JP5389590B2 - フィルタ - Google Patents

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Description

本願の開示は、フィルタに関する。
近年、高周波通信用のシステムは高速・大容量の通信を行うことができるW−CDMA(Wideband Code Division Multiple Access)やOFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)と言った変復調方式に移行しつつある。これらの方式では、従来のTDMA(Time Division Multiple Access)やFDM(Frequency-division multiplexing)などの方式よりピーク電力が大きく、送信信号の受信帯域や他の周波数帯域への漏れによる信号の干渉あるいは雑音の増加が懸念される。このため、これらシステムに用いられるフィルタやデュープレクサにおいては、高減衰、高アイソレーションな特性を実現する必要性が出てきている。
従来、フィルタあるいはデュープレクサにおいて、阻止帯域で高減衰、高アイソレーションを得る手法としては、例えば複数の共振器を梯子形に接続したラダー型フィルタの場合、特許文献1に開示されているように、並列腕の共振器にインダクタを直列に接続することが知られている。
特許第2800905号公報
しかしながら、上記手法において得られる阻止帯域の減衰量は、結局のところフィルタを構成する共振器の容量によって制限され、さらなる高減衰及び高アイソレーションを実現するためには、特許文献1にも開示されているように、直列共振器の容量に対して並列共振器の容量を大きくするか、ラダー段数を増加させる必要がある。しかし、このとき同時にフィルタの挿入損失が大きくなるという課題がある。
本願に開示するフィルタは、任意の周波数帯域の信号を抽出するフィルタ部と、前記フィルタ部に接続され、前記フィルタ部の通過帯域より高い反共振周波数を持つ共振器と、前記共振器に並列接続されている位相変換器とを備え、前記位相変換器は、前記フィルタ部の通過帯域外の周波数帯において電気的に誘導性となり、かつ入力される信号を前記共振器の位相と180度異なる位相に変換するものである。
本願に開示によれば、高減衰、高アイソレーション化と同時に低損失を実現することができる。
ラダーフィルタの回路図 A〜Cは、ラダーフィルタにおける通過特性を示す特性図 A〜Cは、ラダーフィルタにおける通過特性を示す特性図 実施の形態にかかるフィルタの回路図 実施の形態にかかるフィルタ及び共振器の通過特性を示す特性図 共振器の等価回路を示す回路図 共振器の反射特性を示すスミスチャート 実施例1にかかるフィルタの回路図 圧電薄膜共振器の平面図 図7AにおけるZ−Z部の断面図 弾性波共振器の平面図 図7CにおけるZ−Z部の断面図 ラダー型フィルタの平面図 ダブルモード型フィルタの平面図 実施例1にかかるフィルタの通過特性を示す特性図 実施例1にかかるフィルタの電流の位相及び位相差の特性を示す特性図 実施例1にかかるフィルタの電流の大きさ及び位相差の特性を示す特性図 実施例1にかかるフィルタの通過特性を示す特性図 実施例2にかかるフィルタの回路図 実施例2にかかるフィルタの通過特性を示す特性図 実施例2にかかるフィルタの電流の位相及び位相差の特性を示す特性図 実施例2にかかるフィルタの電流の大きさ及び位相差の特性を示す特性図 実施例2にかかるフィルタの通過特性を示す特性図 実施例3にかかるフィルタの回路図 実施例3にかかるフィルタの通過特性を示す特性図 実施例3にかかるフィルタの電流の位相及び位相差の特性を示す特性図 実施例3にかかるフィルタの電流の大きさ及び位相差の特性を示す特性図 実施例3にかかるフィルタの通過特性を示す特性図 実施例3にかかるフィルタの反射特性を示すスミスチャート 実施例4にかかるフィルタの回路図 実施例4にかかるフィルタの通過特性を示す特性図 実施例4にかかるフィルタの反射特性を示すスミスチャート 実施例5にかかるデュープレクサの回路図 実施例5にかかるデュープレクサの通過特性を示す特性図 実施例5にかかるデュープレクサの通過特性を示す特性図 実施例5にかかるデュープレクサのアイソレーション特性を示す特性図 A〜Dは、実施例6にかかるフィルタの具体構成を示す平面図及び断面図 A〜Dは、実施例7にかかるフィルタの具体構成を示す平面図及び断面図 A〜Eは、実施の形態にかかるフィルタの具体構成を示す平面図及び断面図 A〜Dは、実施例8にかかるデュープレクサの具体構成を示す平面図及び断面図 通信モジュールのブロック図 通信装置のブロック図
(実施の形態)
〔1.フィルタの構成〕
図1は、ラダー型フィルタの基本構成を示す回路図である。ラダー型フィルタは、ほぼ同じ共振周波数を持つ1つまたは複数の直列共振器S1〜S4と、直列共振器S1〜S4より低い共振周波数を有しそれぞれほぼ同じ共振周波数を持つ1つまたは複数の並列共振器P1〜P3とを備えている。直列共振器S1〜S4は、図2Aに示す周波数−減衰特性を有する。並列共振器P1〜P3は、図2Bに示す周波数−減衰特性を有する。図2Aに示す特性を有する直列共振器S1〜S4と図2Bに示す特性を有する並列共振器P1〜P3をラダー型に接続することで、図2Cに示すフィルタ特性を得ることができる。
図3は、図1に示すラダー型フィルタにおける並列腕にインダクタを接続した場合のラダー型フィルタの特性を示す図である。インダクタを接続することで、図3Cに示すように通過帯域外の減衰量が高くなる。なお、図3Aは、並列腕にインダクタを接続したラダー型フィルタにおける、直列共振器の周波数−減衰特性である。図3Bは、並列腕にインダクタを接続したラダー型フィルタにおける、並列共振器の周波数−減衰特性である。しかし、減衰量の絶対値は、前述したように共振器の段数と、直列共振器と並列共振器との容量比とで決まり、これは挿入損失とトレードオフの関係にあり、挿入損失を維持したまま更なる減衰を得ることは難しい。
図4Aは、本実施の形態にかかわるフィルタのブロック図である。図4Aに示すフィルタは、共振器1、位相変換器2、フィルタ部3を備えている。共振器1は、圧電薄膜共振器または弾性波共振器で実現することができる。位相変換器2は、共振器1に並列接続され、迂回路を形成している。フィルタ部3は、前述したラダー型フィルタである。すなわち、本実施の形態のフィルタは、ラダー型フィルタの前段に共振器1及び位相変換器2を接続したものである。なお、共振器1及び位相変換器2は、フィルタ部3の前段に限らず、後段あるいは中段に接続してもよい。このようなフィルタ構成とすることで、入力端子4に入力される信号は、共振器1を通る経路Aと、位相変換器2を通る経路Bに分岐される。位相変換器2は、入力される信号における任意の周波数帯域の位相を、180度遅らせるか進ませて出力する。したがって、フィルタ部3に入力される信号は、共振器1の出力信号と、180度移相された信号とが加算された信号となる。経路Bの信号は180度移相されているため、前記任意の周波数帯域の信号がキャンセルされている。
ただし、図4Aに示すフィルタを成立させるためには、いくつかの要件が存在する。
第一に、共振器1は、図4Bに示すように反共振周波数が、接続するフィルタ部3の通過帯域より高くなるよう定めることが好ましい。こうすることで共振器1が、フィルタ部3の通過帯域を減衰してしまうことを避けることができる。
第二に、180°の位相反転を起こして信号をキャンセルさせるために、経路Bには少なくとも一つの直列接続のインダクタを含めることが好ましい。図5Aは、圧電薄膜共振器または弾性波共振器の等価回路図である。図5Bは、図5Aに示す共振器の反射特性を示すスミスチャートである。図5Bに示すように、圧電薄膜共振器または弾性波共振器は、共振点から反共振点にかけては誘導性となり、それ以外の領域、つまり接続するフィルタにとって良好な減衰量及びアイソレーションを得たい領域では容量性となる。経路Aにおける共振器に含まれる容量は、電気的に位相を90°遅らせるため、経路Bに電気的に位相を90°進ませるインダクタを含めることで、経路Aを通る信号と経路Bを通る信号の位相差が180°となる。
なお、上記では経路Bを共振器1に並列接続するフィルタを開示したが、例えば、経路Bをフィルタ部3の入出力間、あるいはフィルタ部3の入出力間の途中の任意の箇所に接続しても、経路Bに挟まれた回路が容量性にあるならば、同様にキャンセル効果を得ることができる。
以下、本発明の好ましい実施の形態について、図面を参照して具体的に説明する。
(実施例1)
図6は、本実施の形態にかかるフィルタの実施例1を示す。図6に示すフィルタは、フィルタ部3の前段に、共振器1と、それに並列に接続されている位相変換器2とを接続している。位相変換器2は、本実施例ではインダクタL1で実現している。
共振器1は、図7A及び図7Bに示す圧電薄膜共振器(FBAR:Film Bulk Acoustic Resonator)、図7C及び図7Dに示す弾性波共振器、または他の共振器で実現することができる。なお、図7Aは圧電薄膜共振器の平面図であり、図7Bは図7AにおけるZ−Z部の断面図である。図7A及び図7Bにおいて、圧電薄膜共振器は、基板101と、上部電極102、下部電極103、圧電膜104を備えている。下部電極103の下方には、空隙105が形成されている。また、図7Cは弾性波共振器の平面図であり、図7Dは図7CにおけるZ−Z部の断面図である。図7C及び図7Dに示す弾性波共振器は、基板201、入力端子202、出力端子203、櫛形電極204、反射器205を備えている。
また、フィルタ部3は、図8Aに示すラダー型フィルタ、図8Bに示すダブルモード型フィルタ、または他のフィルタで実現することができる。図8Aに示すラダー型フィルタは、基板301上に、入力端子302、出力端子303、直列共振器S11〜S14、並列共振器P11〜P13を備えている。図8Bに示すダブルモード型フィルタは、基板401上に、入力端子402及び403、出力端子404、共振器RES1及びRES2を備えている。
次に、位相変換器2の特性について説明する。
図9Aは、経路A、経路B、経路全体の周波数−減衰量の特性を示す。図9Bは、経路A及び経路Bにおける電流の位相及び位相差の特性を示す。図9Cは、経路A及び経路Bにおける電流の大きさ及び位相差の特性を示す。図9A〜図9Cに示す特性を得るために用いた位相変換器2は、4.7nHのインダクタL1である。この時、共振器1及び位相変換器2の後段に接続するフィルタ(図6に示すフィルタ部3)をW−CDMA_BandI用の受信フィルタ(通過帯域2.11〜2.17GHz)と想定し、共振器1はSAW共振器で反共振周波数を約2.23GHzとした。図9Aから分かるとおり、共振器1のみの特性を示す経路Aの通過特性に比べ、経路Bを含む経路全体の通過特性では、1.92〜1.98GHz帯に減衰極が形成される。このとき、経路A及びBを流れる電流の位相差は、図9B及び図9Cに示すようにほぼ180°になり、W−CDMA_BandI用の受信フィルタの阻止帯域である1.92〜1.98GHz帯で電流の大きさはほぼ等しくなっている。このことにより、経路全体でキャンセル効果を生み、所望の周波数帯で抑圧が得られる。
図10は、共振器1及び位相変換器2(インダクタL1)が接続されたフィルタ部3と、共振器1及び位相変換器2が接続されていないフィルタ部3の通過特性を示す。図10に示す通り、W−CDMA_BandI用受信フィルタの阻止帯域である約1.92〜1.98GHz帯での抑圧度は、フィルタ部3に共振器1及び位相変換器2を接続することにより、約−50dBから約−70dBへと大きく改善する。なお、位相変換器2に用いるインダクタの値を変更すれば、例えば、送信帯域以外の任意の周波数帯での抑圧を得ることができる。
(実施例2)
図11は、実施例2にかかるフィルタの回路図である。図11に示すフィルタは、フィルタ部3の前段に、共振器1と、それに並列に接続された位相変換器12とが接続されている。位相変換器12は、直列接続されたインダクタL2およびキャパシタC2を備えている。共振器1は、図7A及び図7Bに示す圧電薄膜共振器(FBAR)、図7C及び図7Dに示す弾性波共振器、または他の共振器で実現することができる。
図12Aは、実施例2におけるフィルタ(図11に示すフィルタ)と実施例1のフィルタ(図6に示すフィルタ)の通過特性を示す。このとき、フィルタ部3は、W−CDMA_BandI用の受信フィルタ(通過帯域2.11〜2.17GHz)を想定している。共振器1は、SAW共振器で、反共振周波数を約2.23GHzとした。また、位相変換器12に含まれるインダクタL2は11nHのインダクタンスを持ち、キャパシタC2は1.1pFの容量を持つ素子とした。図12Aから分かるとおり、実施例2にかかるフィルタでは実施例1のフィルタに比べ、2.4GHz帯の減衰が優れている。これは、図12Cに示すように、実施例2のフィルタは、1.95GHz帯で経路A及びBを流れる電流の大きさが等しくなっているとともに、2.4GHz帯でも経路A及びBを流れる電流の大きさが等しくなっているからである。実施例1のフィルタは、1.95GHz帯で経路A及びBを流れる電流の大きさが等しくなっているが、2.4GHz帯では経路A及びBを流れる電流の大きさは異なっている。
図13は、共振器1及び位相変換器12(インダクタL2、キャパシタC2)が接続されたフィルタ部3と、共振器1及び位相変換器12が接続されていないフィルタ部3の通過特性を示す。図13に示すように、実施例2のフィルタは、W−CDMA_BandI用受信フィルタの阻止帯域である約1.92〜1.98GHz帯での抑圧度は約−70dBであり、共振器1及び位相変換器12が接続されていないフィルタの抑圧度(約−50dB)から大きく改善している。また、例えばIEEE802.11規格に準拠したワイヤレスLANや、Bluetooth(登録商標)の周波数帯である2.4GHz帯の抑圧度は、約−50dBであり、共振器1及び位相変換器12が接続されていないフィルタの抑圧度(約−40dB)に対して向上している。
(実施例3)
図14は、実施例3にかかるフィルタの回路図である。図14に示すフィルタは、フィルタ部3の前段に、共振器1と、それに並列接続された位相変換器22が接続されている。位相変換器22は、直列接続されたインダクタL3と、インダクタL3に並列接続された二つのキャパシタC3及びC4を備えている。共振器1は、図7A及び図7Bに示す圧電薄膜共振器(FBAR)、図7C及び図7Dに示す弾性波共振器、または他の共振器で実現することができる。
図15Aは、実施例3におけるフィルタ(図14に示すフィルタ)と実施例1のフィルタ(図6に示すフィルタ)の通過特性を示す。このとき、フィルタ部3は、W−CDMA_BandI用の受信フィルタ(通過帯域2.11〜2.17GHz)を想定している。共振器1は、反共振周波数が約2.23GHzのSAW共振器とした。位相変換器22に含まれるインダクタL3は4.7nHのインダクタンスを持ち、キャパシタC3及びC4はそれぞれ0.7pFの容量を持つ素子とした。図16は、共振器1及び位相変換器22(インダクタL3、キャパシタC3、C4)が接続されたフィルタ部3と、共振器1及び位相変換器22が接続されていないフィルタ部3の通過特性を示す。
図15A〜図15C、および図16から分かるとおり、実施例3のフィルタの通過特性は、実施例1のフィルタの通過特性とほぼ変わらない。しかし、図17のスミスチャートに示すように、実施例1及び2のフィルタに比べ、これを受信フィルタの送信帯域インピーダンスが無限大(∞)に近く位置している。これは、実施例3のフィルタをデュープレクサに用いた場合、送信フィルタから受信フィルタへの漏れ信号が減少することを示している。実施例3のフィルタをデュープレクサに適用した場合、実施例1に示すフィルタをデュープレクサに適用した場合より、送信フィルタを低損失化できる。なお、図17は、図14に示す入力端子4における反射特性である。図17において、P1とP2との間が、実施例3のフィルタにおける送信帯域インピーダンスである。P3とP4との間が、共振器1及び位相変換器22を備えていないフィルタにおける送信帯域インピーダンスである。図17のP2に示すように、実施例3のフィルタにおける送信帯域インピーダンスがより無限大(∞)に近く位置している。
(実施例4)
図18Aは、実施例4にかかるフィルタの回路図である。実施例4にかかるフィルタは、フィルタ部3の前段に、共振器1と、それに並列接続された位相変換器32とが接続されている。位相変換器32は、直列接続されたキャパシタC5及びC6とインダクタL4、およびインダクタL4の前後に並列接続されたキャパシタC7及びC8を備えている。共振器1は、図7A及び図7Bに示す圧電薄膜共振器(FBAR)、図7C及び図7Dに示す弾性波共振器、または他の共振器で実現することができる。図18Bは、共振器1及び位相変換器32(インダクタL4、キャパシタC5〜C8)が接続されたフィルタ部3と、共振器1及び位相変換器32が接続されていないフィルタ部3の通過特性を示す。図18Cは、位相変換器が接続されたフィルタと位相変換器が接続されていないフィルタの反射特性を示すスミスチャートである。図18Cにおいて、破線で示す特性は位相変換器32が接続されたフィルタ(実施例4)の反射特性であり、実線で示す特性は位相変換器32が接続されていないフィルタの反射特性である。
実施例4のフィルタによれば、図18Cから分かるように、位相変換器32が接続されていないフィルタの反射特性と、位相変換器32が接続されているフィルタの反射特性とが、ほぼ同一である。他の迂回路構成を用いたフィルタより迂回路を設けたことによる通過帯域への影響を低減できる。
また、デュープレクサに用いた場合、相手側フィルタ(受信フィルタから見た送信フィルタ、送信フィルタから見た受信フィルタ)の通過帯域への影響も低減できる。すなわち、アイソレーションを向上することができる。
(実施例5)
図19は、実施例5にかかるデュープレクサの回路図である。図19に示すデュープレクサは、共振器31、位相変換器32、アンテナ33、送信フィルタ部34、受信フィルタ部35、送信端子36、受信端子37を備えている。共振器31は、図7A及び図7Bに示す圧電薄膜共振器(FBAR)、図7C及び図7Dに示す弾性波共振器、または他の共振器で実現することができる。位相変換器32は、実施例4にかかる位相変換器32と同様の構成であり、直列接続されたキャパシタC5及びC6とインダクタL4と、インダクタL4の前後に並列接続されたキャパシタC7及びC8を備えている。
アンテナ33を介して入力される受信信号は、共振器31及び位相変換器32を介して受信フィルタ部35へ入力される。受信フィルタ部35は、入力される受信信号から任意の周波通帯域の信号を抽出し、受信端子37に出力する。一方、送信端子36を介して送信フィルタ部34に入力された送信信号は、送信フィルタ部34で任意の周波数帯域の信号を抽出し、アンテナ33から出力する。
図20Aは、実施例5にかかるデュープレクサと、共振器1及び位相変換器32を備えていないデュープレクサの通過特性を示す。図20Bは、図20AにおけるM部の拡大図である。図20Cは、実施例5にかかるデュープレクサのアイソレーション特性を示す。
実施例5にかかるデュープレクサによれば、図20A〜図20Cに示すように、共振器1及び位相変換器32を備えていないデュープレクサに比べ、送信フィルタ、受信フィルタともに挿入損失は同等ながら、受信フィルタの送信帯域における抑圧度およびアイソレーションをそれぞれ10dB程度改善できる。
(実施例6)
図21A〜図21Dは、本実施の形態のフィルタを具体構成を示す図である。実施例6にかかるフィルタは、複数のセラミックス基板41a〜41dが積層されている。図21Aは、セラミックス基板41dの平面図である。図21Bは、セラミックス基板41bの平面図である。図21Cは、セラミックス基板41aの平面図である。図21Dは、フィルタの断面図である。図21Dに示すように、実施例6にかかるフィルタは、複数のセラミックス基板41a〜41d、フィルタ素子42、蓋体43を備えている。
図21Aに示すように、フィルタ素子42は、信号端子42a〜42h、ダブルモード型の共振器42m、共振器42nを備えている。信号端子42aは、図21Bにおける信号端子141aに接続されている。信号端子42bは、図21Bにおける信号端子141bに接続されている。信号端子42cは、図21Bにおける信号端子141cに接続されている。信号端子42dは、図21Bにおける信号端子141dに接続されている。図21Bに示すように、信号端子141aは、信号線パターンを介して信号端子142bに接続されている。信号端子141bは、信号線パターンを介して信号端子142cに接続されている。信号端子141cは、信号線パターンを介して信号端子142dに接続されている。信号端子141dは、信号線パターンを介して信号端子142aに接続されている。信号端子142dは、図21Aに示す信号端子142eに接続されている。信号端子142eは、信号線パターンを介して信号端子42gに接続されている。図21Aにおける信号端子142fは、図21Bに示す信号端子142hを介して、図21Cに示すパッド143cに接続されている。信号端子142gは、図21Bに示す信号端子142iを介して、図21Cに示すパッド143aに接続されている。信号端子142eは、図21Cに示すパッド143bに接続されている。図21Bに示す信号端子142aは、図21Cに示すパッド143fに接続されている。信号端子142bは、図21Cに示すパッド143eに接続されている。信号端子142cは、図21Cに示すパッド143dに接続されている。なお、図21Cにおけるパッド143g及び143hは、ダミーパッドである。
したがって、図21Bにおける信号端子141cと信号端子142dとを接続している信号線パターンは、共振器42nに並列接続された前述の位相変換器2等に相当する。また、共振器42nは、前述の共振器1に相当する。
(実施例7)
図22A〜図22Dは、本実施の形態のフィルタを具体構成を示す図である。実施例7にかかるフィルタは、複数のセラミックス基板44a〜44dが積層されている。図22Aは、セラミックス基板44dの平面図である。図22Bは、セラミックス基板44bの平面図である。図22Cは、セラミックス基板44aの平面図である。図22Dは、フィルタの断面図である。図22Dに示すように、実施例7にかかるフィルタは、複数のセラミックス基板44a〜44d、フィルタ素子45、蓋体46を備えている。
図22Aに示すように、フィルタ素子45は、信号端子45a〜45h、ダブルモード型の共振器45m、共振器45nを備えている。信号端子45aは、図22Bにおける信号端子144aに接続されている。信号端子45bは、図22Bにおける信号端子144bに接続されている。信号端子45cは、図22Bにおける信号端子144cに接続されている。信号端子45dは、図22Bにおける信号端子144dに接続されている。図22Bに示すように、信号端子144aは、信号線パターンを介して信号端子145bに接続されている。信号端子144bは、信号線パターンを介して信号端子145cに接続されている。信号端子144cは、信号線パターンを介して信号端子145jに接続されている。信号端子144dは、信号線パターンを介して信号端子145aに接続されている。図22Aにおける信号端子145eは、信号線パターンを介して信号端子45gに接続されている。図22Aにおける信号端子145fは、図22Bに示す信号端子145hを介して、図22Cに示すパッド146cに接続されている。信号端子145gは、図22Bに示す信号端子145iを介して、図22Cに示すパッド146aに接続されている。信号端子145eは、図22Bに示す信号端子145dを介して、図22Cに示すパッド146bに接続されている。図22Bに示す信号端子145aは、図22Cに示すパッド146fに接続されている。信号端子145bは、図22Cに示すパッド146eに接続されている。信号端子145cは、図22Cに示すパッド146dに接続されている。信号端子145jは、図22Cに示すパッド146hに接続されている。なお、図22Cにおけるパッド146gは、ダミーパッドである。
実施例7のフィルタは、フィルタ素子45内に、前述の共振器1に相当する共振器45nを備えている。また、前述の位相変換器2等に相当する構成は、フィルタ素子45内には備えておらず、フィルタ素子45の外部に設けられたインダクタ等の位相変換器(不図示)に、パッド146hを介して接続される。
インダクタは、図23Aに示すように、フィルタ素子45が実装された基板47上に実装されたチップインダクタ48で実現することができる。チップインダクタ48は、フィルタ45内の共振器45nに並列に接続されている。これにより、図6に示す位相変換器2を備えたフィルタを実現することができる。
また、インダクタは、図23Bに示すように、集中定数のインダクタ49で実現することができる。集中定数のインダクタ49は、フィルタ素子45内の共振器45nに並列に接続されている。インダクタ49は、図6におけるインダクタL1に相当する。これにより、図6に示す位相変換器2を備えたフィルタを実現することができる。また、集中定数のインダクタ49は、基板47中に設けることもできる。
また、図23Cに示すように,直列接続されたチップインダクタ50とチップキャパシタ51とを、フィルタ素子45に接続する構成とすることができる。チップインダクタ50とチップキャパシタ51は、フィルタ素子45における共振器45nに並列に接続されている。チップインダクタ50は、図11におけるインダクタL2に相当し、チップキャパシタ51は、図11におけるキャパシタC2に相当する。これにより、図11に示す位相変換器12を備えたフィルタを実現することができる。
また、図23Dに示すように、フィルタ素子45内の共振器45nに対して並列にチップインダクタ52を接続し、チップインダクタ52に対して並列にチップキャパシタ53を接続する構成とすることができる。これにより、位相変換器を備えたフィルタを実現することができる。
また、図23Eに示すように、フィルタ素子45内の共振器45nに対して並列にチップインダクタ54を接続し、チップインダクタ54に対して並列にチップキャパシタ55及び56を接続する構成とすることができる。チップインダクタ54は、図14におけるインダクタL3に相当し、チップキャパシタ55は、図14におけるキャパシタC3に相当し、チップキャパシタ56は、図14におけるキャパシタC4に相当する。これにより、図14に示す位相変換器22を備えたフィルタを実現することができる。
(実施例8)
図24A〜図24Dは、実施例8にかかるデュープレクサの構成を示す。実施例8にかかるデュープレクサは、積層された複数のセラミックス基板に、受信フィルタと送信フィルタとを備えている。図24Aは、セラミックス基板501dの平面図である。図24Bは、セラミックス基板501bの平面図である。図24Cは、セラミックス基板501aの平面図である。図24Dは、デュープレクサの断面図である。実施例8のデュープレクサは、図24Dに示すように、積層されたセラミックス基板501のうちセラミックス基板501bの上に受信フィルタ素子502と送信フィルタ素子503とを実装し、蓋体504で封止したものである。
図24Aに示すように、受信フィルタ502は、ダブルモード型フィルタである。ダブルモード型フィルタの詳しい構成は、前述したのでここでの説明は省略する。受信フィルタ502は、本実施の形態にかかるフィルタ構造を有しており、ダブルモード型の共振器502aと、共振器502aに直列接続された共振器502bとを備えている。図24Bに示すように、セラミックス基板501bは、共振器502b(図24A参照)に並列に接続された信号パターン505を備えている。信号パターン505は、本実施の形態における位相変換器2等のインダクタとして機能する。
以上、本発明の実施例について詳述したが、本発明は係る特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。
〔2.通信モジュールの構成〕
図25は、本実施の形態にかかわるフィルタまたはデュープレクサを備えた通信モジュールの一例を示す。図25に示すように、デュープレクサ62は、受信フィルタ62aと送信フィルタ62bとを備えている。また、受信フィルタ62aには、例えばバランス出力に対応した受信端子63a及び63bが接続されている。また、送信フィルタ62bは、パワーアンプ64を介して送信端子65に接続している。ここで、受信フィルタ62aは、本実施の形態にかかるフィルタを備えている。
受信動作を行う際、受信フィルタ62aは、アンテナ端子61を介して入力される受信信号のうち、所定の周波数帯域の信号のみを通過させ、受信端子63a及び63bから外部へ出力する。また、送信動作を行う際、送信フィルタ62bは、送信端子65から入力されてパワーアンプ64で増幅された送信信号のうち、所定の周波数帯域の信号のみを通過させ、アンテナ端子61から外部へ出力する。
本実施の形態にかかるフィルタを通信モジュールに備えることで、高減衰、高アイソレーション化と同時に低損失化が可能な通信モジュールを実現することができる。
なお、図25に示す通信モジュールの構成は一例であり、他の形態の通信モジュールに本実施の形態にかかるフィルタを搭載しても、同様の効果が得られる。
〔3.通信装置の構成〕
図26は、本実施の形態にかかわるフィルタ、デュープレクサ、または前述の通信モジュールを備えた通信装置の一例として、携帯電話端末のRFブロックを示す。また、図26に示す通信装置は、GSM(Global System for Mobile Communications)通信方式及びW−CDMA(Wideband Code Division Multiple Access)通信方式に対応した携帯電話端末の構成を示す。また、本実施の形態におけるGSM通信方式は、850MHz帯、950MHz帯、1.8GHz帯、1.9GHz帯に対応している。また、携帯電話端末は、図26に示す構成以外にマイクロホン、スピーカー、液晶ディスプレイなどを備えているが、本実施の形態における説明では不要であるため図示を省略した。ここで、受信フィルタ73a、77〜80は、本実施の形態にかかるフィルタを備えている。
まず、アンテナ71を介して入力される受信信号は、その通信方式がW−CDMAかGSMかによってアンテナスイッチ回路72で、動作の対象とするLSIを選択する。入力される受信信号がW−CDMA通信方式に対応している場合は、受信信号をデュープレクサ73に出力するように切り換える。デュープレクサ73に入力される受信信号は、受信フィルタ73aで所定の周波数帯域に制限されて、バランス型の受信信号がLNA74に出力される。LNA74は、入力される受信信号を増幅し、LSI76に出力する。LSI76では、入力される受信信号に基づいて音声信号への復調処理を行ったり、携帯電話端末内の各部を動作制御したりする。
一方、信号を送信する場合は、LSI76は送信信号を生成する。生成された送信信号は、パワーアンプ75で増幅されて送信フィルタ73bに入力される。送信フィルタ73bは、入力される送信信号のうち所定の周波数帯域の信号のみを通過させる。送信フィルタ73bから出力される送信信号は、アンテナスイッチ回路72を介してアンテナ71から外部に出力される。
また、入力される受信信号がGSM通信方式に対応した信号である場合は、アンテナスイッチ回路72は、周波数帯域に応じて受信フィルタ77〜80のうちいずれか一つを選択し、受信信号を出力する。受信フィルタ77〜80のうちいずれか一つで帯域制限された受信信号は、LSI83に入力される。LSI83は、入力される受信信号に基づいて音声信号への復調処理を行ったり、携帯電話端末内の各部を動作制御したりする。一方、信号を送信する場合は、LSI83は送信信号を生成する。生成された送信信号は、パワーアンプ81または82で増幅されて、アンテナスイッチ回路72を介してアンテナ71から外部に出力される。
本実施の形態にかかるフィルタ、高減衰、高アイソレーション化と同時に低損失化が可能な通信装置を実現することができる。
〔4.実施の形態の効果、他〕
本実施の形態によれば、.高減衰、高アイソレーション化と同時に低損失化が可能なフィルタ、デュープレクサ、通信モジュール、通信装置を実現することができる。
また、位相変換器2は、フィルタおよびデュープレクサの通過帯域外のいずれか所望の周波数帯において、電気的に誘導性となり、かつ共振器1の位相と概ね180°異なる位相を有することにより、任意の周波数帯で減衰特性、アイソレーション特性を向上した低損失フィルタ、およびデュープレクサを実現できる。
また、位相変換器2は、少なくとも一つのインダクタL1を備えたことにより、最小限の素子の追加で任意の周波数帯で減衰特性、アイソレーション特性を向上した低損失フィルタ、およびデュープレクサを実現できる。
また、位相変換器12は、少なくとも一つのインダクタL2とキャパシタC2とを備え、インダクタL2とキャパシタC2は互いに直列に接続したことにより、フィルタ部3の通過帯域の高周波側及び低周波側の2カ所での減衰特性、アイソレーション特性をある程度コントロールした低損失フィルタ、およびデュープレクサを実現できる。
また、位相変換器は、少なくとも一つのインダクタとキャパシタとを備え、インダクタL3は共振器1に並列に接続され、キャパシタはインダクタに並列に接続したことにより、当該フィルタをデュープレクサに用いる場合、相手帯域のインピーダンスをより高い状態に位置せしめることができる。
また、位相変換器22は、少なくとも一つのインダクタL3と二つのキャパシタC3及びC4とを備え、インダクタL3は共振器1に並列に接続され、キャパシタC3及びC4はインダクタL3の入力側と出力側とにそれぞれ並列に接続したことにより、当該フィルタをデュープレクサに用いる場合、相手帯域のインピーダンスをより高い状態に位置せしめることができる。
また、インダクタL1〜L3がセラミックス基板あるいはプリント基板の導体線路によって形成したことにより、小型なフィルタあるいはデュープレクサを実現することができる。
また、インダクタL1〜L3は、チップインダクタ、あるいは集中定数のコイルで形成したことにより、インダクタのQ値が高いため高抑圧な帯域阻止特性を実現することができる。
本実施の形態に関して、以下の付記を開示する。
(付記1)
受信フィルタと送信フィルタとを備えたデュープレクサであって、
前記受信フィルタは、
任意の周波数帯域の信号を抽出するフィルタ部と、
前記フィルタ部に接続され、前記フィルタ部の通過帯域より高い反共振周波数を持つ共振器と、
前記共振器に並列接続されている位相変換器とを備え、
前記位相変換器は、前記フィルタ部の通過帯域外の周波数帯において電気的に誘導性となり、かつ入力される信号を前記共振器の位相と180度異なる位相に変換する、デュープレクサ。
(付記2)
任意の周波数帯域の信号を抽出するフィルタ部と、
前記フィルタ部に接続され、前記フィルタ部の通過帯域より高い反共振周波数を持つ共振器と、
前記共振器に並列接続されている位相変換器とを備え、
前記位相変換器は、前記フィルタ部の通過帯域外の周波数帯において電気的に誘導性となり、かつ入力される信号を前記共振器の位相と180度異なる位相に変換する、通信モジュール。
(付記3)
任意の周波数帯域の信号を抽出するフィルタ部と、
前記フィルタ部に接続され、前記フィルタ部の通過帯域より高い反共振周波数を持つ共振器と、
前記共振器に並列接続されている位相変換器とを備え、
前記位相変換器は、前記フィルタ部の通過帯域外の周波数帯において電気的に誘導性となり、かつ入力される信号を前記共振器の位相と180度異なる位相に変換する、通信装置。
本願に開示は、フィルタ、デュープレクサ、通信モジュール、通信装置に有用である。
1 共振器
2 位相変換器
3 フィルタ部

Claims (2)

  1. 任意の周波数帯域の信号を抽出するフィルタ部と、
    前記フィルタ部に接続され、前記フィルタ部の通過帯域より高い反共振周波数を持つ共振器と、
    前記共振器に並列接続されている位相変換器とを備え、
    前記位相変換器は、前記フィルタ部の通過帯域外の周波数帯において電気的に誘導性となり、かつ入力される信号を前記共振器の位相と180度異なる位相に変換するとともに、
    前記位相変換器は、少なくとも一つのインダクタと二つのキャパシタとを備え、前記インダクタは前記共振器に並列に接続され、前記キャパシタは前記インダクタの入力側と出力側にそれぞれ並列に接続されている、フィルタ。
  2. 前記位相変換器は、前記インダクタと別のキャパシタとを備え、前記インダクタと前記別のキャパシタとは互いに直列に接続されている、請求項1記載のフィルタ。
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