KR102091686B1 - 멀티플렉서, 고주파 프론트 엔드 회로 및 통신 장치 - Google Patents

멀티플렉서, 고주파 프론트 엔드 회로 및 통신 장치 Download PDF

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Abstract

쿼드플렉서(1)에서, 듀플렉서(10)의 필터(12)는 듀플렉서(20)의 필터(22)보다 통과 대역의 주파수가 낮고, 필터(12)의 공통단자(Port1)에 가장 가까운 직렬 공진자(121s)는, 분할 공진자(121sa~121sc)에 의해 구성되며, 분할 공진자(121sa~121sc)는, 각각이 IDT 전극(32a) 및 반사기(32c)를 가지는 탄성파 공진자로서, 소정의 주파수 범위에서, 각각의 임피던스 특성의 리플이 서로 다른 제1 및 제2 분할 공진자(121sa~121sb)를 포함하고, 상기 소정의 주파수 범위는, 공통단자(Port1)에 가장 가까운 직렬 공진자(121s)의 반공진 주파수보다도 고역 측이고, 또한 반사기(32c)를 구성하는 복수개의 전극지(322c)의 피치에 의해 규정되면서, 필터(22)의 통과 대역에 포함되는 주파수 범위이다.

Description

멀티플렉서, 고주파 프론트 엔드 회로 및 통신 장치
본 발명은 멀티플렉서, 고주파 프론트 엔드 회로 및 통신 장치에 관한 것이다.
최근, 휴대전화 단말 등의 통신 장치에 대해, 하나의 단말로 복수개의 주파수대역 및 복수개의 무선방식, 이른바 멀티밴드화 및 멀티모드화에 대응하기 위해, 고주파 신호를 주파수대역마다 분리(분파)하는 분파기가 널리 이용되고 있다. 이와 같은 분파기로서, 송신 필터 및 수신 필터를 각각 포함하는 2개의 듀플렉서를 조합함으로써 쿼드플렉서화한 구성이 제안되고 있다(예를 들면, 특허문헌 1 참조).
일본 공개특허공보 특개2012-028896호
이와 같이 구성된 쿼드플렉서 등의 멀티플렉서에서는 각 필터를 경유하는 경로끼리가 서로 접속되기 때문에 한 필터의 특성이 다른 필터의 특성에 영향을 줄 수 있다. 따라서, 한 필터의 특성으로서 상기 한 필터 자신에게는 문제가 되지 않는 특성이 다른 필터의 특성을 열화(劣化)시키는 요인이 될 수 있다. 구체적으로는, 한 필터의 스톱밴드 리플(stopband ripple)(저지역(沮止域; stopband)에 생기는 리플)은 한 필터 자신의 통과 대역 내의 특성에는 영향을 미치지 않는다. 그러나 상기 스톱밴드 리플이 발생하고 있는 주파수가 다른 필터의 통과 대역 내에 위치하고 있는 경우, 다른 필터의 통과 대역에서의 리플(패스밴드 리플(passband ripple))의 증대를 초래하는 요인이 된다.
본 발명은, 상기 과제를 해결하기 위해 이루어진 것이며, 통과 대역 내의 리플을 억제할 수 있는 멀티플렉서, 고주파 프론트 엔드 회로 및 통신 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위해, 본 발명의 한 양태에 따른 멀티플렉서는, 공통단자와, 제1 단자 및 제2 단자와, 상기 공통단자와 상기 제1 단자를 잇는 제1 경로 상에 배치된 제1 듀플렉서와, 상기 공통단자와 상기 제2 단자를 잇는 제2 경로 상에 배치된 제2 듀플렉서를 포함하고, 상기 제1 듀플렉서가 포함하는 제1 필터는, 상기 제2 듀플렉서가 포함하는 제2 필터보다 통과 대역의 주파수가 낮고, 상기 제1 필터는, 상기 제1 경로 상에 배치된 1 이상의 직렬 공진자, 및 상기 제1 경로와 그라운드를 잇는 경로 상에 배치된 1 이상의 병렬 공진자를 가지며, 상기 1 이상의 직렬 공진자 중 상기 공통단자에 가장 가까운 직렬 공진자는, 서로의 사이에 상기 1 이상의 병렬 공진자 중 어느 것도 접속되지 않고 줄지어 직렬 접속된 복수개의 분할 공진자에 의해 구성되고, 상기 복수개의 분할 공진자는, 각각이 IDT 전극 및 반사기를 가지는 탄성파 공진자로서, 소정의 주파수 범위에서, 각각의 임피던스 특성의 리플이 서로 다른 제1 및 제2 분할 공진자를 포함하며, 상기 소정의 주파수 범위는, 상기 공통단자에 가장 가까운 직렬 공진자의 반공진 주파수보다도 고역 측이고, 또한 상기 반사기를 구성하는 복수개의 전극지(電極指)의 피치에 의해 규정되면서, 상기 제2 필터의 통과 대역에 포함되는 주파수 범위이다.
여기서, 탄성파 공진자의 임피던스 특성은, 반사기의 스톱밴드의 고역 측에서, 반사기를 구성하는 복수개의 전극지(이후, 반사 전극지)의 피치(전극 피치)에 의해 주파수 및 위상 등이 규정되는 리플을 포함한다. 따라서, 제1 필터 내의 공통단자에 가장 가까운 직렬 공진자가 하나의 탄성표면파 공진자에 의해 구성되면서, 상기 탄성표면파 공진자에 의한 리플이 제2 필터의 통과 대역에 위치하는 경우, 제2 필터의 통과 대역 내에 제1 필터의 직렬 공진자의 리플의 영향이 나타나게 된다. 이에 반하여, 본 양태에 의하면, 상기 직렬 공진자가 상기 소정의 주파수 범위에서의 각각의 임피던스 특성의 리플이 서로 다른 제1 및 제2 분할 공진자에 의해 구성됨으로써, 제2 필터의 통과 대역 내에 나타나는 제1 및 제2 분할 공진자의 리플의 영향을 서로 상쇄할(스무딩할) 수 있다. 따라서, 제1 필터에 의한 리플을 스무딩할 수 있으므로, 제2 필터의 통과 대역의 리플을 억제할 수 있다.
또한, 상기 복수개의 분할 공진자는 상기 리플이 서로 다른 3 이상의 분할 공진자를 포함하는 것으로 해도 된다.
이로써, 제1 필터에 의한 리플을 더 스무딩할 수 있으므로, 제2 필터의 통과 대역의 리플을 더 억제할 수 있다.
또한, 상기 제1 및 제2 분할 공진자는, 상기 리플이 서로 다르도록 설계 파라미터가 서로 다르게 되어 있는 것으로 해도 된다.
이와 같이 설계 파라미터를 다르게 함으로써 리플이 서로 다르므로, 제1 필터에 의한 리플을 스무딩할 수 있는 멀티플렉서를 용이하게 제조할 수 있다.
또한, 상기 제1 및 상기 제2 분할 공진자는, 상기 IDT 전극의 용량이 대략 동일해지도록 상기 설계 파라미터가 서로 다르게 되어 있는 것으로 해도 된다.
이로써, 제1 및 제2 분할 공진자에 대해, 임피던스 특성의 리플의 크기를 서로 대략 동일하게 할 수 있다. 이 때문에, 제1 필터에 의한 리플을 더 스무딩할 수 있으므로, 제2 필터의 통과 대역의 리플을 더 억제할 수 있다. 또한, 제1 및 제2 분할 공진자에서 IDT 전극의 용량이 대략 동일해지기 때문에, 제1 및 제2 분할 공진자의 내전력 성능을 동등하게 할 수 있다. 따라서, 복수개의 분할 공진자로 구성되는 직렬 공진자 전체의 내전력 성능을 높이는 것이 가능해진다.
또한, 상기 설계 파라미터는, 상기 IDT 전극을 구성하는 복수개의 전극지의 피치, 교차 폭, 쌍수 및 듀티, 그리고 상기 IDT 전극과 상기 반사기의 거리 중 적어도 하나인 것으로 해도 된다.
이로써, 제1 및 제2 분할 공진자에 대해, 임피던스 특성의 리플의 크기, 위상 및 주파수, 혹은 상기 리플이 발생하는 주파수 등이 서로 다른 것이 된다. 이 때문에, 제1 필터에 의한 리플을 더 스무딩할 수 있으므로, 제2 필터의 통과 대역의 리플을 더 억제할 수 있다. 또한, 멀티플렉서의 제조 공정에서, 복수개의 전극지의 폭 또는 길이, 혹은 IDT 전극과 반사기의 거리를 다르게 함으로써 설계 파라미터를 용이하게 다르게 할 수 있다.
또한, 상기 제1 및 상기 제2 분할 공진자는, 상기 IDT 전극을 구성하는 복수개의 전극지의 피치를 λ라 하면, 상기 IDT 전극과 상기 반사기의 거리가 0.44λ 이상이면서 0.5λ 미만인 것으로 해도 된다.
즉, 본원 발명자는 예의 검토한 결과, 제1 및 제2 분할 공진자에 대해, IDT 전극과 반사기의 거리를 0.44λ 이상이면서 0.5λ 미만으로 한 경우에 통과 대역 내의 리플을 억제할 수 있는 것을 발견했다. 구체적으로는, IDT 전극과 반사기의 거리를 지나치게 작게 하면, 제1 필터의 통과 대역 내에서의 리플이 증대된다. 또한, IDT 전극과 반사기의 거리를 지나치게 크게 하면, 제2 필터의 통과 대역 내에서의 리플이 증대된다. 이 때문에, IDT 전극과 반사기의 거리를 적정범위로 유지함으로써, 제1 및 제2 필터 중 어느 것에 대해서도 통과 대역 내의 리플을 억제할 수 있다.
또한, 상기 제1 필터는, 상기 1 이상의 직렬 공진자 및 상기 1 이상의 병렬 공진자로 구성되는 적어도 1단의 래더형 필터 구조를 가지는 것으로 해도 된다.
또한, 상기 제1 필터는, 복수단의 상기 래더형 필터 구조를 가지는 것으로 해도 된다.
이로써, 제1 필터 전체의 통과 특성을 세밀하게 조정하는 것이 가능해진다.
또한, 상기 제1 필터는 상기 제1 경로 상에 배치된 종결합형 필터 구조를 더 가지는 것으로 해도 된다.
이로써, 감쇠 강화 등이 요구되는 필터 특성에 적응하는 것이 가능해진다.
또한, 상기 IDT 전극 및 상기 반사기가 주면(主面) 상에 배치된 압전막과, 상기 압전막을 전파하는 탄성파 음속보다도, 전파하는 벌크파 음속이 고속인 고음속 지지 기판과, 상기 고음속 지지 기판과 상기 압전막 사이에 배치되고, 상기 압전막을 전파하는 벌크파 음속보다도, 전파하는 벌크파 음속이 저속인 저음속막을 더 포함하는 것으로 해도 된다.
이로써, IDT 전극을 포함하는 각 공진자의 Q값을 높은 값으로 유지할 수 있다.
또한, 상기 제1 필터의 통과 대역은 Band3에서의 상향 주파수대이고, 상기 제2 필터의 통과 대역은 Band1에서의 상향 주파수대인 것으로 해도 된다.
제1 필터의 통과 대역이 Band3에서의 상향 주파수대이고, 제2 필터의 통과 대역이 Band1에서의 상향 주파수대인 경우, 제2 필터의 통과 대역 내의 리플이 증대되기 쉽다. 이 때문에, 제1 필터의 공통단자에 가장 가까운 직렬 공진자를 상술한 조건을 충족하도록 구성함으로써, 상기 리플의 증대를 효과적으로 억제할 수 있다.
또한, 본 발명의 한 양태에 따른 고주파 프론트 엔드 회로는, 상술한 어느 하나의 멀티플렉서와, 상기 멀티플렉서에 접속된 증폭 회로를 포함한다.
이로써, 통과 대역 내의 리플을 억제할 수 있는 고주파 프론트 엔드 회로를 제공할 수 있다.
또한, 본 발명의 한 양태에 따른 통신 장치는, 안테나 소자로 송수신되는 고주파 신호를 처리하는 RF 신호 처리 회로와, 상기 안테나 소자와 상기 RF 신호 처리 회로 사이에서 상기 고주파 신호를 전달하는 상기의 고주파 프론트 엔드 회로를 포함한다.
이로써, 통과 대역 내의 리플을 억제할 수 있는 통신 장치를 제공할 수 있다.
본 발명에 따른 멀티플렉서 등에 의하면, 통과 대역 내의 리플을 억제할 수 있다.
도 1은 실시형태 1에 따른 쿼드플렉서의 구성도이다.
도 2는 Band1 및 Band3에 할당된 주파수대역을 설명하는 도면이다.
도 3은 실시형태 1에 따른 필터의 회로 구성도이다.
도 4는 실시형태 1에 따른 필터의 공진자를 모식적으로 나타내는 평면도 및 단면도이다.
도 5는 비교예에서 발생하는 문제를 나타내는 도면이다.
도 6은 실시예에 따른 쿼드플렉서의 통과 특성을 비교예와 비교하여 나타내는 그래프이다.
도 7은 비교예에서, 통과 대역 내에 리플이 발생하는 요인을 개념적으로 나타내는 도면이다.
도 8은 실시형태 1의 변형예에 따른 필터의 회로 구성도이다.
도 9는 실시형태 2에 따른 고주파 프론트 엔드 회로의 구성도이다.
이하, 본 발명의 실시형태에 대해, 실시예 및 도면을 이용하여 상세하게 설명한다. 한편, 이하에서 설명하는 실시형태는 모두 포괄적 또는 구체적인 예를 나타내는 것이다. 이하의 실시형태로 나타나는 수치, 형상, 재료, 구성 요소, 구성 요소의 배치 및 접속 형태 등은 일례이며, 본 발명을 한정하는 주지가 아니다. 이하의 실시형태에서의 구성 요소 중 독립 청구항에 기재되어 있지 않은 구성 요소에 대해서는 임의의 구성 요소로서 설명된다. 또한, 도면에 나타나는 구성 요소의 크기, 또는 크기의 비는 반드시 엄밀하지 않다. 또한, 각 도면에서, 실질적으로 동일한 구성에 대해서는 동일한 부호를 붙이고 있고, 중복하는 설명은 생략 또는 간략화하는 경우가 있다. 또한, 이하의 실시형태에서, "접속된다"란, 직접 접속되는 경우뿐만 아니라, 다른 소자 등을 통해 전기적으로 접속되는 경우도 포함된다.
(실시형태 1)
본 실시형태에서는 멀티플렉서로서 쿼드플렉서를 예로 설명한다.
[1. 멀티플렉서의 기본 구성]
도 1은 본 실시형태에 따른 쿼드플렉서(1)의 구성도이다. 한편, 같은 도면에는 쿼드플렉서(1)의 공통단자(Port1)에 접속되는 안테나 소자(2)도 도시되어 있다.
쿼드플렉서(1)는 통과 대역이 서로 다른 복수개의 필터(여기서는 4개의 필터(11, 12, 21 및 22))를 포함하고, 이들 복수개의 필터의 안테나 측의 단자가 공통단자(Port1)로 묶인 멀티플렉서(분파기)이다. 즉, 복수개의 필터 각각의 한쪽의 단자는 공통단자(Port1)에 접속되어 있다.
본 실시형태에서는, 쿼드플렉서(1)는 LTE(Long Term Evolution)에 대응하고, 3GPP(Third Generation Partnership Project)로 규정된 후술하는 Band의 고주파 신호를 통과시킨다.
구체적으로는, 도 1에 나타내는 바와 같이, 쿼드플렉서(1)는 공통단자(Port1)와 4개의 개별단자(Port11, Port12, Port21 및 Port22)와 4개의 필터(11, 12, 21및 22)를 가진다.
공통단자(Port1)는 4개의 필터(11, 12, 21 및 22)에 공통으로 마련되고, 쿼드플렉서(1)의 내부에서 이들 필터(11, 12, 21 및 22)에 접속되어 있다. 또한, 공통단자(Port1)는 쿼드플렉서(1)의 외부에서 안테나 소자(2)에 접속된다. 즉, 공통단자(Port1)는 쿼드플렉서(1)의 안테나 단자이기도 하다.
개별단자(Port11, Port12, Port21 및 Port22)는 이 순서대로 4개의 필터(11, 12, 21 및 22)에 개별적으로 대응하여 마련되고, 쿼드플렉서(1)의 내부에서 대응하는 필터에 접속되어 있다. 또한, 개별단자(Port11, Port12, Port21 및 Port22)는, 쿼드플렉서(1)의 외부에서 증폭 회로 등(도시하지 않음)을 통해 RF 신호 처리 회로(RFIC: Radio Frequency Integrated Circuit, 도시하지 않음)에 접속된다.
필터(11)는 공통단자(Port1)와 개별단자(Port11)(수신단자)를 잇는 경로 상에 배치되고, 본 실시형태에서는 Band3에서의 하향 주파수대(수신 대역)를 통과 대역으로 하는 수신 필터이다.
필터(12)는 공통단자(Port1)와 개별단자(Port12)(송신단자)를 잇는 경로 상에 배치되고, 본 실시형태에서는 Band3에서의 상향 주파수대(송신 대역)를 통과 대역으로 하는 송신 필터이다. 본 실시형태에서, 필터(12)는 공통단자(Port1)와 제1 단자(여기서는 개별단자(Port12))를 잇는 제1 경로 상에 배치된 제1 필터에 상당한다.
필터(21)는 공통단자(Port1)와 개별단자(Port21)(수신단자)를 잇는 경로 상에 배치되고, 본 실시형태에서는 Band1에서의 하향 주파수대(수신 대역)를 통과 대역으로 하는 수신 필터이다.
필터(22)는 공통단자(Port1)와 개별단자(Port22)(송신단자)를 잇는 경로 상에 배치되고, 본 실시형태에서는 Band1에서의 상향 주파수대(송신 대역)를 통과 대역으로 하는 송신 필터이다. 본 실시형태에서, 필터(22)는 공통단자(Port1)와 제2 단자(여기서는 개별단자(Port22))를 잇는 제2 경로 상에 배치된 제2 필터에 상당한다.
이들 필터(11)와 필터(12)는 Band3을 통과 대역으로 하는 언밸런스형 듀플렉서(10)(제1 듀플렉서)를 구성한다. 즉, 필터(12)는 공통단자(Port1)와 제1 단자(여기서는 개별단자(Port12))를 잇는 제1 경로 상에 배치되어 있다. 또한, 필터(21)와 필터(22)는 Band1을 통과 대역으로 하는 언밸런스형 듀플렉서(20)(제2 듀플렉서)를 구성한다. 즉, 필터(22)는 공통단자(Port1)와 제2 단자(여기서는 개별단자(Port22))를 잇는 제2 경로 상에 배치되어 있다. 즉, 본 실시형태에 따른 쿼드플렉서(1)는, Band3을 통과 대역으로 하는 듀플렉서(10)의 공통단자와 Band1을 통과 대역으로 하는 듀플렉서(20)의 공통단자가, 공통단자(Port1)로 공통화된 구성이다. 본 실시형태에서는 듀플렉서(10)를 통과하는 신호 경로와 듀플렉서(20)를 통과하는 신호 경로는 노드(N)로 접속되어 있다. 즉, 노드(N)는 이들 2개의 신호 경로를 묶는 점이고, 상기 2개의 신호 경로의 공통 접속점이다.
여기서, 본 실시형태에 따른 쿼드플렉서(1)의 통과 대역인 Band1 및 Band3에 할당된 주파수대역에 대해 설명한다. 한편, 이하에서는 주파수대역의 범위에 대해, A 이상 B 이하를 나타내는 수치범위를 A~B와 같이 간략화하여 기재한다.
도 2는 Band1 및 Band3에 할당된 주파수대역을 설명하는 도면이다. 한편, 이후, 각 Band의 수신 대역(Rx) 및 송신 대역(Tx)을, 예를 들면 Band1의 수신 대역(Rx)에 대해서는 "Band1 Rx대"와 같이, 밴드 이름과 그 말미에 부가된 수신 대역 또는 송신 대역을 나타내는 문언으로 간략화하여 기재하는 경우가 있다.
같은 도면에 나타내는 바와 같이, Band1은 송신 대역에 1920~1980㎒가 할당되고, 수신 대역에 2110~2170㎒가 할당되어 있다. Band3은 송신 대역에 1710~1785㎒가 할당되고, 수신 대역에 1805~1880㎒가 할당되어 있다. 따라서, 필터(11, 12, 21 및 22)의 필터 특성으로는, 같은 도면의 실선으로 나타내는 바와 같은, 대응하는 Band의 송신 대역 또는 수신 대역을 통과시키고, 다른 대역을 감쇠시키는 바와 같은 특성이 요구된다.
이상과 같이, 쿼드플렉서(1)는, 필터(12)(제1 필터)와, 통과 대역의 주파수가 필터(12)보다 높은 필터(22)(제2 필터)를 포함한다. 또한, 쿼드플렉서(1)는 필터(12)를 포함하는 2개의 필터(본 실시형태에서는 필터(11 및 12))를 포함하는 듀플렉서(10)(제1 듀플렉서), 및 필터(22)를 포함하는 2개의 필터(본 실시형태에서는 필터(21 및 22))를 포함하는 듀플렉서(20)(제2 듀플렉서)에 의해 구성되어 있다.
한편, 2개의 듀플렉서(10 및 20)의 통과 대역은 Band3 및 Band1의 조합에 한정되지 않고, 예를 들면, Band25 및 Band66의 조합, 혹은 Band3 및 Band7의 조합이어도 상관없다. 또한, 쿼드플렉서(1)에서, 각 필터(11, 12, 21 및 22)와 노드(N)를 잇는 경로 상 혹은 노드(N)와 공통단자(Port1)를 잇는 경로 상 등에, 임피던스 정합용 인덕터 등의 임피던스 소자가 접속되어 있어도 상관없다.
[2. 필터의 기본 구성]
다음으로, 각 필터(11, 12, 21 및 22)의 기본구성에 대해, Band3 Tx를 통과 대역으로 하는 필터(12)(제1 필터)의 기본 구성을 예로 설명한다.
도 3은 필터(12)의 회로 구성도이다. 같은 도면에 나타내는 바와 같이, 필터(12)는 직렬 공진자(121s~125s)와 병렬 공진자(121p~124p)와 인덕터(121L)를 포함한다. 여기서, 같은 도면에 나타내는 바와 같이, 공통단자(Port1)(즉, 듀플렉서(10 및 20)로 공통화된 안테나 단자)에 가장 가까운 직렬 공진자(121s)는 복수개(본 실시형태에서는 3개)의 분할 공진자(121sa~121sc)에 의해 구성되어 있다. 단, 간단명료를 위해, 우선, 직렬 공진자(121s)를 하나의 소자로 취급하여, 필터(12)의 기본 구성에 대해 설명한다.
직렬 공진자(121s~125s)는, 공통단자(Port1)와 개별단자(Port12)를 잇는 경로(직렬암(series arm)) 상에 공통단자(Port1) 측으로부터 이 순서대로 서로 직렬로 접속되어 있다. 또한, 병렬 공진자(121p~124p)는, 직렬 공진자(121s~125s)의 각 접속점과, 기준단자(그라운드)를 잇는 경로(병렬암) 상에 서로 병렬로 접속되어 있다. 구체적으로는, 병렬 공진자(121p~123p)는 인덕터(121L)를 통해 기준단자에 접속되고, 병렬 공진자(124p)는 기준단자에 직접 접속되어 있다. 직렬 공진자(121s~125s) 및 병렬 공진자(121p~124p)의 상기 접속 구성에 의해, 필터(12)는 래더형 밴드패스 필터를 구성하고 있다.
이와 같이, 필터(12)(제1 필터)는 1 이상의 직렬 공진자(본 실시형태에서는 5개의 직렬 공진자(121s~125s)), 및 1 이상의 병렬 공진자(본 실시형태에서는 4개의 병렬 공진자(121p~124p))로 구성되는 래더형 필터 구조를 가진다. 구체적으로는, 필터(12)는 복수단(본 실시형태에서는 4단)의 래더형 필터 구조를 가진다. 이로써, 필터(12) 전체의 통과 특성을 세밀하게 조정하는 것이 가능해진다.
한편, 필터(12)의 직렬 공진자 및 병렬 공진자의 수는 각각 5개 및 4개에 한정되지 않고, 직렬 공진자가 1개 이상이면서, 병렬 공진자가 1개 이상 있으면 된다. 즉, 필터(12)는 1단 이상의 래더형 필터 구조를 가지고 있으면 된다.
또한, 병렬 공진자(121p~123p)는 인덕터(121L)를 통하지 않고 기준단자에 직접 접속되어 있어도 되고, 병렬 공진자(124p)는 인덕터를 통해 기준단자에 접속되어 있어도 된다. 또한, 직렬암 상 혹은 병렬암(parallel arm) 상에 인덕터 및 커패시터 등의 임피던스 소자가 삽입 또는 접속되어 있어도 된다.
또한, 도 3에서는 병렬 공진자(121p~123p)가 접속되는 기준단자(그라운드)가 공통화되고, 병렬 공진자(124p)가 접속되는 기준단자가 개별화되어 있으나, 공통화되어 있는 기준단자 및 개별화되어 있는 기준단자는 이에 한정되지 않고, 예를 들면, 필터(12)의 실장 레이아웃의 제약 등에 의해 적절히 선택될 수 있다.
또한, 래더형 필터 구조를 구성하는 직렬 공진자(121s~125s) 중 가장 공통단자(Port1)에 가까운 직렬 공진자(121s)의 공통단자(Port1) 측의 노드, 혹은 가장 개별단자(Port12)에 가까운 직렬 공진자(125s)의 개별단자(Port12) 측의 노드에 병렬 공진자가 접속되어 있어도 된다.
다음으로, 직렬 공진자(121s)를 구성하는 복수개(본 실시형태에서는 3개)의 분할 공진자(121sa~121sc)에 대해 설명한다.
분할 공진자(121sa~121sc)는 직렬 공진자(121s)가 분할된 공진자이고, 서로의 사이에 병렬 공진자(121p~124p) 중 어느 것도 접속되지 않고 줄지어 직렬 접속되어 있다. 즉, 분할 공진자(121sa~121sc)는 서로의 사이에 다른 회로 소자와의 접속 노드 또는 다른 회로 소자가 개재하지 않고 직렬 접속됨으로써 직렬 공진자(121s)를 구성하고 있다.
이들 분할 공진자(121sa~121sc)는, 소정의 주파수 범위에서의 각각의 임피던스 특성의 리플이 서로 다르도록, 설계 파라미터가 서로 다른 제1 및 제2 분할 공진자를 포함한다. 구체적으로는, 본 실시형태에서는, 분할 공진자(121sa~121sc)는 소정의 주파수 범위에서의 각각의 임피던스 특성의 리플이 서로 다르도록, 설계 파라미터가 서로 다르다. 즉, 본 실시형태에서는, 분할 공진자(121sa~121sc) 중 임의의 2개의 분할 공진자에 대해, 한쪽이 제1 분할 공진자에 상당하고, 다른 쪽이 제2 분할 공진자에 상당하며, 예를 들면, 분할 공진자(121sa)가 제1 분할 공진자에 상당하고, 분할 공진자(121sb)가 제2 분할 공진자에 상당한다.
여기서, "소정의 주파수 범위"란, 공통단자(Port1)에 가장 가까운 직렬 공진자(121s)의 반공진 주파수보다도 고역 측이고, 또한 반사기(32c)를 구성하는 복수개의 반사 전극지(322c)의 피치(전극 피치, 상세한 내용에 대해서는 도 4에서 설명함)에 의해 규정되면서, 필터(22)(제2 필터)의 통과 대역에 포함되는 주파수 범위이다. 반사 전극지(322c)는 반사기(32c)를 구성하는 복수개의 전극지로서, 이른바 "반사기의 전극지"이다.
또한, "임피던스 특성의 리플이 서로 다르다"란, 제1 분할 공진자의 임피던스 특성에 나타나는 제1 리플과 제2 분할 공진자의 임피던스 특성에 나타나는 제2 리플을 비교하면, 리플의 주파수 성분 또는 위상, 혹은 리플이 나타나는 주파수 위치 등이 다른 것을 가리킨다.
한편, 직렬 공진자(121s)를 구성하는 분할 공진자의 개수는 3개에 한정되지 않고 복수개이면 되고, 예를 들면, 2개 혹은 4개 이상이어도 상관없다. 즉, 분할 공진자의 개수는 필터(12) 또는 쿼드플렉서(1)에 요구되는 전기적 특성 또는 레이아웃 면적 등에 따라, 적절히 선택될 수 있다.
또한, 직렬 공진자(121s)를 구성하는 복수개의 분할 공진자(본 실시형태에서는 3개의 분할 공진자(121sa~121sc))는, 설계 파라미터가 서로 다른 제1 및 제2 분할 공진자를 포함하고 있으면 되고, 제1 또는 제2 분할 공진자와 설계 파라미터가 동일한 제3 분할 공진자를 포함해도 상관없다. 예를 들면, 본 실시형태에서는 분할 공진자(121sa~121sc)는 설계 파라미터가 서로 다른 것으로 했으나, 분할 공진자(121sc)(제3 분할 공진자)는 설계 파라미터가 분할 공진자(121sa 및 121sb) 중 어느 한쪽과 동일해도 상관없다.
또한, 이와 같은 제1~제3분할 공진자를 포함하는 구성에서, 상기 제1~제3 분할 공진자의 배열순은 특별히 한정되지 않는다. 예를 들면, 공통단자(Port1)(즉, 듀플렉서(10 및 20)로 공통화된 안테나 단자)에 가장 가까운 측에서부터 순서대로, 제1, 제2 및 제3 분할 공진자의 순으로 배열되어 있어도 상관없고, 제1, 제3 및 제2 분할 공진자의 순으로 배열되어 있어도 상관없다.
[3. 공진자 구조]
다음으로, 필터(12)(제1 필터)를 구성하는 각 공진자(분할 공진자, 직렬 공진자 및 병렬 공진자)의 구조에 대해 설명한다. 본 실시형태에서는, 상기 공진자는 탄성표면파(SAW: Surface Acoustic Wave) 공진자이다.
한편, 다른 필터(11, 21 및 22)는 상기의 구성에 한정되지 않고, 요구되는 필터 특성 등에 따라 적절히 설계될 수 있다. 구체적으로는, 필터(11, 21 및 22)는 래더형 필터 구조를 가지지 않아도 되고, 예를 들면 종결합형 필터 구조이어도 상관없다. 또한, 필터(11, 21 및 22)를 구성하는 각 공진자는 SAW 공진자에 한정되지 않고, 예를 들면, BAW(Bulk Acoustic Wave) 공진자이어도 상관없다. 또한, 필터(11, 21 및 22)는 공진자를 이용하지 않고 구성되어 있어도 되고, 예를 들면, LC 공진 필터 혹은 유전체 필터이어도 상관없다.
도 4는 본 실시형태에 따른 필터(12)의 공진자를 모식적으로 나타내는 평면도 및 단면도이다. 같은 도면에는 필터(12)를 구성하는 복수개의 공진자 중 분할 공진자(121sa)의 구조를 나타내는 평면 모식도 및 단면 모식도가 예시되어 있다. 한편, 도 4에 나타난 분할 공진자(121sa)는 상기 복수개의 공진자의 전형적인 구조를 설명하기 위한 것으로서, 전극을 구성하는 전극지의 개수나 길이 등은 이에 한정되지 않는다.
도 4의 평면도에 나타내는 바와 같이, 분할 공진자(121sa)는, 탄성파를 여진(勵振)하는 IDT(InterDigital Transducer) 전극(32a 및 32b)과, IDT 전극(32a 및 32b)으로 여진된 탄성파를 반사하는 반사기(32c)를 가진다. 반사기(32c)는 IDT 전극(32a 및 32b)에 대하여 탄성파의 전파 방향으로 배치되어 있다. 따라서, IDT 전극(32a 및 32b)으로 여기된 탄성파를 효율적으로 가둘 수 있으므로, 탄성파의 외부로의 누설을 억제할 수 있다. 이 때문에, 필터(12)의 필터 특성을 향상시킬 수 있다. 구체적으로는, 분할 공진자(121sa)는, 서로 대향하는 한 쌍의 IDT 전극(32a 및 32b)과, 한 쌍의 반사기(32c)로 구성되어 있다. 한편, 실장 레이아웃의 제약 등에 따라, 한 쌍의 반사기(32c) 중 한쪽이 배치되어 있지 않아도 된다.
IDT 전극(32a)은 빗형 형상으로 배치되고, 서로 평행한 복수개의 전극지(322a)와, 복수개의 전극지(322a)를 접속하는 버스바(busbar) 전극(321a)으로 구성되어 있다. 또한, IDT 전극(32b)은 빗형 형상으로 배치되고, 서로 평행한 복수개의 전극지(322b)와, 복수개의 전극지(322b)를 접속하는 버스바 전극(321b)으로 구성되어 있다. 복수개의 전극지(322a 및 322b)는 X축방향과 직교하는 방향을 따라 형성되어 있다.
여기서, 직렬 공진자(121s)를 구성하는 복수개의 분할 공진자(121sa~121sc) 중 제1 및 제2 분할 공진자는, IDT 전극(32a 및 32b)의 용량이 대략 동일해지도록 설계 파라미터가 서로 다르다. 이로써, 제1 및 제2 분할 공진자에서 IDT 전극(32a 및 32b)의 용량이 대략 동일해지기 때문에, 제1 및 제2 분할 공진자의 내전력 성능을 동등하게 할 수 있다. 따라서, 복수개의 분할 공진자(121sa~121sc)로 구성되는 직렬 공진자(121s) 전체의 내전력 성능을 높이는 것이 가능해진다. 예를 들면, IDT 전극(32a 및 32b)의 용량은 IDT 전극(32a 및 32b)의 교차 폭 및 쌍수 등에 비례한다. 또한, "대략 동일하다"란, 완전히 동일한 것뿐만 아니라, 실질적으로 동일한 것도 포함한다. 즉, "대략"이란 수 퍼센트 정도의 오차도 포함한다.
구체적으로는, 본 실시형태에서는 복수개의 분할 공진자(121sa~121sc) 전체에서, IDT 전극(32a 및 32b)의 용량이 대략 동일해지도록 설계 파라미터가 서로 다르다. 즉, 직렬 공진자(121s) 전체의 내전력 성능은, 상기 직렬 공진자(121s)를 구성하는 복수개의 분할 공진자(121sa~121sc) 중 가장 내전력 성능이 낮은 분할 공진자에 의해 제약된다. 따라서, 복수개의 분할 공진자(121sa~121sc) 전체에서 IDT 전극(32a 및 32b)의 용량을 대략 동일하게 하여 내전력 성능을 동등하게 함으로써, 직렬 공진자(121s) 전체의 내전력 성능을 향상시킬 수 있다.
한편, 복수개의 분할 공진자(121sa~121sc)는, IDT 전극(32a 및 32b)의 용량이 대략 동일한 제1 및 제2 분할 공진자를 포함하고 있으면 되고, 제1 또는 제2 분할 공진자와 IDT 전극(32a 및 32b)의 용량이 다른 제3 분할 공진자를 포함해도 상관없다. 예를 들면, 분할 공진자(121sc)(제3 분할 공진자)는 IDT 전극(32a 및 32b)의 용량이 분할 공진자(121sa 및 121sb)와 달라도 상관없다.
한 쌍의 반사기(32c)는 IDT 전극(32a 및 32b)에 대하여 탄성파의 전파 방향(X축방향)으로 배치되어 있다. 구체적으로는, 한 쌍의 반사기(32c)는 탄성파의 전파 방향에서 IDT 전극(32a 및 32b)을 끼도록 배치되어 있다. 각 반사기(32c)는 서로 평행한 복수개의 반사 전극지(322c)와, 복수개의 반사 전극지(322c)의 한쪽의 단부를 접속하는 버스바 전극 및 복수개의 반사 전극지(322c)의 다른 쪽의 단부를 접속하는 버스바 전극으로 이루어지는 한 쌍의 버스바 전극(321c)으로 구성되어 있다. 복수개의 반사 전극지(322c)는 복수개의 전극지(322a 및 322b)와 마찬가지로, X축방향과 직교하는 방향을 따라 형성되어 있다.
이와 같이 구성된 한 쌍의 반사기(32c)는, 전파되는 탄성파의 정재파를 공진자(여기서는 분할 공진자(121sa))의 외부로 누설하지 않고 가둘 수 있다. 이로써, 상기 공진자는 IDT 전극(32a 및 32b)의 전극 피치, 쌍수 및 교차 폭 등으로 규정되는 통과 대역의 고주파 신호를 저손실로 전파하고, 통과 대역 밖의 고주파 신호를 고감쇠시키는 것이 가능해진다.
또한, 복수개의 전극지(322a 및 322b), 그리고 버스바 전극(321a 및 321b)으로 구성되는 IDT 전극(32a 및 32b)은, 도 4의 단면도에 나타내는 바와 같이, 밀착층(323)과 메인 전극층(324)의 적층구조로 되어 있다. 또한, 반사기(32c)의 절단면 구조는 IDT 전극(32a 및 32b)의 절단면 구조와 동일하기 때문에 이하에서는 그 설명을 생략한다.
밀착층(323)은 압전체층(327)과 메인 전극층(324)의 밀착성을 향상시키기 위한 층이고, 재료로서 예를 들면, Ti가 사용된다. 밀착층(323)의 막 두께는 예를 들면, 12㎚이다.
메인 전극층(324)은, 재료로서 예를 들면, Cu를 1% 함유한 Al이 사용된다. 메인 전극층(324)의 막 두께는 예를 들면 162㎚이다.
보호층(325)은 IDT 전극(32a 및 32b)을 덮도록 형성되어 있다. 보호층(325)은 메인 전극층(324)을 외부환경으로부터 보호하는, 주파수 온도특성을 조정하는 것, 및 내습성을 높이는 것 등을 목적으로 하는 층이며, 예를 들면, 이산화규소를 주성분으로 하는 막이다. 보호층(325)의 막 두께는 예를 들면 25㎚이다.
한편, 밀착층(323), 메인 전극층(324) 및 보호층(325)을 구성하는 재료는 상술한 재료에 한정되지 않는다. 더욱이, IDT 전극(32a 및 32b)은 상기 적층구조가 아니어도 된다. IDT 전극(32a 및 32b)은 예를 들면, Ti, Al, Cu, Pt, Au, Ag, Pd 등의 금속 또는 합금으로 구성되어도 되고, 또한, 상기의 금속 또는 합금으로 구성되는 복수개의 적층체로 구성되어도 된다. 또한, 보호층(325)은 형성되어 있지 않아도 된다.
이와 같은 IDT 전극(32a 및 32b) 및 반사기(32c)는 다음에 설명하는 기판(320)의 주면 상에 배치되어 있다. 이하, 기판(320)의 적층구조에 대해 설명한다.
도 4의 하단에 나타내는 바와 같이, 기판(320)은 고음속 지지 기판(328)과 저음속막(326)과 압전체층(327)을 포함하고, 고음속 지지 기판(328), 저음속막(326) 및 압전체층(327)이 이 순서대로 적층된 구조를 가지고 있다.
압전체층(327)은, IDT 전극(32a 및 32b) 및 반사기(32c)가 주면 상에 배치된 압전막이다. 압전체층(327)은 예를 들면, 50°Y커트 X전파 LiTaO3 압전 단결정 또는 압전 세라믹스(X축을 중심축으로서 Y축으로부터 50°회전한 축을 법선으로 하는 면으로 절단한 탄탈산리튬 단결정 또는 세라믹스로서, X축방향으로 탄성표면파가 전파하는 단결정 또는 세라믹스)로 이루어진다. 압전체층(327)의 두께는, IDT 전극(32a 및 32b)의 전극 피치(전극주기)로 정해지는 탄성파의 파장을 λ라 한 경우, 3.5λ 이하이며, 예를 들면, 두께가 600㎚이다.
고음속 지지 기판(328)은 저음속막(326), 압전체층(327) 및 IDT 전극(32a 및 32b)을 지지하는 기판이다. 고음속 지지 기판(328)은, 더욱이, 압전체층(327)을 전파하는 표면파나 경계파의 탄성파보다도, 고음속 지지 기판(328) 중의 벌크파의 음속이 고속이 되는 기판이며, 탄성표면파를 압전체층(327) 및 저음속막(326)이 적층되어 있는 부분에 가두어, 고음속 지지 기판(328)보다 아래쪽으로 누설되지 않도록 기능한다. 고음속 지지 기판(328)은 예를 들면, 실리콘 기판이며, 두께는 예를 들면 125㎛이다. 한편, 고음속 지지 기판(328)은, (1) 질화알루미늄, 산화알루미늄, 탄화규소, 질화규소, 실리콘, 사파이어, 리튬탄탈레이트와 같은 압전체, 리튬니오베이트, 또는 수정, (2) 알루미나, 지르코니아, 코디에라이트, 멀라이트, 스테아타이트, 또는 포스테라이트 등의 각종 세라믹, (3) 마그네시아다이아몬드, (4) 상기 각 재료를 주성분으로 하는 재료, 및 (5) 상기 각 재료의 혼합물을 주성분으로 하는 재료 중 어느 하나로 구성되어 있어도 된다.
저음속막(326)은, 압전체층(327)을 전파하는 탄성파의 음속보다도, 저음속막(326) 중의 벌크파의 음속이 저속이 되는 막이며, 압전체층(327)과 고음속 지지 기판(328) 사이에 배치된다. 이 구조와, 탄성파가 본질적으로 저음속인 매질에 에너지가 집중된다는 성질에 의해, 탄성표면파 에너지의 IDT 전극 밖으로의 누설이 억제된다. 저음속막(326)은 예를 들면, 이산화규소를 주성분으로 하는 막이다. 저음속막(326)의 두께는, IDT 전극(32a, 32b)의 전극 피치로 정해지는 탄성파의 파장을 λ라 한 경우, 2λ 이하이며, 두께는 예를 들면 670㎚이다.
기판(320)의 상기 적층구조에 의하면, 압전기판을 단층으로 사용하고 있는 종래의 구조와 비교하여, 공진 주파수 및 반공진 주파수에서의 Q값을 대폭적으로 높이는 것이 가능해진다. 즉, Q값이 높은 탄성표면파 공진자를 구성할 수 있으므로, 상기 탄성표면파 공진자를 이용하여, 삽입 손실이 작은 필터를 구성하는 것이 가능해진다.
한편, 고음속 지지 기판(328)은, 지지 기판과, 압전체층(327)을 전파하는 표면파나 경계파의 탄성파보다도, 전파하는 벌크파의 음속이 고속이 되는 고음속막이 적층된 구조를 가지고 있어도 된다. 이 경우, 지지 기판은, 사파이어, 리튬탄탈레이트, 리튬니오베이트, 수정 등의 압전체, 알루미나, 마그네시아, 질화규소, 질화알루미늄, 탄화규소, 지르코니아, 코디에라이트, 멀라이트, 스테아타이트, 포스테라이트 등의 각종 세라믹, 유리 등의 유전체 또는 실리콘, 질화갈륨 등의 반도체 및 수지기판 등을 사용할 수 있다. 또한, 고음속막은, 질화알루미늄, 산화알루미늄, 탄화규소, 질화규소, 산질화규소, DLC막 또는 다이아몬드, 상기 재료를 주성분으로 하는 매질, 상기 재료의 혼합물을 주성분으로 하는 매질 등, 다양한 고음속 재료를 사용할 수 있다.
한편, 본 실시형태에서는, 필터(12)를 구성하는 IDT 전극(32a 및 32b)은 압전체층(327)을 가지는 기판(320) 상에 형성된 예를 나타냈지만, IDT 전극(32a 및 32b)이 형성되는 기판은 압전체층(327)의 단층으로 이루어지는 압전기판이어도 된다. 이 경우의 압전기판은, 예를 들면, LiTaO3의 압전 단결정, 또는 LiNbO3 등의 다른 압전 단결정으로 구성된다.
또한, IDT 전극(32a 및 32b)이 형성되는 기판은 압전체층을 가지는 한, 전체가 압전체층으로 이루어지는 것 외에, 지지 기판 상에 압전체층이 적층되어 있는 구조를 이용해도 된다.
또한, 상기 본 실시형태에 따른 압전체층(327)은 50°Y커트 X전파 LiTaO3 단결정을 사용한 것이지만, 단결정 재료의 커트 각은 이에 한정되지 않는다. 즉, 탄성파 필터 장치의 요구 통과 특성 등에 따라, 적절히 적층구조, 재료, 및 두께를 변경해도 되고, 상기 이외의 커트 각을 가지는 LiTaO3 압전기판 또는 LiNbO3 압전기판 등을 이용한 탄성표면파 필터이어도 동일한 효과를 발휘하는 것이 가능해진다.
여기서, 공진자의 설계 파라미터에 대해 설명한다.
우선, IDT 전극(32a 및 32b)에 관한 설계 파라미터에 대해 기술한다.
탄성표면파 공진자의 파장이란, 도 4의 중단(中段)에 나타내는 IDT 전극(32a 및 32b)을 구성하는 복수개의 전극지(322a 또는 322b)의 반복 주기인 파장(λIDT)(이후, IDT 파장(λIDT))으로 규정된다. 또한, 전극 피치(전극 주기)는 IDT 파장(λIDT)의 1/2이고, IDT 전극(32a 및 32b)을 구성하는 전극지(322a 및 322b)의 라인 폭을 W라 하고, 서로 이웃하는 전극지(322a)와 전극지(322b) 사이의 스페이스 폭을 S라 한 경우, (W+S)로 정의된다. 또한, IDT 전극(32a 및 32b)의 교차 폭(L)은, 도 4의 상단에 나타내는 바와 같이, IDT 전극(32a)의 전극지(322a)와 IDT 전극(32b)의 전극지(322b)의 X축방향에서 본 경우의 중복되는 전극지 길이이다. 또한, 각 공진자의 전극 듀티는 복수개의 전극지(322a 및 322b)의 라인 폭 점유율이고, 복수개의 전극지(322a 및 322b)의 라인 폭과 스페이스 폭의 가산값에 대한 상기 라인 폭의 비율이며, W/(W+S)로 정의된다.
이어서, 반사기(32c)에 관한 설계 파라미터에 대해 기술한다.
반사기(32c)의 파장(λREF)(이후, REF 파장(λREF))은, 반사기(32c)를 구성하는 복수개의 반사 전극지(322c)의 반복 주기의 2배이며, 구체적으로는 서로 이웃하여 배치된 2개의 반사 전극지(322c)의 중심간 거리의 2배이다.
마지막으로, IDT 전극(32a 및 32b)과 반사기(32c)의 상대적인 배치에 관한 파라미터에 대해 서술한다.
IDT 전극(32a 및 32b)과 반사기(32c) 사이의 거리(이후, IDT-리플렉터 간격(λga))는, IDT 파장(λIDT)에 대한 IDT 전극(32a 및 32b)과 반사기(32c) 사이의 거리의 비율이다. 구체적으로는, IDT-리플렉터 간격(λga)은, (i） IDT 전극(32a 및 32b)을 구성하는 복수개의 전극지(322a 및 322b) 중 가장 반사기(32c) 측의 전극지와 (ii) 반사기(32c)를 구성하는 복수개의 반사 전극지(322c) 중 가장 IDT 전극(32a 및 32b) 측의 반사 전극지(322c)의, 중심간 거리이다. 즉, IDT-리플렉터 간격(λga)은 탄성파의 전파 방향에서 서로 이웃하는 전극지(322a, 322b)와 반사 전극지(322c)의 중심간 거리이다.
[4. 본 발명에 이른 경위]
일반적으로, 복수개의 필터를 묶은 멀티플렉서에서는, 각 필터 내의 구성은 필터를 단체(單體)로 이용하는 경우와 동등하게 설계된다. 그러나 본원 발명자들은 이와 같은 멀티플렉서(본 실시형태에서는 쿼드플렉서(1))에서는, 한 필터의 구성이 요인이 되어, 도 5에 나타내는 바와 같이, 다른 필터의 통과 대역 내에 리플이 발생한다는 문제를 알아차렸다.
도 5는 후술하는 비교예에서 발생하는 문제를 나타내는 도면이다. 구체적으로는, 같은 도면에는 공통단자(Port1)에 가장 가까운 직렬 공진자(121s)를 하나의 공진자로 구성한 경우의 필터(22)(Band1 Tx용 필터)를 경유하는 경로의 통과 특성이 나타나 있고, 보다 구체적으로는 개별단자(Port22) 및 공통단자(Port1)의 한쪽에 입력된 신호의 강도에 대한 다른 쪽으로부터 출력된 신호의 강도비인 삽입 손실(Insertion Loss)이 나타나 있다.
같은 도면에 나타내는 바와 같이, 직렬 공진자(121s)를 하나의 공진자로 구성한 경우, Band1 Tx 대역 내(즉, 필터(22)의 통과 대역 내)에 리플이 발생하고 있다(도면 중의 "통과 대역 내 리플" 부분).
이에 반하여, 본원 발명자는, 이와 같은 멀티플렉서에서, 필터(22)보다도 통과 대역이 낮은 필터(12)에서 직렬 공진자(121s)를 복수개의 분할 공진자(121sa~121sc)로 구성하고, 적어도 하나의 분할 공진자(121sa~121sc)의 설계 파라미터를 다른 적어도 하나의 분할 공진자(121sa~121sc)의 설계 파라미터와 다르게 함으로써, 상술한 통과 대역 내에 발생하는 리플을 억제할 수 있다는 지견을 발견했다.
[5. 효과 등]
따라서, 이하, 통과 대역 내에 발생하는 리플을 억제할 수 있다는 효과에 대해, 실시예 및 비교예에 기초하여 상세하게 설명한다.
<실시예>
표 1에 본 실시예에 따른 필터(12)를 구성하는 직렬 공진자(121s~125s), 병렬 공진자(121p~124p)의 설계 파라미터(IDT 파장(λIDT)(전극 피치×2), REF 파장(λREF)(전극 피치×2), 교차 폭(L), IDT 쌍수(NIDT), 반사 전극지 개수(NREF), IDT-리플렉터 간격(λga), 전극 듀티(D))의 상세를 나타낸다. 단, 직렬 공진자(121s)는 3개의 분할 공진자(121sa~121sc)에 의해 구성되기 때문에, 표 1에서는 직렬 공진자(121s)의 설계 파라미터로서 분할 공진자(121sa~121sc) 각각의 설계 파라미터의 상세를 나타낸다.
Figure 112018126999144-pct00001
상기 표 1에 나타내는 바와 같이, 본 실시예에서는, 분할 공진자(121sa~121sc)는 교차 폭(L) 및 IDT 쌍수(NIDT)가 다르다. 즉, 교차 폭(L) 및 IDT 쌍수(NIDT)는 분할 공진자(121sa~121sc) 사이에서 서로 다르게 된 설계 파라미터이다.
한편, 분할 공진자(121sa~121sc) 사이에서 서로 다르게 된 설계 파라미터는 교차 폭(L) 및 IDT 쌍수(NIDT)에 한정되지 않고, IDT 파장(λIDT), 교차 폭(L)(복수개의 전극지(322a 및 322b)의 교차 폭), IDT 쌍수(NIDT)(복수개의 전극지(322a 및 322b)의 쌍수) 및 전극 듀티(D), 그리고 IDT-리플렉터 간격(λga)(IDT 전극(32a 및 32b)과 반사기(32c)의 거리) 중 적어도 하나이면 된다. 이로써, 쿼드플렉서(1)의 제조 공정에서, 복수개의 전극지(322a 및 322b)의 폭 또는 길이, 혹은 IDT 전극(32a 및 32b)과 반사기(32c)의 거리를 다르게 함으로써, 설계 파라미터를 용이하게 다르게 할 수 있다.
또한, 분할 공진자(121sa~121sc) 사이에서 서로 다르게 된 설계 파라미터는 상술한 예에 한정되지 않고, 예를 들면, 기판(320)을 구성하는 적어도 하나의 부재(본 실시형태에서는 고음속 지지 기판(328), 저음속막(326) 및 압전체층(327) 중 적어도 하나)의 두께 및 재질 등이어도 상관없다.
<비교예>
비교예에 따른 필터는 직렬 공진자(121s)가 하나의 공진자로 구성되어 있는 점을 제외하고, 실시예에 따른 필터(12)와 동일한 구성을 가진다. 표 2에 비교예에 따른 필터를 구성하는 직렬 공진자(121s)의 설계 파라미터(IDT 파장(λIDT), REF 파장(λREF), 교차 폭(L), IDT 쌍수(NIDT), 반사 전극지 개수(NREF), IDT-리플렉터 간격(λga), 전극 듀티(D))의 상세를 나타낸다. 한편, 직렬 공진자(121s) 이외의 공진자의 설계 파라미터는 실시예와 동일하게 때문에 기재를 생략한다.
Figure 112018126999144-pct00002
<실시예와 비교예의 비교>
도 6은 실시예에 따른 쿼드플렉서(1)의 통과 특성을 비교예와 비교하여 나타내는 그래프이다. 구체적으로는, 같은 도면에는 필터(22)(Band1 Tx용 필터)를 경유하는 경로의 통과 특성이 나타나 있고, 보다 구체적으로는, 개별단자(Port22)에 입력된 신호의 강도에 대한 공통단자(Port1)로부터 출력된 신호의 강도비인 삽입 손실이 나타나 있다.
같은 도면에서 알 수 있는 바와 같이, 실시예에서는 비교예에 비해 통과 대역 내(여기서는 Band1 Tx 대역 내)의 리플이 억제되어 있다(도면 중의 파선으로 둘러싸인 부분).
이는 다음과 같은 이유에 따른다.
도 7은 비교예에서, 통과 대역 내에 리플이 발생하는 요인을 개념적으로 나타내는 도면이다. 같은 도면의 (a)는 공진자를 구성하는 반사기(32c)의 반사 특성을 모식적으로 나타내는 그래프이고, 구체적으로는 상기 반사 계수의 주파수 특성이 나타나 있다. 같은 도면의 (b)는 공진자의 공진특성을 모식적으로 나타내는 그래프이고, 구체적으로는 공진자의 임피던스의 주파수 특성(이른바 임피던스 특성)이 나타나 있다. 같은 도면의 (c)는 도 2와 마찬가지로 Band1 및 Band3의 주파수 관계를 설명하는 도면이고, 각 필터(11, 12, 21 및 22)에 요구되는 필터 특성이 실선으로 모식적으로 나타나 있다.
반사기(32c)는 전파된 탄성표면파를 외부에 누설하지 않고 가두기 위해, 공진자의 공진 주파수를 포함하는 소정의 대역에서 높은 반사 계수를 가지도록 설계되어 있다.
이때, 도 7의 (a)에 나타내는 바와 같이, 반사 계수가 높은 소정의 대역의 주변대역에는 반사 계수가 커지거나 작아지는 것을 반복하는 반사 계수의 반등(bouncing back)이 발생한다(같은 도면의 A 부분).
SAW 공진자에서는 이 반사 계수의 반등에 의해, 도 7의 (b)에 나타내는 바와 같이, 공진특성보다 주파수가 높은 측(즉, 공진 주파수(fr) 및 반공진 주파수(fa) 중 어느 것보다도 고역 측)에서, 임피던스 특성에 리플이 생긴다(같은 도면의 B 부분).
일반적으로, 래더형 필터 구조를 가지는 필터에서는 직렬 공진자의 공진 주파수(frs)와 병렬 공진자의 반공진 주파수(fap)를 대략 일치시킴으로써, frs 및 fap를 통과 대역의 중심 주파수로 하는 대역통과형 필터를 구성한다. 이 때문에, 래더형 필터 구조에서 SAW 공진자를 직렬 공진자로서 이용하면, 대역통과형 필터의 고역 측의 저지역에서, 상술한 리플에 기인하는 스톱밴드 리플(저지역에 생기는 리플)이 발생한다.
이와 같은 스톱밴드 리플은 필터 단체에서는 그다지 문제가 되지 않는다. 그러나 이 스톱밴드 리플은, 복수개의 필터를 포함하는 멀티플렉서에서는 한 필터의 스톱밴드 리플이 생기는 주파수가 다른 필터의 통과 대역 내에 위치하고 있는 경우에 다른 필터의 통과 대역에서의 리플(패스밴드 리플(passband ripple))의 증대를 초래하는 요인이 된다.
이때, Band3의 듀플렉서(10)와 Band1의 듀플렉서(20)를 조합한 멀티플렉서(쿼드플렉서)에서는, 비교예와 같이, Band3 Tx대용 필터(12)의 직렬 공진자(121s)가 하나의 공진자로 구성되어 있는 경우, 직렬 공진자(121s)에 의해 생기는 리플이 Band1 Tx대에 위치한다(도 7의 (b) 및 (c) 참조). 이 때문에, 비교예에서는 필터(22)(Band1 Tx용 필터)를 경유하는 경로에서, 통과 대역 내에 리플이 생겨 있다.
이에 반하여, 실시예에서는 필터(12)의 직렬 공진자(121s)가 복수개의 분할 공진자(121sa~121sc)로 구성되고, 이들 복수개의 분할 공진자(121sa~121sc)는 소정의 주파수 범위에서의 각각의 임피던스 특성의 리플이 서로 다르도록 설계 파라미터가 서로 다르게 되어 있다.
이로써, 필터(12)에 대해, 상기 소정의 주파수 범위에서, 복수개의 분할 공진자(121sa~121sc) 사이에서 임피던스 특성의 리플을 다르게 할 수 있다. 이 때문에, 필터(12)와 묶이는 필터(22)의 통과 대역 내의 리플을 억제할 수 있다.
즉, SAW 공진자의 임피던스 특성은, 반사기(32c)의 스톱밴드의 고역 측에서, 반사 전극지(322c)의 피치(λREF)에 의해 주파수 및 위상 등이 규정되는 리플을 포함한다. 따라서, 필터(12)(제1 필터) 내의 공통단자(Port1)에 가장 가까운 직렬 공진자(121s)가 하나의 SAW 공진자에 의해 구성되면서, 상기 SAW 공진자에 의한 리플이 필터(22)(제2 필터)의 통과 대역에 위치하는 경우, 상기 통과 대역 내에 직렬 공진자(121s)의 리플의 영향이 나타나게 된다.
이에 반하여, 실시예와 같이, 소정의 주파수 범위에서의 각각의 임피던스 특성의 리플이 서로 다르도록 설계 파라미터가 서로 다르게 된 복수개의 분할 공진자(121sa~121sc)에 의해 직렬 공진자(121s)가 구성됨으로써, 분할 공진자(121sa~121sc) 각각을 구성하는 SAW 공진자에 의한 리플이 서로 다른 것이 된다. 따라서, 이들 SAW 공진자에 의한 리플이 필터(22)의 통과 대역에 위치하는 경우이어도 리플의 주파수 위치, 주파수 성분, 위상 등이 서로 다름으로써, 필터(22)(제2 필터)의 통과 대역 내에 드러나는 분할 공진자(121sa~121sc)의 리플의 영향을 서로 상쇄할(스무딩할) 수 있다.
이와 같이, 실시예에서는 비교예에 비해, 필터(22)의 통과 대역에서, 필터(12)의 직렬 공진자(121s)에 의한 리플이 스무딩되기 때문에, 상기 통과 대역의 리플을 억제할 수 있다.
구체적으로는, 상기의 실시예에서는 비교예에 비해, 설계 파라미터를 다르게 함으로써 리플이 서로 다르므로, 필터(12)에 의한 리플을 스무딩할 수 있는 쿼드플렉서(1)(멀티플렉서)를 용이하게 제조할 수 있다.
특히, 상기의 실시예에서는, 직렬 공진자(121s)를 구성하는 모든 분할 공진자(121sa~121sc)는 상기의 소정의 주파수 범위에서의 리플이 서로 다르도록 설계 파라미터가 서로 다르게 되어 있다. 이 때문에, 하나의 분할 공진자(예를 들면, 분할 공진자(121sa))만이 다른 분할 공진자(예를 들면, 분할 공진자(121sb 및 121sc))와 설계 파라미터가 서로 다르게 되어 있는 경우에 비해, 필터(22)(제2 필터)의 통과 대역 내에 나타나는 분할 공진자(121sa~121sc)의 리플을 더 억제할 수 있다.
또한, 상기의 실시예에서는, 직렬 공진자(121s)를 구성하는 제1 분할 공진자(예를 들면, 분할 공진자(121sa)) 및 제2 분할 공진자(예를 들면, 분할 공진자(121sb))는, IDT 전극(32a 및 32b)의 용량이 서로 대략 동일해지도록 설계 파라미터가 서로 다르게 되어 있다. 이로써, 제1 및 제2 분할 공진자의 용량이 서로 다른 경우에 비해, 제1 및 제2 분할 공진자에 대해, 임피던스 특성의 리플의 크기를 서로 대략 동일하게 할 수 있다. 이 때문에, 필터(12)(제1 필터)에 의한 리플을 더 스무딩할 수 있으므로, 필터(22)(제2 필터)의 통과 대역의 리플을 더 억제할 수 있다.
특히, 상기의 실시예에서는, 직렬 공진자(121s)를 구성하는 모든 분할 공진자(121sa~121sc)는 상기 용량이 서로 대략 동일해지도록 설계 파라미터가 서로 다르게 되어 있다. 이로써, 모든 분할 공진자(121sa~121sc)에 대해, 임피던스 특성의 리플의 크기를 서로 대략 동일하게 할 수 있다. 이 때문에, 필터(12)에 대해 한층 더한 리플의 스무딩이 가능해지므로, 필터(22)에 대해 통과 대역에서의 한층 더한 리플의 억제가 가능해진다.
또한, 상기의 실시예에서는 상기 설계 파라미터로서, 직렬 공진자(121s)를 구성하는 제1 분할 공진자(예를 들면, 분할 공진자(121sa)) 및 제2 분할 공진자(예를 들면, 분할 공진자(121sb))는, 복수개의 전극지(322a 또는 322b)의 전극 피치, 교차 폭(L), IDT 쌍수(NIDT) 및 전극 듀티(D), 그리고 IDT-리플렉터 간격(λga) 중 적어도 하나(여기서는 교차 폭(L) 및 IDT 쌍수(NIDT))가 서로 다르게 되어 있다.
이로써, 제1 및 제2 분할 공진자에 대해, 임피던스 특성의 리플의 크기, 위상 및 주파수, 혹은 상기 리플이 발생하는 주파수 등이 서로 다른 것이 된다. 이 때문에, 필터(12)에 의한 리플을 더 스무딩할 수 있으므로, 필터(22)의 통과 대역의 리플을 더 억제할 수 있다.
(실시형태 1의 변형예)
상기 실시형태 1에서는 제1 필터(실시형태 1에서는 필터(12))에 대해 래더형 필터 구조만을 가지는 구성을 예로 설명했다. 그러나 제1 필터는 래더형 필터 구조에 더해, 또한 종결합형 필터 구조를 가져도 상관없다. 따라서, 본 변형예에서는 이와 같은 필터 구조를 가지는 제1 필터를 포함하는 쿼드플렉서에 대해 설명한다. 한편, 쿼드플렉서가 포함하는 복수개의 필터 중 제1 필터 이외의 필터에 대해서는 실시형태 1과 동일한 구성을 가지기 때문에 설명을 생략한다.
도 8은 실시형태 1의 변형예에 따른 필터(12A)(제1 필터)의 회로 구성도이다.
같은 도면에 나타내는 바와 같이, 필터(12A)는 직렬 공진자(121s 및 122s)와 병렬 공진자(121p 및 122p)와 종결합 공진기(150)를 포함한다. 즉, 필터(12A)는 래더형 필터 구조에 종결합 공진기(150)가 부가된 필터이다.
종결합 공진기(150)는 공통단자(Port1)와 개별단자(Port12) 사이에 배치된 종결합형 필터 구조를 가진다. 본 실시형태에서는, 종결합 공진기(150)는 직렬 공진자(122s)의 개별단자(Port12) 측에 배치되어 있고, 9개의 IDT와 그 양단에 배치된 반사기로 구성되어 있다. 한편, 종결합 공진기(150)가 배치되는 위치는 이에 한정되지 않고, 예를 들면, 직렬 공진자(121s)와 직렬 공진자(122s) 사이, 혹은 직렬 공진자(121s)의 공통단자(Port1) 측이어도 상관없다.
이상과 같이 구성된 제1 필터(본 변형예에서는 필터(12A))를 포함하는 쿼드플렉서이어도 실시형태 1과 마찬가지로, 공통단자(Port1)에 가장 가까운 직렬 공진자(본 실시형태에서는 직렬 공진자(121s))가 분할 공진자(121sa~121sc)로 구성됨으로써, 통과 대역 내의 리플을 억제할 수 있다.
또한, 본 실시형태의 변형예에 따른 필터(12A)에 의하면, 종결합형 필터 구조를 가짐으로써, 감쇠 강화 등이 요구되는 필터 특성에 적응하는 것이 가능해진다.
(실시형태 2)
상기 실시형태 1 및 그 변형예에 따른 쿼드플렉서는 고주파 프론트 엔드 회로, 또한 상기 고주파 프론트 엔드 회로를 포함하는 통신 장치에 적용할 수도 있다. 따라서, 본 실시형태에서는 이와 같은 고주파 프론트 엔드 회로 및 통신 장치에 대해 설명한다.
도 9는 실시형태 2에 따른 고주파 프론트 엔드 회로(30)의 구성도이다. 한편, 같은 도면에는 고주파 프론트 엔드 회로(30)와 접속되는 각 구성 요소(안테나 소자(2), RF 신호 처리 회로(RFIC)(3), 및 베이스밴드(baseband) 신호 처리 회로(BBIC)(4))에 대해서도 함께 도시되어 있다. 고주파 프론트 엔드 회로(30)와 RF 신호 처리 회로(3)와 베이스밴드 신호 처리 회로(4)는 통신 장치(40)를 구성하고 있다.
고주파 프론트 엔드 회로(30)는 실시형태 1에 따른 쿼드플렉서(1)와, 수신 측 스위치(13) 및 송신 측 스위치(23)와 로우 노이즈 앰프 회로(14)와 파워앰프 회로(24)를 포함한다.
수신 측 스위치(13)는 쿼드플렉서(1)의 수신단자인 개별단자(Port11 및 Port21)에 개별로 접속된 2개의 선택단자, 및 로우 노이즈 앰프 회로(14)에 접속된 공통단자를 가지는 스위치 회로이다.
송신 측 스위치(23)는 쿼드플렉서(1)의 송신단자인 개별단자(Port12 및 Port22)에 개별로 접속된 2개의 선택단자, 및 파워앰프 회로(24)에 접속된 공통단자를 가지는 스위치 회로이다.
이들 수신 측 스위치(13) 및 송신 측 스위치(23)는 각각 제어부(도시하지 않음)로부터의 제어 신호에 따라, 공통단자와 소정의 밴드에 대응하는 신호 경로를 접속하고, 예를 들면, SPDT(Single Pole Double Throw)형 스위치에 의해 구성된다. 한편, 공통단자와 접속되는 선택단자는 하나에 한정되지 않고, 복수개이어도 상관없다. 즉, 고주파 프론트 엔드 회로(30)는 캐리어 어그리게이션에 대응해도 상관없다.
로우 노이즈 앰프 회로(14)는 안테나 소자(2), 쿼드플렉서(1) 및 수신 측 스위치(13)를 경유한 고주파 신호(여기서는 고주파 수신 신호)를 증폭시키고, RF 신호 처리 회로(3)에 출력하는 수신 증폭 회로이다.
파워 앰프 회로(24)는 RF 신호 처리 회로(3)로부터 출력된 고주파 신호(여기서는 고주파 송신 신호)를 증폭시키고, 송신 측 스위치(23) 및 쿼드플렉서(1)를 경유하여 안테나 소자(2)에 출력하는 송신 증폭 회로이다.
RF 신호 처리 회로(3)는 안테나 소자(2)로부터 수신 신호 경로를 통해 입력된 고주파 수신 신호를 다운 컨버트 등에 의해 신호 처리하고, 상기 신호 처리하여 생성된 수신 신호를 베이스밴드 신호 처리 회로(4)에 출력한다. 또한, RF 신호 처리 회로(3)는 베이스밴드 신호 처리 회로(4)로부터 입력된 송신 신호를 업 컨버트 등에 의해 신호 처리하고, 상기 신호 처리하여 생성된 고주파 송신 신호를 파워 앰프 회로(24)에 출력한다. RF 신호 처리 회로(3)는 예를 들면, RFIC이다.
베이스밴드 신호 처리 회로(4)로 처리된 신호는 예를 들면, 화상신호로서 화상표시를 위해, 또는 음성신호로서 통화를 위해 사용된다.
한편, 고주파 프론트 엔드 회로(30)는 상술한 각 구성 요소 사이에 다른 회로 소자를 포함하고 있어도 된다.
이상과 같이 구성된 고주파 프론트 엔드 회로(30) 및 통신 장치(40)에 의하면, 상기 실시형태 1에 따른 쿼드플렉서(1)를 포함함으로써, 통과 대역 내의 리플을 억제할 수 있다.
한편, 고주파 프론트 엔드 회로(30)는 실시형태 1에 따른 쿼드플렉서(1)를 대신하여 실시형태 1의 변형예에 따른 쿼드플렉서를 포함해도 상관없다.
또한, 통신 장치(40)는 고주파 신호의 처리 방식에 따라, 베이스밴드 신호 처리 회로(BBIC)(4)를 포함하지 않아도 된다.
(그 밖의 실시형태)
이상, 본 발명의 실시형태에 따른 멀티플렉서, 고주파 프론트 엔드 회로 및 통신 장치에 대해 실시형태 및 그 변형예를 들어 설명했는데, 본 발명은 상기 실시형태 및 변형예에서의 임의의 구성 요소를 조합하여 실현되는 다른 실시형태나, 상기 실시형태에 대하여 본 발명의 주지를 일탈하지 않는 범위에서 당업자가 생각해내는 각종 변형을 실시하여 얻어지는 변형예나, 본 발명에 따른 멀티플렉서, 고주파 프론트 엔드 회로 및 통신 장치를 내장한 각종 기기도 본 발명에 포함된다.
예를 들면, 상기 설명에서는 멀티플렉서로서, 2개의 듀플렉서에 의해 구성되는 쿼드플렉서를 예로 설명했는데, 본 발명은 예를 들면, 3개의 듀플렉서에 의해 구성되는 헥사플렉서에 대해서도 적용할 수 있다. 즉, 멀티플렉서는 2 이상의 듀플렉서를 포함하고 있으면 된다.
또한, 상기 실시형태 1에서는 필터(12)가 제1 필터에 상당하고, 필터(22)가 제2 필터에 상당한다고 하여 설명했다. 즉, 제1 및 제2 필터는 상기 실시형태 1에서는 쌍방이 송신 필터이었다. 그러나 본 발명은, 제1 필터의 공통단자에 가장 가까운 직렬 공진자를 하나의 공진자로 구성한 경우에 제1 필터의 스톱밴드 리플이 제2 필터의 통과 대역 내에 위치하는 멀티플렉서이면, 제1 및 제2 필터의 용도 등에 한정되지 않고 적용할 수 있다. 이 때문에, 제1 및 제2 필터는 적어도 한쪽이 수신 필터이어도 된다.
또한, 제1 필터의 공통단자에 가장 가까운 직렬 공진자는 SAW 공진자에 한정되지 않고, 예를 들면 BAW 공진자이어도 상관없다.
또한, 상기 실시형태 1에서는 제1 분할 공진자와 제2 분할 공진자의 임피던스 특성의 리플을 다르게 하는 수법으로서, 설계 파라미터를 다르게 하는 수법을 예로 설명했다. 그러나 상기 임피던스 특성의 리플을 다르게 하는 수법은 설계 파라미터를 다르게 하는 수법에 한정되지 않고, 예를 들면 제1 및 제2 분할 공진자의 외부환경 등을 다르게 함으로써 실현되어도 상관없다.
또한, 통과 대역 내의 리플을 억제하는 관점에서, 제1 및 제2 분할 공진자(예를 들면, 분할 공진자(121sa 및 121sb))는, IDT 전극(32a 및 32b)의 전극 주기로 정해지는 탄성파의 파장을 λ라 했을 때, IDT 전극(32a 및 32b)과 반사기(32c)의 거리가 0.44λ 이상이면서 0.5λ 미만인 것이 바람직하다. 즉, 상기 설명에서, 0.44≤λga＜0.5를 충족하는 것이 바람직하다. 즉, 본원 발명자는 예의 검토한 결과, 제1 및 제2 분할 공진자에 대해, IDT 전극(32a 및 32b)과 반사기(32c)의 거리를 0.44λ 이상이면서 0.5λ 미만으로 한 경우에 통과 대역 내의 리플을 억제할 수 있는 것을 발견했다. 구체적으로는, IDT 전극(32a 및 32b)과 반사기(32c)의 거리를 지나치게 작게 하면, 제1 필터의 통과 대역 내에서의 리플이 증대된다. 또한, IDT 전극(32a 및 32b)과 반사기(32c)의 거리를 지나치게 크게 하면, 제2 필터의 통과 대역 내에서의 리플이 증대된다. 이 때문에, IDT 전극(32a 및 32b)과 반사기(32c)의 거리를 적정범위로 유지함으로써, 제1 및 제2 필터 중 어느 것에 대해서도 통과 대역 내의 리플을 억제할 수 있다.
본 발명은 멀티밴드 시스템에 적용할 수 있는 멀티플렉서, 프론트 엔드 회로 및 통신 장치로서, 휴대전화 등의 통신기기에 널리 이용할 수 있다.
1: 쿼드플렉서
2: 안테나 소자
3: RF 신호 처리 회로(RFIC)
4: 베이스밴드 신호 처리 회로(BBIC)
10, 20: 듀플렉서
11, 12, 12A, 21, 22: 필터
13: 수신 측 스위치
14: 로우 노이즈 앰프 회로
23: 송신 측 스위치
24: 파워 앰프 회로
30: 고주파 프론트 엔드 회로
32a, 32b: IDT 전극
32c: 반사기
40: 통신 장치
121s~125s: 직렬 공진자
121sa~121sc: 분할 공진자
121p~124p: 병렬 공진자
121L: 인덕터
150: 종결합 공진기
320: 기판
321a, 321b, 321c: 버스바 전극
322a, 322b: 전극지
322c: 반사 전극지(반사기의 전극지)
323: 밀착층
324: 메인 전극층
325: 보호층
326: 저음속막
327: 압전체층
328: 고음속 지지 기판
Port1: 공통단자
Port11, Port12, Port21, Port22: 개별단자

Claims (13)

  1. 공통단자와,
    제1 단자 및 제2 단자와,
    상기 공통단자와 상기 제1 단자를 잇는 제1 경로 상에 배치된 제1 듀플렉서와,
    상기 공통단자와 상기 제2 단자를 잇는 제2 경로 상에 배치된 제2 듀플렉서를 포함하고,
    상기 제1 듀플렉서가 포함하는 제1 필터는, 상기 제2 듀플렉서가 포함하는 제2 필터보다 통과 대역의 주파수가 낮고,
    상기 제1 필터는, 상기 제1 경로 상에 배치된 1 이상의 직렬 공진자, 및 상기 제1 경로와 그라운드를 잇는 경로 상에 배치된 1 이상의 병렬 공진자를 가지며,
    상기 1 이상의 직렬 공진자 중 상기 공통단자에 가장 가까운 직렬 공진자는, 서로의 사이에 상기 1 이상의 병렬 공진자 중 어느 것도 접속되지 않고 줄지어 직렬 접속된 복수개의 분할 공진자에 의해 구성되고,
    상기 복수개의 분할 공진자는,
    각각이 IDT 전극 및 반사기를 가지는 탄성파 공진자이며,
    소정의 주파수 범위에서, 각각의 임피던스 특성의 리플이 서로 다른 제1 및 제2 분할 공진자를 포함하고,
    상기 소정의 주파수 범위는, 상기 공통단자에 가장 가까운 직렬 공진자의 반공진 주파수보다도 고역 측이고, 또한 상기 반사기를 구성하는 복수개의 전극지의 피치에 의해 규정되면서, 상기 제2 필터의 통과 대역에 포함되는 주파수 범위인 멀티플렉서.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 복수개의 분할 공진자는, 상기 리플이 서로 다른 3 이상의 분할 공진자를 포함하는 멀티플렉서.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 분할 공진자는, 상기 리플이 서로 다르도록 설계 파라미터가 서로 다르게 되어 있는 멀티플렉서.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 제1 및 상기 제2 분할 공진자는, 상기 IDT 전극의 용량이 동일해지도록 상기 설계 파라미터가 서로 다르게 되어 있는, 멀티플렉서.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 설계 파라미터는, 상기 IDT 전극을 구성하는 복수개의 전극지의 피치, 교차 폭, 쌍수 및 듀티, 그리고 상기 IDT 전극과 상기 반사기의 거리 중 적어도 하나인, 멀티플렉서.
  6. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 제1 및 상기 제2 분할 공진자는, 상기 IDT 전극을 구성하는 복수개의 전극지의 피치를 λ라 하면, 상기 IDT 전극과 상기 반사기의 거리가 0.44λ 이상이면서 0.5λ 미만인, 멀티플렉서.
  7. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 제1 필터는, 상기 1 이상의 직렬 공진자 및 상기 1 이상의 병렬 공진자로 구성되는 적어도 1단의 래더형 필터 구조를 가지는, 멀티플렉서.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 제1 필터는 복수단의 상기 래더형 필터 구조를 가지는, 멀티플렉서.
  9. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 제1 필터는 상기 제1 경로 상에 배치된 종결합형 필터 구조를 더 가지는, 멀티플렉서.
  10. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 IDT 전극 및 상기 반사기가 주면(主面) 상에 배치된 압전막과,
    상기 압전막을 전파하는 탄성파 음속보다도, 전파하는 벌크파 음속이 고속인 고음속 지지 기판과,
    상기 고음속 지지 기판과 상기 압전막 사이에 배치되고, 상기 압전막을 전파하는 벌크파 음속보다도, 전파하는 벌크파 음속이 저속인 저음속막을 더 포함하는, 멀티플렉서.
  11. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 제1 필터의 통과 대역은 Band3에서의 상향 주파수대이고,
    상기 제2 필터의 통과 대역은 Band1에서의 상향 주파수대인, 멀티플렉서.
  12. 제1항 또는 제2항에 기재된 멀티플렉서와,
    상기 멀티플렉서에 접속된 증폭 회로를 포함하는 고주파 프론트 엔드 회로.
  13. 안테나 소자로 송수신되는 고주파 신호를 처리하는 RF 신호 처리 회로와,
    상기 안테나 소자와 상기 RF 신호 처리 회로 사이에서 상기 고주파 신호를 전달하는 제12항에 기재된 고주파 프론트 엔드 회로를 포함하는 통신 장치.
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