有する図である。 図２のフィルタの構成を示す図であって、インピーダンス素子が並列回路と直列接続されている図である。 同調可能なインピーダンス素子が、同調可能な並列容量素子として実現されている構成を示す図である。 同調可能なインピーダンス素子が、同調可能な直列容量素子として実現されている構成を示す図である。 フィルタセグメントの直列素子が、これも同様に同調可能な容量素子として実現されている構成を示す図である。 同調可能なフィルタコアが、Ｔ字型構造で接続されている３つのフィルタセグメントを有する構成を示す図である。 同調可能なフィルタコアがラダー型構造を有する構成を示す図である。 アドミタンスインバータのある可能な実現形態を示す図である。 アドミタンスインバータのある可能な実現形態を示す図である。 アドミタンスインバータのある可能な実現形態を示す図である。 アドミタンスインバータのある可能な実現形態を示す図である。 アドミタンスインバータのある可能な実現形態を示す図である。 アドミタンスインバータのある可能な実現形態を示す図である。 アドミタンスインバータのある可能な実現形態を示す図である。 アドミタンスインバータのある可能な実現形態を示す図である。 アドミタンスインバータのある可能な実現形態を示す図である。 アドミタンスインバータのある可能な実現形態を示す図である。 従来の同調可能なＨＦフィルタの様々に選択された中心周波数について３つの挿入損失を示す図である。 図１８の３つの中心周波数の３つの挿入損失を示すが、インピーダンス補償を備えた場合の図である。
図１は、同調可能なＨＦフィルタＡＨＦの構造を概略的に示した図である。このフィルタは、フィルタ入力ＦＥとフィルタ出力ＦＡとを有する。これらの間に同調可能なフィルタコアＡＦＫが接続されていて、このフィルタコアが、実質的にこのフィルタのフィルタ作用を実現する。同調可能なフィルタコアＡＦＫは、入力Ｅと、出力Ａとを有する。同調可能なフィルタコアＡＦＫを、その中心周波数に関してまたはその帯域幅に関して設定する際に、入力Ｅにおいて入力インピーダンスが変動し、ないし、出力Ａにおいて出力インピーダンスが変動することは明らかである。ＨＦフィルタＡＦＨは、したがって、フィルタ入力ＦＥと、同調可能なフィルタコアＡＦＫの入力との間に、第１インピーダンス復元回路ＩＷＳ１を有する。この第１インピーダンス復元回路ＩＷＳ１により、ＨＦフィルタＡＨＦの規定の入力インピーダンスがフィルタ入力ＦＥに達し、この入力インピーダンスを用いて、フィルタが容易に、外部の回路環境と接続可能になる。これと同様に、同調可能なフィルタコアＡＦＫの出力とフィルタ出力ＦＡとの間にある第２インピーダンス復元回路ＩＷＳ２が、フィルタ出力ＦＡにおいて、フィルタＡＨＦの予め規定された所望の出力インピーダンスを設定する。同調可能なフィルタコアＡＦＫの入力および出力インピーダンスが、いかに個々のケースに依存する同調モードになるかに依存することなく、全フィルタ回路ＡＨＦは、常にインピーダンスが十分に規定されて、外部回路環境中に埋め込まれていて、その結果、信号が最適な形でさらに伝送される。特に、通過帯域内の挿入損失が最小限になり、全通過帯域範囲に渡ってほぼ一定となる。通過帯域中のリップルは、非常に低いレベルになる。
関連し合う個々の切り替え点、すなわち、フィルタ入力、フィルタ出力、ならびに、インピーダンス復元回路と同調可能なフィルタコアとの入力および出力とは、信号線ＳＬにより連結されている。この信号線およびＨＦフィルタＡＨＦの部分回路は、この際、接地対称信号（平衡信号）が導かれうるように実施可能である。接地非対称信号（不平衡信号）のさらなる伝送も同様に可能である。
図２ａは、いかにして、同調可能なフィルタコアＡＦＫがその同調可能性を得るかを提示している。このコアは、少なくとも１つの電気音響部品ＥＡＫを具備している。これに対して並列的にインピーダンス素子ＩＥが接続されていて、このインピーダンス素子のインピーダンスは設定可能である。インピーダンス素子ＩＥのインピーダンスが設定可能であることにより、電気音響部品ＥＡＫの音響は離調可能であり、これによりフィルタコアＡＦＫが同調可能となる。
図２ｂは、同調可能性を得るための代替または追加の可能性を提示する。コアは、少なくとも１つの電気音響部品ＥＡＫと、これに対して直列のインピーダンス素子ＩＥとを具備し、このインピーダンス素子のインピーダンスは設定可能である。インピーダンス素子ＩＥのインピーダンスが設定可能であることにより、電気音響部品ＥＡＫの音響は離調可能であり、これによりフィルタコアＡＦＫは同調可能となる。
図２ａおよび図２ｂのインピーダンス素子ＩＥは、同調可能な誘導素子、とりわけ同調可能な容量素子でありえる。
図３は、ある形態を示すが、この場合、電気音響部品ＥＡＫとインピーダンス素子ＩＥとの並列接続に加えて、この並列接続に追加的にインピーダンス素子ＩＥが直列接続されている。この場合、直列のインピーダンス素子ＩＥのインピーダンスも同様に設定可能であり、その結果、フィルタコアＡＦＫの同調範囲がより広くなる。
図４ａは、電気音響部品ＥＡＫと、図２のインピーダンス素子ＩＥを実現する同調可能な容量素子ＡＫＥとがいかにフィルタセグメントＦＳを形成するかを示す。この種のまたは類似のフィルタセグメントＦＳは、同調可能なフィルタコアＡＦＫの回路素子を形成する。したがって、同調可能なフィルタコアＡＦＫは、相当するフィルタセグメントＦＳの直列および並列接続を有しうる。
図４ｂは、図４ａと同様に、共振器を離調するために、同調可能な容量素子ＡＫＥと電気音響共振器との直列接続を示す。
図５は、フィルタセグメントＦＳのある実施形態を示すが、この場合には、同調範囲を広くするために、かつ、中心周波数と帯域幅とを設定する際、とりわけフィルタセグメントＦＳを互いに良好に整合させる際に柔軟性を得るために、同調可能な容量素子ＡＫＥと電気音響部品ＥＡＫとの並列接続に加えて、さらなる同調可能な容量素子ＡＫＥが直列接続されている。
図６は、ＨＦフィルタの重要な回路素子の等価回路図であるが、この際、同調可能なフィルタコアＡＦＫ中で、３つのフィルタセグメントＦＳが、Ｔ字型配置で互いに接続されている。この際、２つのフィルタセグメントが双方のインピーダンス復元回路間の信号路中で直列接続されている。第３のフィルタセグメントＦＳは、双方の直列フィルタセグメントの結合箇所を接地と接続する。フィルタコア中の３つのフィルタセグメントを、双方のインピーダンス復元回路とこのように驚くほど単純に組み合わせることによりすでに、図１９で算出するように、通過帯域幅をほぼ一定にして、かつ、挿入損失ＩＬ用の値を良好にして、中心周波数を容易にシフトできる帯域通過フィルタを得ることができる。
図７は、ある実施形態の重要な回路素子を示すが、この図では、同調可能なフィルタコアＡＦＫが、ラダー型構造を有し、この構造は、３つの直列接続されたフィルタセグメントＦＳと３つのさらなるフィルタセグメントＦＳとを有し、これらがそれぞれ信号路を接地と接続させる。同調可能なフィルタコアＡＦＫ中のこのラダー型回路ＬＤＳのフィルタトポロジーは、図６のトポロジーと比較して、選択特性を大幅に最適化することができる。
図８は、同調可能な誘導性を備えたインピーダンス復元回路のうちのある可能な実施形態を示す。インピーダンス復元回路のインピーダンス素子と接地との直接の接続は必須ではない。それにもかかわらず、インピーダンス復元回路は二端子対回路を提示する。
これに対応して、図９は、インピーダンス復元回路の類似の形態を示すが、この場合、信号路中に同調可能な容量素子が接続されている。
図１０は、インピーダンス復元回路のある実施形態を示すが、この場合、同調可能な誘導素子が信号路を接地（下方の信号線で示される）と連結させる。
図１１は、類似の実施形態を示すが、この場合、上記の同調可能な誘導素子が、信号路を接地と接続する同調可能な容量素子と置き換えられている。
図８〜１１の回路の信号線は、この際、さらに特徴的なインピーダンスＺ０を有し、角度Φの位相回転を引き起こす。この位相回転は、この際２つの回転、例えばそれぞれΦ／２の回転に分割可能である。この際、ΦとＺ０との特定値は、残りの回路セグメントのトポロジーに依存していて、通常の当業者の方策により容易に決定することが可能である。したがって、Φは、全ての部分信号が正しい位相でつなぎ合わせることができるように選択可能である。Ｚ０は、インピーダンス整合係数から明らかになる。
図１２は、インピーダンス復元回路のある可能な実施形態を示すが、この場合、信号路中の同調可能な容量素子と、信号路と接地との間にある同調可能な誘導素子とが共になってＬ字型構造を形成する。
図１３は、これも同様にＬ字型構造でのインピーダンス復元回路のある実施形態を示すが、この場合、信号路中に、同調可能な誘導素子と、これに対して並列的に信号路と接地との間に接続されて、同調可能な容量素子が配置されている。
インピーダンス素子の容量値ないし誘導値は、Ｙｉｎ＝Ｊ２／Ｙｌｏａｄの条件により定められている。
図１４は、Ｔ字形状のインピーダンス復元回路のある実施形態を示すが、この場合、２つの誘導素子が信号路中で直列接続されていて、一方で、同調可能な容量素子は、この信号路を接地と接続している。
図１５は、これも同様にＴ字形状のインピーダンス復元回路のある実施形態を示すが、この場合、２つの同調可能な容量素子が信号路で直列接続されていて、一方で、誘導素子は、この信号路を接地と接続している。
図１６は、π字形状のインピーダンス復元回路のある実施形態を示すが、この場合、誘導素子は信号路中で接続されていて、それぞれ１つの同調可能な容量素子が回路の入力ないし出力を接地と接続している。
これに対応して、図１７は、π字形状のインピーダンス復元回路のある実施形態を示すが、この場合、同調可能な容量素子は信号路中で接続されていて、一方で、それぞれ１つの誘導素子が回路のポートのそれぞれと接続されている。
第１インピーダンス復元回路と第２インピーダンス復元回路とから選択されている双方のインピーダンス復元回路のそれぞれは、図８〜１７の実施形態の１つまたは複数でありえ、必要な場合、さらなる回路またはインピーダンス整合素子を含みうる。同調可能な素子は、好適には容量素子である。同調可能な誘導素子を、同調可能な容量素子の代わりにまたはこれに追加して使用することも同様に可能である。
インピーダンス復元回路と同調可能なフィルタコアとの組み合わせの作用を、図１８および図１９で明確に図示する。図１８は、電気音響部品と共に動作する従来の同調可能なフィルタ回路の周波数に依存する挿入損失を示す。曲線Ａ、ＢおよびＣは、この際、同調可能な容量素子により電気音響部品が離調することにより、その中心周波数中にシフトできる通過帯域を有する。この際、通過帯域内外での挿入損失の形状も、通過帯域幅も、特に通過帯域中のリップルも変化する。したがって、実際に利用可能な通過帯域幅は、より高い周波数の方にシフトするにしたがって、明らかに小さくなるが、この理由は（曲線Ｃ参照）、挿入損失が小さい領域で、上側の通過帯域エッジの側で明らかに締め付けが形成され、その後、しかし、極位置の方向で最終的に上昇するまで挿入損失が再び小さくなるからである。
これとは逆に、図１９は、図６中に示されたフィルタコアとインピーダンス復元回路との組み合わせのトポロジーに基づく３つの挿入損失Ａ＊、Ｂ＊、Ｃ＊の経過を示す。この通過帯域幅は、より高い中心周波数に向かって確かに狭くなる。逆に通過帯域内の挿入損失の経過の構造のゆがみはほぼ消え、リップル状の通過帯域は、十分に規定された幅と、十分に規定されたエッジを有する。
同調可能なＨＦフィルタと、同調可能なＨＦフィルタの上述の作動方法とは、図示したまたは上述の実施形態に限定されない。規定のフィルタ作用を実現するフィルタコア中のさらなる回路部品、または、インピーダンス復元回路の少なくとも１つの中のさらなる受動素子または完全に能動的な回路素子を備えたＨＦフィルタも同様に図示した実施形態に属する。
Ａ＊、Ｂ＊、Ｃ＊ インピーダンス復元回路を備えたＨＦフィルタの挿入損失
Ａ、Ｂ、Ｃ 従来の同調可能なフィルタの挿入損失
Ａ 同調可能なフィルタコアの出力
ＡＦＫ 同調可能なフィルタコア
ＡＨＦ 同調可能なＨＦフィルタ
ＡＫＥ 同調可能な容量素子
Ｅ 同調可能なフィルタコアの入力
ＥＡＫ 電気音響部品
ｆ 周波数
ＦＡ ＨＦフィルタの出力
ＦＥ ＨＦフィルタの入力
ＦＳ フィルタセグメント
ＩＥ インピーダンス素子
ＩＬ 挿入損失（ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ ｌｏｓｓ）
ＩＷＳ１ 第１インピーダンス復元回路
ＩＷＳ２ 第２インピーダンス復元回路
ＬＤＳ ラダー型構造
ＳＬ 信号線

Claims (16)

  1. 同調可能なＨＦフィルタ（ＡＨＦ）であって、
    ・フィルタ入力（ＦＥ）と、フィルタ出力（ＦＡ）と、
    ・入力（Ｅ）と、入力インピーダンスと、出力（Ａ）と、前記入力（Ｅ）と前記出力（Ａ）との間にある電気音響フィルタ素子（ＥＡＫ）とを備えた同調可能なフィルタコア（ＡＦＫ）と、
    ・前記フィルタ入力（ＦＥ）と前記フィルタコアの前記入力（Ｅ）との間にある、第１インピーダンス復元回路（ＩＷＳ１）と
    を具備し、
    ・前記第１インピーダンス復元回路（ＩＷＳ１）は、前記同調可能なフィルタコア（ＡＦＫ）の同調により誘導された前記フィルタコア（ＡＦＫ）の入力インピーダンスのインピーダンス変化を補償するのに適している、およびこのために設けられている、同調可能なＨＦフィルタ。
  2. 同調可能なＨＦフィルタ（ＡＨＦ）であって、
    ・フィルタ入力（ＦＥ）と、フィルタ出力（ＦＡ）と、
    ・入力（Ｅ）と、出力（Ａ）と、出力インピーダンスと、前記入力（Ｅ）と前記出力（Ａ）との間にある電気音響フィルタ素子（ＥＡＫ）とを備えた同調可能なフィルタコア（ＡＦＫ）と、
    ・前記フィルタコア（ＡＦＫ）の前記出力（Ａ）と前記フィルタ出力（ＦＡ）との間にある、第２インピーダンス復元回路（ＩＷＳ２）と
    を具備し、
    ・前記第２インピーダンス復元回路（ＩＷＳ２）は、前記同調可能なフィルタコア（ＡＦＫ）の同調により誘導された、前記フィルタコア（ＡＦＫ）の出力インピーダンスのインピーダンス変化を補償するのに適している、およびこのために設けられている
    同調可能なＨＦフィルタ。
  3. ・前記フィルタ入力（ＦＥ）と、前記フィルタコア（ＡＦＫ）の前記入力（Ｅ）との間にある第１インピーダンス復元回路（ＩＷＳ１）と、
    ・前記フィルタコア（ＡＦＫ）の前記出力（Ａ）と、前記フィルタ出力（ＦＡ）との間にある第２インピーダンス復元回路（ＩＷＳ２）と
    を具備し、
    前記双方のインピーダンス復元回路（ＩＷＳ１、ＩＷＳ２）は、前記同調可能なフィルタコア（ＡＦＫ）を同調させることにより誘導された、前記フィルタコア（ＡＦＫ）の前記入力インピーダンスと前記出力インピーダンスとのインピーダンス変化を補償するのに適している、およびこのために設けられている、上記請求項のいずれか１項に記載のＨＦフィルタ。
  4. 前記フィルタコア（ＡＦＫ）は、
    ・それぞれ１つの電気音響共振器（ＥＡＫ）と１つの同調可能なインピーダンス素子（ＩＥ）とからなる並列回路、および／または
    ・それぞれ１つの電気音響共振器（ＥＡＫ）と、１つの同調可能なインピーダンス素子（ＩＥ）とからなる直列接続
    を備えたフィルタセグメント（ＦＳ）を具備する、上記請求項のいずれか１項に記載のＨＦフィルタ。
  5. 前記フィルタコア（ＡＦＫ）は、それぞれ１つの同調可能なインピーダンス素子（ＩＥ）が、それぞれ１つの電気音響共振器（ＥＡＫ）と１つの同調可能なインピーダンス素子（ＩＥ）とからなる並列回路と直列接続されている直列回路を備えたフィルタセグメント（ＦＳ）を具備する上記請求項に記載のＨＦフィルタ。
  6. 前記同調可能なインピーダンス素子（ＩＥ）は、同調可能な容量素子（ＡＫＥ）である上記２つの請求項のいずれか１項に記載のＨＦフィルタ。
  7. 前記フィルタセグメント（ＦＳ）は、ラダー型回路の直列素子または並列素子である上記２つの請求項のいずれか１項に記載のＨＦフィルタ。
  8. 前記インピーダンス復元回路（ＩＷＳ１、ＩＷＳ２）は、それぞれ１つのアドミタンスインバータを具備する上記請求項のいずれか１項に記載のＨＦフィルタ。
  9. 前記インピーダンス復元回路（ＩＷＳ１、ＩＷＳ２）は、インピーダンス復元のために１つまたは複数の同調可能なインピーダンス素子（ＩＥ）を具備する上記請求項のいずれか１項に記載のＨＦフィルタ。
  10. 前記インピーダンス復元回路（ＩＷＳ１、ＩＷＳ２）は、インピーダンス復元のために、直列インピーダンス素子（ＩＥ）と、並列インピーダンス素子（ＩＥ）と、Ｌ字型回路と、π字型回路と、Ｔ字型回路とから選択されたフィルタセグメント（ＦＳ）を具備する上記請求項のいずれか１項に記載のＨＦフィルタ。
  11. 前記インピーダンス復元回路（ＩＷＳ１、ＩＷＳ２）は、インピーダンス復元のために設定可能な容量を備えたインピーダンス素子（ＡＫＥ）を具備する上記請求項のいずれか１項に記載のＨＦフィルタ。
  12. 移動通信機器中のダイバーシティフィルタとして作用する上記請求項のいずれか１項に記載のＨＦフィルタ。
  13. 周波数を同調可能な
    ・電力増幅器または
    ・ノイズの少ない増幅器
    と接続されている上記請求項のいずれか１項に記載の同調可能なＨＦフィルタ。
  14. 上記請求項のいずれか１項に記載の同調可能なＨＦフィルタの作動方法であって、
    ・前記インピーダンス復元回路（ＩＷＳ１、ＩＷＳ２）は、同調可能なインピーダンス素子（ＩＥ）を有し、前記同調可能なフィルタコア（ＡＦＫ）の入力（Ｅ）または出力（Ａ）におけるインピーダンス変化が補償されるように、前記インピーダンス素子のインピーダンスを設定する、方法。
  15. 請求項１〜１１のいずれか１項に記載の同調可能なＨＦフィルタを１つまたは２つ備えたデュプレクサ。
  16. 上記請求項に記載のデュプレクサを備えたフロントエンドモジュール。
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