DE19823060A1 - Verbesserte Leistungsverstärkeranpassung in Doppelband-Mobilfunktelefonen - Google Patents

Abstract

Zum Erzielen einer verbesserten Anpassung eines Leistungsverstärkers (10) an die Leistungsimpedanzen einzelner Übertragungszweige eines Doppelband-Mobilfunktelefons, wird eine Leistungsverstärker-Ausgangsschaltung für ein Doppelband-Mobilfunktelefon vorgeschlagen. Diese enthält eine Übertragungszweig-Umschaltung (16, 28), die an einem Ausgangsanschluß (12) des Leistungsverstärkers (10) angeschlossen ist. Zudem ist in mindestens einem Übertragungszweig eine zweite Impedanzanpaßschaltung (20) vorgesehen, und die Übertragungszweig-Umschaltung (16, 28) weist zwischen der ersten Impedanzanpaßschaltung (20) und der zweiten Impedanzanpaßschaltung (14) mindestens zwei Schaltelemente (S11, ..., S1N) auf. Hierdurch läßt sich der störende Einfluß parasitärer Effekte der Schaltelemente (S11, ..., S1N) wesentlich verringern.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine verbesserte Leistungsverstärkeranpassung in Doppelband- Mobilfunktelefonen.

Momentan werden Mobilfunktelefone vorwiegend mit einer Betriebsfrequenz betrieben. Fig. 7 zeigt eine Realisierung eines Sende/Empfangsbetriebs in einem Mobilfunktelefon, das mit einer Betriebsfrequenz, z. B. mit 900 MHZ bei GSM, 1800 MHz bei DCS oder 1900 MHz bei PCS, betrieben wird. Eine Antenne 100, über die Signale sowohl gesendet als auch empfangen werden, ist an eine Sende/Empfangs-Umschaltung 102 angeschlossen. Die Sende/Empfangs-Umschaltung 102 enthält einen Sendeschalter TX und einen Empfangsschalter RX. Im Empfangsmodus ist der Sendeschalter TX geöffnet und der Empfangsschalter RX geschlossen. Umgekehrt ist im Sendemodus der Sendeschalter TX geschlossen und der Empfangsschalter RX geöffnet.

Im Sendemodus gibt ein Leistungsverstärker 104 ein Sendesignal in dem gewünschten Frequenzband ab. Hierbei erfolgt eine Impedanzanpassung durch eine Impedanzanpaßschaltung 106 derart, daß am Ausgang des Leistungsverstärkers eine Impedanz anliegt, die in den meisten Fällen niedriger als die Impedanz im nachgeschalteten Übertragungszweig von z. B. 50 Ω ist.

Der in Fig. 7 gezeigte Schaltungsaufbau wird jedoch der Zunahme der digitalen Mobilfunktelefonie immer weniger gerecht, da einem fortlaufenden Anstieg der Teilnehmerzahl eine begrenzte Zahl von Sendefrequenzen und zugeordneter Übertragungskanäle gegenübersteht. Obgleich eine erhöhte Sendefrequenz von beispielsweise 1800 MHz bei DCS oder 1900 MHz bei PCS gegenüber 900 MHz bei GSM eine Erhöhung der Zahl der Übertragungskanäle ermöglicht, gelingt dies nur auf Kosten einer verringerten Reichweite der Sendestationen.

Vielversprechend erscheint demgegenüber die Verbindung technischer Vorteile unterschiedlicher Ansätze durch Bereitstellung zellularer Doppelband-Netze und hierfür geeigneter Doppelband-Mobilfunktelefone, z. B. durch Kombination des GSM-Frequenzbands mit dem DCS- oder PCS- Frequenzband.

Fig. 8 zeigt einen möglichen Schaltungsaufbau für den hierfür erfoderlichen Sende/Empfangsbetrieb in einem Doppelband- Mobilfunktelefon, der direkt auf der in Fig. 7 gezeigten Vorgehensweise aufbaut.

Die Antenne 200 ist an zwei Sende/Empfang-Umschaltungen 202 und 204 angeschlossen. Die Sende/Empfangsumschaltung 202 enthält einen Sendeschalter TXa und einen Empfangsschalter RXa für eine erste Sendefrequenz, und die Sende/Empfangsumschaltung 204 enthält einen Sendeschalter TXb und einen Empfangsschalter RXb für eine zweite Sendefrequenz. Die einzelnen Schalter TXa, RXa, TXb und RXb werden jeweils gemäß der gewählten Betriebsfrequenz so betrieben, wie unter Bezug auf die Fig. 7 beschrieben. Zudem ist ein Diplexer 206 zum verlustfreien Zusammenführen der beiden Übertragungspfade zu der Antenne 200 erforderlich. Für die Verstärkung der Sendesignale in den einzelnen Frequenzbändern, sind zugeordnete Leistungsverstärker 214 und 216 vorgesehen, für die ein Impedanzanpassung durch jeweils in den beiden Übertragungszweigen vorgesehene Impedanzanpaßschaltungen 218 und 220 erfolgt. Alternativ könnten die beiden Leistungsverstärker 214 und 216 für die beiden Sendefrequenzen auch durch einen Leistungsverstärker mit zwei Ausgängen und nachgeschalteten Impedanzanpaßschaltungen ersetzt werden.

Diese unmittelbare Verallgemeinerung der in Fig. 7 gezeigten Einband-Sende/Empfangsschaltung hat den Vorteil, daß die Übertragungszweige für die beiden Sendefrequenz vollständig entkoppelt sind. Obgleich aufgrund der getrennten bzw. vollständig entkoppelten Ausbildung der Impedanzanpassungsschaltungen eine günstige Impedanzanpassung in den einzelnen Sendefrequenzbändern möglich ist, gelingt dies nur mit einem erheblichen Schaltungsaufwand. Hierdurch erhöhen sich nicht nur die Herstellungskosten erheblich, sondern auch der für diese Doppelband-Sende/Empfangsschaltung erforderliche Platzbedarf spricht gegen eine derartige Vorgehensweise.

Demnach besteht die Aufgabe der vorliegenden Erfindung in der verbesserten Anpassung eines Leistungsverstärker, der Sendesignale in unterschiedliche Sendefrequenzbändern an einem Ausgang abgibt, an die Leistungsimpedanzen der einzelnen Übertragungszweige eines Doppelband- Mobilfunktelefons.

Im Rahmen der Erfindung wird diese Aufgabe gelöst durch eine Leistungsverstärker-Ausgangsschaltung für eine Mobilfunkeinheit mit Doppelbandbetrieb, enthaltend eine erste Sende/Empfangs-Umschaltschaltung zum Senden/Empfangen eines ersten Sende/Empfangssignals, an deren Sendeanschluß eine erste Impedanzanpaßschaltung vorgesehen ist, eine zweite Sende/Empfangs-Umschaltung zum Senden/Empfangen eines zweiten Sende/Empfangssignals, eine Übertragungszweig-Umschaltung zum wahlweisen Verbinden der ersten Sende/Empfangs- Umschaltschaltung oder der zweiten Sende/Empfangs-Umschaltung mit einem Leistungsverstärker, der Sendesignale in zwei Frequenzbändern abgibt, derart, daß zwischen dem Ausgangsanschluß des Leistungsverstärkers und der Übertragungszweig-Umschaltung eine zweite Impedanzanpaßschaltung vorgesehen ist, und die Übertragungszweig-Umschaltung im ersten Übertragungszweig mindestens zwei Schaltelemente aufweist.

Wichtig für die Erfindung ist demnach eine stufenweise Impedanzanpassung in mindestens einem Übertragungszweig der Leistungsverstärker-Ausgangschaltung bei gleichzeitiger Parallelschaltung von Schaltelementen in diesem Übertragungszweig. Beide Maßnahmen tragen in funktioneller Wechselbeziehung zu einer signifikanten Minimierung parasitärer Störeinflüsse in der erfindungsgemäßen Leistungsverstärker-Ausgangsschaltung bei. Gleichzeitig wird simulatan eine geeignete Impedanzanpassung für die einzelnen Frequenzbänder und Sendeleistungen in beiden Übertragungszweigen erreicht.

Mit einer einzigen Impedanzanpassung lediglich am Ausgang des Leistungsverstärkers ist eine optimale Impedanzanpassung für beide Übertragungszweige nicht erreichbar. Dies gelingt einerseits erst durch die erste, gemeinsame Impedanzanpassung am Ausgang des Leistungsverstärkers und andererseits durch eine weitere für das jeweilige Sendefrequenzband optimierte Impedanzanpassung. Aufgrund der für die einzelnen Frequenzbänder gemeinsam vorgesehenen Impedanzanpassung läßt sich der Schaltungsaufwand deutlich verringern.

Weiterhin trägt die Erfindung der Tatsache Rechnung, daß die Leistungsabsorbierung in parasitären Elementen der Übertragungszweig-Umschaltung umso gravierender ist, je näher deren störender Realteil der Impendanz an der Ausgangsimpedanz des Leistungsverstärkers liegt. So beträgt z. B. der Realteil der Ausgangsimpedanz praktisch eingesetzter Leistungsverstärker ca. 5 bis 6 Ω, und typische Anschaltwiderstände einzelner Schaltelemente liegen im Bereich von ca. 1 Ω. Werden Schaltelemente der Übertragungszweig-Umschaltung erst nach einer ersten Impendanztransformation - z. B. auf ca. 20 Ω für 900 MHz bei GSM oder 50 Ω für 1800 MHz bei DCS - eingefügt, so wird die Leistungsabsorption in den parasitären Elementen aufgrund des um bis zu einer Größenordnung verringerten Verhältnisses von Schaltelement-Anschaltwiderstand zu Impedanzniveau am Eingangsanschluß des Schaltelements erheblich verbessert.

Erfindungsgemäß läßt sich Leistungsabsorption durch die parasitären Elemente weiter deutlich reduzieren, indem in mindestens einem Übertragungszweig der Übertragungszweig- Umschaltung mindestens zwei Schaltelemente vorgesehen sind. Durch die Parallelschaltung wird der parasitäre Widerstand und die parasitäre Induktivität, die aufgrund der erforderlichen Umschaltung zwischen der ersten und zweiten Impedanzanpassung entstehen, um einen Faktor abgesenkt, der im wesentlichen mit der Zahl parallel geschalteter Schaltelemente korrespondiert.

Neben der Minimierung der absorbierten Leistung tragen die parallel geschaltenen Schaltelemente weiterhin zu einer verbesserten Impedanzanpassung bei. Aufgrund des geringeren Gesamtanschaltwiderstands bzw. der geringeren parasitären Gesamtinduktivität zwischen der ersten und zweiten Impedanzanpassungsstufe wird die gesamte Impedanzanpassung unempfindlicher gegenüber den Störeinflüssen der Schaltelemente.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist am Sendeanschluß der zweiten Sende/Empfangsumschaltung eine dritte Impedanzanpaßschaltung vorgesehen.

Demnach erfolgt eine optimierte Anpassung in den einzelnen Übertragunszweigen jeweils speziell in Übereinstimmung mit der jeweiligen Sendefrequenz und Sendeleistung, z. B. 3 W bei 900 MHz und 1.5 W bei 1800 MHz. Da jedoch ein Teil der Anpassung bereits in der für die einzelnen Übertragungszweige gemeinsamen und am Ausgang des Leistungsverstärkers angeschlossen Impedanzanpaßschaltung erfolgt, kann der speziell für die einzelnen Übertragunszweige erforderliche Schaltungsaufwand minimiert werden.

Gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung weist die Übertragungszweig-Umschaltung zwischen der zweiten Impedanzanpaßschaltung und der dritten Impedanzanpaßschaltung mindestens ein Schaltelement auf.

Überlicherweise werden über die beiden Übertragungszweige Sendesignale mit einer niedrigeren Sendefrequenz, z. B. 900 MHz bei GSM, und einer höhren Sendefrequenz, z. B. 1800 MHz bei DCS oder 1900 MHz bei PCS, abgegeben. Hierbei ist zu beachten, daß die Impedanzanpassung am Ausgang des Leitungsverstärker für die unterschiedlichen Frequenzbänder zu unterschiedlichen Ergebnissen führt. Insbesondere im Übertragungszweig für das höhrere Frequenzband wird durch die Impedanzanpassung am Ausgang des Leitungsverstärkers bereits eine nahezu vollständige Anpassung an das geforderte Impedanzniveau erreicht, so daß sich parasitäre Elemente in dem zugeordneten Zweig der Übertragungszweig-Umschaltung weniger stark auswirken. Gemäß der bevorzugten Ausführungsform wird somit angestrebt, diese Maßnahmen gegen parasitäre Effekte lediglich für das niedrigere Frequenzband frequenzselektiv unter Minimierung der zusätzlich Kosten für Schaltelemente insoweit einzuführen, als dies aufgrund der gewählten Sendefrequenzen erforderlich ist.

Gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist zwischen der zweiten Impedanzanpaßschaltung und der dritten Impedanzanpaßschaltung ein schaltbares Bandsperrfilter vorgesehen, das beim Senden des ersten Sendesignals die Oberschwingungen des ersten Sendesignals im zweiten Übertragungspfad filtert.

Wie bereits erläutert, erfolgt der Betrieb des Leistungsverstärkers nahe an der Sättigungsgrenze. Hierdurch entstehen z. B. im GSM-Sendemodus Oberschwingungen bei 1800 MHz, 2700 MHz, . . ., sowie im DCS-Sendemodus Oberschwingungen bei 3600 MHz usw. . Hierbei dominieren regelmäßig die Harmonischen erster Ordnung.

Obgleich im GSM-Sendemodus die Oberschwingungen bei 1800 MHz, 2700 MHz, . . . im ersten Übertragungszweig tiefpaßgefiltert werden, wird die erste Oberschwingung bei 1800 MHz im GSM- Sendemodus durch einen entsprechen Tiefpaßfilter im zweiten Übertragungszweig nicht erfaßt, da dieses lediglich auf Oberschwingungen des zweiten Sendesignals bei 3600 MHz usw. abgestimmt ist. Dasselbe gilt für eine Kombination der Sendefrequenzen von GSM und PCS mit einer Sendefrequenz von 1900 MHz. Allgemein tritt dieses Problem bei einem Leistungsverstärker, der Sendesignale mit mehreren Sendefrequenzen abgibt, immer dann auf, wenn Harmonische der ersten, niedrigeren Sendefrequenz unterhalb der zweiten, höheren Sendefrequenz liegen.

Zur Lösung dieses Problems ist vorteilhafterweise in dem zweiten Übertragungszweig zusätzlich ein schaltbares Bandsperrfilter vorgesehen, die so ausgebildet ist, daß es speziell beim Senden mit der ersten, niedrigeren Sendefrequenz deren erste Harmonische im zweiten Übertragungspfand sperrt. Hierdurch wird eine optimale Entkopplung der einzelnen Betriebsmodi erreicht.

Gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist die Übertragungszweig-Umschaltung zwischen der ersten Impedanzanpaßschaltung und der zweiten Impedanzanpaßschaltung aus einer ersten PIN-Diode und einer zweiten PIN-Diode aufgebaut ist, derart, daß die erste PIN- Diode und die zweite PIN-Diode parallel geschaltet sind. Bevorzugt sind die erste PIN-Diode und die zweite PIN-Diode in einem Gehäuse aufgenommen.

Hierdurch wird erreicht, daß bei der Fertigung der erfindungsgemäßen Leistungsverstärker-Ausgangsschaltung nach wie vor lediglich ein Bauelement mit Strom zu versorgen ist und zu plazieren ist, so daß bewährte Schaltungslayouts und Fertigungsprozesse praktisch nicht zu modifizieren sind.

Gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung weist die erste Impedanzanpaßschaltung an ihrem Eingang eine in Shunt-Konfiguration geschaltete erste Kapazität auf, und zwischen dem Eingang der ersten Impedanzanpaßschaltung und dem Ausgang der ersten Impedanzanpaßschaltung ist eine zweite Kapazität seriell angeschlossen.

Regelmäßig erfolgt die Impedanzanpassung in den einzelnen Übertragungszweigen durch eine Abfolge von Kapazitäten und Induktivitäten, derart, daß auch die einzelnen Leitungsstücke zur Verbindung der Bauelemente sowie parasitäre Induktivitäten der Schaltelemente mit einzubeziehen sind. Erfindungsgemäß wird berücksichtigt, daß Kapazitäten regelmäßig nur mit Kapazitätswerten verfügbar sind, die in einem vorgegebenen Raster liegen, z. B. von 3.3 pF, 3.9 pF, 4.7 pF, 5.6 pF, usw. . Durch die erhöhte Zahl von Kapazitäten in der ersten Impedanzanpaßschaltung wird im Ergebnis eine feinere Abstufung bei der Impedanztransformation und somit eine genauere Impedanzanpassung erreicht. Dies ist insbesondere für den Übertragungszweig vorteilhaft, über den das Sendesignal mit der niedrigeren Sendefrequenz übertragen wird.

Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung werden nachfolgend unter Bezug auf die beiliegende Zeichnung beschrieben; es zeigen:

Fig. 1 die Grundstruktur einer Leistungsverstärker- Ausgangsschaltung für ein Doppelband- Mobilfunktelefon, in dem ein Leistungsverstärker Sendesignale in unterschiedlichen Frequenzbändern über einen Ausgang abgibt;

Fig. 2 Ersatzschaltbilder für die in Fig. 1 gezeigten Schalter im geöffneten und geschlossenem Zustand;

Fig. 3 ein Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Leistungsverstärker-Ausgangsschaltung;

Fig. 4 eine schaltungsmäßige Realisierung der erfindungsgemäßen Leistungsverstärker- Ausgangsschaltung;

Fig. 5 die Funktion der in Fig. 4 gezeigten Bau- bzw. Leitungselemente sowie den Einfluß parasitärer Elemente bei der Impedanzanpassung in einem GSM- Übertragungszweig;

Fig. 6 die Funktion der in Fig. 4 gezeigten Bau- bzw. Leitungselemente sowie den Einfluß parasitärer Elemente bei der Impedanzanpassung in einem DCS- Übertragungszweig;

Fig. 7 ein Blockschaltbild einer Leistungsverstärker- Ausgangsschaltung für ein Mobilfunktelefon mit Einbandbetrieb; und

Fig. 8 ein Blockschaltbild einer Leistungsverstärker- Ausgangsschaltung für ein Doppelband- Mobilfunktelefon, mit zwei Leistungsverstärkern und zugeordneter Impedanzanpassung.

Fig. 1 zeigt die Grundstruktur einer Leistungsverstärker- Ausgangsschaltung für ein Doppelband-Mobilfunktelefon gemäß der vorliegenden Erfindung.

Wie in Fig. 1 gezeigt, ist ein Leistungsverstärker 10 an seinem Ausgang 12 mit einer ersten Impedanzanpaßschaltung 14 verbunden. Am Ausgang der ersten Impedanzanpaßschaltung 14 ist ein erster Schalter 16 angeschlossen, der die erste Impedanzanpaßschaltung 14 mit einem ersten Übertragungszweig verbindet.

Der erste Übertragungszweig besteht aus einer Serienschaltung einer zweiten Impedanzanpaßschaltung 18, eines ersten Tiefpaßfilters 20 und einer ersten Sende/Empfangsumschaltung 22 und wird in einem ersten Frequenzband betrieben. Zum Umschalten zwischen dem Sende- und Empfangsbetrieb enthält die erste Sende/Empfangsumschaltung 22 einen ersten Sendeschalter 24 und einen ersten Empfangsschalter 26.

Wie in Fig. 1 ferner gezeigt, ist am Ausgang der ersten Impedanzanpaßschaltung 14 zudem ein zweiter Schalter 28 angeschlossen, der die erste Impedanzanpaßschaltung 14 mit einem zweiten Übertragungszweig verbindet.

Der zweite Übertragungszweig besteht aus einer Serienschaltung einer dritten Impedanzanpaßschaltung 30 und eines schaltbaren Bandsperrfilters 32, das bei Abgabe des Sendesignals im ersten Übertragungszweig dessen erste Oberschwingung im zweiten Übertragungszweig unterdrück. Ferner dient ein zweites Tiefpaßfilter 33 zur Unterdrückung der Oberschwingungen des über den zweiten Übertragungszweig abgegebenen Sendesignals. Zum Umschalten zwischen dem Sende- und Empfangsbetrieb enthält die zweite Sende/Empfangsumschaltung 34 einen zweiten Sendeschalter 36 und einen zweiten Empfangsschalter 38.

Der Mittenabgriff zwischen dem ersten Sendeschalter 24 und dem ersten Empfangsschalter 26 sowie der Mittenabgriff zwischen dem zweiten Sendeschalter 36 und dem zweiten Empfangsschalter 38 ist jeweils mit einem Diplexer 40 verbunden, der zum verlustfreien Zusammenführen der einzelnen Sende/Empfangspfade an eine Antenne 42 vorgesehen ist.

In einem ersten Betriebsmodus, in dem der Leistungsverstärker 10 ein Sendesignal in einem ersten Frequenzband bzw. mit einer ersten Sendefrequenz f1 abgibt, ist der erste Schalter 16 geschlossen und der zweite Schalter 28 geöffnet. Die erste Impedanzschaltung 14 und die zweite Impedanzschaltung 18 bewirken eine optimale Anpassung der Ausgangsimpedanz des Leistungsverstärkers 10 an die für die erste Sendefrequenz und -leistung gewünschte Lastimpedanz.

Da der Leistungsverstärker 10 nahe an seiner Sättigung betrieben wird, gibt er neben dem eigentlichen Sendesignal mit der Frequenz f1 auch Oberschwingungen 2*f1, 3*f1, . . . ab. Diese unerwünschten Oberschwingungen werden im ersten Übertragungszweig durch das erste Tiefpaßfilter 20 gefiltert, und das gefilterte Sendesignal wird an die Antenne 42 über den ersten Sendeschalter 24 abgegeben.

Obgleich somit im ersten Betriebsmodus die Filterung der Oberschwingungen des ersten Sendesignals gewährleistet ist, muß zudem eine Maßnahme gegen die unerwünschte Übertragung dieser Störsignale über den zweiten Übertragungsweg getroffen werden. Beispielsweise wird bei der Kombination der Sendefrequenzen von GSM bei 900 MHz und DCS bei 1800 MHz die erste Oberschwingung des GSM-Sendesignals durch das im zweiten Übertragungspfad für DCS bei 1800 MHz liegende zweite Tiefpaßfilter 33, das lediglich auf Oberschwingungen des zweiten Sendesignals bei 3600 MHz abgestimmt ist, nicht unterdrückt. Allgemein tritt dieses Problem bei einem Leistungsverstärker, der Sendesignale mit mehreren Sendefrequenzen abgibt, immer dann auf, wenn Oberschwingungen der ersten, niedrigeren Sendefrequenz unterhalb der zweiten, höheren Sendefrequenz liegen oder mit dieser übereinstimmen.

Im Rahmen der vorliegenden Erfindung wird deshalb vorgeschlagen, in dem zweiten Übertragungszweig ein schaltbares Bandsperrfilter 32 vorzusehen, die so ausgebildet ist, daß es speziell beim Senden mit der ersten, niedrigeren Sendefrequenz deren erste Harmonische im zweiten Übertragungspfand sperrt. Hierdurch wird eine optimale Entkopplung der einzelnen Betriebsmodi erreicht.

Wie in Fig. 1 ferner gezeigt, ist in einem zweiten Betriebsmodus, in dem der Leistungsverstärker 10 ein Sendesignal in einem zweiten Frequenzband bzw. mit einer zweiten Sendefrequenz abgibt, der erste Schalter 16 geöffnet und der zweite Schalter 28 geschlossen.

In diesem Fall bewirken die erste Impedanzschaltung 14 und die dritte Impedanzschaltung 30 eine optimale Anpassung der Ausgangsimpedanz des Leistungsverstärkers 10 an die für die zweite Sendefrequenz und -leistung gewünschte Lastimpedanz.

Die wiederum entstehenden unerwünschten Oberschwingungen 2*f2, 3*f2, . . . werden vor der Abgabe des Sendesignals an die Antenne 42 über den zweiten Sendeschalter 36 durch das zweite Tiefpaßfilter 32 unterdrückt.

Die in Fig. 1 gezeigte Grundstruktur der erfindungsgemäßen Leistungsverstärker-Ausgangsschaltung trägt insgesamt der Tatsache Rechnung, daß sich mit einer einzigen Impedanzanpassung lediglich am Ausgang des Leistungsverstärkers eine optimale Impedanzanpassung für beide Übertragungszweige nicht erreichen läßt. Dies gelingt erst durch die stufenweise Impedanzanpassung einerseits durch eine gemeinsame Impedanzanpassung am Ausgang des Leistungsverstärkers und andererseits durch eine weitere für das jeweilige Sendefrequenzband optimierte Impedanzanpassung. Hierbei läßt sich aufgrund der für die einzelnen Frequenzbänder gemeinsam vorgesehenen Impedanzanpassung der Schaltungsaufwand deutlich verringern.

Bei idealem Schaltverhalten des ersten Schalters 16 und des zweiten Schalters 28 wäre somit die Abgabe von der Sendesignale in zwei Frequenzbändern durch den Leistungsverstärker 10 mit einem Ausgang vollständig realisiert.

Wie in Fig. 2 anhand von Ersatzschaldbildern für Schalter im geöffneten und geschlossenem Zustand gezeigt, weisen praktisch einsetzbare Schalter wie PIN-Dioden jedoch ein nicht-ideales Verhalten auf. Die Dämpfung im geöffneten Zustand des Schalters ist begrenzt und wird mit zunehmender Frequenz immer geringer. Für PIN-Dioden liegt sie beispielsweise in der Größenordnung von 25 dB bei 900 MHz und 10 dB bei 1800 MHz.

Fig. 3 zeigt den im Rahmen der vorliegenden Erfindung gewählten Lösungsansatz für eine Leistungsverstärker- Ausgangsschaltung. Hierbei sind Schaltungsteile mit im Vergleich zu den in Fig. 1 gezeigten Schaltungsteilen identischer Funktion mit denselben Bezugszeichen bezeichnet.

Wie in Fig. 3 gezeigt, besteht der erste Schalter 16 der Übertragungszweig-Umschaltung aus mindestens zwei ersten Schaltelementen S11, . . ., S1N. Ferner besteht der zweite Schalter 28 der Übertragungszweig-Umschaltung aus mindestens einem zweiten Schaltelement S21, . . ., S2N.

Funktionsgemäß sind beim Senden des ersten Sendesignals mit der ersten Sendefrequenz sämtliche ersten Schaltelemente S11, . . . S1N geschlossen und somit parallel geschaltet. Dasselbe gilt für die zweiten Schaltelemente S21, . . ., S2N.

Funktionsgemäß wird durch die Parallelschaltung der ersten Schaltelemente S11, . . ., S1N und der zweiten Schaltelemente S21, . . ., S2N jeweils eine Absenkung eines Anschaltwiderstands bzw. einer parasitären Induktivität des ersten bzw. zweiten Schalters 16 und 28 um einen Faktor erreicht, der im wesentlichen mit der Zahl der parallel geschalteten ersten Schaltelemente S11, . . ., S1N bzw. zweiten Schaltelemente S21, . . ., S2N übereinstimmt.

Für die Funktion der in Fig. 3 gezeigten erfindungsgemäßen Leistungsverstärker-Ausgangsschaltung ist zudem wichtig, daß die ersten Schaltelemente S11, . . ., S1N bzw. die zweiten Schaltelemente S21, . . ., S2N jeweils hinter der ersten, gemeinsamen Impedanzanpaßschaltung 14 vorgesehen sind. Der Grund hierfür besteht darin, daß die Leistungsabsorbierung in parasitären Elementen der ersten Schaltelemente S11, . . ., S1N bzw. S21, . . ., S2N umso höher ist, je näher deren störender Realteil der Impendanz an der Ausgangsimpedanz des Leistungsverstärkers liegt. Werden Schaltelemente die ersten Schaltelemente S11, . . ., S1N bzw. die zweiten Schaltelemente S21, . . ., S2N nach einer ersten Impendanztransformation - z. B. auf ca. 20 Ω für 900 MHz bei GSM oder 50 Ω für 1800 MHz bei DCS - eingefügt, so wird die Leistungsabsorption in den parasitären Elementen aufgrund des erhöhten Impedanzniveaus an den jeweiligen Eingangsanschlüssen erheblich verbessert.

Für die Funktion der in Fig. 3 gezeigten erfindungsgemäßen Leistungsverstärker ist schließlich von Bedeutung, daß aufgrund des geringeren Gesamtanschaltwiderstands bzw. der geringeren parasitären Gesamtinduktivität des ersten Schalters 16 und des zweiten Schalters 28 die Impedanzanpassung unempfindlicher gegenüber den Störeinflüssen der Schaltelemente wird.

Fig. 4 zeigt eine schaltungsmäßige Realisierung der erfindungsgemäßen Leistungsverstärker-Ausgangsschaltung.

Wie in Fig. 4 gezeigt, ist der erste Schalter 16 aus einer ersten PIN-Diode 44 und einer hierzu parallel geschalteten zweiten PIN-Diode 46 aufgebaut. Vorteilhafterweise sind die erste PIN-Diode 44 und die zweite PIN-Diode 46 in einem Gehäuse aufgenommen und werden über die selbe Stromversorgung versorgt.

Wie in Fig. 4 ferner gezeigt, besteht der zweite Schalter 28 aus einer einzigen PIN-Diode 47. Hierbei wird - ohne Beschränkung des Gegenstands der Erfindung - davon ausgegangen, daß das Sendesignal mit der ersten, niedrigeren Sendefrequenz über den ersten Schalter geführt wird und daß das Sendesignal mit der zweiten, höheren Sendefrequenz über den zweiten Schalter 28 geführt wird. Der Grund dafür, daß für den zweiten Schalter lediglich eine einzige PIN-Diode 47 vorgesehen ist, besteht darin, daß an dieser Stelle für das höhere Frequenzband die Impedanzanpassung nahezu vollständig durchgeführt ist, z. B. auf 50 Ω für DCS mit 1800 MHz. Deshalb der Einfluß des parasitären Widerstands (ca. 1 Ω) der durchgeschalteten PIN-Diode 47 so gering, daß Maßnahmen hiergegen entfallen können.

Wie in Fig. 4 ferner gezeigt, besteht die am Ausgang des Leistungsverstärkers 10 vorgesehene Impedanzanpaßschaltung 14 am Eingang aus einem Leitungselement 50, von dem vor dem Ausgang der Impedanzanpaßschaltung 14 eine erste Kapazität 48 zu Masse abzweigt. Das erste Leitungselement 50 ist relativ lang und als Serieninduktivität wirkend für die Impedanzanpassung wichtig. In Fig. 4 sind weitere Leitungselemente 52 und 51 gezeigt, die unterschiedliche geometrische Layoutkonfigurationen für den Anschluß der einzelnen Übertragungszweige an den Leistungsverstärker 10 widerspiegeln.

Wie in Fig. 4 ferner gezeigt, besteht die Impedanzanpaßschaltung 30 im zweiten Übertragungszweig aus zwei in Serie geschalteten Leitungselementen, von deren Verbindungspunkt eine zweite Kapazität 54 zur Masse abzweigt.

Wie in Fig. 4 ferner gezeigt, besteht die Impedanzanpaßschaltung 18 im ersten Übertragungszweig aus einer am Eingang in Shunt-Konfiguration vorgesehenen dritten Kapazität 60 sowie einer zwischen dem Eingang und dem Ausgang seriell vorgesehenen vierten Kapazität 62. Die vierte Kapazität 62 ist mit einer Induktivität 64 überbrückt.

Fig. 5 zeigt beispielhaft die Funktion der in Fig. 4 gezeigten Bau- bzw. Leitungselemente sowie den Einfluß parasitärer Elemente bei der Impedanzanpassung in einem GSM- Übertragungszweig.

Wie in Fig. 5 gezeigt, erfolgt die Impedanzanpassung ausgehend von der Ausgangsimpedanz Za des Leitungsverstärkers 10 über eine Folge von Transformationsschritten, die hier an einem Smithchart-Diagramm dargestellt sind. Der Übergang von der Ausgangsimpedanz Za des Leitungsverstärkers zu dem in Fig. 5 gezeigt Anpaßpunkt erfolgt im ersten Übertragungszweig durch Teiltransformationsschritte, die mit der Abfolge Leitungselement 50, erste Kapazität 48, Leitungselement 52, parasitäre Induktivität des ersten Schalters 16, parasitärer Widerstand des ersten Schalters 16, dritte Kapazität 60 und vierte Kapazität 62 realisiert sind.

Die vierte Kapazität 62 der Impedanzanpaßschaltung im ersten Übertragungszweig ist vorgesehen, da Kapazitätswerte regelmäßig nur in einem vorgegebenen Raster liegen, z. B. von 3.3 pF, 3.9 pF, 4.7 pF, 5.6 pF, usw. . Die vierte Kapazität 62 ermöglicht eine feinere Abstufung bei der Impedanztransformation und somit eine genauere Impedanzanpassung. Die Induktivät 64 ist für eine Gleichstromentkopplung vorgesehen.

Fig. 6 zeigt beispielhaft die Funktion der in Fig. 4 gezeigten Bau- bzw. Leitungselemente sowie den Einfluß parasitärer Elemente bei der Impedanzanpassung in einem DCS- Übertragungszweig.

Wie in Fig. 6 gezeigt, erfolgt auch im zweiten Übertragungszweig die Impedanzanpassung ausgehend von der Ausgangsimpedanz Za des Leitungsverstärkers 10 über eine Folge von Transformationsschritten, realisiert durch die Abfolge Leitungselement 50, erste Kapazität 48, Leitungselement 51 und parasitäre Induktivität des zweiten Schalters 28, dritte Kapazität 60 und zweite Kapazität 54.

Wie bereits unter Bezug auf Fig. 4 erläutert spielt aufgrund des höher liegenden Frequenzbands im zweiten Übertragunszweig der parasitäre Widerstand des zweiten Schalters 28, z. B. der PIN-Diode 47, lediglich eine untergeordnete Rolle, so daß ein entsprechender Teiltransformationsschritt in dem in Fig. 6 gezeigt Smithchart-Diagramm entfällt. Zudem kann aufgrund des höher legenden Frequenzbands eine der vierten Kapazität 64 vergleichbare Kapazität entfallen, wodurch sich der Schaltungsaufwand verringert.

Claims (15)

1. Leistungsverstärker-Ausgangsschaltung für eine Mobilfunkeinheit mit Doppelbandbetrieb, enthaltend:

• a) eine erste Sende/Empfangs-Umschaltschaltung (22) zum Senden/Empfangen eines ersten Sende/Empfangssignals, an deren Sendeanschluß eine erste Impedanzanpaßschaltung (18) vorgesehen ist,
• b) eine zweite Sende/Empfangs-Umschaltung (34) zum Senden/Empfangen eines zweiten Sende/Empfangssignals,
• d) eine Übertragungszweig-Umschaltung (16, 28) zum wahlweisen Verbinden der ersten Sende/Empfangs- Umschaltschaltung (22) oder der zweiten Sende/Empfangs- Umschaltung (34) mit einem Leistungsverstärker (10), der Sendesignale in zwei Frequenzbändern abgibt, derart, daß
  • d1) zwischen dem Ausgangsanschluß (12) des Leistungsverstärkers (10) und der Übertragungszweig-Umschaltung (16, 28) eine zweite Impedanzanpaßschaltung (14) vorgesehen ist, und
  • d1) die Übertragungszweig-Umschaltung (16, 28) im ersten Übertragungszweig mindestens zwei Schaltelemente (S11, . . ., S1N) aufweist.

2. Leistungsverstärker-Ausgangsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß am Sendeanschluß der zweiten Sende/Empfangsumschaltung (34) eine dritte Impedanzanpaßschaltung (30) vorgesehen ist.

3. Leistungsverstärker-Ausgangsschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungszweig- Umschaltung (16, 28) zwischen der zweiten Impedanzanpaßschaltung (14) und der dritten Impedanzanpaßschaltung (30) mindestens ein Schaltelement (S21, . . ., S2N) aufweist.

4. Leistungsverstärker-Ausgangsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der ersten Impedanzanpaßschaltung (18) und der zweiten Sende/Empfangsumschaltung (22) ein Tiefpaßfilter (20) zum Filtern von Oberschwingen des ersten Sendesignals vorgesehen ist.

5. Leistungsverstärker-Ausgangsschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß hinter der dritten Impedanzanpaßschaltung (30) ein schaltbares Bandsperrfilter (32) vorgesehen ist, das beim Senden des ersten Sendesignals die Oberschwingungen des ersten Sendesignals im zweiten Übertragungspfad filtert.

6. Leistungsverstärker-Ausgangsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungszweig-Umschaltung (16, 28) zwischen der ersten Impedanzanpaßschaltung (18) und der zweiten Impedanzanpaßschaltung (14) aus einer ersten PIN-Diode (44) und einer zweiten PIN-Diode (46) aufgebaut ist, derart, daß die erste PIN-Diode (44) und die zweite PIN- Diode (46) parallel geschaltet sind.

7. Leistungsverstärker-Ausgangsschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die erste PIN-Diode (44) und die zweite PIN-Diode (46) in einem Gehäuse aufgenommen sind.

8. Leistungsverstärker-Ausgangsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungszweig-Umschaltung (16, 28) zwischen der zweiten Impedanzanpaßschaltung (14) und der dritten Impedanzanpaßschaltung (30) aus eine dritten PIN-Diode (47) aufgebaut ist.

9. Leistungsverstärker-Ausgangsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Impedanzanpaßschaltung (18) an ihrem Eingang eine in Shunt-Konfiguration geschaltete erste Kapazität (60) aufweist.

10. Leistungsverstärker-Ausgangsschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Eingang der ersten Impedanzanpaßschaltung (18) und dem Ausgang der ersten Impedanzanpaßschaltung (18) eine zweite Kapazität (62) seriell angeschlossen ist.

11. Leistungsverstärker-Ausgangsschaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Kapazität (62) mit einer Induktivität (64) überbrückt ist.

12. Leistungsverstärker-Ausgangsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß am Eingang der zweiten Impedanzanpaßschaltung (14) ein erstes Leitungselement (50) vorgesehen ist.

13. Leistungsverstärker-Ausgangsschaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß an dem ausgangsseitigen Ende des ersten Leitungselements (50) eine dritte Kapazität (48) zur Masse abzweigt.

14. Leistungsverstärker-Ausgangsschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß bei der dritten Impedanzanpaßschaltung (30) zwischen dem Eingang und dem Ausgang ein zweites Leitungselement (56) und ein in Serie mit dem zweiten Leitungselement (56) verbundenes drittes Leitungselement (58) vorgesehen sind.

15. Leistungsverstärker-Ausgangsschaltung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß am Verbindungspunkt des zweiten Leitungselements (56) und des dritten Leitungselements (58) eine vierte Kapazität (54) zur Masse abzweigt.