JP2012501564A - デュプレクサおよび２つのフィルタの間の分離を増大させるための方法 - Google Patents

Abstract

デュプレクサは、アンテナ端子（ＡＮＴ）と、送信アンプ端子（ＰＡ）と、受信アンプ端子（ＬＮＡ）とを備える。送信アンプ端子（ＰＡ）は、送信フィルタ（ＴＸ）を介してアンテナ端子（ＡＮＴ）に結合される。受信アンプ端子（ＬＮＡ）は、受信フィルタ（ＲＸ）に結合され、受信フィルタ（ＲＸ）は、帯域阻止フィルタ（ＢＳ）を介してアンテナ端子（ＡＮＴ）に結合される。

Description

本発明は、送信経路において、送信信号が送信アンプからアンテナへと導かれ、受信経路において、受信信号がアンテナから受信アンプへと導かれるデュプレクサに関する。送信と受信とを同時に可能にするため、異なる周波数範囲が送信信号と受信信号とのために用いられる。送信信号が、より一層弱い受信信号と干渉しないため、受信フィルタが受信経路に設けられ、受信フィルタは、受信信号を通過させるとともに、送信信号を大きく抑制する。受信経路と送信経路との間の５０ｄＢ〜６０ｄＢの分離が送信周波数帯において典型的に要求される。

送信周波数帯および受信周波数帯が接近する場合において、送信周波数範囲における分離は、受信フィルタの選択によって決定され、受信フィルタは、通常、バンドパスフィルタとして実現される。受信周波数範囲が送信周波数範囲の上にあるならば、選択は、低いほうの受信フィルタの端部の勾配によって予め決定される。しかしながら、所定の受信フィルタ帯域および要求されるインピーダンス整合により、設計の影響のために選択は任意に増大させることができない。インダクタンスのおかげで、分離においておよそ１０ｄＢの改善が極（pole）シフトにより達成され得る。しかしながら、この方法は、送信周波数帯と受信周波数帯との間の小さな分離が、およそ２０ＭＨｚしかなく、およそ１．９ＧＨｚの送信周波数および受信周波数における、デュプレクサの場合における制限された範囲にのみ用いられ得る。その理由は、低いほうの受信フィルタ端部が平坦化されるためである。さらに、インダクタンスの値は、典型的として特定された、送信範囲の分離を低減させる変動を有する。

したがって、本発明の目的は、送信周波数において、送信経路と受信経路との間の分離を増大させることである。

本発明は、この目的を、アンテナ端子と送信アンプ端子と受信アンプ端子とを備えるデュプレクサによって達成する。送信アンプ端子は、送信フィルタを介してアンテナ端子と結合され、受信アンプ端子は、受信フィルタと結合される。受信フィルタは、帯域阻止フィルタを介してアンテナ端子と結合される。帯域阻止フィルタは、デュプレクサの分離が増大されるように、送信経路を受信経路から分離する。

送信フィルタは、通過帯域を有し、帯域阻止フィルタは、送信フィルタの通過帯域において阻止帯域を有する。帯域阻止フィルタの阻止帯域が送信フィルタの通過帯域内にあるので、送信周波数範囲における分離が増大される。

送信フィルタは、少なくとも１つの共振器を備え、帯域阻止フィルタは、少なくとも１つの、送信フィルタと同じ共振器を備える。この出願において、「同じ共振器」との用語は、共振周波数と、材料および層厚みに関する同じ層構成とを有する共振器を意味する。しかしながら、共振器は、異なる領域を有し、したがって異なる静電容量を有することができる。帯域阻止フィルタと送信フィルタとが同じ共振器を有しているので、デュプレクサの設計の支出と製造とが単純化されることができる。

１つの発展形において、送信フィルタおよび帯域阻止フィルタは、直列共振器または並列共振器を有するラダー（ladder）構造を備える。送信フィルタおよび帯域阻止フィルタの所望の伝達特性は、カスケードされたラダー構造によって合成されることができる。

１つの発展形において、送信フィルタの少なくとも１つの並列共振器は、直列共振器の共振周波数よりも低い共振周波数を有する。送信フィルタおよび帯域阻止フィルタの帯域は、異なる共振周波数によって設定されることができる。

１つの発展形において、帯域阻止フィルタの少なくとも１つの直列共振器が、送信フィルタの並列共振器と同じ共振器である。送信フィルタの並列共振器のために用いられる同じ製造プロセスが、したがって、帯域阻止フィルタの直列共振器のためにも用いられることができる。さらに、並列共振器の反共振が、したがって受信フィルタと直列に存在するとともに分離を増大させる。

１つの発展形において、帯域阻止フィルタの少なくとも１つの並列共振器が、送信フィルタの直列共振器と同じ共振器である。この場合にも、帯域阻止フィルタの並列共振器と送信フィルタの直列共振器とは、１つのプロセスで実現可能である。送信フィルタの並列共振器および直列共振器が帯域阻止フィルタの直列共振器および並列共振器としてそれぞれ用いられることによって、帯域阻止フィルタは、送信フィルタの通過帯域に関して擬似的に逆である伝達関数を得る。

１つの発展形において、帯域阻止フィルタの少なくとも１つの直列共振器の共振周波数が、帯域阻止フィルタの残りの直列共振器の共振周波数と異なる。

１つの発展形において、帯域阻止フィルタの少なくとも１つの並列共振器の共振周波数が、帯域阻止フィルタの残りの並列共振器の共振周波数と異なる。並列共振器および直列共振器の異なる共振周波数は、結果として、整合と、伝達関数と、分離とに関してデュプレクサを最適化するために用いられうる、利用可能なさらなる自由度をもたらす。

１つの発展形において、その共振周波数が他の共振器と異なる共振器は、共振周波数を変化させるとともに、他の共振器には存在しないか、あるいは同じ範囲に存在しない、追加の質量コーティング（mass coating）を有する。追加の質量コーティングが単純な手段を用いて適用されるならば、それは、共振周波数に影響を与える１つの可能性を、大きな支出および複雑な処理ステップをともなわずに構成する。

１つの発展形において、追加の質量コーティングは、チタン層、アルミニウム層、モリブデン層、イリジウム層、ルテニウム層、窒化シリコン層、窒化アルミニウム層、酸化亜鉛層、チタン酸ジルコン酸鉛（ＰＺＴ）層、チタン酸バリウムストロンチウム（ＢＳＴ）層、またはいくつかの他の材料からなる層であり、その層は、共振器の圧電層の上部または下部に適用されるか、または、その圧電層を厚くする。これらの層は、大きな支出なしに共振周波数を変えることができるように、目標とされた方式で適用されることができるか、あるいは単純な処理ステップによって取除かれることができる。

１つの発展形において、送信フィルタの共振器と帯域阻止フィルタの共振器とは、ＢＡＷ共振器であり、同一の基板上に設けられる。送信フィルタおよび帯域阻止フィルタの共振器は、もしそれらが、上記の定義に従って同じであるならば、同一のプロセスによって製造されることができ、その結果として、処理ステップの数が減少される。

１つの発展形において、受信フィルタの共振器および帯域阻止フィルタの共振器は、ＢＡＷ共振器であり、同一の基板上に設けられる。

１つの発展形において、送信フィルタの共振器、受信フィルタの共振器、および帯域阻止フィルタの共振器は、ＢＡＷ共振器であり、同一の基板上に設けられる。

１つの発展形において、受信フィルタは、少なくとも１つのＳＡＷ共振器を備える。ＳＡＷ共振器は、フィルタの平衡−不平衡（balanced-unbalanced）動作を可能にする。ＳＡＷ技術は、大きく異なる周波数を１つの基板上で実現することを可能にする。

１つの発展形において、送信フィルタおよび帯域阻止フィルタは、ＢＡＷ共振器の代わりにＳＡＷ共振器を備え、受信フィルタ、送信フィルタおよび帯域阻止フィルタのＳＡＷ共振器は、共通の基板上に構築される。

異なる共振周波数を有するＳＡＷ共振器は、ともに同一のプロセスによって製造されることができ、その結果としてデュプレクサの製造が単純化される。

１つの発展形において、ＧＢＡＷ共振器がＢＡＷ共振器の代わりに用いられる。ＧＢＡＷ（誘導バルク音波）は、ＳＡＷと同様の部品であり、音波が部品表面の直下を伝達する。ＧＢＡＷ共振器の共振周波数は、第１に、ＳＡＷ共振器の場合と同様に、フィンガ（finger）配置の周期に由来し、第２に、ＢＡＷ共振器の場合と同様に、層の構造に由来する。したがって、ＢＡＷ共振器の場合における周波数低減のための方法が、ＧＢＡＷ共振器にも適用されることができる。

デュプレクサが、ＢＡＷ共振器とＧＢＡＷ共振器との両方を備え、したがって、ハイブリッドデュプレクサとして実現されることもまた可能である。

受信フィルタは、少なくとも１つのＧＢＡＷ共振器を備える。同様に、送信フィルタと帯域阻止フィルタとは、ＢＡＷ共振器の代わりにＧＢＡＷ共振器を備えることができ、受信フィルタ、送信フィルタおよび帯域阻止フィルタのすべてのＧＢＡＷ共振器は、共通の基板上に構築されることができる。

１つの発展形において、帯域阻止フィルタの少なくとも１つの共振器は、第１の共振周波数と、第１の静電容量を有する。帯域阻止フィルタは、Ｎ個の共振器を備え、Ｎは２以上であり、Ｎ個の共振器の各々は、第１の静電容量のＮ倍の静電容量を有し、Ｎ個の共振器は、互いに直列に接続され、Ｎ個の共振器の少なくとも１つにおいて、共振周波数は、第１の共振周波数から最大３％ずれている。共振器の増大は、結果として周波数のずれによって生成される多数の極による、フィルタの設計のためのさらなる自由度をもたらす。

１つの発展形において、帯域阻止フィルタの少なくとも１つの共振器は、第１の共振周波数と、第１の静電容量を有する。帯域阻止フィルタはＮ個の共振器を備え、Ｎは２以上であり、Ｎ個の共振器の各々は、第１の静電容量のＮ倍小さい静電容量を有し、Ｎ個の共振器は互いに並列に接続され、Ｎ個の共振器の少なくとも１つにおいて、共振周波数は、第１の共振周波数から最大で３％ずれている。共振器の増大は、結果として、周波数のずれによって生成される多数の極による、フィルタの設計のためのさらなる自由度をもたらす。

１つの発展形において、デュプレクサはさらに、少なくとも１つの整合回路を備え、受信信号の受信においては、送信フィルタが受信フィルタから見てオープン回路を構成して、受信フィルタとアンテナ端子との間の反射が最小化され、送信信号の送信においては、受信フィルタが送信フィルタから見てオープン回路を構成して、送信フィルタとアンテナ端子との間の反射が最小化されるように、その整合回路が設計される。電力が低い損失でかつ端子間の必要な分離をともなって伝達されることができるように、送信フィルタ、受信フィルタおよび帯域阻止フィルタは、互いに整合されるとともに、アンテナ端子と整合される必要がある。

１つの発展形において、帯域阻止フィルタは、第１の端子と第２の端子とを有し、第１の端子はアンテナ端子と送信フィルタとに接続され、第２の端子は受信フィルタに接続される。整合回路は、第１のインダクタンスと第２のインダクタンスとを備え、第１のインダクタンスは第１の端子を接地に接続し、第２のインダクタンスは、第２の端子を接地に接続する。第１のインダクタンスは、送信フィルタの整合を可能にし、第１のインダクタンスは、第２のインダクタンスおよび帯域阻止フィルタの静電容量とともに、受信フィルタのためのＰＩ整合回路（network）を形成する。

１つの発展形において、帯域阻止フィルタは、第１の直列共振器を備え、第１の直列共振器は第１の端子に接続される。第１の直列共振器により、受信フィルタに関する伝達特性が目標の方式で影響されることができる。

１つの発展形において、第１の直列共振器は、送信フィルタの通過帯域に位置する反共振を有する。受信フィルタに関する高い分離が、送信フィルタの通過帯域中の周波数において生じるように、その反共振において、第１の直列共振器は高いインピーダンスを有する。

１つの発展形において、帯域阻止フィルタは、さらに、少なくとも１つの並列共振器を備え、その少なくとも１つの並列共振器の第１の端子は接地に接続され、その少なくとも１つの並列共振器の他の端子は、第２の端子および第１の直列共振器に接続される。帯域阻止フィルタの帯域は並列共振器によって設定されることができる。

１つの発展形において、少なくとも１つの並列共振器の少なくとも１つの第１の端子が、直接的ではなく、むしろインダクタンス、キャパシタンス、あるいはインダクタンスとキャパシタンスとの組合せを介して、接地に接続される。追加のインダクタンスは、デュプレクサの整合におけるさらなる自由度を可能にする。

１つの発展形において、第１の直列共振器は、送信フィルタの低いほうの通過帯域の端部の領域における反共振を有し、並列共振器は、送信フィルタの通過帯域の中央の領域に位置する共振周波数を有する。反共振が送信フィルタの低いほうの通過帯域の端の領域に位置するので、直列共振器の共振周波数は、送信フィルタの低いほうの通過帯域の端よりも下にあり、逆に後者には影響を与えない。送信フィルタの通過帯域の中央の領域における並列共振器の共振は、送信周波数が接地に散逸され、したがって分離を増大させることを確保する。

１つの発展形において、第１の直列共振器は、送信フィルタの並列共振器と同じであるが、並列共振器の共振周波数に対して相対的に第１の直列共振器の共振周波数を低減させる追加の質量コーティングを有し、第２の端子に接続される並列共振器は、送信フィルタの直列共振器と同じである。ＢＡＷ技術を用いる共振器の製造においては、通常１つのチップ上に２つの共振周波数のみが利用可能であるので、帯域阻止フィルタと送信フィルタとの両方のための同じ共振器の使用は、有利である。追加の質量コーティングによる共振周波数の低減は、結果として、設計におけるさらなる自由度をもたらす。質量コーティングは、既に上で述べられた方式で実現可能である。

１つの発展形において、帯域阻止フィルタは、第１の端子と、第２の端子と、接続ノードを介して直列に接続された２つの直列共振器とを備え、それら２つの直列共振器のうちの一方は、第１の端子に接続され、他方は第２の端子に接続される。第１の端子は、送信フィルタに接続され、第２の端子は、受信フィルタに接続される。整合回路は、第１のインダクタンスと第２のインダクタンスとを備え、第１のインダクタンスは第１の端子をアンテナ端子に接続し、第２のインダクタンスは、接続ノードを接地に接続する。第１のインダクタンスは、アンテナ端子において必要な誘導特性を与え、第２のインダクタンスは、直列共振器のキャパシタンスとともに、受信フィルタの整合のためのＴ回路を形成する。

１つの発展形において、第１の端子は、送信フィルタではなく、むしろアンテナ端子に接続され、第１のインダクタンスは、アンテナ端子ではなく、むしろ送信フィルタに接続される。この方法において、送信フィルタの整合を、受信フィルタの整合とは独立に構成することができる。

１つの発展形において、第１の端子に接続される直列共振器は、送信フィルタの低いほうの通過帯域の領域において反共振を有し、第２の端子に接続される直列共振器は、送信フィルタの通過帯域の中央の領域に位置する反共振周波数を有する。反共振の組合せは、送信フィルタと受信フィルタとの間の分離のさらなる増大をもたらす。

１つの発展形において、第１の端子に接続される直列共振器は、送信フィルタの並列共振器と同じであるが、並列共振器の共振周波数に対して相対的に直列共振器の共振周波数を低減させる追加の質量コーティングを有し、第２の端子に接続される直列共振器は、送信フィルタの追加の質量コーティングのない並列共振器と同じである。共振周波数の低減は、後者がもはや送信フィルタの通過帯域の低いほうの側に直接的にはないという効果を有し、結果として、後者は、逆に影響を受けない。帯域阻止フィルタと送信フィルタのための同じ共振器の使用は、同じ処理ステップによる製造を可能にする。

１つの発展形において、第１の直列共振器は、反共振を有するが、共振を有さない。第１の直列共振器が反共振周波数においてとても高いインピーダンスを有するならば、分離の目的のため十分である。

１つの発展形において、少なくとも１つの並列共振器は、共振を有するが、反共振を有さない。共振により、共振器はよく導通する。並列共振器が共振において低いインピーダンスを有するならば、分離の目的のため、十分である。

１つの発展形において、送信フィルタは直列共振器を備え、それを介して、送信フィルタが第１の端子に接続される。直列共振器により、アンテナポートにおける送信フィルタは、受信周波数範囲に反共振を有するならば、この周波数範囲内においてオープン回路のように振舞う。

１つの発展形において、整合回路は、さらに送信フィルタを送信アンプ端子に接続するインダクタンスと、受信フィルタを受信アンプ端子に接続するインダクタンスとを備える。それらのインダクタンスは、送信フィルタおよび受信フィルタを、それぞれの端子に整合させる機能を果たす。

１つの発展形において、さらなる端子が設けられ、端子は、それぞれのフィルタおよび帯域阻止フィルタを介してアンテナ端子に結合され、それぞれの帯域阻止フィルタの阻止帯域は、送信フィルタの通過帯域にある。帯域阻止フィルタは、複数の信号経路の間の高い分離を達成することを可能にする。さらに、一方のフィルタから他方への通過帯域の間の分離が十分に大きく、したがって一方のフィルタが他方のフィルタにおける容量性負荷として機能するならば発生する容量性損失を、最小化することができる。

本発明は、さらに、第１のバンドパスフィルタと、少なくとも１つの第２のバンドパスフィルタとの間の分離を増大させるための方法を提供し、第１のバンドパスフィルタと、少なくとも１つの第２のバンドパスフィルタは、共通のノードに結合される。少なくとも１つの第２のバンドパスフィルタは、それぞれの帯域阻止フィルタを介して共通のノードに結合され、それぞれの帯域阻止フィルタは、第１のバンドパスフィルタの通過帯域において抑制の効果をもたらす。この方法の１つの利点は、帯域阻止フィルタによるそれぞれの第２のフィルタの容量性負荷が大きく低減されることである。この特性は、大きく周波数範囲が異なるフィルタの場合に特に有利である
１つの発展形において、第１のバンドパスフィルタのフィルタ機能と、帯域阻止フィルタのフィルタ機能とは、少なくとも１つの同じ共振器によってそれぞれの場合に実現される。

１つの発展形において、第１のバンドパスフィルタの共振器と、少なくとも１つの帯域阻止フィルタの共振器とは、共通の基板上に実現される。

１つの発展形において、同じ共振器は、同じ処理ステップによって実現される。
１つの発展形において、帯域阻止フィルタの少なくとも１つの共振器の共振周波数は、第１のバンドパスフィルタの同じ共振器の共振周波数に対して相対的に低い。

１つの発展形において、共振周波数は、共振器に適用される追加の質量コーティングによって低くされる。

１つの発展形において、帯域阻止フィルタと第１のバンドパスフィルタの共振器はＢＡＷ共振器である。

１つの発展形において、帯域阻止フィルタの共振器はＳＡＷ共振器である。
１つの発展形において、帯域阻止フィルタの共振器はＧＢＡＷ共振器である。

１つの発展形において、第１のバンドパスフィルタ、少なくとも１つの第２のバンドパスフィルタ、および共通のノードに結合されたアンテナは、第１のバンドパスフィルタの通過帯域に位置する周波数において第１のバンドパスフィルタとアンテナとの間の電力の反射が最小化され、少なくとも１つの第２のバンドパスフィルタが第１のバンドパスフィルタから見てオープン回路を構築し、少なくとも１つの第２のバンドパスフィルタの通過帯域における各々の場合において位置する周波数において各々の第２のバンドパスフィルタとアンテナとの間の電力の反射が最小化され、それぞれの第２のバンドパスフィルタから見て各々の場合に第１のバンドパスフィルタがオープン回路を構築するように、互いにインピーダンス整合される。

１つの発展形において、帯域阻止フィルタの少なくとも１つの共振器の静電容量は、整合のために変化する。

１つの発展形において、帯域阻止フィルタの少なくとも１つの共振器は、第１の共振周波数と第１の静電容量とを有し、少なくともＮ個の共振器によって実現され、共振器の数Ｎは２以上であり、Ｎ個の共振器の各々は、第１の静電容量のＮ倍の静電容量を有し、Ｎ個の共振器は、互いに直列に接続され、共振器の少なくとも１つにおいて、共振周波数は、第１の共振周波数より最大で３％ずれている。

１つの発展形において、帯域阻止フィルタの少なくとも１つの共振器は、第１の共振周波数と第１の静電容量とを有し、少なくともＮ個の共振器によって実現され、共振器の数Ｎは２以上であり、Ｎ個の共振器の各々は、第１の共振器のＮ倍小さい静電容量を有し、Ｎ個の共振器は、互いに並列に接続され、共振器の少なくとも１つにおける共振周波数は、第１の共振周波数から最大３％ずれている。

１つの発展形において、帯域阻止フィルタの共振器はＳＡＷ共振器である。
本発明は、以下に、図面を伴う例示的な実施例に基づいて説明される。

デュプレクサの例示的実施例を示す図である。 アンテナ端子と送信アンプ端子との間、およびアンテナ端子と受信フィルタと帯域阻止フィルタを有するそれぞれの受信フィルタとの間の例示的な伝達関数を示す図である。 送信アンプ端子と受信アンプ端子との間の例示的な分離プロファイルを示す図である。 直列共振器と並列共振器とを有するラダー構造の例示的実施例を示す図である。 送信フィルタ、帯域阻止フィルタ、および受信フィルタの例示的実施例を示す図である。 共振器が複数の共振器を備える例示的実施例を示す図である。 整合回路を有する帯域阻止フィルタの例示的実施例を示す図である。 整合回路を有する帯域阻止フィルタの例示的実施例を示す図である。 整合回路を有する帯域阻止フィルタの例示的実施例を示す図である。 整合回路を有する帯域阻止フィルタの例示的実施例を示す図である。 複数の帯域阻止フィルタとバンドパスフィルタとを有するマルチバンドデュプレクサの例示的実施例を示す図である。

図１は、送信アンプ端子ＰＡ、受信アンプ端子ＬＮＡ、およびアンテナ端子ＡＮＴを備えるデュプレクサＤの例示的実施例を示す。送信アンプ端子ＰＡは、送信フィルタＴＸに結合され、受信アンプ端子ＬＮＡは、受信フィルタＲＸに結合される。２つの整合回路Ｍ１，Ｍ２が設けられ、それらによって、送信信号がアンテナに伝達されたとき、および受信信号がアンテナによって受信されたときに電力が反射しないように、送信フィルタＴＸと受信フィルタＲＸとがアンテナ端子ＡＮＴにインピーダンス整合される。送信周波数において、受信フィルタＲＸが送信フィルタＴＸから見てオープン回路を構築し、受信周波数において、送信フィルタＴＸが受信フィルタＲＸから見てオープン回路を構築するように、整合回路Ｍ１，Ｍ２が設計される。送信経路と受信経路との間の分離は、受信信号経路に位置する帯域阻止フィルタＢＳによって増大される。そのようなデュプレクサＤは、たとえば、信号の同時送受信のためのＷＣＤＭＡバンドＩＩでの動作中に用いられることができる。

図２および図３は、アンテナ端子ＡＮＴ、送信アンプ端子ＰＡおよび受信アンプ端子ＬＮＡの間の帯域阻止フィルタＢＳの有無における例示的な伝達関数を示す。図２における曲線Ｔは、送信アンプ端子ＰＡとアンテナ端子ＡＮＴとの間の伝達関数を示す。曲線ＲＢは、受信アンプ端子ＬＮＡとアンテナ端子ＡＮＴとの間の伝達関数を示す。曲線Ｒは、受信アンプ端子ＬＮＡとアンテナ端子ＡＮＴとの間の伝達関数を示すが、比較の目的のために帯域阻止フィルタＢＳは存在しない。示された伝達関数は、既に整合している。

ＷＣＤＭＡバンドＩＩの場合、送信信号の通過帯域ＴＰは、１８５０〜１９１０ＭＨｚの間にあり、６０ＭＨｚの幅を有する。受信帯域は、送信帯域の上側にあり、上記の受信帯域は同様に、６０ＭＨｚの幅を有し、１９３０〜１９９０ＭＨｚの間にある。送信帯域および受信帯域は、したがって、互いにちょうど２０ＭＨｚ分離している。

伝達関数ＲとＲＢとの間の比較によって示されるように、送信周波数範囲において、送信信号のよりよい抑制は、帯域阻止フィルタがないよりも、帯域阻止フィルタＢＳによって起こる。さらに、伝達関数Ｒ，ＲＢは、実際には受信周波数範囲において完全に互いの頂上にあり、そのことは、帯域阻止フィルタＢＳが伝達関数にわずかに影響を与えるのみであるということを示す。受信フィルタＲＸの左側の通過帯域端部の勾配が変化しないまま維持されるということはさらに重要である。帯域阻止フィルタＢＳの設計は、送信フィルタＴＸおよび受信フィルタＲＸの設計とはさらに独立している。したがって、さらなる自由度によってフィルタ設計を単純化するために用いられることが可能な、新しい帯域阻止フィルタＢＳが構成される。

図３は、送信アンプ端子ＰＡと受信アンプ端子ＬＮＡとの間の分離を示す。曲線Ｉは、帯域阻止フィルタＢＳがない場合の分離を示し、曲線ＩＢは、帯域阻止フィルタＢＳがある場合の分離を示す。送信周波数範囲において、４０ｄＢから６０ｄＢの分離の改善が明らかである。

図４Ａ〜４Ｅは、送信フィルタＴＸ、帯域阻止フィルタＢＳおよび受信フィルタＲＸの構築に用いられることが可能なラダー構造の例示的実施例を示す。図４Ａは、直列共振器Ｓを示し、図４Ｂは、並列共振器Ｐを示す。図４Ｃ，４Ｄは、直列共振器Ｓと並列共振器Ｐの組合せを示す。図４Ｅは、２つの直列共振器Ｓ１，Ｓ２と１つの並列共振器Ｐとを備えるＴ配置を示す。ラダー構造は、多段ラダー構造を得るために、チェーン回路において互いに相互接続されることができる。段数およびラダー構造自身の選択は、フィルタ相互コンダクタンス、フィルタ帯域および挿入損失からなる要求から決定される。

図４に示されたラダー構造は「シングルエンド−シングルエンド」である。「平衡−平衡」の場合のための拡張は、地線（ground rail）において存在するフィルタ部分を鏡像反転させて、元の接地ノードへの接続をなくすことによって生じる。「平衡−平衡」の場合のための格子構造もまた可能である。

図４におけるラダー構造の共振器は、バターワース−バン ダイク モデル（Butterworth-van Dyke model）によって記述されることが可能な共振器であり得る。これらは、たとえば、バルク音波（ＢＡＷ）技術、表面音波（ＳＡＷ）技術、誘導バルク音波（ＧＢＡＷ）技術、他のマイクロ音波技術を用いた共振器、インダクタンスおよびキャパシタンス、または一般的に電気磁気的機能素子のような集中回路（concentrated network）素子からなる共振器である。これらの共振器は、それらがよく導通する共振と、それらがあまり導通しない反共振とを示す。これらの共振の外では、共振器は典型的に容量的振る舞いを示す。

各々の場合において反共振のみを有する共振器が、帯域阻止フィルタの直列共振器にとって十分である。共振は必要ではない。その１つの例が、インダクタンスとキャパシタンスとからなる並列共振回路である。各々の場合において共振のみを有する共振器は、帯域阻止フィルタの並列共振器にとって十分である。反共振は必要ではない。その１つの例は、音叉またはＭＥＭＳ振動子である。

図５は、送信フィルタＴＸ、帯域阻止フィルタＢＳおよび受信フィルタＲＸの例示的実施例を示す。この場合において、送信フィルタＴＸは、図４Ｃに従う２つのラダー構造と図４Ａに従う１つのラダー構造とのチェーン回路からなる。送信フィルタは、直列共振器ＳＴ１，ＳＴ２，ＳＴ３と並列共振器ＰＴ１，ＰＴ２とを備える。帯域阻止フィルタＢＳは、１段で実現され、図４Ｃに示されたラダー構造を有する。帯域阻止フィルタは、直列共振器ＳＢ１と並列共振器ＰＢ１とを備える。受信フィルタＲＸは、図４Ｄに従う２つのラダー構造と図４Ｂに従う１つのラダー構造とのチェーン回路からなる。受信フィルタは、直列共振器ＳＲ１，ＳＲ２と並列共振器ＰＲ１，ＰＲ２，ＰＲ３とを備える。インダクタンスＬ１２は、ＰＢ１の共振周波数をシフトさせる。さらに、端子ＬＮＡおよびＰＡにおいて整合素子を設けることが可能である。整合回路Ｍ２が存在しないことを考慮するならば、配置は、図１に示されたデュプレクサＤに対応する。

１つの例示的実施例において、並列共振器と直列共振器とはバルク音波（ＢＡＷ）共振器である。正確には、およそ２ＧＨｚの相対的に高い周波数において、ＢＡＷ共振器は、表面音波（ＳＡＷ）共振器と比較して、同じ寸法でよりよい電気的特性を有する。ＢＡＷ共振器は、実質的に、２つの電極の間に配置され、共振周波数においてともに振動する圧電層からなる。ＢＡＷ共振器の場合において、反共振の周波数は、共振の周波数の上側に位置する。代替的に、共振器はＧＢＡＷ共振器でもよい。

並列共振器は、直列共振器よりも低い共振周波数を有する。並列共振器が通過帯域経路にあるので、直列共振器は、その反共振によって、送信フィルタおよび受信フィルタの通過帯域の上側の端部を形成し、一方で、並列共振器は、接地へと散逸し、その共振によって、低いほうの端部を形成する。帯域は、周波数における違いによって設定されることができる。

ＢＡＷ製造技術の場合、２つの共振ｆｓ，ｆｐのみが通常１つのチップ上で利用可能である。２以上の共振周波数が可能であるが、より高いプロセスの支出と、従ってより低い部品の歩留まりとを意味する。送信フィルタＴＸと受信フィルタＲＸとは異なる中心周波数を有するので、それらは、したがって専用の基板ＣＴおよびＣＲに製造される。

図５において、帯域阻止フィルタＢＳは、送信フィルタＴＸと同じ基板ＣＴ上に集積化される。帯域阻止フィルタＢＳの共振器は、送信フィルタＴＸの共振器と同じ製造ステップによって製造される。帯域阻止フィルタと送信フィルタとは、したがって同じ共振器を有する。この方法において、帯域阻止フィルタＢＳのための追加の基板が必要ではなく、追加の処理ステップが除かれる。

しかしながら、同じ共振器を有する送信フィルタＴＸの通過帯域において帯域阻止フィルタＢＳを実現するために、共振器を異なって配置することが必要である。帯域阻止フィルタＢＳの並列共振器ＰＢ１は、したがって送信フィルタＴＸの直列共振器ＳＴ１，ＳＴ２またはＳＴ３と同じ共振器であり、同じ共振周波数において、インダクタンスＬ１２を介して接地ＧＮＤへと散逸される。帯域阻止フィルタＢＳの直列共振器ＳＢ１は、送信フィルタＴＸの並列共振器ＰＴ１，ＰＴ２と同じ共振器である。帯域阻止フィルタＢＳと送信フィルタＴＸとに同じ共振器が用いられるということにより、デュプレクサの設計においていくつかの制限が生じるが、後で説明するように、それらを回避することができる。

図５における帯域阻止フィルタＢＳは、送信フィルタＴＸとともに１つの基板ＣＴ上に集積化され、したがって、結果的に、製造の間におけるかなりの利点をもたらすが、帯域阻止フィルタＢＳは、専用の部品によって外的に、あるいは筐体内に集積化する方法によって製造されることもできる。

帯域阻止フィルタＢＳの共振器ＳＢ１，ＰＢ１は、受信フィルタＲＸの基板ＣＲ上に実現されることもまた可能である。しかしながら、このことは、異なる共振周波数を有する第３の、および、もし適切ならばさらなる共振器タイプを製造できる可能性がある、より複雑なＢＡＷ製造プロセスを必要とする。

図５における図示と対照的に、配置において、送信フィルタが、直列共振器から始まるか、あるいは直列共振器ＳＲが帯域阻止フィルタＢＳと送信フィルタの第１の並列共振器ＰＲ１との間に配置されるならば、有利である。

筐体内、デュプレクサモジュール内、あるいは回路基板上に配置された外部インダクタンスの使用と比較した、ＢＡＷ共振器を用いて製造された帯域阻止フィルタＢＳの１つの本質的な利点は、インダクタンス値が、共振器の周波数安定性および製造安定性に対して、相対的に大きな変動を受けるということである。典型的に特定され得る送信周波数分離は、したがって不必要に損なわれる。対照的に、図５に示された帯域阻止フィルタＢＳは、音波素子によって構成され、当該素子は、第１に周波数でトリミングされ、第２に、温度的に安定であり、ＢＡＷ共振器の場合にはおよそ−２０ｐｐｍ／Ｋである。典型的な分離は、したがって、より小さい余裕で具体化することができ、その結果として、製造プロセスからなる要求を低減することができ、あるいは、同じ製造プロセスにおける歩留まりが増加する。

受信フィルタＲＸの共振器は、ＢＡＷ共振器に代えてＳＡＷ共振器で製造されることも可能である。ＳＡＷ共振器は、追加的に、「シングルエンド」の「平衡」への整合を与えるとともに、よりよい電気的特性を有する可能性があるという利点を有する。ＳＡＷ技術とＢＡＷ技術との組合せは、ハイブリッドデュプレクサを形成する。

ここで、送信フィルタＴＸ、帯域阻止フィルタＢＳおよび受信フィルタＲＸをＳＡＷ共振器で実現することが可能である。この場合、ＳＡＷ素子は、単一の基板上に実現可能であるが、その理由は、ＳＡＷ製造技術の場合には異なる共振周波数を有する共振器が相対的に大きな支出を伴わず、たとえばインターデジタルトランスデューサ（ＩＤＴ）の適切なフィンガ周期を選択することによって実現されるためである。

帯域阻止フィルタＢＳの共振器の共振周波数を変更し、したがって電気的特性を最適化するために、多くの可能性がある。ＢＡＷ共振器の場合、追加の質量コーティングが適用され得るが、そのコーティングは共振器の振動質量を増加させる。１つの可能性は、一部分が除去可能な質量層を適用することからなる。質量コーティングを有する共振器は、したがって、追加の材料層を有さない、あるいは材料層が部分的にのみ存在する共振器よりも低い共振周波数を有する。

図５における帯域阻止フィルタＢＳは、送信フィルタＴＸとともに１つの基板ＣＴ上に集積化され、したがって製造の間におけるかなりの利点をもたらすが、帯域阻止フィルタＢＳは、専用の部品によって外的に、または筐体内に集積化する方式によって製造されることも可能である。

図６は、１つの共振器が複数の共振器を備え、したがってデュプレクサの設計に対するさらなる自由度を生じさせる例示的実施例を示す。図４Ａ，４Ｃと比較して、直列共振器Ｓは図６Ａ，６Ｂにおける直列共振器Ｓ１，Ｓ２によって置換えられている。図６Ｃは、並列共振器Ｐ１，Ｐ２によって、図４Ｃからの並列共振器Ｐの置換えを示す。図４Ｃと比較して、共振器Ｓ，Ｐは、図６Ｄにおける直列共振器Ｓ１，Ｓ２および並列共振器Ｐ１，Ｐ２に置換えられている。置換えられた共振器が元の共振器Ｓ，Ｐと同じ静電容量Ｃ０を有するために、これらの共振器は、もし、それらが直列に接続されるならば２倍の容量、すなわち２倍の領域を有していなければならず、もしそれらが並列に接続されるならば、半分の容量、すなわち半分の領域を有していなければならない。２倍を示す共振器の１つにおいて、共振周波数は、上記のように、元の共振器Ｓ，Ｐに対して相対的に最大で３％変化し得る。さらなる共振周波数では、最適化のためのさらなる可能性は、さらなる共振周波数を有するＢＡＷ共振器のための新しい製造プロセスの導入なしに生じる。

図７は、第１の端子１および第２の端子２を有する帯域阻止フィルタＢＳと、第１のインダクタンスＬ１および第２のインダクタンスＬ２を有する整合回路とを有する、例示的実施例を示す。帯域阻止フィルタＢＳは個別の直列共振器ＳＢ１からなり、同じ処理ステップによって同一基板ＣＴ上に送信フィルタＴＸの共振器とともに再び製造されることができる。ＳＢ１のＬ１，Ｌ２および静電容量は、受信信号の受信において、送信フィルタＴＸが受信フィルタＲＸから見てオープン回路を構築し、受信フィルタＲＸとアンテナ端子ＡＮＴとの間の反射が最小化されるように設計される。さらに、送信信号の送信において、受信フィルタＲＸは、送信フィルタＴＸから見てオープン回路を構築し、送信フィルタＴＸとアンテナ端子ＡＮＴとの間の反射が最小化されることを意図される。この場合、第１のインダクタンスＬ１は、送信フィルタＴＸをアンテナ端子ＡＮＴに整合する機能を果たす。直列共振器ＳＢ１の静電容量Ｃ０と第２のインダクタンスＬ２とを合わせて、第１のインダクタンスＬ１は受信フィルタＲＸの整合のために用いられるＰＩ回路を形成する機能を果たす。整合回路は、さらにインダクタンスＬ３，Ｌ４を備える。この場合、インダクタンスＬ３，Ｌ４は、送信フィルタＴＸと受信フィルタＲＸとを送信アンプ端子ＰＡと受信アンプ端子ＬＮＡとに整合させる機能を果たす。この場合、送信フィルタＴＸと受信フィルタＲＸとは任意の所望の方式で構成されることができる。整合は、また、たとえば並列インダクタンス、あるいは大部分、誘導性の特性を有する回路によって、異なるようにもたらされることができる。

帯域阻止フィルタＢＳは、送信周波数において高いインピーダンスの振る舞いを有するように、すなわちオープン回路を形成するように意図され、その結果、より容易な整合が可能である。この目的のため、第１の直列共振器ＳＢ１は、送信フィルタＴＸの通過帯域ＴＰの範囲において反共振周波数を有する。その結果、受信フィルタＲＸは、送信フィルタＴＸから見て常にオープン回路を構築する。この配置において第１の並列共振器の使用は不可能であるが、その理由は、その共振器が、送信周波数範囲において短絡回路をもたらすためである。直列共振器ＳＢ１は、送信フィルタＴＸの並列共振器であってもよく、その共振周波数は任意選択的に低下する。

直列共振器ＳＢ１の共振は、送信フィルタの左側の端部の損傷が生じないように、周波数に関して、送信フィルタの通過帯域側の最大で３％下にある。このことは、上記の手段を用いた直列共振器ＳＢ１の共振周波数の低下によって可能とすることができる。一般的に、この場合には、反共振が通過帯域の中央に正確に存在することは絶対的に必要ではない。

この問題に対するさらなる解決策は、帯域阻止フィルタＢＳに直列に接続されたインダクタンスの使用である。この方法において、同じ反共振位置を有する帯域阻止フィルタＢＳの共振は、低周波数側に引っ張られ、送信フィルタＴＸの左側の通過帯域の端部は損傷を受けないままとなる。しかしながら、およそ２ＧＨｚの周波数において、直列インダクタンスは、１０ｎＨより大きくならなければならず、その結果、この解決策はより高い周波数での適用に制限される。

図８は、並列共振器ＰＢ１による図７の拡張を示し、並列共振器は第２の端子に接続されるとともに、その第１の端子によって接地ＧＮＤに接続される。第１の直列共振器ＳＢ１の反共振は、それが低いほうの通過帯域端部の範囲に存在するように再び選ばれる。このことは、たとえば、ＢＡＷ技術を用いる共振器によってもたらされることができ、前記共振器の周波数は、追加の質量コーティングによって低くされる。送信フィルタＴＸの直列共振器は、並列共振器ＰＢ１で選ばれることができる。整合回路は、図７と比較して、その構造の点において変わらない。インダクタンスＬ２は、並列共振器ＰＢ１の存在により、有利に小さくなることができる。一番目のＳＢ１共振器は、送信フィルタＴＸを受信フィルタＲＸから切り離し、その結果として、整合が単純化される。反共振は、送信フィルタの通過帯域内にあるか、あるいは最大でおよそ３％下であり、共振は、左側の通過帯域の端部が損傷しないために、通過帯域の下に存在する。帯域阻止フィルタからなる要求に依存して、さらなる並列共振器もまた、第２の端子および接地ＧＮＤに接続されることが可能である。整合のため、並列共振器の第１の端子は、少なくとも一部において、また、直接的接続に代えてインダクタンスを介して接地ＧＮＤに接続されることができる。さらなる並列共振器の共振周波数は、最大で３％互いに異なり得る。

図９は、図７の変形を示し、直列共振器ＳＢ１は、直列に接続された２つの直列共振器ＳＢ１，ＳＢ２に置換えられている。ＰＩ回路として設計された、図７における整合回路の代わりに、受信フィルタＲＸの整合のためにＴ回路が用いられる。Ｔ回路のキャパシタンスは、直列共振器ＳＢ１，ＳＢ２の静電容量から形成される。Ｔ回路に必要なインダクタンスは、コイルＬ２によって与えられ、コイルＬ２は接続ノードＡに接続され、そのノードを介して、直列共振器ＳＢ１，ＳＢ２が互いに接続され、接地ＧＮＤに接続される。直列共振器ＳＢ１は再び、その反共振が送信フィルタＴＸの低いほうの通過帯域の端部にあるように、送信フィルタＴＸの並列共振器の低いほうの共振周波数を有する。第１のインダクタンスＬ１はアンテナ端子ＡＮＴにおいて主として誘導性の特性を与える。共振器ＳＢ２は、送信フィルタの並列共振器である。

図１０は、さらなる例示的実施例を示し、図９に基づく。図７〜９において、送信フィルタＴＸの整合は、受信フィルタＲＸの整合とは独立していない。この欠点は、図１０に示された整合回路で回避することができる。図９と比較して、第１のインダクタンスＬ１は、もはや第１の端子１をアンテナ端子ＡＮＴに接続しておらず、むしろ送信フィルタＴＸに接続する。しかしながら、受信フィルタＲＸのためのオープン回路条件の達成は、示された配置よりも難しい。もし、送信フィルタＴＸがたとえば図５のＳＴ３のような直列共振器を有し、その直列共振器を介して送信フィルタが第１のインダクタンスに接続されるならば有益である。アンテナ端子ＡＮＴは、受信周波数範囲においてオープン回路となっている。

図１１は、複数のフィルタＴＸ１，ＴＸ２，ＴＸ３，ＲＸ１，ＲＸ２が共通のノードＫに結合された例示的実施例を示す。そのような配置は、たとえば、複数の送信経路および受信経路が存在するモジュールでのアプリケーションにおいて存在する。各々の送信経路と各々の受信経路との間の高い分離は、既に述べたように、ここで望まれる。さらに、互いに関して十分に大きなバンドギャップを有するバンドパスフィルタが、もしそれらが共通のノードＫに接続されるならば、互いに容量性負荷のように動作するということによって生じる容量性の損失を最小化するということも意図される。送信経路と受信経路との間の分離は、上記の方式で達成され得る。バンドパスフィルタＴＸ１の挿入損失、その結果としてのバンドパスフィルタＴＸ２，ＴＸ３による容量性の損失を低減するために、帯域阻止フィルタＢＳがその上流に接続される。帯域阻止フィルタＢＳは、その反共振がおよそ第１のバンドパスフィルタＴＸ１の通過帯域の中心にある共振器であり得る。さらなるバンドパスフィルタＲＸ１、ＲＸ２による容量性の負荷は同じ方法でなくすことができる。要求される整合回路は図１１に示されていない。帯域阻止フィルタＢＳのための整合および共振器の選択のためのすべての上記のステップおよび、また、上記の変形も、図７〜１１に適用可能である。

１，２ 端子、ｆｐ 並列共振器の共振周波数、ｆｓ 直列共振器の共振周波数、Ａ 接続ノード、ＡＮＴ アンテナ端子、ＢＳ 帯域阻止フィルタ、Ｃ０ ＢＡＷ共振器の静電容量、ＣＴ 送信フィルタの基板、ＣＳ 受信フィルタの基板、Ｄ デュプレクサ、ＧＮＤ 接地、Ｉ 帯域阻止フィルタのない分離、ＩＢ 帯域阻止フィルタのある分離、Ｋ 共通のノード、Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４ インダクタンス、ＬＮＡ，ＬＮＡ１，ＬＮＡ２ 受信アンプ端子、Ｍ１，Ｍ２ 整合回路、Ｎ 共振器の数、ＰＡ，ＰＡ１，ＰＡ２ 送信アンプ端子、Ｐ，Ｐ１，Ｐ２ 並列共振器、ＰＢ１ 帯域阻止フィルタの並列共振器、ＰＴ１，ＰＴ２ 送信フィルタの並列共振器、ＰＲ１，ＰＲ２，ＰＲ３ 受信フィルタの並列共振器、Ｒ 受信フィルタの伝達関数、ＲＢ 帯域阻止フィルタを有する受信フィルタの伝達関数、ＲＸ，ＲＸ１，ＲＸ２ 受信フィルタ，第２のバンドパスフィルタ、Ｔ 送信フィルタの伝達関数、ＴＰ 送信フィルタの通過帯域、ＴＸ，ＴＸ１ 送信フィルタ，第１のバンドパスフィルタ、ＴＸ２，ＴＳ３ 第２のバンドパスフィルタ、Ｓ，Ｓ１，Ｓ２ 直列共振器、ＳＢ１，ＳＢ２ 帯域阻止フィルタの直列共振器、ＳＴ１，ＳＴ２，ＳＴ３ 送信フィルタの直列共振器、ＳＲ１，ＳＲ２ 受信フィルタの直列共振器。

Claims (46)

1. デュプレクサであって、
   アンテナ端子（ＡＮＴ）と、
   送信アンプ端子（ＰＡ）と、
   受信アンプ端子（ＬＮＡ）とを備え、
   前記送信アンプ端子（ＰＡ）は、送信フィルタ（ＴＸ）を介して前記アンテナ端子（ＡＮＴ）に結合され、
   前記受信アンプ端子（ＬＮＡ）は受信フィルタ（ＲＸ）に結合され、
   前記受信フィルタ（ＲＸ）は、帯域阻止フィルタ（ＢＳ）を介して前記アンテナ端子（ＡＮＴ）に結合され、
   前記送信フィルタ（ＴＸ）は通過帯域（ＴＰ）を有し、
   前記帯域阻止フィルタ（ＢＳ）は、前記送信フィルタ（ＴＸ）の前記通過帯域（ＴＰ）において阻止帯域を有し、
   前記送信フィルタ（ＴＸ）は、少なくとも１つの共振器（ＰＴ１，ＰＴ２，ＳＴ１，ＳＴ２，ＳＴ３）を備え、
   前記帯域阻止フィルタ（ＢＳ）は、前記送信フィルタ（ＴＸ）と同じ少なくとも１つの共振器（ＰＢ１，ＳＢ１，ＳＢ２）を備える、デュプレクサ。
2. 前記送信フィルタ（ＴＸ）と前記帯域阻止フィルタ（ＢＳ）とは、直列共振器（Ｓ，Ｓ１，Ｓ２，ＳＴ１，ＳＴ２，ＳＴ３，ＳＢ１）または、並列共振器（Ｐ，Ｐ１，Ｐ２，ＰＴ１，ＰＴ２，ＰＢ１）を有するラダー構造を備える、請求項１に記載のデュプレクサ。
3. 前記送信フィルタの少なくとも１つの並列共振器（Ｐ，Ｐ１，Ｐ２，ＰＴ１，ＰＴ２）は、前記送信フィルタの前記直列共振器（Ｓ，Ｓ１，Ｓ２，ＳＴ１，ＳＴ２，ＳＴ３）の共振周波数よりも低い共振周波数を有する、請求項２に記載のデュプレクサ。
4. 前記帯域阻止フィルタ（ＢＳ）の少なくとも１つの直列共振器（ＳＢ１，ＳＢ２）は、前記送信フィルタ（ＴＸ）の並列共振器（ＰＴ１，ＴＰ２）と同じ共振器である、請求項２または３に記載のデュプレクサ。
5. 前記帯域阻止フィルタ（ＢＳ）の少なくとも１つの並列共振器（ＰＢ１）は、前記送信フィルタ（ＴＸ）の直列共振器（ＳＴ１，ＳＴ２，ＳＴ３）と同じ共振器である、請求項２から４のいずれかに記載のデュプレクサ。
6. 前記帯域阻止フィルタ（ＢＳ）の少なくとも１つの直列共振器（ＳＢ１）の共振周波数は、前記帯域阻止フィルタ（ＢＳ）の残りの直列共振器（ＳＢ２）の共振周波数と異なる、請求項２から５のいずれかに記載のデュプレクサ。
7. 前記帯域阻止フィルタ（ＢＳ）の少なくとも１つの並列共振器の共振周波数は、前記帯域阻止フィルタ（ＢＳ）の残りの並列共振器の共振周波数と異なる、請求項４から６のいずれかに記載のデュプレクサ。
8. その共振周波数が他の共振器と異なる共振器（ＰＢ１，ＳＢ１）は、共振周波数を低下させるとともに、他の共振器（ＰＢ，ＳＢ）に存在しない、または同じ範囲に存在しない追加の質量コーティングを有する、請求項６または７に記載のデュプレクサ。
9. 前記追加の質量コーティングは、パッシベーション層、二酸化シリコン層、タングステン層、チタン層、アルミニウム層、モリブデン層、イリジウム層、ルテニウム層、窒化シリコン層、窒化アルミニウム層、酸化亜鉛層、チタン酸ジルコン酸鉛層、チタン酸バリウムストロンチウム層、または、いくつかの他の材料からなる層であり、
   前記層は、前記共振器の圧電層の上または下に適用されるか、あるいは前記圧電層を厚くする、請求項８に記載のデュプレクサ。
10. 前記送信フィルタ（ＴＸ）の前記共振器（ＰＴ１，ＰＴ２，ＳＴ１，ＳＴ２，ＳＴ３）と前記帯域阻止フィルタ（ＢＳ）の前記共振器（ＰＢ１，ＳＢ１，ＳＢ２）は、ＢＡＷ共振器であり、同一の基板（ＣＴ）上に配置される、請求項１から９のいずれかに記載のデュプレクサ。
11. 前記受信フィルタ（ＲＸ）の前記共振器（ＰＲ１，ＰＲ２，ＰＲ３，ＳＲ１，ＳＲ２）と前記帯域阻止フィルタ（ＢＳ）の前記共振器（ＰＢ１，ＳＢ１，ＳＢ２）は、ＢＡＷ共振器であり、同一の基板（ＣＴ）上に配置される、請求項１から９のいずれかに記載のデュプレクサ。
12. 前記送信フィルタ（ＴＸ）の前記共振器（ＰＴ１，ＰＴ２，ＳＴ１，ＳＴ２，ＳＴ３）、前記受信フィルタ（ＲＸ）の前記共振器（ＰＲ１，ＰＲ２，ＰＲ３，ＳＲ１，ＳＲ２）、および前記帯域阻止フィルタ（ＢＳ）の前記共振器（ＰＢ１，ＳＢ１，ＳＢ２）は、ＢＡＷ共振器であり、同一の基板（ＣＴ）上に配置される、請求項１から９のいずれかに記載のデュプレクサ。
13. 前記受信フィルタ（ＲＸ）は、少なくとも１つのＳＡＷ共振器（ＰＲ１，ＰＲ２，ＰＲ３，ＳＲ１，ＳＲ２）を備える、請求項１０から１２のいずれかに記載のデュプレクサ。
14. 前記送信フィルタ（ＴＸ）と前記帯域阻止フィルタ（ＢＳ）とは、ＢＡＷ共振器の代わりにＳＡＷ共振器を備え、
    前記受信フィルタ（ＲＸ）、前記送信フィルタ（ＴＸ）、および前記帯域阻止フィルタ（ＢＳ）の前記ＳＡＷ共振器（ＰＢ１，ＰＲ１，ＰＲ２，ＰＲ３，ＰＴ１，ＰＴ２，ＳＢ１，ＳＢ２，ＳＲ１，ＳＲ２，ＳＴ１，ＳＴ２，ＳＴ３）は、共通の基板（ＣＴ，ＣＲ）上に構成される、請求項１０から１３のいずれかに記載のデュプレクサ。
15. ＧＢＡＷ共振器がＢＡＷ共振器の代わりに用いられる、請求項１から１３のいずれかに記載のデュプレクサ。
16. 前記帯域阻止フィルタ（ＢＳ）の少なくとも１つの前記共振器（ＰＢ１，ＳＢ１，ＳＢ２）は、第１の共振周波数と、第１の静的キャパシタンスとを有し、少なくともＮ個の共振器（Ｓ１，Ｓ２，Ｐ１，Ｐ２）を備え、
    Ｎは２以上であり、
    前記Ｎ個の共振器の各々は、前記第１の静的キャパシタンスのＮ倍大きい静的キャパシタンスを有し、
    前記Ｎ個の共振器は、互いに直列に接続され、
    前記Ｎ個の共振器の少なくとも１つにおいて、共振周波数は、前記第１の共振周波数から最大で３％ずれている、請求項１から１５のいずれかに記載のデュプレクサ。
17. 前記帯域阻止フィルタ（ＢＳ）の少なくとも１つの前記共振器（ＰＢ１，ＳＢ１，ＳＢ２）は、第１の共振周波数と、第１の静的キャパシタンスとを有し、少なくともＮ個の共振器（Ｓ１，Ｓ２，Ｐ１，Ｐ２）を備え、
    Ｎは２以上であり、
    前記Ｎ個の共振器の各々は、前記第１の静的キャパシタンスのＮ倍小さい静的キャパシタンスを有し、
    前記Ｎ個の共振器は、互いに並列に接続され、
    前記Ｎ個の共振器の少なくとも１つにおいて、共振周波数は、前記第１の共振周波数から最大で３％ずれている、請求項１から１５のいずれかに記載のデュプレクサ。
18. 少なくとも１つの整合回路（Ｍ１，Ｍ２）をさらに備え、前記整合回路は、
    受信信号の受信において、
    前記送信フィルタ（ＴＸ）が、前記受信フィルタ（ＲＸ）から見てオープン回路を構築し、
    前記受信フィルタ（ＲＸ）と前記アンテナ端子（ＡＮＴ）との間の反射が最小化され、
    送信信号の送信において、
    前記受信フィルタ（ＲＸ）が、前記送信フィルタ（ＴＸ）から見てオープン回路を構築し、
    前記送信フィルタ（ＴＸ）と前記アンテナ端子（ＡＮＴ）との間の反射が最小化されるように設計される、先行する請求項のいずれかに記載のデュプレクサ。
19. 前記帯域阻止フィルタ（ＢＳ）は、第１の端子（１）と、第２の端子（２）とを有し、前記第１の端子（１）は、前記アンテナ端子（ＡＮＴ）と前記送信フィルタ（ＴＸ）とに接続され、前記第２の端子（２）は、前記受信フィルタ（ＲＸ）に接続され、
    前記整合回路（Ｍ１，Ｍ２）は、第１のインダクタンス（Ｌ１）と、第２のインダクタンス（Ｌ２）とを備え、前記第１のインダクタンス（Ｌ１）は、前記第１の端子（１）を接地（ＧＮＤ）に接続し、前記第２のインダクタンス（Ｌ２）は、前記第２の端子（２）を接地（ＧＮＤ）に接続する、請求項１８に記載のデュプレクサ。
20. 前記帯域阻止フィルタ（ＢＳ）は、前記第１の端子（１）に接続される第１の直列共振器（ＳＢ１）を備える、請求項１９に記載のデュプレクサ。
21. 前記第１の直列共振器（ＳＢ１）は、前記送信フィルタ（ＴＸ）の前記通過帯域（ＴＰ）に位置する反共振、または、周波数に関して最大で３％下の反共振を有する、請求項２０に記載のデュプレクサ。
22. 前記帯域阻止フィルタ（ＢＳ）は、さらに少なくとも１つの並列共振器（ＰＢ１）を備え、
    前記少なくとも１つの並列共振器（ＰＢ１）の第１の端子は、接地（ＧＮＤ）に接続され、
    前記少なくとも１つの並列共振器（ＰＢ１）の他の端子は、前記第２の端子（２）および前記第１の直列共振器（ＳＢ１）に接続される、請求項２０に記載のデュプレクサ。
23. 前記少なくとも１つの並列共振器（ＰＢ１）の少なくとも１つの前記第１の端子は、接地（ＧＮＤ）に、直接的にではなく、インダクタンス、キャパシタンス、またはインダクタンスとキャパシタンスとの組合せを介して接続される、請求項２２に記載のデュプレクサ。
24. 前記第１の直列共振器（ＳＢ１）は、前記送信フィルタ（ＴＸ）の低いほうの通過帯域の端部の領域において反共振を有し、前記並列共振器（ＰＢ１）は、前記送信フィルタ（ＴＸ）の前記通過帯域（ＴＰ）の中心の領域に位置する共振周波数を有する、請求項２３に記載のデュプレクサ。
25. 前記第１の直列共振器（ＳＢ１）は、前記送信フィルタ（ＴＸ）の並列共振器（ＰＴ１，ＰＴ２）と同じであるが、前記並列共振器（ＰＴ１，ＰＴ２）の共振周波数に対して相対的に前記第１の直列共振器（ＳＢ１）の共振周波数を低くする追加の質量コーティングを有し、
    前記第２の端子（２）に接続される前記並列共振器（ＰＢ１）は、前記送信フィルタ（ＴＸ）の直列共振器（ＳＴ１，ＳＴ２）と同じである、請求項２０から２４のいずれかに記載のデュプレクサ。
26. 前記帯域阻止フィルタ（ＢＳ）は、第１の端子（１）と第２の端子（２）と、接続ノード（Ａ）を介して直列に接続された２つの直列共振器（ＳＢ１，ＳＢ２）とを備え、前記２つの直列共振器のうちの一方の直列共振器（ＳＢ１）は、前記第１の端子（１）に接続され、他方（ＳＢ２）は、前記第２の端子（２）に接続され、
    前記第１の端子（１）は、前記送信フィルタ（ＴＸ）に接続され、前記第２の端子（２）は、前記受信フィルタ（ＲＸ）に接続され、
    前記整合回路（Ｍ１，Ｍ２）は、第１のインダクタンス（Ｌ１）と第２のインダクタンス（Ｌ２）とを備え、前記第１のインダクタンス（Ｌ１）は、前記第１の端子（１）を前記アンテナ端子（ＡＮＴ）に接続し、前記第２のインダクタンス（Ｌ２）は、前記接続ノード（Ａ）を接地（ＧＮＤ）に接続する、請求項１８に記載のデュプレクサ。
27. 前記第１の端子（１）は、前記送信フィルタ（ＴＸ）ではなく、前記アンテナ端子（ＡＮＴ）に接続され、
    前記第１のインダクタンス（Ｌ１）は、前記第１の端子（１）を、前記アンテナ端子（ＡＮＴ）ではなく、前記送信フィルタ（ＴＸ）に接続する、請求項２６に記載のデュプレクサ。
28. 前記第１の端子（１）に接続される前記直列共振器（ＳＢ１）は、前記送信フィルタ（ＴＸ）の低いほうの通過帯域の領域に反共振を有し、
    前記第２の端子（２）に接続される前記直列共振器（ＳＢ２）は、前記送信フィルタ（ＴＸ）の前記通過帯域（ＴＰ）の中心の領域に位置する反共振周波数を有する、請求項２６または２７に記載のデュプレクサ。
29. 前記第１の端子（１）に接続される前記直列共振器（ＳＢ１）は、前記送信フィルタ（ＴＸ）の並列共振器（ＰＴ１，ＰＴ２）と同じであるが、前記並列共振器（ＰＴ１，ＰＴ２）の共振周波数に対して相対的に前記直列共振器（ＳＢ１）の共振周波数を低くする追加の質量コーティングを有し、
    前記第２の端子（２）に接続される前記直列共振器（ＳＢ２）は、前記送信フィルタ（ＴＸ）の並列共振器（ＰＴ）と同じである、請求項２６から２８のいずれかに記載のデュプレクサ。
30. 前記第１の直列共振器（ＳＢ１）は、反共振を有するが共振を有していない、請求項２０から２９のいずれかに記載のデュプレクサ。
31. 少なくとも１つの並列共振器（ＰＢ１）は、共振を有するが反共振を有していない、請求項２０から２９のいずれかに記載のデュプレクサ。
32. 前記送信フィルタ（ＴＸ）は、直列共振器（ＳＴ）を備え、前記送信フィルタ（ＴＸ）は、前記直列共振器（ＳＴ）を介して前記第１の端子（１）に接続される、請求項２９から３１のいずれかに記載のデュプレクサ。
33. 前記整合回路（Ｍ１，Ｍ２）は、さらに、
    前記送信フィルタ（ＴＸ）を前記送信アンプ端子（ＰＡ）に接続するインダクタンス（Ｌ３）と、
    前記受信フィルタ（ＲＸ）を前記受信アンプ端子（ＬＮＡ）に接続するインダクタンス（Ｌ４）とを備える、請求項１８から３２のいずれかに記載のデュプレクサ。
34. さらなる端子（ＰＡ２，ＬＮＡ１，ＬＮＡ２）が設けられ、前記さらなる端子は、それぞれのフィルタ（ＴＸ２、ＴＸ３、ＲＸ１、ＲＸ２）とそれぞれの帯域阻止フィルタ（ＢＳ）とを介して前記アンテナ端子（ＡＮＴ）に結合され、前記それぞれの帯域阻止フィルタ（ＢＳ）の阻止帯域は、前記送信フィルタ（ＴＸ１）の通過帯域に位置する、先行する請求項のいずれかに記載のデュプレクサ。
35. 第１のバンドパスフィルタ（ＴＸ，ＴＸ１）と少なくとも１つの第２のバンドパスフィルタ（ＲＸ，ＲＸ１，ＲＸ２，ＴＸ２，ＴＸ３）との間の分離を増大させるための方法であって、
    前記第１のバンドパスフィルタ（ＴＸ，ＴＸ１）と前記少なくとも１つの第２のバンドパスフィルタ（ＲＸ，ＲＸ１，ＲＸ２，ＴＸ２，ＴＸ３）は、共通のノード（Ｋ）に結合され、
    前記少なくとも１つの第２のバンドパスフィルタ（ＲＸ，ＲＸ１，ＲＸ２，ＴＸ２，ＴＸ３）は、前記共通のノード（Ｋ）に、それぞれの帯域阻止フィルタ（ＢＳ）を介して結合され、前記それぞれの帯域阻止フィルタ（ＢＳ）は、前記第１のバンドパスフィルタ（ＴＸ，ＴＸ１）の通過帯域（ＴＰ）における抑制をもたらし、
    前記第１のバンドパスフィルタ（ＴＸ，ＴＸ１）のフィルタ機能と、前記帯域阻止フィルタ（ＢＳ）のフィルタ機能とは、各々の場合において、少なくとも１つの同じ共振器によって実現される、方法。
36. 前記第１のバンドパスフィルタ（ＴＸ，ＴＸ１）の共振器と、前記少なくとも１つの帯域阻止フィルタ（ＢＳ）の共振器とは、同一の基板（ＣＴ）上に実現される、請求項３５に記載の方法。
37. 前記同じ共振器は、同じ処理ステップによって実現される、請求項３６に記載の方法。
38. 前記帯域阻止フィルタ（ＢＳ）の少なくとも１つの共振器の共振周波数は、前記第１のバンドパスフィルタ（ＴＸ，ＴＸ１）の前記同じ共振器の共振周波数に対して相対的に低くされる、請求項３５から３７のいずれかに記載の方法。
39. 前記共振周波数は、前記共振器に適用された追加の質量コーティングによって低くされる、請求項３８に記載の方法。
40. 前記帯域阻止フィルタ（ＢＳ）と前記第１のバンドパスフィルタ（ＴＸ，ＴＸ１）との共振器は、ＢＡＷ共振器である、請求項３５から３９のいずれかに記載の方法。
41. 前記帯域阻止フィルタ（ＢＳ）の共振器は、ＳＡＷ共振器である、請求項３５から３９のいずれかに記載の方法。
42. 前記帯域阻止フィルタ（ＢＳ）の共振器は、ＧＢＡＷ共振器である、請求項３５から３９のいずれかに記載の方法。
43. 前記第１のバンドパスフィルタ（ＴＸ，ＴＸ１）、前記少なくとも１つの第２のバンドパスフィルタ（ＲＸ，ＲＸ１，ＲＸ２，ＴＸ２，ＴＸ３，ＲＸ）、および前記共通のノード（Ｋ）に結合されたアンテナは、
    前記第１のバンドパスフィルタ（ＴＸ，ＴＸ１）の通過帯域に位置する周波数において、
    前記第１のバンドパスフィルタ（ＴＸ，ＴＸ１）と前記アンテナとの間の電力の反射が最小化され、
    前記少なくとも１つの第２のバンドパスフィルタ（ＲＸ，ＲＸ１，ＲＸ２，ＴＸ２，ＴＸ３）が、前記第１のバンドパスフィルタ（ＴＸ，ＴＸ１）から見てオープン回路を構成し、
    前記少なくとも１つの第２のバンドパスフィルタ（ＲＸ，ＲＸ１，ＲＸ２，ＴＸ２，ＴＸ３）の通過帯域における各々の場合に位置する周波数において、
    各々の第２のバンドパスフィルタ（ＲＸ，ＲＸ１，ＲＸ２，ＴＸ２，ＴＸ３）と前記アンテナとの間の電力の反射が最小化され、
    前記第１のバンドパスフィルタ（ＴＸ，ＴＸ１）が、それぞれの前記第２のバンドパスフィルタ（ＲＸ，ＲＸ１，ＲＸ２，ＴＸ２，ＴＸ３）から見た各々の場合においてオープン回路を構成する、
    ように互いにインピーダンス整合される、請求項３５から４０のいずれかに記載の方法。
44. 前記帯域阻止フィルタ（ＢＳ）の少なくとも１つの共振器の静的キャパシタンスは、整合により変化する、請求項４３に記載の方法。
45. 前記帯域阻止フィルタ（ＢＳ）の少なくとも１つの前記共振器は、第１の共振周波数と、第１の静的キャパシタンスとを有し、少なくともＮ個の共振器によって実現され、
    共振器の数Ｎは、２以上であり、
    前記Ｎ個の共振器の各々は、前記第１の静的キャパシタンスのＮ倍大きい静的キャパシタンスを有し、
    前記Ｎ個の共振器は、互いに直列に接続され、
    前記共振器の少なくとも１つにおいて、共振周波数は、前記第１の共振周波数から最大で３％ずれている、請求項４３または４４に記載の方法。
46. 前記帯域阻止フィルタ（ＢＳ）の少なくとも１つの前記共振器は、第１の共振周波数と、第１の静的キャパシタンスとを有し、少なくともＮ個の共振器によって実現され、
    共振器の数Ｎは、２以上であり、
    前記Ｎ個の共振器の各々は、前記第１の静的キャパシタンスのＮ倍小さい静的キャパシタンスを有し、
    前記Ｎ個の共振器は、互いに並列に接続され、
    前記共振器の少なくとも１つにおいて、共振周波数は、前記第１の共振周波数から最大で３％ずれている、請求項４３または４４に記載の方法。

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