WO2019065861A1 - マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置 - Google Patents

マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置 Download PDF

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克也 大門
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Definitions

  • the present invention relates to a multiplexer including a filter including an elastic wave resonator, a high frequency front end circuit, and a communication device.
  • a filter used for such a multiplexer is configured, for example, using an elastic wave resonator.
  • an elastic wave device in which a high sound velocity film, a low sound velocity film, a piezoelectric film, and an IDT electrode are laminated in this order on a supporting substrate has been proposed (see, for example, Patent Document 1). ).
  • the elastic wave device has a high confinement efficiency of elastic wave energy in the thickness direction of the laminated substrate, can cope with high frequency, and can obtain a high Q value, so that a compact filter with small passing loss can be obtained. Suitable for
  • a stop band (a region where the wavelength of the elastic wave becomes constant due to the elastic wave being confined in a grating) is generated outside the passband of itself .
  • a relatively large stop band response is likely to occur.
  • stop band response does not matter in terms of the characteristics within the pass band of the filter itself, but in a multi-filter in which paths passing through a plurality of filters are connected to one another, they affect the characteristics of other filters, It can be a factor to deteriorate. Specifically, when the frequency at which the stop band response is generated is located within the pass band of another filter, this causes an increase in ripple (pass band ripple) in the pass band of the other filter.
  • the present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and an object of the present invention is to provide a multiplexer, a high frequency front end circuit, and a communication device capable of suppressing the response at the upper end of the stop band of the filter.
  • a multiplexer is disposed on a first path connecting a common terminal, a first terminal, and a second terminal, the common terminal and the first terminal, A first filter having a plurality of elastic wave resonators, and a second filter disposed on a second path connecting the common terminal and the second terminal and having a passband frequency higher than that of the first filter
  • the plurality of elastic wave resonators includes two or more series resonators disposed on the first path, and one or more parallel resonances disposed on a path connecting a node on the first path and a ground.
  • the first series resonator closest to the common terminal among the two or more series resonators is connected to the common terminal without the parallel resonator, and the plurality of elastic wave resonators Is formed on a substrate having piezoelectricity and the substrate
  • the reflective electrode index of at least one of the near first parallel resonators is less than the reflective electrode index of the remaining plurality of elastic wave resonators.
  • a multiplexer is disposed on a first path connecting a common terminal, a first terminal, and a second terminal, the common terminal and the first terminal, A first filter having a plurality of elastic wave resonators, and a second filter disposed on a second path connecting the common terminal and the second terminal and having a passband frequency higher than that of the first filter
  • the plurality of elastic wave resonators include one or more series resonators disposed on the first path, and two or more parallel resonators disposed on a path connecting the first path and a ground.
  • the two or more parallel resonators are the first parallel resonators located on the common terminal side as viewed from the first series resonator closest to the common terminal among the one or more series resonators; A plurality of parallel resonators located on the first terminal side;
  • the acoustic wave resonator includes a piezoelectric substrate, an IDT electrode including a pair of comb-like electrodes formed on the substrate, and a reflector having one or more reflective electrode fingers, The reflective electrode index of at least one of the parallel resonator and the first series resonator is less than the reflective electrode index of the remaining plurality of elastic wave resonators.
  • the second filter is greatly affected.
  • the stop band response of the one of the first series resonator and the first parallel resonator can be suppressed. Thereby, the response generated in the stop band of the first filter can be effectively suppressed, and the insertion loss in the pass band of the second filter can be reduced.
  • the multiplexer and the like according to the present invention it is possible to suppress the response generated in the stop band of the filter.
  • FIG. 1 is a basic configuration diagram of a multiplexer common to both the embodiment and the comparative example.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a first filter of the multiplexer according to the comparative example.
  • FIG. 3 is a schematic view showing a response generated in the stop band of the first filter according to the comparative example.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the return loss of the first filter in the comparative example.
  • FIG. 5 is a circuit configuration diagram showing a first filter of the multiplexer according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a plan view and a cross-sectional view schematically showing an elastic wave resonator of a first filter according to the first embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram showing the relationship between the reflective electrode index of the elastic wave resonator and the impedance.
  • FIG. 8A is a diagram showing the relationship between the reflective electrode index of the elastic wave resonator and the phase.
  • FIG. 8B is a diagram showing the relationship between the reflective electrode index of the elastic wave resonator and the phase.
  • FIG. 9A is a diagram showing the relationship between the reflective electrode index of the elastic wave resonator and the return loss.
  • FIG. 9B is a diagram showing the relationship between the reflective electrode index of the elastic wave resonator and the return loss.
  • FIG. 10 is a circuit configuration diagram of a first filter according to a first modification of the first embodiment.
  • FIG. 11 is a circuit configuration diagram of a first filter according to the second modification of the first embodiment.
  • FIG. 12 is a circuit diagram of a first filter of the multiplexer according to the second embodiment.
  • FIG. 13 is a circuit configuration diagram of a first filter according to Variation 1 of Embodiment 2.
  • FIG. 14 is a block diagram of the high frequency front end circuit according to the third embodiment.
  • FIG. 1 is a basic configuration diagram of a multiplexer 1 common to both the present embodiment and the comparative example.
  • the antenna element 2 connected to the common terminal Port1 is also shown in the same drawing.
  • the multiplexer 1 includes a common terminal Port1, a first terminal Port11, a second terminal Port21, a first filter 11, and a second filter 21.
  • the first filter 11 is disposed on a first path r1 connecting the common terminal Port1 and the first terminal Port11.
  • the second filter 21 is disposed on a second path r2 connecting the common terminal Port1 and the second terminal Port21.
  • the second filter 21 is set to have a frequency passband higher than that of the first filter 11.
  • FIG. 2 is a circuit configuration diagram showing the first filter 11 of the multiplexer 1 according to the comparative example.
  • the first filter 11 according to the comparative example is a ladder type filter including a plurality of elastic wave resonators.
  • the first filter 11 is disposed on a path connecting the first path r1 and the ground, and is a series resonator S1, S2, S3, S4, S5 which is an elastic wave resonator disposed on the first path r1.
  • the parallel resonators P1, P2, P3 and P4 which are elastic wave resonators are provided.
  • the series resonators S1 to S5 are arranged in this order from the common terminal Port1 to the first terminal Port11.
  • the parallel resonator P1 is connected between the series resonators S1 and S2, the parallel resonator P2 is connected between the series resonators S2 and S3, and the parallel resonator P3 is connected between the series resonators S3 and S4.
  • the parallel resonator P4 is connected between the series resonators S4 and S5.
  • all or part of the series resonators S1 to S5 and the parallel resonators P1 to P4 may be referred to as “resonators”.
  • FIG. 3 is a schematic view showing a response generated in the stop band of the first filter 11 according to the comparative example.
  • the thick lines in the graph in FIG. 3 indicate the impedance characteristics of the series resonator S1 having the resonance frequency f1 and the antiresonance frequency f2, and the thin lines in the graph indicate the insertion loss of the first filter 11 and the second filter 21. There is.
  • the stop band response is a spurious that is generated due to the reflector of the resonator, and appears as, for example, ripple-shaped impedance disturbance on the side where the frequency is higher than the antiresonance point of the resonator.
  • the stop band response by any of the resonators of the first filter 11 is generated at the frequency f3 in the pass band of the second filter 21
  • the frequency of the frequency f3 to be reflected by the first filter 11 is A part of the signal is not reflected but is lost, and ripples occur in the insertion loss in the pass band of the second filter 21.
  • the stop band response is generated outside the pass band of itself.
  • a filter having a small size and a small passing loss can be configured, but a relatively large stop band response is likely to occur. Therefore, a technique for suppressing the stop band response is required.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the return loss of the first filter 11 in the comparative example.
  • a resistance is inserted in one of the plurality of resonators of the first filter 11 as compared to the return loss when a predetermined frequency signal is input to the first filter 11 from the common terminal Port 1 side. It is a figure which shows the increment of the return loss at the time of inputting a predetermined
  • the predetermined frequency signal input to the first filter 11 is a signal that is the stop band of the first filter 11 and that includes the frequency of the pass band of the second filter 21.
  • the resistance inserted in the resonator represents a state in which a stop band response is generated in the resonator.
  • the return loss of the first filter 11 increases at different degrees depending on which resonator the resistor is inserted in, that is, in which resonator the stop band response is generated.
  • the return loss is the reflection loss of the first filter 11 viewed from the common terminal Port 1, and the larger the return loss, the smaller the reflection of the signal from the first filter 11. That is, since the frequency signal of the pass band of the second filter 21 is absorbed by the first filter 11, the insertion loss in the second filter 21 is increased.
  • the increment of the return loss is 0.7 dB at the maximum, and the resistance is inserted in the second nearest parallel resonator P1.
  • the return loss increment in the case is 0.38 dB at maximum.
  • the increment of return loss is 0.05 dB at the maximum, and the resistors are inserted into the fourth and subsequent resonators P2 to P4 and S3 to S5. In this case, the increment of return loss is about 0 dB, and it can be considered that the return loss hardly increases.
  • an increase in return loss in the first filter 11 is caused by the stop band response generated by the resonator located near the common terminal Port1, more specifically, the series resonator and the parallel resonator at the first stage on the common terminal Port1 side. If you Therefore, in order to reduce the insertion loss of the second filter 21, it is effective to take measures to suppress the stop band response to the series resonators and the parallel resonators on the first stage on the common terminal Port 1 side.
  • the resonator located near the common terminal Port 1 has a structure that suppresses the stop band response. Thereby, the insertion loss in the pass band of the 2nd filter 21 can be reduced.
  • Embodiment 1 The multiplexer 1 according to the first embodiment will be described with reference to FIGS. 1 and 5 to 9. Although there are constituent elements that overlap between the first embodiment and the comparative example described above, the overlapping constituent elements will be described again as the first embodiment.
  • the multiplexer 1 is a multiplexer (splitter) in which a plurality of filters having different passbands are provided, and terminals on the antenna side of the plurality of filters are bundled by the common terminal Port1.
  • the multiplexer 1 includes a common terminal Port 1, a first terminal Port 11, a second terminal Port 21, a first filter 11, and a second filter 21.
  • the common terminal Port 1 is provided in common to the first filter 11 and the second filter 21, and is connected to the first filter 11 and the second filter 21 inside the multiplexer 1.
  • the common terminal Port 1 is connected to the antenna element 2 outside the multiplexer 1. That is, the common terminal Port1 is also an antenna terminal of the multiplexer 1.
  • the first terminal Port 11 is connected to the first filter 11 inside the multiplexer 1.
  • the second terminal Port 21 is connected to the second filter 21 inside the multiplexer 1. Further, the first terminal Port11 and the second terminal Port21 are connected to an RF signal processing circuit (RFIC: Radio Frequency Integrated Circuit, not shown) outside the multiplexer 1 via an amplifier circuit or the like (not shown). .
  • RFIC Radio Frequency Integrated Circuit
  • the first filter 11 is disposed on a first path r1 connecting the common terminal Port1 and the first terminal Port11.
  • the first filter 11 is, for example, a reception filter that uses a downlink frequency band (reception band) in Band L (low band) as a pass band.
  • the second filter 21 is disposed on a second path r2 connecting the common terminal Port1 and the second terminal Port21.
  • the second filter 21 is, for example, a reception filter that uses a downlink frequency band (reception band) in Band H (high band) as a pass band.
  • the second filter 21 is set to have a higher pass band frequency than the first filter 11.
  • the first route r1 and the second route r2 are connected by a node N. That is, the node N is a point at which the first route r1 and the second route r2 are bundled.
  • the first path r 1 connecting the first filter 11 and the node N, the second path r 2 connecting the second filter 21 and the node N, or the node N and the common terminal Port 1 An impedance element such as an inductor for impedance matching may be connected to the connecting path or the like.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing the first filter 11.
  • the first filter 11 includes series resonators 111s, 112s, 113s, 114s, which are elastic wave resonators, and parallel resonators 111p, 112p, 113p.
  • resonator 110 all or part of the series resonators 111s to 114s and the parallel resonators 111p to 113p may be referred to as “resonator 110”.
  • the series resonators 111s to 114s are connected in series in this order from the common terminal Port1 side on a first path (serial arm) r1 connecting the common terminal Port1 and the first terminal Port11.
  • the parallel resonators 111p to 113p are on paths (parallel arms) connecting the nodes n1, n2 and n3 between the series resonators 111s to 114s adjacent to each other on the first path r1 and the reference terminal (ground). Are connected in parallel to each other.
  • the series resonator 111 s closest to the common terminal Port 1 is connected to the common terminal Port 1 without interposing the parallel resonators 111 p to 113 p.
  • One end of each of the parallel resonators 111p to 113p is connected to any one of the nodes n1, n2 and n3, and the other end is connected to a reference terminal.
  • the first filter 11 includes two or more series resonators (four series resonators in the present embodiment) disposed on the first path r1, the first path r1 and the reference terminal (ground). And a T-type ladder filter structure configured of one or more parallel resonators (three parallel resonators in the present embodiment) disposed on a path connecting the two.
  • the number of series resonators and parallel resonators of the first filter 11 is not limited to four and three, respectively, and two or more series resonators and one or more parallel resonators may be provided.
  • the parallel resonators may be connected to the reference terminal via an inductor.
  • impedance elements such as an inductor and a capacitor may be inserted or connected on the series arm or the parallel arm.
  • the reference terminals to which parallel resonators are connected are individualized, but whether the reference terminals are individualized or commonized is appropriately selected depending on, for example, the mounting layout of the first filter 11 or the like. It can be done.
  • the resonator 110 in the present embodiment is a surface acoustic wave (SAW) resonator.
  • SAW surface acoustic wave
  • the second filter 21 which is the other filter is not limited to the above configuration, and may be appropriately designed according to the required filter characteristics and the like.
  • the second filter 21 may not have a ladder type filter structure, and may be, for example, a longitudinally coupled filter structure.
  • each resonator constituting the second filter 21 is not limited to the SAW resonator, and may be, for example, a BAW (Bulk Acoustic Wave) resonator.
  • the second filter 21 may be configured without using a resonator, and may be, for example, an LC resonant filter or a dielectric filter.
  • FIG. 6 is a plan view and a sectional view schematically showing the resonator 110 of the first filter 11.
  • the resonator 110 shown by FIG. 6 is for demonstrating the typical structure of the said resonator 110, Comprising: The number of the electrode fingers which comprise an electrode, length, etc. are not limited to this. .
  • the resonator 110 is disposed in the elastic wave propagation direction X with respect to the pair of interdigital electrodes 32a and 32b and the pair of interdigital electrodes 32a and 32b opposed to each other. And a reflector 32c.
  • the pair of comb electrodes 32 a and 32 b constitute an IDT electrode 32.
  • the comb-tooth-like electrode 32a is disposed in a comb-tooth shape, and includes a plurality of parallel electrode fingers 322a and a bus bar electrode 321a connecting one ends of the plurality of electrode fingers 322a.
  • the comb-tooth-like electrode 32b is disposed in a comb-tooth shape, and includes a plurality of parallel electrode fingers 322b and a bus bar electrode 321b connecting one ends of the plurality of electrode fingers 322b.
  • the plurality of electrode fingers 322 a and 322 b are formed to extend in the direction orthogonal to the elastic wave propagation direction X.
  • the pair of reflectors 32 c is disposed in the elastic wave propagation direction X with respect to the pair of comb electrodes 32 a and 32 b. Specifically, the pair of reflectors 32 c is disposed so as to sandwich the pair of interdigital electrodes 32 a and 32 b in the elastic wave propagation direction X.
  • Each of the reflectors 32c includes M reflective electrode fingers 322c parallel to each other and a reflector bus bar electrode 321c connecting the plurality of reflective electrode fingers. In the pair of reflectors 32 c, reflector bus bar electrodes 321 c are formed along the elastic wave propagation direction X.
  • the IDT electrode 32 configured of the plurality of electrode fingers 322 a and 322 b and the bus bar electrodes 321 a and 321 b has a laminated structure of the adhesion layer 324 and the main electrode layer 325. Moreover, since the cross-sectional structure of the reflector 32c is the same as the cross-sectional structure of the IDT electrode 32, the description thereof is omitted below.
  • the adhesion layer 324 is a layer for improving the adhesion between the piezoelectric layer 327 and the main electrode layer 325, and, for example, Ti is used as a material.
  • the film thickness of the adhesion layer 324 is, for example, 12 nm.
  • the main electrode layer 325 for example, Al containing 1% of Cu is used as a material.
  • the film thickness of the main electrode layer 325 is, for example, 162 nm.
  • the protective layer 326 is formed to cover the IDT electrode 32.
  • the protective layer 326 is a layer for protecting the main electrode layer 325 from the external environment, adjusting frequency temperature characteristics, enhancing moisture resistance, and the like, and is, for example, a film mainly composed of silicon dioxide. .
  • the film thickness of the protective layer 326 is, for example, 25 nm.
  • the IDT electrode 32 and the reflector 32c are disposed on the main surface of the substrate 320 described below.
  • the layered structure of the substrate 320 in the present embodiment will be described.
  • the substrate 320 includes a high sound velocity support substrate 329, a low sound velocity film 328, and a piezoelectric layer 327, and the high sound velocity support substrate 329, the low sound velocity film 328 and the piezoelectric layer 327 It has a stacked structure in this order.
  • the piezoelectric layer 327 is a piezoelectric film in which the IDT electrode 32 and the reflector 32 c are disposed on the main surface.
  • the piezoelectric layer 327 may be, for example, a 50 ° Y-cut X-propagation LiTaO 3 piezoelectric single crystal or a piezoelectric ceramic (lithium tantalate single crystal cut at a plane whose normal line is rotated by 50 ° from the Y axis with the X axis as the central axis). It is a crystal or a ceramic, and is made of a single crystal or a ceramic in which a surface acoustic wave propagates in the X-axis direction.
  • the thickness of the piezoelectric layer 327 is 3.5 ⁇ or less, for example, 600 nm, where ⁇ is a wavelength of an elastic wave determined by the electrode pitch of the IDT electrode 32.
  • the high sound velocity support substrate 329 is a substrate that supports the low sound velocity film 328, the piezoelectric layer 327, and the IDT electrode 32. Further, the high sound velocity support substrate 329 is a substrate in which the sound velocity of the bulk wave in the high sound velocity support substrate 329 is higher than the surface acoustic wave or boundary acoustic wave propagating through the piezoelectric layer 327. It is confined in the portion where the piezoelectric layer 327 and the low sound velocity film 328 are stacked, and functions so as not to leak below the high sound velocity support substrate 329.
  • the high sound velocity support substrate 329 is, for example, a silicon substrate, and the thickness is, for example, 125 ⁇ m.
  • the low sound velocity film 328 is a film in which the sound velocity of the bulk wave in the low sound velocity film 328 is lower than the sound velocity of the bulk wave propagating through the piezoelectric layer 327. Placed in between. Due to this structure and the property that energy concentrates in a medium in which the elastic wave is inherently low in sound velocity, leakage of surface acoustic wave energy to the outside of the IDT electrode 32 is suppressed.
  • the low sound velocity film 328 is, for example, a film containing silicon dioxide as a main component.
  • the thickness of the low sound velocity film 328 is equal to or less than 2 ⁇ , for example, 670 nm, where ⁇ is a wavelength of an elastic wave determined by the electrode pitch of the IDT electrode 32.
  • the above laminated structure of the substrate 320 in the present embodiment it is possible to significantly increase the Q value at the resonant frequency and the antiresonant frequency, for example, as compared with the conventional structure using a piezoelectric substrate in a single layer. It becomes.
  • the laminated structure since the confinement efficiency of the elastic wave energy in the thickness direction of the substrate 320 is increased, the stop band response generated by the resonator 110 is hardly attenuated. Therefore, in the resonator 110 according to the present embodiment having the above-described laminated structure, it is necessary to take measures for further suppressing the stop band response.
  • At least one of the reflectors of the series resonator 111s closest to the common terminal Port1 and the parallel resonator 111p closest to the common terminal Port1 is the remaining resonators 112s to 114s and 112p. , And 113p, it is composed of a smaller number of reflective electrode fingers 322c.
  • FIG. 7 is a diagram comparing the impedances of the resonators 110 according to the difference in the number of reflective electrode fingers 322c that constitute the reflectors 32c. Specifically, FIG. 7 is a diagram showing the relationship between the frequency and the impedance when the reflective electrode index constituting each reflector 32 c is 0 and 41, respectively.
  • the fact that the reflective electrode index is zero means that the resonator 110 does not have the reflector 32 c.
  • the disturbance of the impedance in the stop band of the first filter 11 is relatively large, and becomes clear around the frequency 2700 MHz which is the pass band of the second filter 21. Stop band response is shown.
  • the disturbance of the impedance in the stop band of the first filter 11 is small, and the stop band in the pass band of the second filter 21 The response is barely visible.
  • FIG. 8A is a diagram showing the relationship between the frequency and the phase of the resonator 110, and is a diagram in which the impedance shown in FIG. 7 is converted into a phase using an S parameter.
  • FIG. 9A shows the phase converted from the impedance (not shown in FIG. 7) for reflection electrode indices 11, 21, and 31, respectively, in addition to the impedance for reflection electrode indices 0 and 41. ing.
  • the impedance is converted into a phase as described above, the difference in stop band response when the reflective electrode index is changed appears notably as a difference in phase.
  • the phase increases at the stop band of the first filter 11, and a stop band response appears.
  • the phase is large when the reflective electrode index is 41, and the phase decreases as the reflective electrode index is gradually reduced.
  • the reflective electrode index is 11
  • the phase in the stop band of the first filter 11 is small, and the stop band response hardly appears.
  • FIG. 8B is a diagram showing the relationship between the reflective electrode index of the resonator 110 and the maximum value of the phase in the stop band of the first filter 11. Specifically, FIG. 8B is a graph in which the reflection electrode index of the resonator 110 shown in FIG. 8A is taken on the horizontal axis and the phase is taken on the vertical axis, and the maximum value of the phase in the stop band is plotted for each reflection electrode index. It is.
  • FIG. 9A is a diagram showing the return loss of the first filter 11.
  • FIG. 11 is a diagram showing the relationship between the frequency of the first filter 11 and the return loss when the reflective electrode index of the series resonator 111 s is changed.
  • the return loss is a ratio of the strength of the signal input from the common terminal Port1 to the first filter 11 and the strength of the signal output from the common terminal Port1. As the return loss is larger, the reflection of the signal is smaller, which means that the insertion loss of the second filter 21 is increased.
  • the reflective electrode index of each of the series resonators 112s to 114s and the parallel resonators 111p to 113p is a constant number regardless of the reflective electrode index of the series resonator 111s.
  • the return loss is large in the vicinity of the frequency 2700 MHz which is the stop band. Looking at this for each reflective electrode index, the return loss is large when the reflective electrode index is 41, and the return loss decreases as the reflective electrode index is gradually reduced. For example, when the reflective electrode index is 11, almost no return loss appears in the vicinity of the frequency 2700 MHz which is the stop band of the first filter 11.
  • FIG. 9B is a view showing the relationship between the reflective electrode index of the series resonator 111 s and the maximum value of the return loss in the stop band of the first filter 11. Specifically, FIG. 9B plots the maximum value of the return loss in the stop band for each reflective electrode index in a graph in which the horizontal axis represents the reflective electrode index of the series resonator 111s shown in FIG. 9A and the return loss is the vertical axis.
  • FIG. 9B plots the maximum value of the return loss in the stop band for each reflective electrode index in a graph in which the horizontal axis represents the reflective electrode index of the series resonator 111s shown in FIG. 9A and the return loss is the vertical axis.
  • the reflection of the series resonator 111s constituting the first filter 11 is performed under the condition that the reflection electrode index of the series resonators 112s to 114s and the parallel resonators 111p to 113p is a fixed number.
  • the electrode index By setting the electrode index to 11 or less, the return loss of the first filter 11 can be reduced.
  • the stop band response can be reduced by using the resonator 110 having a smaller reflective electrode index than in the case of using the resonator 110 having a larger reflective electrode index. Therefore, the stop band response of the first filter 11 is reduced by reducing the number of the reflecting electrode fingers of at least one of the series resonator 111s and the parallel resonator 111p to less than the reflecting electrode fingers of the resonators 112s to 114s, 112p, and 113p. The insertion loss of the second filter 21 can be effectively reduced.
  • the multiplexer 1 includes a first filter 11 disposed on a first path r1 connecting the common terminal Port1, the first terminal Port11, and the second terminal Port21, and the common terminal Port1 and the first terminal Port11. And a second filter 21 disposed on a second path r2 connecting the common terminal Port1 and the second terminal Port21 and having a passband frequency higher than that of the first filter 11.
  • the first filter 11 includes two or more series resonators (for example, series resonators 111s to 114s) disposed on the first path r1 and the series resonators 111s to 114s adjacent to each other on the first path r1. It has one or more parallel resonators (for example, parallel resonators 111p to 113p) arranged on a path connecting nodes n1 to n3 and the ground, and a common terminal Port1 among two or more series resonators 111s to 114s.
  • the series resonator 111 s closest to is connected to the common terminal Port 1 without interposing the parallel resonators 111 p to 113 p.
  • Each of the two or more series resonators 111s to 114s and the one or more parallel resonators 111p to 113p is an IDT electrode 32 including a pair of comb-like electrodes 32a and 32b formed on a substrate 320 having piezoelectricity. And a reflector 32 c having one or more reflective electrode fingers.
  • the reflective electrode index of at least one of the series resonator 111s and the parallel resonator 111p is smaller than the reflective electrode index of the resonators 112s to 114s, 112p, and 113p.
  • the series resonator 111 s is an example of a first series resonator
  • the parallel resonator 111 p is an example of a first parallel resonator
  • the resonators 112 s to 114 s, 112 p and 113 p are the remaining plurality of elastic wave resonances. It is an example of a child.
  • At least one of the reflection electrode indices of the series resonator 111s closest to the common terminal Port1 and the parallel resonator 111p closest to the common terminal Port1 is the reflection electrode of any of the remaining resonators 112s to 114s, 112p, and 113p.
  • the reflective electrode fingers of both of the series resonator 111 s and the parallel resonator 111 p are selected more than the reflective electrode fingers of the remaining resonators 112 s to 114 s, 112 p, and 113 p. Configure less.
  • FIG. 10 is a circuit configuration diagram of the first filter 11 according to the first modification of the first embodiment.
  • the first filter 11 according to the first modification includes a parallel resonator 111 a instead of the parallel resonator 111 p shown in the first embodiment.
  • the parallel resonator 111a is an example of a first parallel resonator disposed at a position closest to the common terminal Port1 among the plurality of parallel resonators 111a, 112p, and 113p.
  • the reflection electrode indices of both the series resonator 111s and the parallel resonator 111a are smaller than the reflection electrode indices of any of the remaining resonators 112s to 114s, 112p, and 113p.
  • the reflective electrode index of the series resonator 111s and the reflective electrode index of the parallel resonator 111a may be the same or different.
  • both of the series resonator 111s and the parallel resonator 111a that affect the second filter 21 have the above configuration.
  • the response in the stop band of the first filter 11 can be further suppressed.
  • the multiplexer 1 according to the second modification of the first embodiment is configured such that the series resonator 111s of the first filter 11 is a divided resonator.
  • FIG. 11 is a circuit configuration diagram of the first filter 11 according to the second modification of the first embodiment.
  • the series resonator 111s of the first filter 11 is composed of two series resonators 111b and 111c connected in series.
  • the reflective electrode index of any of the series resonators 111b and 111c is smaller than the reflective electrode index of any of the resonators 112s to 114s, 112p, and 113p.
  • the reflective electrode index of the series resonator 111b and the reflective electrode index of the series resonator 111c may be the same or different.
  • the multiplexer 1 of the second embodiment differs from the first filter 11 of the first embodiment having a T-type ladder filter structure in that the first filter 11A has a ⁇ -type ladder filter structure.
  • FIG. 12 is a circuit configuration diagram of the first filter 11A of the multiplexer 1 according to the second embodiment.
  • the first filter 11A includes series resonators 111s to 114s and parallel resonators 111d and 111p to 113p.
  • the series resonators 111s to 114s are connected in series in this order from the common terminal Port1 side on a first path (serial arm) r1 connecting the common terminal Port1 and the first terminal Port11.
  • the parallel resonator 111d is connected to a path (parallel arm) connecting a node n0 between the common terminal Port1 and the series resonator 111s and a reference terminal (ground).
  • the parallel resonator 111d closest to the common terminal Port1 is connected to the common terminal Port1 without interposing the series resonators 111s to 114s.
  • the parallel resonators 111p to 113p are connected in parallel to one another on a path connecting the nodes n1, n2 and n3 between the series resonators 111s to 114s adjacent to each other on the first path r1 and the reference terminal. There is.
  • one or more series resonators (for example, four series resonators 111s to 114s) disposed on the first path r1 and a path connecting the first path r1 and the reference terminal It has a ⁇ -type ladder filter structure composed of two or more parallel resonators (for example, four parallel resonators 111d and 111p to 113p) disposed on the upper side.
  • the reflective electrode indices of at least one of the parallel resonator 111d and the series resonator 111s are smaller than the reflective electrode indices of the resonators 112s to 114s and 111p to 113p.
  • the series resonator 111s is an example of a first series resonator
  • the parallel resonator 111d is an example of a first parallel resonator
  • the resonators 112s to 114s and 111p to 113p are examples of the remaining resonators. is there.
  • the series resonators 111 s to 114 s and the parallel resonators 111 d and 111 p to 113 p constituting the first filter 11 A at least one of the parallel resonator 111 d and the series resonator 111 s exerting greater influence on the second filter 21 has the above configuration By having it, the response which arises in the stop band of the 1st filter 11A can be controlled.
  • the reflection electrode indices of both the parallel resonator 111d and the series resonator 111s may be smaller than the reflection electrode indices of any of the remaining resonators 112s to 114s and 111p to 113p.
  • the reflective electrode index of the parallel resonator 111 d and the reflective electrode index of the series resonator 111 s may be the same or different.
  • both of the parallel resonator 111d and the series resonator 111s affecting the second filter 21 have the above configuration.
  • the response in the stop band of the first filter 11 can be further suppressed.
  • the parallel resonators 111d of the first filter 11A are configured by divided resonators.
  • FIG. 13 is a circuit configuration diagram of the first filter 11A according to the first modification of the second embodiment. As shown in FIG. 13, in the first filter 11A, the resonators 111e and 111f connected in series and the resonators 111g and 111h connected in series are connected in parallel with each other to form a parallel resonator 111d. ing.
  • the reflective electrode index of any of the resonators 111e to 111h constituting the parallel resonator 111d is the same as the reflective electrode index of any of the resonators 112s to 114s and 111p to 113p. There are also few.
  • the reflective electrode indices of the resonators 111e to 111h may be the same as or different from each other.
  • the multiplexer according to the above-described first and second embodiments and the variation thereof can be applied to a high frequency front end circuit, and further to a communication apparatus provided with the high frequency front end circuit. Therefore, in the present embodiment, such a high frequency front end circuit and communication apparatus will be described.
  • FIG. 14 is a block diagram of the high frequency front end circuit 30 according to the third embodiment.
  • the figure also shows the antenna element 2 connected to the high frequency front end circuit 30, the RF signal processing circuit (RFIC) 3 and the baseband signal processing circuit (BBIC) 4 together.
  • the high frequency front end circuit 30, the RF signal processing circuit 3 and the baseband signal processing circuit 4 constitute a communication device 40.
  • the high frequency front end circuit 30 includes the multiplexer 1 according to the first embodiment, the receiving switch 13 and the transmitting switch 23, the low noise amplifier circuit 14, and the power amplifier circuit 24.
  • the multiplexer 1 comprises four filters. Specifically, the multiplexer 1 includes the filter 12 and the filter 22 in addition to the first filter 11 and the second filter 21.
  • the filter 12 is a transmission filter having an uplink frequency band (transmission band) as a pass band, and is disposed on a path connecting the common terminal Port1 and the individual terminal Port12.
  • the filter 22 is a transmission filter having an upstream frequency band (transmission band) as a pass band, and is disposed on a path connecting the common terminal Port1 and the individual terminal Port22.
  • the reception side switch 13 is a switch circuit having two selection terminals individually connected to the first terminal Port11 and the second terminal Port21, which are output terminals of the multiplexer 1, and a common terminal connected to the low noise amplifier circuit 14. is there.
  • the transmission side switch 23 is a switch circuit having two selection terminals individually connected to the individual terminals Port12 and Port22 which are input terminals of the multiplexer 1, and a common terminal connected to the power amplifier circuit 24.
  • the reception side switch 13 and the transmission side switch 23 respectively connect the common terminal and a signal path corresponding to a predetermined band in accordance with a control signal from a control unit (not shown), and, for example, SPDT (Single Pole) It consists of switches of the Double Throw type.
  • SPDT Single Pole
  • the number of selection terminals connected to the common terminal is not limited to one, and may be plural. That is, the high frequency front end circuit 30 may support carrier aggregation.
  • the low noise amplifier circuit 14 is a reception amplification circuit that amplifies a high frequency signal (here, a high frequency reception signal) that has passed through the antenna element 2, the multiplexer 1, and the reception side switch 13 and outputs the signal to the RF signal processing circuit 3.
  • a high frequency signal here, a high frequency reception signal
  • the power amplifier circuit 24 is a transmission amplifier circuit that amplifies a high frequency signal (here, high frequency transmission signal) output from the RF signal processing circuit 3 and outputs the amplified high frequency signal to the antenna element 2 via the transmission switch 23 and the multiplexer 1. .
  • the RF signal processing circuit 3 performs signal processing on the high frequency reception signal input from the antenna element 2 via the reception signal path by down conversion or the like, and the reception signal generated by the signal processing is processed in the baseband signal processing circuit 4 Output to Further, the RF signal processing circuit 3 performs signal processing of the transmission signal input from the baseband signal processing circuit 4 by up conversion or the like, and outputs a high frequency transmission signal generated by the signal processing to the power amplifier circuit 24.
  • the RF signal processing circuit 3 is, for example, an RFIC.
  • the signal processed by the baseband signal processing circuit 4 is used, for example, as an image signal for displaying an image or as an audio signal for calling.
  • the high frequency front end circuit 30 may include other circuit elements between the above-described components.
  • the multiplexer 1 according to the first embodiment, by providing the multiplexer 1 according to the first embodiment, the stop band response generated outside the pass band of the first filter 11 is suppressed. And the insertion loss occurring in the pass band of the second filter 21 can be reduced.
  • the high frequency front end circuit 30 is replaced with the first filter 11 of the first modification of the first embodiment instead of the first filter 11 of the multiplexer 1 according to the first embodiment, and the second embodiment and the second embodiment.
  • the first filter 11A according to the first modification may be provided.
  • the communication device 40 may not include the baseband signal processing circuit 4 according to the processing method of the high frequency signal.
  • the multiplexer, the high frequency front end circuit, and the communication apparatus according to the embodiment of the present invention have been described above with the embodiment and the modification thereof, the present invention can be applied to any configuration in the above embodiment and modification.
  • the present invention also includes various devices incorporating a front end circuit and a communication device.
  • a multiplexer including four filters has been described as an example, but in the present invention, for example, triplexors in which the antenna terminals of the three filters are common, and antenna terminals of the six filters in common
  • the present invention can also be applied to formulated hexaplexers. That is, the multiplexer only needs to have two or more filters.
  • both the first filter and the second filter are reception filters.
  • the present invention is not limited to the application and the like of the first and second filters, and can be applied as long as the multiplexer is such that the stop band response of the first filter is located within the pass band of the second filter. For this reason, at least one of the first and second filters may be a reception filter.
  • the multiplexer is not limited to the configuration including both the transmission filter and the reception filter, and may be configured to include only the transmission filter or only the reception filter.
  • the resonator 110 does not have the offset electrode finger (an electrode protruding from the other bus bar electrode facing the electrode finger).
  • the present invention is not limited to this.
  • Each resonator may have offset electrode fingers.
  • the material which comprises the adhesion layer 324 of the IDT electrode 32 and the reflector 32c, the main electrode layer 325, and the protective layer 326 is not limited to the material mentioned above.
  • the IDT electrode 32 may not have the above-described laminated structure.
  • the IDT electrode 32 may be made of, for example, a metal or alloy such as Ti, Al, Cu, Pt, Au, Ag, Pd or the like, and is made of a plurality of laminates made of the above metals or alloys May be
  • the protective layer 326 may not be formed.
  • the high sound velocity support substrate 329 is the sound velocity of the bulk wave propagating through the support substrate and the elastic waves of surface waves and boundary waves propagating through the piezoelectric layer 327. It may have a structure in which a high sound velocity film in which the velocity is high is stacked.
  • the IDT electrode 32 constituting the first filter 11 is formed on the substrate 320 having the piezoelectric layer 327.
  • the substrate on which the IDT electrode 32 is formed is piezoelectric
  • the piezoelectric substrate may be a single layer of the body layer 327.
  • the piezoelectric substrate in this case is made of, for example, a piezoelectric single crystal of LiTaO 3 or another piezoelectric single crystal such as LiNbO 3 .
  • the substrate 320 on which the IDT electrode 32 is formed may have a structure in which a piezoelectric layer is stacked on a supporting substrate, as well as one in which the whole is formed of a piezoelectric layer, as long as the substrate has piezoelectricity.
  • the piezoelectric layer 327 uses 50 ° Y-cut X-propagation LiTaO 3 single crystal, but the cut angle of the single crystal material is not limited to this.
  • the laminated structure, material and may be changed in thickness, and LiTaO 3 piezoelectric substrate or LiNbO 3 piezoelectric substrate having a cut angle other than the above Even with the surface acoustic wave filter, it is possible to obtain the same effect.
  • a multiplexer includes a plurality of elastic wave resonators disposed on a first path connecting a common terminal, a first terminal, and a second terminal, the common terminal and the first terminal.
  • a plurality of elastic wave resonators comprising: a first filter; and a second filter disposed on a second path connecting the common terminal and the second terminal and having a passband frequency higher than that of the first filter.
  • the first series resonator closest to the common terminal among the series resonators described above is connected to the common terminal without the parallel resonator interposed therebetween, and the plurality of elastic wave resonators have piezoelectricity.
  • One reflective electrode index is less than the reflective electrode indices of the remaining plurality of elastic wave resonators.
  • the second filter is greatly affected.
  • the stop band response of the one of the first series resonator and the first parallel resonator can be suppressed. Thereby, the response generated in the stop band of the first filter can be effectively suppressed, and the insertion loss in the pass band of the second filter can be reduced.
  • the reflective electrode index of the first series resonator and the first parallel resonator may be smaller than the reflective electrode index of the remaining plurality of elastic wave resonators.
  • the first series affecting the second filter by setting the reflection electrode indices of both the first series resonator and the first parallel resonator to be smaller than the reflection electrode indices of the remaining elastic wave resonators.
  • the stop band responses of both the resonator and the first parallel resonator can be suppressed. Thereby, the response generated in the stop band of the first filter can be effectively suppressed, and the insertion loss in the pass band of the second filter can be reduced.
  • a multiplexer is disposed on a first path connecting a common terminal, a first terminal, and a second terminal, the common terminal and the first terminal, A first filter having a plurality of elastic wave resonators, and a second filter disposed on a second path connecting the common terminal and the second terminal and having a passband frequency higher than that of the first filter
  • the plurality of elastic wave resonators include one or more series resonators disposed on the first path, and two or more parallel resonators disposed on a path connecting the first path and a ground.
  • the two or more parallel resonators are the first parallel resonators located on the common terminal side as viewed from the first series resonator closest to the common terminal among the one or more series resonators; A plurality of parallel resonators located on the first terminal side;
  • the acoustic wave resonator includes a piezoelectric substrate, an IDT electrode including a pair of comb-like electrodes formed on the substrate, and a reflector having one or more reflective electrode fingers, The reflective electrode index of at least one of the parallel resonator and the first series resonator is less than the reflective electrode index of the remaining plurality of elastic wave resonators.
  • the second filter is greatly affected by reducing the reflective electrode index of at least one of the first parallel resonator and the first series resonator to be smaller than the reflective electrode index of the remaining elastic wave resonators.
  • the one stop band response of the first parallel resonator and the first series resonator can be suppressed. Thereby, the response generated in the stop band of the first filter can be effectively suppressed, and the insertion loss in the pass band of the second filter can be reduced.
  • the reflective electrode index of the first parallel resonator and the first series resonator may be smaller than the reflective electrode index of the remaining plurality of resonators.
  • the second filter is affected by setting the reflection electrode indices of both the first parallel resonator and the first series resonator to be smaller than the reflection electrode indices of the remaining plurality of elastic wave resonators.
  • the stop band responses of both the first parallel resonator and the first series resonator can be suppressed. Thereby, the response generated in the stop band of the first filter can be effectively suppressed, and the insertion loss in the pass band of the second filter can be reduced.
  • the substrate includes a piezoelectric layer in which the IDT electrode is formed on one main surface, and a high sound velocity support substrate in which the bulk wave velocity of propagation is faster than the acoustic velocity of the elastic wave propagating in the piezoelectric layer And a low sound velocity film disposed between the high sound velocity support substrate and the piezoelectric layer and having a bulk acoustic velocity for propagation that is slower than the acoustic velocity for sound waves propagating through the piezoelectric material layer. It is also good.
  • each resonator including the IDT electrode formed on the substrate having the piezoelectric layer can be maintained at a high value.
  • the frequency of the stop band response generated by the first filter may be included in the frequency passband of the second filter.
  • a high frequency front end circuit includes any one of the above multiplexers and an amplifier circuit connected to the multiplexer.
  • a communication apparatus includes: an RF signal processing circuit processing high frequency signals transmitted and received by an antenna element; and transmitting the high frequency signal between the antenna element and the RF signal processing circuit. And a high frequency front end circuit.
  • the present invention can be widely used in communication devices such as mobile phones as multiplexers, front end circuits and communication devices applicable to multi-band systems.

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Abstract

マルチプレクサ（１）の第１フィルタ（１１）は、複数の直列共振子（１１１ｓ～１１４ｓ）および複数の並列共振子（１１１ｐ～１１３ｐ）で構成されるラダーフィルタ構造を有する。各共振子（１１１ｓ～１１４ｓ、１１１ｐ～１１３ｐ）は、一対の櫛歯状電極で構成されるＩＤＴ電極を有する弾性波共振子である。直列共振子（１１１ｓ～１１４ｓ）のうち、共通端子に最も近い直列共振子（１１１ｓ）および共通端子に最も近い並列共振子（１１１ｐ）の少なくとも一方の反射器が有する反射電極指数は、残りの共振子（１１２ｓ～１１４ｓ、１１２ｐ、１１３ｐ）の反射器が有する反射電極指数よりも少ない。

Description

マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置
　本発明は、弾性波共振子を含むフィルタを備えるマルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置に関する。
　近年、携帯電話端末等の通信装置について、１つの端末で複数の周波数帯域及び複数の無線方式、いわゆるマルチバンド化及びマルチモード化に対応するため、高周波信号を周波数帯域ごとに分離（分波）するマルチプレクサが広く用いられている。このようなマルチプレクサに使用されるフィルタは、例えば、弾性波共振子を用いて構成される。
　弾性波共振子の一例として、支持基板上に、高音速膜、低音速膜、圧電膜、及びＩＤＴ電極をこの順序で積層してなる弾性波装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。当該弾性波装置は、積層型基板の厚み方向に弾性波エネルギーの閉じ込め効率が高く、高周波化に対応でき、かつ高いＱ値が得られることから、小型でかつ通過損失が小さいフィルタを構成するために適している。
国際公開第２０１２／０８６６３９号
　弾性波共振子を用いたフィルタでは、自身の通過帯域外において、ストップバンド（弾性波がグレーティングに閉じ込められることにより、弾性波の波長が一定となる領域）レスポンスが発生することが知られている。特に、特許文献１に記載される積層構造の弾性波共振子のように、弾性波エネルギーの閉じ込め効率が高い弾性波共振子を用いたフィルタでは、比較的大きなストップバンドレスポンスが発生しやすくなる。
　このようなストップバンドレスポンスは、当該フィルタ自身の通過帯域内の特性上は問題とならないが、複数のフィルタを経由する経路が互いに接続されるマルチフィルタでは、他のフィルタの特性に影響を与え、劣化させる要因となり得る。具体的には、ストップバンドレスポンスの発生している周波数が他のフィルタの通過帯域内に位置している場合、他のフィルタの通過帯域におけるリップル（パスバンドリップル）の増大を招く要因となる。
　本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、フィルタのストップバンド上端におけるレスポンスを抑制することができるマルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係るマルチプレクサは、共通端子、第１端子、及び第２端子と、前記共通端子と前記第１端子とを結ぶ第１経路上に配置され、複数の弾性波共振子を有する第１フィルタと、前記共通端子と前記第２端子とを結ぶ第２経路上に配置され、通過帯域の周波数が前記第１フィルタより高い第２フィルタと、を備え、前記複数の弾性波共振子は、前記第１経路上に配置された２以上の直列共振子と、前記第１経路上のノードとグランドとを結ぶ経路上に配置された１以上の並列共振子と、を含み、前記２以上の直列共振子のうち前記共通端子に最も近い第１直列共振子は、前記並列共振子を介さずに前記共通端子に接続され、前記複数の弾性波共振子は、圧電性を有する基板と、前記基板上に形成された一対の櫛歯状電極からなるＩＤＴ電極、及び、１以上の反射電極指を有する反射器を有し、前記第１直列共振子および、前記１以上の並列共振子のうち前記共通端子に最も近い第１並列共振子の少なくとも一方の反射電極指数は、残りの前記複数の弾性波共振子の反射電極指数よりも少ない。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係るマルチプレクサは、共通端子、第１端子、及び第２端子と、前記共通端子と前記第１端子とを結ぶ第１経路上に配置され、複数の弾性波共振子を有する第１フィルタと、前記共通端子と前記第２端子とを結ぶ第２経路上に配置され、通過帯域の周波数が前記第１フィルタより高い第２フィルタと、を備え、前記複数の弾性波共振子は、前記第１経路上に配置された１以上の直列共振子と、前記第１経路とグランドとを結ぶ経路上に配置された２以上の並列共振子と、を含み、前記２以上の並列共振子は、前記１以上の直列共振子のうち前記共通端子に最も近い第１直列共振子から見て前記共通端子側に位置する第１並列共振子と、前記第１端子側に位置する並列共振子を含み、前記複数の弾性波共振子は、圧電性を有する基板と、前記基板上に形成された一対の櫛歯状電極からなるＩＤＴ電極、及び、１以上の反射電極指を有する反射器を有し、前記第１並列共振子および前記第１直列共振子の少なくとも一方の反射電極指数は、残りの前記複数の弾性波共振子の反射電極指数よりも少ない。
　このように、第１直列共振子および第１並列共振子の少なくとも一方の反射電極指数を、残りの複数の弾性波共振子の反射電極指数よりも少なくすることで、第２フィルタに大きな影響を与える第１直列共振子および第１並列共振子の前記一方のストップバンドレスポンスを抑制することができる。これにより、第１フィルタのストップバンドに生じるレスポンスを効果的に抑制することができ、第２フィルタの通過帯域における挿入損失を低減することができる。
　本発明に係るマルチプレクサ等によれば、フィルタのストップバンドに生じるレスポンスを抑制することができる。
図１は、実施の形態及び比較例の両方に共通するマルチプレクサの基本構成図である。 図２は、比較例に係るマルチプレクサの第１フィルタを示す回路構成図である。 図３は、比較例に係る第１フィルタのストップバンドに生じるレスポンスを示す模式図である。 図４は、比較例における第１フィルタのリターンロスを説明する図である。 図５は、実施の形態１に係るマルチプレクサの第１フィルタを示す回路構成図である。 図６は、実施の形態１に係る第１フィルタの弾性波共振子を模式的に表す平面図及び断面図である。 図７は、弾性波共振子の反射電極指数とインピーダンスとの関係を示す図である。 図８Ａは、弾性波共振子の反射電極指数と位相との関係を示す図である。 図８Ｂは、弾性波共振子の反射電極指数と位相との関係を示す図である。 図９Ａは、弾性波共振子の反射電極指数とリターンロスとの関係を示す図である。 図９Ｂは、弾性波共振子の反射電極指数とリターンロスとの関係を示す図である。 図１０は、実施の形態１の変形例１に係る第１フィルタの回路構成図である。 図１１は、実施の形態１の変形例２に係る第１フィルタの回路構成図である。 図１２は、実施の形態２に係るマルチプレクサの第１フィルタの回路構成図である。 図１３は、実施の形態２の変形例１に係る第１フィルタの回路構成図である。 図１４は、実施の形態３に係る高周波フロントエンド回路の構成図である。
　（本発明に至る経緯）
　まず、図１～図４を参照しながら本発明に至る経緯について説明する。図１は、本実施の形態及び比較例の両方に共通するマルチプレクサ１の基本構成図である。なお、同図には、共通端子Ｐｏｒｔ１に接続されるアンテナ素子２も図示されている。
　マルチプレクサ１は、共通端子Ｐｏｒｔ１と、第１端子Ｐｏｒｔ１１と、第２端子Ｐｏｒｔ２１と、第１フィルタ１１と、第２フィルタ２１とを備える。第１フィルタ１１は、共通端子Ｐｏｒｔ１と第１端子Ｐｏｒｔ１１とを結ぶ第１経路ｒ１上に配置されている。第２フィルタ２１は、共通端子Ｐｏｒｔ１と第２端子Ｐｏｒｔ２１とを結ぶ第２経路ｒ２上に配置されている。第２フィルタ２１は、第１フィルタ１１よりも周波数通過帯域が高くなるように設定されている。
　図２は、比較例に係るマルチプレクサ１の第１フィルタ１１を示す回路構成図である。
　比較例に係る第１フィルタ１１は、複数の弾性波共振子を含むラダー型フィルタである。第１フィルタ１１は、第１経路ｒ１上に配置された弾性波共振子である直列共振子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５と、第１経路ｒ１とグランドとを結ぶ経路上に配置された弾性波共振子である並列共振子Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４とを備える。直列共振子Ｓ１～Ｓ５は、共通端子Ｐｏｒｔ１から第１端子Ｐｏｒｔ１１に向かってこの順で配置されている。並列共振子Ｐ１は直列共振子Ｓ１及びＳ２の間に接続され、並列共振子Ｐ２は直列共振子Ｓ２及びＳ３の間に接続され、並列共振子Ｐ３は直列共振子Ｓ３及びＳ４の間に接続され、並列共振子Ｐ４は直列共振子Ｓ４及びＳ５の間に接続されている。以下、直列共振子Ｓ１～Ｓ５及び並列共振子Ｐ１～Ｐ４の全てまたは一部を指して「共振子」と呼ぶ場合がある。
　図３を参照しながら、比較例に係るマルチプレクサ１に起こり得る問題点について説明する。図３は、比較例に係る第１フィルタ１１のストップバンドに生じるレスポンスを示す模式図である。図３におけるグラフの太線は、共振周波数ｆ１及び反共振周波数ｆ２を有する直列共振子Ｓ１のインピーダンス特性を示しており、グラフの細線は、第１フィルタ１１及び第２フィルタ２１の挿入損失を示している。
　ストップバンドレスポンスは、共振子の反射器に起因して発生するスプリアスであり、例えば、共振子の反共振点よりも周波数が高い側において、さざ波状のインピーダンスの乱れとなって表れる。図３に示すように、第１フィルタ１１のいずれかの共振子によるストップバンドレスポンスが、第２フィルタ２１の通過帯域内の周波数ｆ３に発生すると、第１フィルタ１１で反射されるべき周波数ｆ３の信号の一部が反射されずに損失となり、第２フィルタ２１の通過帯域において挿入損失にリップルが生じる。第２フィルタ２１のリップルを低減するためには、第１フィルタ１１の共振子によって生じるストップバンドレスポンスを抑制する必要がある。
　前述したように、弾性波共振子を用いたフィルタでは、自身の通過帯域外において、ストップバンドレスポンスが発生する。特に、弾性波エネルギーの閉じ込め効率が高い弾性波共振子を用いた場合、小型でかつ通過損失が小さいフィルタが構成できる反面、比較的大きなストップバンドレスポンスが発生しやすくなる。そこで、ストップバンドレスポンスを抑制するための技術が必要となる。
　ここで、第１フィルタ１１に含まれる複数の共振子のうち、どの共振子のストップバンドレスポンスが第２フィルタ２１により大きく影響するか、すなわち、どの共振子のストップバンドレスポンスを抑制すると第２フィルタ２１の挿入損失の低減に効果的であるかを説明する。
　図４は、比較例における第１フィルタ１１のリターンロスを説明する図である。図４は、第１フィルタ１１に共通端子Ｐｏｒｔ１側から所定の周波数信号を入力した場合のリターンロスと比較して、第１フィルタ１１の複数の共振子のうちの１つに抵抗を挿入して所定の周波数信号を入力した場合のリターンロスの増分を示す図である。なお、第１フィルタ１１に入力する所定の周波数信号は、第１フィルタ１１のストップバンドであってかつ第２フィルタ２１の通過帯域の周波数を含む信号である。
　共振子に挿入した抵抗は、当該共振子にストップバンドレスポンスが発生している状態を模擬的に表している。第１フィルタ１１のリターンロスは、どの共振子に抵抗を挿入したか、つまりどの共振子でストップバンドレスポンスが発生しているかに応じて異なる度合いで増加する。
　ここで、リターンロスとは共通端子Ｐｏｒｔ１から見た第１フィルタ１１の反射損失のことであり、リターンロスが大きいほど、第１フィルタ１１からの信号の反射は小さくなる。つまり、第２フィルタ２１の通過帯域の周波数信号が第１フィルタ１１に吸収されてしまうことで、第２フィルタ２１での挿入損失が増大する。
　図４に示すように、共通端子Ｐｏｒｔ１に最も近い直列共振子Ｓ１に抵抗を挿入した場合のリターンロスの増分は最大で０．７ｄＢであり、２番目に近い並列共振子Ｐ１に抵抗を挿入した場合のリターンロスの増分は最大で０．３８ｄＢである。一方、３番目に近い直列共振子Ｓ２に抵抗を挿入した場合のリターンロスの増分は最大で０．０５ｄＢであり、また、４番目以降の各共振子Ｐ２～Ｐ４、Ｓ３～Ｓ５に抵抗を挿入した場合のリターンロスの増分は約０ｄＢであり、リターンロスはほとんど増加しないとみなすことができる。
　このように、第１フィルタ１１におけるリターンロスの増加は、共通端子Ｐｏｒｔ１の近くに位置する共振子、より具体的には共通端子Ｐｏｒｔ１側初段の直列共振子および並列共振子でストップバンドレスポンスが発生した場合ほど大きい。したがって、第２フィルタ２１の挿入損失を低減するためには、共通端子Ｐｏｒｔ１側初段の直列共振子および並列共振子に対してストップバンドレスポンスを抑制する対策を施すことが効果的である。
　本実施の形態のマルチプレクサ１では、共通端子Ｐｏｒｔ１の近くに位置する共振子が、ストップバンドレスポンスを抑制する構造を有している。これにより、第２フィルタ２１の通過帯域における挿入損失を低減することができる。
　以下、本発明の実施の形態について、実施例及び図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置及び接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。また、各図において、実質的に同一の構成に対しては同一の符号を付しており、重複する説明は省略または簡略化する場合がある。また、以下の実施の形態において、「接続される」とは、直接接続される場合だけでなく、他の素子等を介して電気的に接続される場合も含まれる。
　（実施の形態１）
　図１及び図５～図９を参照しながら実施の形態１に係るマルチプレクサ１について説明する。なお、実施の形態１と前述した比較例とで重複する構成要素もあるが、重複する構成要素を含めて実施の形態１として改めて説明する。
　［１－１．マルチプレクサの構成］
　実施の形態１のマルチプレクサ１は、通過帯域が互いに異なる複数のフィルタを備えており、これら複数のフィルタのアンテナ側の端子が共通端子Ｐｏｒｔ１で束ねられたマルチプレクサ（分波器）である。具体的には図１に示すように、マルチプレクサ１は、共通端子Ｐｏｒｔ１と、第１端子Ｐｏｒｔ１１と、第２端子Ｐｏｒｔ２１と、第１フィルタ１１と、第２フィルタ２１とを備える。
　共通端子Ｐｏｒｔ１は、第１フィルタ１１及び第２フィルタ２１に共通に設けられ、マルチプレクサ１の内部で第１フィルタ１１及び第２フィルタ２１に接続される。また、共通端子Ｐｏｒｔ１は、マルチプレクサ１の外部でアンテナ素子２に接続される。つまり、共通端子Ｐｏｒｔ１は、マルチプレクサ１のアンテナ端子でもある。
　第１端子Ｐｏｒｔ１１は、マルチプレクサ１の内部で第１フィルタ１１に接続される。第２端子Ｐｏｒｔ２１は、マルチプレクサ１の内部で第２フィルタ２１に接続される。また、第１端子Ｐｏｒｔ１１及び第２端子Ｐｏｒｔ２１は、マルチプレクサ１の外部で、増幅回路等（図示せず）を介してＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ：Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ、図示せず）に接続される。
　第１フィルタ１１は、共通端子Ｐｏｒｔ１と第１端子Ｐｏｒｔ１１とを結ぶ第１経路ｒ１上に配置される。第１フィルタ１１は、例えば、ＢａｎｄＬ（ローバンド）における下り周波数帯（受信帯域）を通過帯域とする受信フィルタである。
　第２フィルタ２１は、共通端子Ｐｏｒｔ１と第２端子Ｐｏｒｔ２１とを結ぶ第２経路ｒ２上に配置される。第２フィルタ２１は、例えば、ＢａｎｄＨ（ハイバンド）における下り周波数帯（受信帯域）を通過帯域とする受信フィルタである。
　第１フィルタ１１及び第２フィルタ２１の特性としては、対応するＢａｎｄの受信帯域（または受信帯域）を通過させ、他の帯域を減衰させるような特性が求められる。本実施の形態では、第２フィルタ２１は、第１フィルタ１１よりも通過帯域周波数が高くなるように設定されている。
　第１経路ｒ１と第２経路ｒ２とは、ノードＮで接続されている。つまり、ノードＮは、第１経路ｒ１及び第２経路ｒ２を束ねる点である。なお、マルチプレクサ１において、第１フィルタ１１とノードＮとを結ぶ第１経路ｒ１上、及び、第２フィルタ２１とノードＮとを結ぶ第２経路ｒ２上、あるいは、ノードＮと共通端子Ｐｏｒｔ１とを結ぶ経路上等に、インピーダンス整合用のインダクタ等のインピーダンス素子が接続されていてもかまわない。
　［１－２．フィルタの構成］
　次に、第１フィルタ１１及び第２フィルタ２１の構成について、ＢａｎｄＬを通過帯域とする第１フィルタ１１を例に挙げて説明する。
　図５は、第１フィルタ１１を示す回路構成図である。同図に示すように、第１フィルタ１１は、弾性波共振子である直列共振子１１１ｓ、１１２ｓ、１１３ｓ、１１４ｓ及び並列共振子１１１ｐ、１１２ｐ、１１３ｐを備える。以下、直列共振子１１１ｓ～１１４ｓ及び並列共振子１１１ｐ～１１３ｐの全部または一部を指して「共振子１１０」と呼ぶ場合がある。
　直列共振子１１１ｓ～１１４ｓは、共通端子Ｐｏｒｔ１と第１端子Ｐｏｒｔ１１とを結ぶ第１経路（直列腕）ｒ１上に、共通端子Ｐｏｒｔ１側からこの順に直列に接続されている。また、並列共振子１１１ｐ～１１３ｐは、第１経路ｒ１上にて隣り合う直列共振子１１１ｓ～１１４ｓの間の各ノードｎ１、ｎ２、ｎ３と基準端子（グランド）とを結ぶ経路（並列腕）上に互いに並列に接続されている。具体的には、共通端子Ｐｏｒｔ１に最も近い直列共振子１１１ｓは、並列共振子１１１ｐ～１１３ｐを間に介さずに共通端子Ｐｏｒｔ１に接続されている。各並列共振子１１１ｐ～１１３ｐの一端は、ノードｎ１、ｎ２、ｎ３のいずれか１つに接続され、他端は基準端子に接続されている。
　このように、第１フィルタ１１は、第１経路ｒ１上に配置された２以上の直列共振子（本実施の形態では４つの直列共振子）、及び、第１経路ｒ１と基準端子（グランド）とを結ぶ経路上に配置された１以上の並列共振子（本実施の形態では３つの並列共振子）で構成されるＴ型のラダーフィルタ構造を有する。
　なお、第１フィルタ１１の直列共振子及び並列共振子の数は、それぞれ、４個及び３個に限定されず、直列共振子が２個以上かつ並列共振子が１個以上あればよい。また、並列共振子は、インダクタを介して、基準端子に接続されていてもよい。また、直列腕上あるいは並列腕上に、インダクタ及びキャパシタ等のインピーダンス素子が挿入または接続されていてもよい。また図５では、並列共振子が接続される基準端子が個別化されているが、基準端子を個別化するか共通化するかは、例えば、第１フィルタ１１の実装レイアウトの制約等によって適宜選択され得る。
　［１－３．弾性波共振子の構造］
　次に、第１フィルタ１１を構成する共振子１１０の基本構造について説明する。本実施の形態における共振子１１０は、弾性表面波（ＳＡＷ：Ｓｕｒｆａｃｅ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）共振子である。
　なお、もう一方のフィルタである第２フィルタ２１は、上記の構成に限定されず、要求されるフィルタ特性等に応じて適宜設計され得る。具体的には、第２フィルタ２１は、ラダー型のフィルタ構造を有さなくてもよく、例えば縦結合型のフィルタ構造であってもかまわない。また、第２フィルタ２１を構成する各共振子は、ＳＡＷ共振子に限らず、例えば、ＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）共振子であってもかまわない。さらには、第２フィルタ２１は、共振子を用いずに構成されていてもよく、例えば、ＬＣ共振フィルタあるいは誘電体フィルタであってもかまわない。
　図６は、第１フィルタ１１の共振子１１０を模式的に表す平面図及び断面図である。なお、図６に示された共振子１１０は、上記共振子１１０の典型的な構造を説明するためのものであって、電極を構成する電極指の本数や長さなどは、これに限定されない。
　図６の平面図に示すように、共振子１１０は、互いに対向する一対の櫛歯状電極３２ａ及び３２ｂと、一対の櫛歯状電極３２ａ及び３２ｂに対して弾性波伝搬方向Ｘに配置された反射器３２ｃと、を有する。一対の櫛歯状電極３２ａ及び３２ｂは、ＩＤＴ電極３２を構成している。
　櫛歯状電極３２ａは、櫛歯形状に配置され、互いに平行な複数の電極指３２２ａと、複数の電極指３２２ａのそれぞれの一端同士を接続するバスバー電極３２１ａとで構成されている。また、櫛歯状電極３２ｂは、櫛歯形状に配置され、互いに平行な複数の電極指３２２ｂと、複数の電極指３２２ｂのそれぞれの一端同士を接続するバスバー電極３２１ｂとで構成されている。複数の電極指３２２ａ及び３２２ｂは、弾性波伝搬方向Ｘの直交方向に延びるように形成されている。
　一対の反射器３２ｃは、一対の櫛歯状電極３２ａ及び３２ｂに対して弾性波伝搬方向Ｘに配置されている。具体的には、一対の反射器３２ｃは、弾性波伝搬方向Ｘにおいて、一対の櫛歯状電極３２ａ及び３２ｂを挟むように配置されている。各反射器３２ｃは、互いに平行なＭ本の反射電極指３２２ｃ、当該複数の反射電極指を接続する反射器バスバー電極３２１ｃと、で構成されている。一対の反射器３２ｃは、反射器バスバー電極３２１ｃが弾性波伝搬方向Ｘに沿って形成されている。
　［１－４．弾性波共振子の断面構造］
　ここで、再び図６を参照しながら、共振子１１０の断面構造について説明する。
　図６の断面図に示すように、複数の電極指３２２ａ及び３２２ｂ、ならびに、バスバー電極３２１ａ及び３２１ｂで構成されるＩＤＴ電極３２は、密着層３２４と主電極層３２５との積層構造となっている。また、反射器３２ｃの断面構造は、ＩＤＴ電極３２の断面構造と同様のため、以下ではその説明を省略する。
　密着層３２４は、圧電体層３２７と主電極層３２５との密着性を向上させるための層であり、材料として、例えば、Ｔｉが用いられる。密着層３２４の膜厚は、例えば、１２ｎｍである。
　主電極層３２５は、材料として、例えば、Ｃｕを１％含有したＡｌが用いられる。主電極層３２５の膜厚は、例えば１６２ｎｍである。
　保護層３２６は、ＩＤＴ電極３２を覆うように形成されている。保護層３２６は、主電極層３２５を外部環境から保護する、周波数温度特性を調整する、及び、耐湿性を高めるなどを目的とする層であり、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜である。保護層３２６の膜厚は、例えば２５ｎｍである。
　このようなＩＤＴ電極３２ならびに反射器３２ｃは、次に説明する基板３２０の主面上に配置されている。以下、本実施の形態における基板３２０の積層構造について説明する。
　図６の下段に示すように、基板３２０は、高音速支持基板３２９と、低音速膜３２８と、圧電体層３２７とを備え、高音速支持基板３２９、低音速膜３２８及び圧電体層３２７がこの順で積層された構造を有している。
　圧電体層３２７は、ＩＤＴ電極３２ならびに反射器３２ｃが主面上に配置された圧電膜である。圧電体層３２７は、例えば、５０°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ３圧電単結晶または圧電セラミックス（Ｘ軸を中心軸としてＹ軸から５０°回転した軸を法線とする面で切断したタンタル酸リチウム単結晶またはセラミックスであって、Ｘ軸方向に弾性表面波が伝搬する単結晶またはセラミックス）からなる。圧電体層３２７の厚みは、ＩＤＴ電極３２の電極ピッチで定まる弾性波の波長をλとした場合、３．５λ以下であり、例えば、６００ｎｍである。
　高音速支持基板３２９は、低音速膜３２８、圧電体層３２７ならびにＩＤＴ電極３２を支持する基板である。高音速支持基板３２９は、さらに、圧電体層３２７を伝搬する表面波や境界波の弾性波よりも、高音速支持基板３２９中のバルク波の音速が高速となる基板であり、弾性表面波を圧電体層３２７及び低音速膜３２８が積層されている部分に閉じ込め、高音速支持基板３２９より下方に漏れないように機能する。高音速支持基板３２９は、例えば、シリコン基板であり、厚みは、例えば１２５μｍである。
　低音速膜３２８は、圧電体層３２７を伝搬するバルク波の音速よりも、低音速膜３２８中のバルク波の音速が低速となる膜であり、圧電体層３２７と高音速支持基板３２９との間に配置される。この構造と、弾性波が本質的に低音速な媒質にエネルギーが集中するという性質とにより、弾性表面波エネルギーのＩＤＴ電極３２外への漏れが抑制される。低音速膜３２８は、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜である。低音速膜３２８の厚みは、ＩＤＴ電極３２の電極ピッチで定まる弾性波の波長をλとした場合、２λ以下であり、例えば６７０ｎｍである。
　本実施の形態における基板３２０の上記積層構造によれば、例えば圧電基板を単層で使用している従来の構造と比較して、共振周波数及び反共振周波数におけるＱ値を大幅に高めることが可能となる。一方、上記積層構造によれば、基板３２０の厚み方向における弾性波エネルギーの閉じ込め効率が高くなるので、共振子１１０によって発生したストップバンドレスポンスが減衰されにくく残ってしまう。そのため、上記積層構造を有する本実施の形態の共振子１１０では、より一層、ストップバンドレスポンスを抑制するための方策が必要となる。
　そこで、本実施の形態では、共通端子Ｐｏｒｔ１に最も近い直列共振子１１１ｓおよび共通端子Ｐｏｒｔ１に最も近い並列共振子１１１ｐの少なくとも一方の反射器を、残りの共振子である共振子１１２ｓ～１１４ｓ、１１２ｐ、１１３ｐの反射器と比べて、より少ない本数の反射電極指３２２ｃで構成する。
　［１－５．効果等］
　図７は、各反射器３２ｃを構成する反射電極指３２２ｃの本数の違いによる共振子１１０のインピーダンスを比較する図である。具体的には、図７は、各反射器３２ｃを構成する反射電極指数を、それぞれ０、４１とした場合における周波数とインピーダンスとの関係を示す図である。ここで、反射電極指数が０本であるとは、共振子１１０が反射器３２ｃを有しないことを意味する。
　図７に示すように、反射電極指数が４１である共振子１１０では、第１フィルタ１１のストップバンドにおけるインピーダンスの乱れは比較的大きく、第２フィルタ２１の通過帯域である周波数２７００ＭＨｚ付近ではっきりしたストップバンドレスポンスが表れている。
　これに対し、反射電極指数が０である（つまり、反射器３２ｃを有しない）共振子１１０では、第１フィルタ１１のストップバンドにおけるインピーダンスの乱れは小さく、第２フィルタ２１の通過帯域にストップバンドレスポンスがほとんど表れていない。
　図８Ａは、共振子１１０の周波数と位相との関係を示す図であって、図７に示すインピーダンスを、Ｓパラメータを用いて位相に変換した図である。図９Ａには、反射電極指数が０および４１の場合のインピーダンスに加えて、反射電極指数が１１、２１、および３１の場合のインピーダンス（図７には示さず）からそれぞれ変換した位相が示されている。このようにインピーダンスを位相に変換して見ると、反射電極指数を変えた場合のストップバンドレスポンスの違いが位相の違いとして顕著に表れる。
　図８Ａに示すように、共振子１１０では、第１フィルタ１１のストップバンドにて位相が大きくなり、ストップバンドレスポンスが表れている。これを反射電極指数ごとに見ると、反射電極指数が４１の場合に位相が大きく、反射電極指数を段階的に少なくするにしたがって位相が小さくなっている。例えば、反射電極指数が１１の場合は、第１フィルタ１１のストップバンドにおける位相は小さく、ストップバンドレスポンスがほとんど表れていない。
　図８Ｂは、共振子１１０の反射電極指数と第１フィルタ１１のストップバンドにおける位相の最大値との関係を示す図である。具体的には、図８Ｂは、図８Ａに示す共振子１１０の反射電極指数を横軸とし、位相を縦軸としたグラフにおいて、反射電極指数ごとにストップバンドにおける位相の最大値をプロットした図である。
　図８Ｂに示すように、共振子１１０では、反射電極指数が４１の場合に位相が大きく、反射電極指数が減るにしたがって位相が小さくなっている。
　図８Ａ、図８Ｂに示すように、共振子１１０の反射電極指数を１１以下とすることで、インピーダンスの乱れ及び位相が小さくなり、ストップバンドレスポンスの発生を抑制することができる。
　図９Ａは、第１フィルタ１１のリターンロスを示す図である。具体的には、図１１は、直列共振子１１１ｓの反射電極指数を変えた場合における第１フィルタ１１の周波数とリターンロスとの関係を示す図である。なお、リターンロスとは、共通端子Ｐｏｒｔ１から第１フィルタ１１に入力された信号の強度と、共通端子Ｐｏｒｔ１に出力された信号の強度との比である。リターンロスが大きいほど、信号の反射が小さく、第２フィルタ２１の挿入損失が増大することを意味する。なお、直列共振子１１２ｓ～１１４ｓ及び並列共振子１１１ｐ～１１３ｐの反射電極指数は、いずれも、直列共振子１１１ｓの反射電極指数に依らず一定数とした。
　図９Ａに示すように、第１フィルタ１１では、ストップバンドである周波数２７００ＭＨｚ付近でリターンロスが大きくなっている。これを反射電極指数ごとに見ると、反射電極指数が４１の場合にリターンロスが大きく、反射電極指数を段階的に少なくするにしたがってリターンロスが小さくなっている。例えば、反射電極指数が１１の場合は、第１フィルタ１１のストップバンドである周波数２７００ＭＨｚ付近にてリターンロスがほとんど表れていない。
　図９Ｂは、直列共振子１１１ｓの反射電極指数と第１フィルタ１１のストップバンドにおけるリターンロスの最大値との関係を示す図である。具体的には、図９Ｂは、図９Ａに示す直列共振子１１１ｓの反射電極指数を横軸としリターンロスを縦軸としたグラフにおいて、反射電極指数ごとにストップバンドにおけるリターンロスの最大値をプロットした図である。
　図９Ｂに示すように、第１フィルタ１１では、直列共振子１１０の反射電極指数が４１の場合にリターンロスが大きく、反射電極指が減るにしたがってリターンロスが小さくなっている。
　図９Ａ、図９Ｂに示すように、直列共振子１１２ｓ～１１４ｓ及び並列共振子１１１ｐ～１１３ｐの反射電極指数を一定数とした条件のもと、第１フィルタ１１を構成する直列共振子１１１ｓの反射電極指数を１１以下とすることで、第１フィルタ１１のリターンロスを低減することができる。
　このことから、反射電極指数が少ない共振子１１０を用いることにより、反射電極指数がより多い共振子１１０を用いる場合と比べて、ストップバンドレスポンスを低減できことが分かる。したがって、直列共振子１１１ｓおよび並列共振子１１１ｐの少なくとも一方の反射電極指を、共振子１１２ｓ～１１４ｓ、１１２ｐ、１１３ｐの反射電極指よりも少なくすることにより、第１フィルタ１１のストップバンドレスポンスを低減し、第２フィルタ２１の挿入損失を効果的に低減できる。
　本実施の形態に係るマルチプレクサ１は、共通端子Ｐｏｒｔ１、第１端子Ｐｏｒｔ１１、及び第２端子Ｐｏｒｔ２１と、共通端子Ｐｏｒｔ１と第１端子Ｐｏｒｔ１１とを結ぶ第１経路ｒ１上に配置された第１フィルタ１１と、共通端子Ｐｏｒｔ１と第２端子Ｐｏｒｔ２１とを結ぶ第２経路ｒ２上に配置され、通過帯域の周波数が第１フィルタ１１より高い第２フィルタ２１と、を備える。
　第１フィルタ１１は、第１経路ｒ１上に配置された２以上の直列共振子（例えば直列共振子１１１ｓ～１１４ｓ）と、第１経路ｒ１上にて隣り合う直列共振子１１１ｓ～１１４ｓの間のノードｎ１～ｎ３とグランドとを結ぶ経路上に配置された１以上の並列共振子（例えば並列共振子１１１ｐ～１１３ｐ）と、を有し、２以上の直列共振子１１１ｓ～１１４ｓのうち共通端子Ｐｏｒｔ１に最も近い直列共振子１１１ｓは、並列共振子１１１ｐ～１１３ｐを間に介さずに共通端子Ｐｏｒｔ１に接続されている。
　２以上の直列共振子１１１ｓ～１１４ｓ及び１以上の並列共振子１１１ｐ～１１３ｐの各共振子は、圧電性を有する基板３２０上に形成された一対の櫛歯状電極３２ａ、３２ｂからなるＩＤＴ電極３２、及び、１以上の反射電極指を有する反射器３２ｃを有している。
　直列共振子１１１ｓおよび並列共振子１１１ｐの少なくとも一方の反射電極指数は、共振子１１２ｓ～１１４ｓ、１１２ｐ、１１３ｐの反射電極指数よりも少ない。ここで、直列共振子１１１ｓが第１直列共振子の一例であり、並列共振子１１１ｐが第１並列共振子の一例であり、共振子１１２ｓ～１１４ｓ、１１２ｐ、１１３ｐが残りの複数の弾性波共振子の一例である。
　このように、共通端子Ｐｏｒｔ１に最も近い直列共振子１１１ｓおよび共通端子Ｐｏｒｔ１に最も近い並列共振子１１１ｐの少なくとも一方の反射電極指数を、残りの共振子１１２ｓ～１１４ｓ、１１２ｐ、１１３ｐのいずれの反射電極指数よりも少なくすることで、第２フィルタ２１に大きな影響を与える直列共振子１１１ｓおよび並列共振子１１１ｐの前記一方のストップバンドレスポンスの発生を抑制することができる。これにより、第１フィルタ１１のストップバンドレスポンスを抑制することができ、第２フィルタ２１の通過帯域における挿入損失を効率的に低減することができる。
　（実施の形態１の変形例１）
　実施の形態１の変形例１に係るマルチプレクサ１では、直列共振子１１１ｓおよび並列共振子１１１ｐの両方の反射電極指を、残りの共振子１１２ｓ～１１４ｓ、１１２ｐ、１１３ｐのいずれの反射電極指よりも少なく構成する。
　図１０は、実施の形態１の変形例１に係る第１フィルタ１１の回路構成図である。変形例１に係る第１フィルタ１１は、実施の形態１に示した並列共振子１１１ｐの代わりに、並列共振子１１１ａを備えている。並列共振子１１１ａは、複数の並列共振子１１１ａ、１１２ｐ、１１３ｐのうち、共通端子Ｐｏｒｔ１に最も近い位置に配置されている第１並列共振子の一例である。
　変形例１の第１フィルタ１１では、直列共振子１１１ｓおよび並列共振子１１１ａの両方の反射電極指数が、残りの共振子１１２ｓ～１１４ｓ、１１２ｐ、１１３ｐのいずれの反射電極指数よりも少ない。直列共振子１１１ｓの反射電極指数と並列共振子１１１ａの反射電極指数とは、同じであってもよく、異なっていてもよい。
　第１フィルタ１１を構成する直列共振子１１１ｓ～１１４ｓおよび並列共振子１１１ａ、１１２ｐ、１１３ｐのうち、第２フィルタ２１に影響を与える直列共振子１１１ｓおよび並列共振子１１１ａの両方が上記構成を有することで、第１フィルタ１１のストップバンドにおけるレスポンスをさらに抑制することができる。
　（実施の形態１の変形例２）
　実施の形態１の変形例２に係るマルチプレクサ１は、第１フィルタ１１の直列共振子１１１ｓが、分割された共振子で構成されている。
　図１１は、実施の形態１の変形例２に係る第１フィルタ１１の回路構成図である。図１１に示すように、変形例２に係るマルチプレクサ１は、第１フィルタ１１の直列共振子１１１ｓが、直列接続された２つの直列共振子１１１ｂ及び１１１ｃで構成されている。
　実施の形態１の変形例２に係るマルチプレクサ１では、直列共振子１１１ｂ及び１１１ｃのいずれの反射電極指数も、共振子１１２ｓ～１１４ｓ、１１２ｐ、１１３ｐのいずれの反射電極指数よりも少ない。直列共振子１１１ｂの反射電極指数と直列共振子１１１ｃの反射電極指数とは、同じであってもよく、異なっていてもよい。
　これにより、第１フィルタ１１のストップバンドに生じるレスポンスを効果的に抑制することができる。
　（実施の形態２）
　実施の形態２のマルチプレクサ１は、第１フィルタ１１Ａがπ型のラダーフィルタ構造を有する点で、Ｔ型のラダーフィルタ構造を有する実施の形態１の第１フィルタ１１と異なる。
　図１２は、実施の形態２に係るマルチプレクサ１の第１フィルタ１１Ａの回路構成図である。同図に示すように、第１フィルタ１１Ａは、直列共振子１１１ｓ～１１４ｓ及び並列共振子１１１ｄ、１１１ｐ～１１３ｐを備える。
　直列共振子１１１ｓ～１１４ｓは、共通端子Ｐｏｒｔ１と第１端子Ｐｏｒｔ１１とを結ぶ第１経路（直列腕）ｒ１上に、共通端子Ｐｏｒｔ１側からこの順に直列に接続されている。並列共振子１１１ｄは、共通端子Ｐｏｒｔ１と直列共振子１１１ｓとの間のノードｎ０と基準端子（グランド）とを結ぶ経路（並列腕）に接続されている。具体的には、共通端子Ｐｏｒｔ１に最も近い並列共振子１１１ｄは、直列共振子１１１ｓ～１１４ｓを間に介さずに共通端子Ｐｏｒｔ１に接続されている。また、並列共振子１１１ｐ～１１３ｐは、第１経路ｒ１上にて隣り合う直列共振子１１１ｓ～１１４ｓの間の各ノードｎ１、ｎ２、ｎ３と基準端子とを結ぶ経路上に互いに並列に接続されている。
　このように、第１フィルタ１１Ａは、第１経路ｒ１上に配置された１以上の直列共振子（例えば４つの直列共振子１１１ｓ～１１４ｓ）、及び、第１経路ｒ１と基準端子とを結ぶ経路上に配置された２以上の並列共振子（例えば４つの並列共振子１１１ｄ、１１１ｐ～１１３ｐ）で構成されるπ型のラダーフィルタ構造を有する。
　第１フィルタ１１Ａにおいて、並列共振子１１１ｄおよび直列共振子１１１ｓの少なくとも一方の反射電極指数は、共振子１１２ｓ～１１４ｓ、１１１ｐ～１１３ｐの反射電極指数よりも少ない。ここで、直列共振子１１１ｓが第１直列共振子の一例であり、並列共振子１１１ｄが第１並列共振子の一例であり、共振子１１２ｓ～１１４ｓ、１１１ｐ～１１３ｐが残りの共振子の一例である。
　第１フィルタ１１Ａを構成する直列共振子１１１ｓ～１１４ｓおよび並列共振子１１１ｄ、１１１ｐ～１１３ｐのうち、第２フィルタ２１により大きな影響を与える並列共振子１１１ｄおよび直列共振子１１１ｓの少なくとも一方が上記構成を有することで、第１フィルタ１１Ａのストップバンドに生じるレスポンスを抑制することができる。
　また、第１フィルタ１１Ａにおいて、並列共振子１１１ｄおよび直列共振子１１１ｓの両方の反射電極指数が、残りの共振子１１２ｓ～１１４ｓ、１１１ｐ～１１３ｐのいずれの反射電極指数よりも少なくてもよい。並列共振子１１１ｄの反射電極指数と直列共振子１１１ｓの反射電極指数とは、同じであってもよく、異なっていてもよい。
　第１フィルタ１１Ａを構成する直列共振子１１１ｓ～１１４ｓおよび並列共振子１１１ｄ、１１１ｐ～１１３ｐのうち、第２フィルタ２１に影響を与える並列共振子１１１ｄおよび直列共振子１１１ｓの両方が上記構成を有することで、第１フィルタ１１のストップバンドにおけるレスポンスをさらに抑制することができる。
　（実施の形態２の変形例１）
　実施の形態２の変形例１に係るマルチプレクサ１では、第１フィルタ１１Ａの並列共振子１１１ｄが、分割された共振子で構成されている。
　図１３は、実施の形態２の変形例１に係る第１フィルタ１１Ａの回路構成図である。図１３に示すように、第１フィルタ１１Ａでは、直列接続された共振子１１１ｅ、１１１ｆと、直列接続された共振子１１１ｇ、１１１ｈとが、互いに並列に接続されて、並列共振子１１１ｄが構成されている。
　実施の形態２の変形例１に係るマルチプレクサ１では、並列共振子１１１ｄを構成する共振子１１１ｅ～１１１ｈのいずれの反射電極指数も、共振子１１２ｓ～１１４ｓ、１１１ｐ～１１３ｐのいずれの反射電極指数よりも少ない。共振子１１１ｅ～１１１ｈのそれぞれの反射電極指数は、互いに同じであってもよく、異なっていてもよい。
　これにより、第１フィルタ１１Ａのストップバンドに生じるレスポンスを効果的に抑制することができる。
　（実施の形態３）
　上記実施の形態１、２及びその変形例に係るマルチプレクサは、高周波フロントエンド回路、さらには当該高周波フロントエンド回路を備える通信装置に適用することもできる。そこで、本実施の形態では、このような高周波フロントエンド回路及び通信装置について説明する。
　図１４は、実施の形態３に係る高周波フロントエンド回路３０の構成図である。なお、同図には、高周波フロントエンド回路３０と接続されるアンテナ素子２、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３、及び、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）４についても併せて図示されている。高周波フロントエンド回路３０と、ＲＦ信号処理回路３と、ベースバンド信号処理回路４とは、通信装置４０を構成している。
　高周波フロントエンド回路３０は、実施の形態１に係るマルチプレクサ１と、受信側スイッチ１３及び送信側スイッチ２３と、ローノイズアンプ回路１４と、パワーアンプ回路２４と、を備える。
　マルチプレクサ１は、４つのフィルタを備えている。具体的には、マルチプレクサ１は、第１フィルタ１１及び第２フィルタ２１の他にもフィルタ１２及びフィルタ２２を備える。フィルタ１２は、上り周波数帯（送信帯域）を通過帯域とする送信フィルタであり、共通端子Ｐｏｒｔ１と個別端子Ｐｏｒｔ１２とを結ぶ経路上に配置されている。フィルタ２２は、上り周波数帯（送信帯域）を通過帯域とする送信フィルタであり、共通端子Ｐｏｒｔ１と個別端子Ｐｏｒｔ２２とを結ぶ経路上に配置されている。
　受信側スイッチ１３は、マルチプレクサ１の出力端子である第１端子Ｐｏｒｔ１１及び第２端子Ｐｏｒｔ２１に個別に接続された２つの選択端子、ならびに、ローノイズアンプ回路１４に接続された共通端子を有するスイッチ回路である。
　送信側スイッチ２３は、マルチプレクサ１の入力端子である個別端子Ｐｏｒｔ１２及びＰｏｒｔ２２に個別に接続された２つの選択端子、ならびに、パワーアンプ回路２４に接続された共通端子を有するスイッチ回路である。
　これら受信側スイッチ１３及び送信側スイッチ２３は、それぞれ、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって、共通端子と所定のバンドに対応する信号経路とを接続し、例えば、ＳＰＤＴ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｐｏｌｅ　Ｄｏｕｂｌｅ　Ｔｈｒｏｗ）型のスイッチによって構成される。なお、共通端子と接続される選択端子は１つに限らず、複数であってもかまわない。つまり、高周波フロントエンド回路３０は、キャリアアグリゲーションに対応してもかまわない。
　ローノイズアンプ回路１４は、アンテナ素子２、マルチプレクサ１及び受信側スイッチ１３を経由した高周波信号（ここでは高周波受信信号）を増幅し、ＲＦ信号処理回路３へ出力する受信増幅回路である。
　パワーアンプ回路２４は、ＲＦ信号処理回路３から出力された高周波信号（ここでは高周波送信信号）を増幅し、送信側スイッチ２３及びマルチプレクサ１を経由してアンテナ素子２に出力する送信増幅回路である。
　ＲＦ信号処理回路３は、アンテナ素子２から受信信号経路を介して入力された高周波受信信号を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をベースバンド信号処理回路４へ出力する。また、ＲＦ信号処理回路３は、ベースバンド信号処理回路４から入力された送信信号をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された高周波送信信号をパワーアンプ回路２４へ出力する。ＲＦ信号処理回路３は、例えば、ＲＦＩＣである。
　ベースバンド信号処理回路４で処理された信号は、例えば、画像信号として画像表示のために、または、音声信号として通話のために使用される。
　なお、高周波フロントエンド回路３０は、上述した各構成要素の間に、他の回路素子を備えていてもよい。
　以上のように構成された高周波フロントエンド回路３０及び通信装置４０によれば、上記実施の形態１に係るマルチプレクサ１を備えることにより、第１フィルタ１１の通過帯域外にて生じるストップバンドレスポンスを抑制することができ、第２フィルタ２１の通過帯域内にて生じる挿入損失を低減することができる。
　なお、高周波フロントエンド回路３０は、実施の形態１に係るマルチプレクサ１の第１フィルタ１１に代わり、実施の形態１の変形例１の第１フィルタ１１、ならびに、実施の形態２及び実施の形態２の変形例１に係る第１フィルタ１１Ａを備えてもかまわない。
　また、通信装置４０は、高周波信号の処理方式に応じて、ベースバンド信号処理回路４を備えていなくてもよい。
　（その他の実施の形態）
　以上、本発明の実施の形態に係るマルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置について、実施の形態及びその変形例を挙げて説明したが、本発明は、上記実施の形態及び変形例における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本発明に係る高周波フロントエンド回路及び通信装置を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。
　例えば、上記実施の形態３では、４つのフィルタを含むマルチプレクサを例に説明したが、本発明は、例えば、３つのフィルタのアンテナ端子が共通化されたトリプレクサや、６つのフィルタのアンテナ端子が共通化されたヘキサプレクサについても適用することができる。つまり、マルチプレクサは、２以上のフィルタを備えていればよい。
　また、上記実施の形態１では、第１フィルタ及び第２フィルタの双方が受信フィルタである例を示した。しかし、本発明は、第１フィルタのストップバンドレスポンスが第２フィルタの通過帯域内に位置するマルチプレクサであれば、第１及び第２フィルタの用途等に限定されず、適用することができる。このため、第１及び第２フィルタは、少なくとも一方が受信フィルタであってもよい。マルチプレクサは、送信フィルタ及び受信フィルタの双方を備える構成に限らず、送信フィルタのみ、または、受信フィルタのみを備える構成であってもかまわない。
　また、上記実施の形態１では、共振子１１０が、オフセット電極指（電極指に対向して相手側のバスバー電極から突出する電極）を有していない例を示したが、これに限られず、各共振子はオフセット電極指を有していてもよい。
　また、ＩＤＴ電極３２及び反射器３２ｃの密着層３２４、主電極層３２５及び保護層３２６を構成する材料は、前述した材料に限定されない。さらに、ＩＤＴ電極３２は、上記積層構造でなくてもよい。ＩＤＴ電極３２は、例えば、Ｔｉ、Ａｌ、Ｃｕ、Ｐｔ、Ａｕ、Ａｇ、Ｐｄなどの金属または合金から構成されてもよく、また、上記の金属または合金から構成される複数の積層体から構成されてもよい。また、保護層３２６は、形成されていなくてもよい。
　また、実施の形態１の共振子１１０における基板３２０において、高音速支持基板３２９は、支持基板と、圧電体層３２７を伝搬する表面波や境界波の弾性波よりも、伝搬するバルク波の音速が高速となる高音速膜とが積層された構造を有していてもよい。
　また、実施の形態１では、第１フィルタ１１を構成するＩＤＴ電極３２は、圧電体層３２７を有する基板３２０上に形成された例を示したが、ＩＤＴ電極３２が形成される基板は、圧電体層３２７の単層からなる圧電基板であってもよい。この場合の圧電基板は、例えば、ＬｉＴａＯ３の圧電単結晶、または、ＬｉＮｂＯ３などの他の圧電単結晶で構成される。また、ＩＤＴ電極３２が形成される基板３２０は、圧電性を有する限り、全体が圧電体層からなるものの他、支持基板上に圧電体層が積層されている構造を用いてもよい。
　また、上記実施の形態１に係る圧電体層３２７は、５０°ＹカットＸ伝搬ＬｉＴａＯ３単結晶を使用したものであるが、単結晶材料のカット角はこれに限定されない。つまり、弾性波フィルタ装置の要求通過特性などに応じて、適宜、積層構造、材料、及び厚みを変更してもよく、上記以外のカット角を有するＬｉＴａＯ３圧電基板またはＬｉＮｂＯ３圧電基板などを用いた弾性表面波フィルタであっても、同様の効果を奏することが可能となる。
　（まとめ）
　本発明の一態様に係るマルチプレクサは、共通端子、第１端子、及び第２端子と、前記共通端子と前記第１端子とを結ぶ第１経路上に配置され、複数の弾性波共振子を有する第１フィルタと、前記共通端子と前記第２端子とを結ぶ第２経路上に配置され、通過帯域の周波数が前記第１フィルタより高い第２フィルタと、を備え、前記複数の弾性波共振子は、前記第１経路上に配置された２以上の直列共振子と、前記第１経路上のノードとグランドとを結ぶ経路上に配置された１以上の並列共振子と、を含み、前記２以上の直列共振子のうち前記共通端子に最も近い第１直列共振子は、前記並列共振子を間に介さずに前記共通端子に接続され、前記複数の弾性波共振子は、圧電性を有する基板と、前記基板上に形成された一対の櫛歯状電極からなるＩＤＴ電極、及び、１以上の反射電極指を有する反射器を有し、前記第１直列共振子および、前記１以上の並列共振子のうち前記共通端子に最も近い第１並列共振子の少なくとも一方の反射電極指数は、残りの前記複数の弾性波共振子の反射電極指数よりも少ない。
　このように、第１直列共振子および第１並列共振子の少なくとも一方の反射電極指数を、残りの複数の弾性波共振子の反射電極指数よりも少なくすることで、第２フィルタに大きな影響を与える第１直列共振子および第１並列共振子の前記一方のストップバンドレスポンスを抑制することができる。これにより、第１フィルタのストップバンドに生じるレスポンスを効果的に抑制することができ、第２フィルタの通過帯域における挿入損失を低減することができる。
　また、前記第１直列共振子および前記第１並列共振子の反射電極指数は、残りの前記複数の弾性波共振子の反射電極指数よりも少なくてもよい。
　このように、第１直列共振子および第１並列共振子の両方の反射電極指数を、残りの弾性波共振子の反射電極指数よりも少なくすることで、第２フィルタに影響を与える第１直列共振子および第１並列共振子の両方のストップバンドレスポンスを抑制することができる。これにより、第１フィルタのストップバンドに生じるレスポンスを効果的に抑制することができ、第２フィルタの通過帯域における挿入損失を低減することができる。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係るマルチプレクサは、共通端子、第１端子、及び第２端子と、前記共通端子と前記第１端子とを結ぶ第１経路上に配置され、複数の弾性波共振子を有する第１フィルタと、前記共通端子と前記第２端子とを結ぶ第２経路上に配置され、通過帯域の周波数が前記第１フィルタより高い第２フィルタと、を備え、前記複数の弾性波共振子は、前記第１経路上に配置された１以上の直列共振子と、前記第１経路とグランドとを結ぶ経路上に配置された２以上の並列共振子と、を含み、前記２以上の並列共振子は、前記１以上の直列共振子のうち前記共通端子に最も近い第１直列共振子から見て前記共通端子側に位置する第１並列共振子と、前記第１端子側に位置する並列共振子を含み、前記複数の弾性波共振子は、圧電性を有する基板と、前記基板上に形成された一対の櫛歯状電極からなるＩＤＴ電極、及び、１以上の反射電極指を有する反射器を有し、前記第１並列共振子および前記第１直列共振子の少なくとも一方の反射電極指数は、残りの前記複数の弾性波共振子の反射電極指数よりも少ない。
　このように、第１並列共振子および第１直列共振子の少なくとも一方の反射電極指数を、残りの前記弾性波共振子の反射電極指数よりも少なくすることで、第２フィルタに大きな影響を与える第１並列共振子および第１直列共振子の前記一方のストップバンドレスポンスを抑制することができる。これにより、第１フィルタのストップバンドに生じるレスポンスを効果的に抑制することができ、第２フィルタの通過帯域における挿入損失を低減することができる。
　また、前記第１並列共振子および前記第１直列共振子の反射電極指数は、残りの前記複数の共振子の反射電極指数よりも少なくてもよい。
　このように、第１並列共振子および第１直列共振子の両方の反射電極指数を、残りの前記複数の弾性波共振子の反射電極指数よりも少なくすることで、第２フィルタに影響を与える第１並列共振子および第１直列共振子の両方のストップバンドレスポンスを抑制することができる。これにより、第１フィルタのストップバンドに生じるレスポンスを効果的に抑制することができ、第２フィルタの通過帯域における挿入損失を低減することができる。
　また、前記基板は、前記ＩＤＴ電極が一方の主面上に形成された圧電体層と、前記圧電体層を伝搬する弾性波音速よりも、伝搬するバルク波音速が高速である高音速支持基板と、前記高音速支持基板と前記圧電体層との間に配置され、前記圧電体層を伝搬する弾性波音速よりも、伝搬するバルク波音速が低速である低音速膜と、を備えていてもよい。
　これにより、圧電体層を有する基板上に形成されたＩＤＴ電極を含む各共振子のＱ値を高い値に維持できる。
　また、前記第１フィルタにより発生するストップバンドレスポンスの周波数は、前記第２フィルタの周波数通過帯域に含まれていてもよい。
　これによれば、第１フィルタのストップバンドに生じるレスポンスを抑制するとともに、第２フィルタの通過帯域における挿入損失を低減することができる。
　また、本発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、上記いずれかのマルチプレクサと、前記マルチプレクサに接続された増幅回路と、を備える。
　これにより、第１フィルタのストップバンドに生じるレスポンスを抑制するとともに第２フィルタにおける通過帯域の挿入損失を低減することができる高周波フロントエンド回路を提供できる。
　また、本発明の一態様に係る通信装置は、アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する上記高周波フロントエンド回路と、を備える。
　これにより、第１フィルタのストップバンドに生じるレスポンスを抑制するとともに第２フィルタにおける通過帯域の挿入損失を低減することができる通信装置を提供できる。
　本発明は、マルチバンドシステムに適用できるマルチプレクサ、フロントエンド回路及び通信装置として、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
　１　　マルチプレクサ
　２　　アンテナ素子
　３　　ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）
　４　　ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）
　１１、１１Ａ　　第１フィルタ
　１２、２２　　フィルタ
　１３　　受信側スイッチ
　１４　　ローノイズアンプ回路
　２１　　第２フィルタ
　２３　　送信側スイッチ
　２４　　パワーアンプ回路
　３０　　高周波フロントエンド回路
　３２　　ＩＤＴ電極
　３２ａ、３２ｂ　　櫛歯状電極
　３２ｃ　　反射器
　４０　　通信装置
　１１０　　共振子
　１１１ａ、１１１ｄ～１１１ｈ、１１１ｐ～１１３ｐ　　並列共振子
　１１１ｂ、１１１ｃ、１１１ｓ～１１４ｓ　　直列共振子
　３２０　　基板
　３２１ａ、３２１ｂ　　バスバー電極
　３２１ｃ　　反射器バスバー電極
　３２２ａ、３２２ｂ　　電極指
　３２２ｃ　　反射電極指
　３２４　　密着層
　３２５　　主電極層
　３２６　　保護層
　３２７　　圧電体層
　３２８　　低音速膜
　３２９　　高音速支持基板
　Ｎ、ｎ０、ｎ１、ｎ２、ｎ３、ｎ４　　ノード
　Ｐｏｒｔ１　　共通端子
　Ｐｏｒｔ１１　　第１端子
　Ｐｏｒｔ２１　　第２端子
　Ｐｏｒｔ１２、Ｐｏｒｔ２２　　個別端子
　ｒ１　　第１経路
　ｒ２　　第２経路

Claims (8)

  1. 　共通端子、第１端子、及び第２端子と、
    　前記共通端子と前記第１端子とを結ぶ第１経路上に配置され、複数の弾性波共振子を有する第１フィルタと、
    　前記共通端子と前記第２端子とを結ぶ第２経路上に配置され、通過帯域の周波数が前記第１フィルタより高い第２フィルタと、を備え、
    　前記複数の弾性波共振子は、
    　　前記第１経路上に配置された２以上の直列共振子と、
    　　前記第１経路上のノードとグランドとを結ぶ経路上に配置された１以上の並列共振子と、を含み、
    　前記２以上の直列共振子のうち前記共通端子に最も近い第１直列共振子は、前記並列共振子を介さずに前記共通端子に接続され、
    　前記複数の弾性波共振子は、圧電性を有する基板と、前記基板上に形成された一対の櫛歯状電極からなるＩＤＴ電極、及び、１以上の反射電極指を有する反射器を有し、
    　前記第１直列共振子および、前記１以上の並列共振子のうち前記共通端子に最も近い第１並列共振子の少なくとも一方の反射電極指数は、残りの前記複数の弾性波共振子の反射電極指数よりも少ない、
    　マルチプレクサ。
  2. 　前記第１直列共振子および前記第１並列共振子の反射電極指数は、残りの前記複数の弾性波共振子の反射電極指数よりも少ない、
    　請求項１に記載のマルチプレクサ。
  3. 　共通端子、第１端子、及び第２端子と、
    　前記共通端子と前記第１端子とを結ぶ第１経路上に配置され、複数の弾性波共振子を有する第１フィルタと、
    　前記共通端子と前記第２端子とを結ぶ第２経路上に配置され、通過帯域の周波数が前記第１フィルタより高い第２フィルタと、を備え、
    　前記複数の弾性波共振子は、
    　　前記第１経路上に配置された１以上の直列共振子と、
    　　前記第１経路とグランドとを結ぶ経路上に配置された２以上の並列共振子と、を含み、
    　前記２以上の並列共振子は、前記１以上の直列共振子のうち前記共通端子に最も近い第１直列共振子から見て前記共通端子側に位置する第１並列共振子と、前記第１端子側に位置する並列共振子を含み、
    　前記複数の弾性波共振子は、圧電性を有する基板と、前記基板上に形成された一対の櫛歯状電極からなるＩＤＴ電極、及び、１以上の反射電極指を有する反射器を有し、
    　前記第１並列共振子および前記第１直列共振子の少なくとも一方の反射電極指数は、残りの前記複数の弾性波共振子の反射電極指数よりも少ない、
    　マルチプレクサ。
  4. 　前記第１並列共振子および前記第１直列共振子の反射電極指数は、残りの前記複数の共振子の反射電極指数よりも少ない、
    　請求項３に記載のマルチプレクサ。
  5. 　前記基板は、
    　前記ＩＤＴ電極が一方の主面上に形成された圧電体層と、
    　前記圧電体層を伝搬する弾性波音速よりも、伝搬するバルク波音速が高速である高音速支持基板と、
    　前記高音速支持基板と前記圧電体層との間に配置され、前記圧電体層を伝搬するバルク波音速よりも、伝搬するバルク波音速が低速である低音速膜と、を備える、
    　請求項１～４のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  6. 　前記第１フィルタにより発生するストップバンドレスポンスの周波数は、前記第２フィルタの周波数通過帯域に含まれる、
    　請求項１～５のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  7. 　請求項１～６のいずれか１項に記載のマルチプレクサと、
    　前記マルチプレクサに接続された増幅回路と、を備える、
    　高周波フロントエンド回路。
  8. 　アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、
    　前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する請求項７に記載の高周波フロントエンド回路と、を備える、
    　通信装置。
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