DE10150159A1 - Mehrband-Anpassungsschaltung für einen Leistungsverstärker - Google Patents

Mehrband-Anpassungsschaltung für einen Leistungsverstärker

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Impedanzanpassungsschaltung für einen Mehrband-Leistungsverstärker, die von einem Eingangsport auf mehrere Ausgangsports arbeitet, um ein hochfrequentes (HF) Signal wirkungsvoll ohne Nebeneffekt vom Eingangsport an den jeweils entsprechenden der mehreren Ausgangsports zu übertragen. Diese Schaltung ist mit Folgendem versehen: DOLLAR A - einem Eingangsport zum Empfangen von Signalen in mehreren Frequenzbändern; DOLLAR A - mehreren Ausgangsports zum Ausgeben der Signale in den mehreren Frequenzbändern; DOLLAR A - mehreren Pfaden, von denen jeder über ein Impedanzanpassungsnetzwerk (218, 228) zum Anpassen der Impedanz seines Eingangsports an die Impedanz eines Ausgangsports in einem gewünschten Band verfügt; und DOLLAR A - einer Überbrückungsschaltung, die mit dem Impedanzanpassungsnetzwerk verbunden ist, um hochfrequente Signale in den restlichen Bändern auszufiltern.

Description

  • Die Erfindung betrifft eine Impedanzanpassungsschaltung für einen Mehrband-Leistungsverstärker unter Verwendung einer Impedanzanpassungsschaltung mit einem auf mehrere Pfade zum effizienten Übertragen einer Hochfrequenz (HF) von einem Eingangsport zu den entsprechenden Mehrfachports ohne Nebeneffekt.
  • Bei drahtloser Kommunikation wird in weitem Umfang Mehrbandbetrieb verwendet. Typischerweise wird ein Leistungsverstärker so verwendet, dass er in verschiedenen Bändern arbeitet, wie es in der Fig. 1 dargestellt ist. Außerdem kann eine Anordnung mit einem Leistungsverstärker pro Band verwendet werden (nicht dargestellt). Wie es in der Fig. 1 dargestellt ist, kann ein Dualband-GSM/DCS-Funktelefon mit einem Leistungsverstärker 120 sowie das bei 900 MHz arbeitende GSM (Global System for Mobile Communications) als auch das DCS (Digital Communications System) nutzen, das dem GSM mit der Ausnahme ähnlich ist, dass es bei 1800 oder 1900 MHz arbeitet. Eine derartige Anordnung kann Kosten einsparen, jedoch ist die Schaltungsanordnung kompliziert. Bei diesem Beispiel liefert der Verstärker 120 am Ausgang die geeignete Impedanz, z. B. 50 Ω, die an die Impedanz der Mehrbandantenne über eine Anpassungsschaltung 140 angepasst wird, so dass das Eingangssignal 110 das geeignete Betriebsspannungs-Ausgangssignal 151, 152 erzeugt. Zu diesem Zweck sind Schalter oder Resonatoren zur Anpassungsschaltung hinzugefügt. So wird die Schaltung komplizierter.
  • Demgemäß werden ferner mehrere Ausgangsports verwendet. Bei diesem Beispiel hat die Verwendung mehrerer Ausgangsports den Vorteil des einfachen Anschließens verschiedener Filter und des Übertragens/Empfangens von Signalen von einem Schalter. Um ein Mehrband-Anpassungsnetzwerk mit mehreren Ausgangsports aufzubauen, wird ein gesondertes, geschaltetes Hochpass- und Tiefpass-Anpassungsnetzwerk mit Ausgabe von einem Verstärker verwendet. Jedoch erfordert eine derartige Struktur einen Schalter mit Leistungshandhabungsfähigkeiten und niedrigen Einfügungsverlusten, der mehr Raum belegt und die Kosten erhöht.
  • Daher wird für das Schaltproblem weiterhin eine Lösung benötigt. Bei Mehrbandanwendungen für mehrere Übertragungspfade werden verschiedene Betriebsbandresonatoren verwendet (US- Patent 5,969,582). Jedoch ist ein Problem bei diesem Schaltungsdesign die fehlende Flexibilität.
  • Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Mehrband-Anpassungsschaltung mit einem Eingangsport und mehreren Ausgangsports zu schaffen, die über Flexibilität der Schaltungsanordnung verfügt, um die beste Impedanzanpassung zu erzeugen.
  • Diese Aufgabe ist durch die Schaltungen gemäß den beigefügten unabhängigen Ansprüchen 1 und 9 gelöst.
  • Die erfindungsgemäße Anpassungsschaltung verfügt über einen Eingangsport und mehrere Ausgangsports sowie mehrere Frequenzpfade und eine Überbrückungsschaltung zum Herausfiltern der HF-Signale in anderen, verbleibenden Bändern. Die in jedem Pfad verwendete Reaktanz sorgt für verschiedene Bänder mit verschiedenen Amplituden und Vorzeichen (Induktivität oder Kapazität), so dass der Pufferresonator mit der bevorzugten Flexibilität einer Mehrbandanpassung versehen wird.
  • Die Erfindung wird unter Bezugnahme auf die folgende detaillierte Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen deutlich werden.
  • Fig. 1 ist ein schematisches Diagramm zum Veranschaulichen eines typischen Partialsenders mit einer Mehrband-Anpassungsschaltung und einem Leistungsverstärker;
  • Fig. 2 ist ein Blockdiagramm zum Veranschaulichen einer Mehrband-Impedanzanpassungsschaltung gemäß der Erfindung;
  • Fig. 3(a) zeigt eine Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Dualband-Anpassungsschaltung;
  • Fig. 3(b) zeigt ein Ersatzschaltbild der in einem Band betriebenen Schaltung gemäß der Fig. 3a;
  • Fig. 3(c) zeigt ein Ersatzschaltbild der in einem anderen Band betriebenen Schaltung gemäß der Fig. 3a;
  • Fig. 4 zeigt eine andere Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Dualband-Anpassungsschaltung;
  • Fig. 5 zeigt eine weitere Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Dualband-Anpassungsschaltung; und
  • Fig. 6 und 7 zeigen die Abhängigkeit der Einfügungsverluste von der Frequenz für die erste bzw. zweite Ausführungsform. Nachfolgend bezeichnen gleiche Zahlen in der Beschreibung und den Zeichnungen gleiche Elemente.
  • Die Fig. 2 ist ein Blockdiagramm zum Veranschaulichen einer erfindungsgemäßen Mehrband-Impedanzanpassungsschaltung. Anhand der Fig. 2 wird der Deutlichkeit halber eine Dualband- Impedanzanpassungsschaltung als Beispiel erläutert. Die Schaltung verfügt über drei Teile: einen Pufferresonator (212, 222); eine Überbrückungsschaltung gegen Masse (214, 224) und ein Anpassungsnetzwerk (218, 228). Der Pufferresonator sorgt für verschiedene Reaktanzvorzeichen in verschiedenen Bändern für mehrere Funktionen. Der Pufferresonator kann ein Resonanzkreis sein, anstatt dass ein offener oder ein kurzgeschlossener Stromkreis im unerwünschten Band verwendet wird, wie beim Stand der Technik, und zwar als Brücke oder Puffer zwischen der Überbrückungsschaltung zwischen Masse und dem Eingangsport, um zu verhindern, dass durch die Überbrückungsschaltung gegen Masse unerwünschte Signale reflektiert werden. Die Überbrückungsschaltung gegen Masse ist eine Trennschaltung, die dazu verwendet wird, Hochfrequenz- (HF)signale im unerwünschten Band herauszufiltern, und sie kann durch einen Reihenresonanzkreis gegen Masse, eine offene Viertelwellenlängen-Blindleitung oder eine kurzgeschlossene Halbwellenlängen-Blindleitung oder Anderes realisiert sein. Das Anpassungsnetzwerk wird dazu verwendet, HF-Signale im gewünschten Band zu übertragen, und es kann vom L-, vom pi-, vom T-, vom Leitertyp und von anderem Typ sein.
  • Wie es in der Fig. 2 dargestellt ist, wird das Signal 130 vom Leistungsverstärker in der Fig. 1 auf einen ersten Bandpfad 220 und einen zweiten Bandpfad 210 aufgeteilt. Der erste Bandpfad 220 verläuft durch einen ersten Pufferresonator 222, eine erste Überbrückungsschaltung gegen Masse 224 mit der Frequenz f1 und ein erstes Anpassungsnetzwerk 228 bei f2, um ein erstes Betriebsband 251 auszugeben. In ähnlicher Weise verläuft der zweite Bandpfad 210 durch einen zweiten Pufferresonator 212, eine zweite Überbrückungsschaltung gegen Masse 214 bei f2 und ein zweites Anpassungsnetzwerk 218 bei f1, um ein zweites Betriebsband 151 auszugeben. Beispiele für das erste und zweite Betriebsband 152, 151 sind die Bänder eines Dualband-Funktelefons mit einem Betriebsband von 900/1800 MHz für Taiwan und 900/1900 MHz für Nordamerika.
  • Die folgenden Schaltungen wurden gemäß der Erfindung im Detail realisiert.
    • Erste Ausführungsform
  • Die Fig. 3(a) zeigt eine Ausführungsform der Erfindung zur Impedanzanpassung in einem Dualband-Leistungsverstärker. Die Dualband-Anpassungsschaltung 300 verfügt über einen ersten Pfad 310 zum Übertragen von HF-Signalen in einem f1-Band an einen Ausgangsport 151 sowie einen zweiten Pfad 320 zum Übertragen von HF-Signalen in einem f2-Band an einen Ausgangsport 152. Die Frequenz f1 ist niedriger als die Frequenz f2.
  • Der Pfad 310 enthält einen Parallelresonanzkreis 311 aus einer Induktivität L1 und einer Kapazität C1, einen Reihenresonanzkreis 322 aus einer Induktivität L2 und einer Kapazität C2 sowie ein Anpassungsnetzwerk mit einer seriellen Induktivität L5 und einer Nebenschlusskapazität C5. Der Resonanzkreis 322 im Pfad 310 zeigt Resonanz im f2-Band, und er zeigt bei einer vorbestimmten Frequenz im f2-Band eine Bandstoppkerbe. Die Kerbbandbreite sollte entsprechend der Systemspezifikation gewählt werden. Dieser Reihenresonanzkreis 322 sorgt für hohe Reflexion für das f2-Band und verhindert dadurch, dass ein Signal im f2-Band an den Ausgangsport 151 gekoppelt wird. Ferner trennt er auch die am Port 151 angeschlossene Last vom Pfad 320, so dass die sich am Eingangsport 130 im f2-Band zeigende Impedanz nicht durch die Last am Port 151 beeinflusst wird. Andererseits zeigt der Resonanzkreis 322 im f1-Band eine Kapazität, die dann als Anpassungselement gesehen wird. Im Resonanzkreis 311 sind die Induktivität L1 und die Kapazität C1 so gewählt, dass dieser Kreis 311 zwischen f1 und f2 Resonanz zeigt und sich demgemäß im f1-Band induktiv und im f2-Band kapazitiv verhält.
  • Der Pfad 320 enthält einen Reihenresonanzkreis 333 aus einer Induktivität L3 und einer Kapazität C3, einen Reihenresonanzkreis 344 mit einer Induktivität L4 und einer Kapazität C4 sowie ein Anpassungsnetzwerk 399 mit einer Reiheninduktivität L6 und zwei Nebenschlusskapazitäten C6 und C7. Ähnlich wie im Pfad 310 zeigt der Resonanzkreis 344 im Pfad 320 Resonanz im f1-Band, und er bildet eine Bandstoppkerbe bei einer vorbestimmten Frequenz im f1-Band, was für hohe Reflexion für das f1-Band sorgt und demgemäß verhindert, dass ein Signal im f1-Band an den Ausgangsport 152 gekoppelt wird. Ferner trennt er auch die an den Port 152 angeschlossene Last vom Pfad 310, so dass die sich am Eingangsport 130 im f1-Band zeigende Impedanz nicht durch die Last am Port 152 beeinflusst wird. Indessen verhält sich der Resonanzkreis 344 im f2-Band als Induktivität, die dann als Anpassungselement gesehen wird. Im Resonanzkreis 333 sind die Induktivität L3 und die Kapazität C3 so ausgewählt, dass dieser Kreis 333 zwischen f1 und f2 Resonanz zeigt und sich demgemäß im f1-Band kapazitiv und im f2-Band induktiv verhält.
  • Wenn ein Signal im f1-Band am Port 130 in der Fig. 3(a) eingegeben wird, ergibt sich ein Ersatzschaltbild, wie es in der Fig. 3(b) dargestellt ist. Der Pufferresonator 311 im Pfad 310 aus der Induktivität L1 und der Kapazität C1 wirkt als serielle Induktivität L11. Der aus der Induktivität L2 der Kapazität C2 bestehende Reihenresonanzkreis 322 wirkt als Nebenschlusskapazität C22. Im Pfad 320 zeigt der Reihenresonanzkreis 344 aus der Induktivität L4 und der Kapazität C4 Resonanz als Überbrückungsschaltung gegen Masse, und er verhindert, dass das Signal f1 an den Ausgangsport 152 gekoppelt wird. Daher wirkt der durch die Induktivität L3 und die Kapazität C3 gebildete Pufferresonanzkreis 333 als Nebenschlusskapazität C33. Es wird darauf hingewiesen, dass das Signal f1 am Eingangsport 130 kurzgeschlossen wird, wenn der Pufferresonanzkreis 333 fehlt. Im Ergebnis bilden die serielle Induktivität L11 und die Nebenschlusskapazitäten C22, C33, die mit dem Netzwerk L5 und C5 kombiniert sind, ein Tiefpass-Anpassungsnetzwerk, um für eine Impedanzanpassung von 50 Ohm an die gewünschte Last am Port 130 im f1- Band zu sorgen.
  • Wenn ein Signal im f2-Band am Port 130 in der Fig. 3(a) eingegeben wird, ergibt sich ein Ersatzschaltbild, wie es in der Fig. 3(c) dargestellt ist. Im Pfad 320 wirkt der durch die Induktivität L3 und die Kapazität C3 gebildete Pufferresonator 333 als serielle Induktivität L33, während der durch die Induktivität L4 und die Kapazität C4 gebildete Reihenresonanzkreis 344 als Nebenschlussinduktivität L44 wirkt. Im Pfad 310 zeigt der Reihenresonanzkreis 322 aus der Induktivität L4 und der Kapazität C4 Resonanz als Überbrückungsschaltung gegen Masse, und er verhindert, dass das Signal f2 an den Ausgangsport 151 gekoppelt wird. Daher wirkt der durch die Induktivität L1 und die Kapazität C1 gebildete Pufferresonanzkreis 311 als Nebenschlusskapazität C11. Es ist ersichtlich, dass das Signal f2 am Eingangsport 130 kurzgeschlossen würde, wenn der Pufferresonanzkreis 311 fehlen würde. Im Ergebnis bilden die serielle Induktivität L33 und die Nebenschlusskapazität C11 in Kombination mit dem Netzwerk L44, C6, L6 und C7 ein Tiefpass-Anpassungsnetzwerk, um für eine Impedanzanpassung von 50 Ohm für eine gewünschte Last am Port 130 im f2-Band zu sorgen.
  • Der Pufferresonanzkreis 311 im Pfad 310 aus der Induktivität L1 und der Kapazität C1 wird dazu angewandt, zwischen den Betriebsbändern für f1 und f2 in Resonanz zu schwingen. Daher wirkt der Kreis 311 wie eine serielle Induktivität L11 im f1-Band, wie in der Fig. 3(b) dargestellt, und wie eine serielle Kapazität C11 im f2-Band, wie in der Fig. 3(c) dargestellt. In ähnlicher Weise ist auch der Pufferresonanzkreis 333 im Pfad 320 aus der Induktivität L3 und der Kapazität C3 so konzipiert, dass er zwischen den zwei Betriebsbändern für f1 und f2 in Resonanz schwingt. Der Kreis 333 wirkt im f1-Band wie eine serielle Kapazität C33, wie es in der Fig. 3(b) dargestellt ist, und im f2-Band wie eine serielle Induktivität L33, wie es in der Fig. 3(c) dargestellt ist. Durch geeignete Wahl von C1, L1, C3 und L3 kann für gewünschte Werte von L11, C11, L33 und C33 für optimale Impedanzanpassung gesorgt werden. So wird der Grad an Designflexibilität erhöht und eine Optimierung der Schaltungsfunktion kann einfacher erzielt werden. Im folgenden Beispiel wird ein Dualbandsystem für GSM (900 MHz) und DCS (1800 MHz) beschrieben.
  • Die Impedanz am Port 130, wie sie vom Leistungsverstärker gesehen wird, beträgt 4,2 Ohm, während die Lastimpedanz am Port 151 und am Port 152 50 Ohm beträgt.

    L1 = 0,63 nH; C1 = 21 pF; L2 = 0,7 nH; C2 = 12 pF;
    L3 = 1,6 nH; C3 = 9 pF; L4 = 15 nH; C4 = 2 pF;
    L5 = 3,84 nH; C5 = 5,8 pF; L6 = 1,8 nH; C6 = 2,63 pF
    C7 = 7,8 pF;
  • Das Simulationsergebnis ist in der Fig. 6 dargestellt, und es zeigt niedrige Einfügungsverluste und gutes Funktionsvermögen in den beiden Bändern GSM und DCS.
    • Zweite Ausführungsform
  • Die Fig. 4 veranschaulicht die zweite Ausführungsform der Erfindung zur Impedanzanpassung in einem Dualband-Leistungsverstärker. Die dargestellte Dualband-Anpassungsschaltung 400 verfügt über einen Pfad 410 zum Übertragen von HF-Signalen in einem f1-Band an einen Ausgangsport 151 sowie einen zweiten Pfad 420 zum Übertragen von HF-Signalen in einem f2- Band an einen Ausgangsport 152. Die Frequenz f1 ist niedriger als die Frequenz f2. Die Pfade 410 und 420 sind im Wesentlichen den in der Fig. 3(a) dargestellten Pfaden 310 bzw. 320 ähnlich, jedoch mit der Ausnahme, dass der LC-Resonanzkreis 322 durch eine offene Nebenschluss-Blindleitung T1 mit Viertelwellenlänge bei f2 ersetzt ist und der LC-Resonanzkreis 344 durch eine offene Nebenschluss-Blindleitung T2 mit Viertelwellenlänge bei f1 ersetzt ist. Eine Zusatzkapazität C8 im Anpassungsnetzwerk 488 wird dazu verwendet, die Impedanzanpassung zu erleichtern. Die offene Nebenschluss- Blindleitung T1 kann als mit Masse verbundener Reihenresonanzkreis angesehen werden, der im f2-Band Resonanz zeigt und sich im f1-Band kapazitiv verhält. Die offene Nebenschluss-Blindleitung T2 kann als mit Masse verbundener Reihenresonanzkreis angesehen werden, der im f1-Band Resonanz zeigt und sich im f2-Band induktiv oder kapazitiv verhält. Das Verhalten sowohl des Parallelresonanzkreises aus der Induktivität L1 und der Kapazität C1 als auch des Reihenresonanzkreises aus der Induktivität L3 und der Kapazität C3 ist identisch mit dem gemäß der vorigen Beschreibung in Zusammenhang mit der Fig. 3(a).
  • Es folgt ein Beispiel auf Grundlage der Fig. 4 für ein Dualbandsystem für GSM bei 900 MHz und DCS bei 1800 MHz. Die vom Leistungsverstärker am Port 130 gesehene Impedanz beträgt 4,2 Ohm, während die Lastimpedanz am Port 151 und am Port 152 50 Ohm beträgt. T1 und T2 sind unter Verwendung von Mikrostreifenleitungsstrukturen realisiert.

    L1 = 0,61 nH; C1 = 21 pF; L3 = 1,7 nH; C3 = 8 pF;
    L5 = 4,19 nH; C5 = 6 pF; C8 = 10 pF;
    L6 = 1,8 nH; C6 = 2,63 pF; C7 = 7,8 pF;
  • Substratdicke von T1 und T2 = 14,7 mil (1 mil = 2,54 × 10-5 m); relative Dielektrizitätskonstante des Substrats = 4,6; Breite von T1 und T2 jeweils 20 mil; Länge von T1 = 920 mil; Länge von T2 = 1780 mil.
  • Die Simulationsergebnisse sind in der Fig. 7 aufgetragen, und sie zeigen niedrige Einfügungsverluste und gutes Funktionsvermögen, um dem Erfordernis von GSM/DCS-Dualbandanwendungen zu genügen.
  • [Dritte Ausführungsform]
  • Die Fig. 5 veranschaulicht die dritte Ausführungsform der Erfindung zur Impedanzanpassung in einem Dualband-Leistungsverstärker. Die dargestellte Dualband-Anpassungsschaltung 500 verfügt über einen ersten Pfad 510 zum Übertragen von HF-Signalen in einem f1-Band an einen Ausgangsport 151 sowie einen zweiten Pfad 520 zum Übertragen von HF-Signalen in einem f2-Band an einen Ausgangsport 152. Die Frequenz f1 ist niedriger als die Frequenz f2. Die Pfade 510 und 520 sind den in der Fig. 4 dargestellten Pfaden 410 bzw. 420 im Wesentlichen ähnlich, jedoch mit der Ausnahme, dass die offene Blindleitung 422 durch eine kurzgeschlossene Nebenschluss- Blindleitung mit halber Wellenlänge bei f2 ersetzt ist und die offene Blindleitung 444 durch eine kurzgeschlossene Nebenschluss-Blindleitung mit halber Wellenlänge bei f1 ersetzt ist. Die kurzgeschlossene Nebenschluss-Blindleitung T1 kann als mit Masse verbundener Reihenresonanzkreis angesehen werden, der im f2-Band in Resonanz steht und im f1-Band kapazitives oder induktives Verhalten zeigen kann. Die kurzgeschlossene Nebenschluss-Blindleitung T2 kann auch als mit Masse verbundener Reihenresonanzkreis angesehen werden, der im f1-Band in Resonanz steht und im f2-Band induktives oder kapazitives Verhalten zeigen kann. Es sei darauf hingewiesen, dass beim Anwenden der Dualbandkonstruktion der Fig. 5 eine Situation zu vermeiden ist, bei der eine Betriebsfrequenz ein Vielfaches einer anderen Betriebsfrequenz ist.

Claims (23)

1. Impedanzanpassungsschaltung für einen Mehrband-Leistungsverstärker, mit:
einem Einfangsport zum Empfangen von Signalen in mehreren Frequenzbändern;
mehreren Ausgangsports zum Ausgeben der Signale in den mehreren Frequenzbändern;
mehreren Pfaden, von denen jeder über ein Impedanzanpassungsnetzwerk zum Anpassen der Impedanz seines Eingangsports an die Impedanz eines Ausgangsports in einem gewünschten Band verfügt; und
einer Überbrückungsschaltung, die mit dem Impedanzanpassungsnetzwerk verbunden ist, um hochfrequente Signale in den restlichen Bändern auszufiltern.
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass jeder Pfad ferner eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen verschiedener Amplituden und Vorzeichen in verschiedenen Bändern aufweist, um den Pufferresonator mit der bevorzugten Flexibilität der Mehrbandanpassung zu versehen.
3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Pufferresonator eine Nebenschlussinduktivität und ein kapazitives Bauteil aufweist, wobei ein freies Ende mit dem Eingangsport verbunden ist.
4. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Pufferresonator eine serielle Induktivität und ein kapazitives Bauteil aufweist, wobei ein freies Ende mit dem Eingangsport verbunden ist.
5. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Überbrückungsschaltung aus einer seriellen Induktivität und einem kapazitiven Bauteil besteht, wobei ein freies Ende mit Masse und das andere freie Ende mit dem anderen freien Ende des Pufferresonators verbunden ist.
6. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Überbrückungsschaltung eine Übertragungsleitung mit offener Schleife ist.
7. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Überbrückungsschaltung eine Übertragungsleitung mit geschlossener Schleife ist.
8. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Impedanzanpassungsnetzwerk ein induktives Bauteil aufweist, das in Reihe mit mindestens einem kapazitiven Bauteil verbunden ist, wobei ein Ende des induktiven Bauteils mit der Überbrückungsschaltung verbunden ist, während das andere Ende mit dem jeweiligen Ausgangsport verbunden ist und das freie Ende des mindestens einen kapazitiven Bauteils mit Masse verbunden ist.
9. Schaltung für einen Mehrband-Leistungsverstärker, mit:
einem Eingangsport zum externen Empfangen eines hochfrequenten Dualbandsignals und zum Erzeugen jeweiliger Ausgangssignale für die Dualbänder;
einem ersten Ausgangspfad mit einem ersten mit dem Eingangsport verbundenen Pufferresonator, einer ersten mit dem ersten Puffer verbundenen Überbrückungsschaltung und einem mit der ersten Überbrückungsschaltung verbundenen Impedanzanpassungsnetzwerk, das ein Signal in einem Band ausgibt;
einem zweiten Ausgangspfad parallel zum ersten Ausgangspfad mit einem mit dem Eingangsport verbundenen zweiten Pufferresonator, einer mit dem zweiten Puffer verbundenen zweiten Überbrückungsschaltung und einem mit der zweiten Überbrückungsschaltung verbundenen Impedanzanpassungsnetzwerk, das das Signal im anderen Band ausgibt.
10. Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Dualbänder bei 900 und 1800 MHz liegen.
11. Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Dualbänder bei 900 und 1900 MHz liegen.
12. Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Pufferresonator eine Nebenschlussinduktivität und ein kapazitives Bauteil aufweist, wobei ein freies Ende mit dem Eingangsport verbunden ist.
13. Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Pufferresonator eine Nebenschlussinduktivität und ein kapazitives Bauteil aufweist, wobei ein freies Ende mit dem Eingangsport verbunden ist.
14. Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Pufferresonator eine serielle Induktivität und ein kapazitives Bauteil aufweist, wobei ein freies Ende mit dem Eingangsport verbunden ist.
15. Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Pufferresonator eine serielle Induktivität und ein kapazitives Bauteil aufweist, wobei ein freies Ende mit dem Eingangsport verbunden ist.
16. Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Überbrückungsschaltung aus einer seriellen Induktivität und einem kapazitiven Bauteil besteht, wobei ein freies Ende mit Masse und das andere freie Ende mit dem anderen freien Ende des Pufferresonators verbunden ist.
17. Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Überbrückungsschaltung aus einer seriellen Induktivität und einem kapazitiven Bauteil besteht, wobei ein freies Ende mit Masse und das andere freie Ende mit dem anderen freien Ende des Pufferresonators verbunden ist.
18. Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, das die erste Überbrückungsschaltung eine Übertragungsleitung mit offener Schleife ist.
19. Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Überbrückungsschaltung eine Übertragungsleitung mit offener Schleife ist.
20. Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Überbrückungsschaltung eine Übertragungsleitung mit geschlossener Schleife ist.
21. Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Überbrückungsschaltung eine Übertragungsleitung mit geschlossener Schleife ist.
22. Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass das erste Impedanzanpassungsnetzwerk ein induktives Bauteil aufweist, das in Reihe mit mindestens einem kapazitiven Bauteil verbunden ist, wobei ein Ende des induktiven Bauteils mit der Überbrückungsschaltung verbunden ist, während das andere Ende mit dem jeweiligen Ausgangsport verbunden ist und das freie Ende des mindestens einen kapazitiven Bauteils mit Masse verbunden ist.
23. Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass das zweite Impedanzanpassungsnetzwerk ein induktives Bauteil aufweist, das in Reihe mit mindestens einem kapazitiven Bauteil verbunden ist, wobei ein Ende des induktiven Bauteils mit der Überbrückungsschaltung verbunden ist, während das andere Ende mit dem jeweiligen Ausgangsport verbunden ist und das freie Ende des mindestens einen kapazitiven Bauteils mit Masse verbunden ist.
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TW (1) TW486861B (de)

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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7071792B2 (en) * 2001-08-29 2006-07-04 Tropian, Inc. Method and apparatus for impedance matching in an amplifier using lumped and distributed inductance
US6816032B1 (en) * 2002-09-03 2004-11-09 Amkor Technology, Inc. Laminated low-profile dual filter module for telecommunications devices and method therefor
US6977562B2 (en) * 2002-09-19 2005-12-20 Agilent Technologies, Inc. Self-tuned matching network for high efficient power amplifiers
JP3972810B2 (ja) * 2002-12-18 2007-09-05 株式会社村田製作所 分波器、および通信機
JP2004228989A (ja) * 2003-01-23 2004-08-12 Renesas Technology Corp 半導体装置
US7239858B2 (en) * 2003-12-31 2007-07-03 Wj Communications, Inc. Integrated switching device for routing radio frequency signals
FI119710B (fi) * 2004-03-22 2009-02-13 Filtronic Comtek Oy Pienikohinaisen vahvistinparin tulojärjestely
US7660562B2 (en) * 2004-06-21 2010-02-09 M/A-Com Technology Solutions Holdings, Inc. Combined matching and filter circuit
US7546089B2 (en) 2004-12-23 2009-06-09 Triquint Semiconductor, Inc. Switchable directional coupler for use with RF devices
EP1796203B1 (de) * 2005-12-12 2008-03-19 Alcatel Lucent Frequenzschalter für Multiband-Leistungsverstärkeranwendungen und Multiband/Multistandard-Leistungsverstärkermodul
US7378920B2 (en) * 2006-02-14 2008-05-27 Freescale Semiconductor, Inc. Methods and apparatus for a high-frequency output match circuit
WO2008018565A1 (fr) * 2006-08-09 2008-02-14 Hitachi Metals, Ltd. Composant à haute fréquence et circuit à haute fréquence l'utilisant
US7949322B2 (en) * 2007-03-09 2011-05-24 Qualcomm, Incorporated Frequency selective amplifier with wide-band impedance and noise matching
CN101558561A (zh) * 2007-04-09 2009-10-14 松下电器产业株式会社 双频匹配电路
WO2008126385A1 (ja) * 2007-04-09 2008-10-23 Panasonic Corporation ２周波整合回路
JP4308890B2 (ja) * 2007-08-29 2009-08-05 パナソニック株式会社 ２周波整合回路及びそれを具備する携帯端末
WO2009028200A1 (ja) * 2007-08-29 2009-03-05 Panasonic Corporation ２周波整合回路
JP5083125B2 (ja) * 2008-08-27 2012-11-28 株式会社村田製作所 分波器、半導体集積回路装置および通信用携帯端末
TWI404261B (zh) * 2009-05-05 2013-08-01 Univ Nat Chiao Tung Tri-band duplexer circuit and multi-frequency duplexer circuit
TWI407690B (zh) * 2010-01-19 2013-09-01 Htc Corp 寬頻天線匹配裝置及其方法
US8643449B2 (en) * 2010-03-26 2014-02-04 Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. Impedance matching circuit capable of efficiently isolating paths for multi-band power amplifier
JP2012044436A (ja) * 2010-08-19 2012-03-01 Ntt Docomo Inc マルチバンド整合回路
CN102355221A (zh) * 2011-06-17 2012-02-15 雷良军 多频带功率放大器及输出匹配电路
US20130178168A1 (en) * 2012-01-10 2013-07-11 Chunjie Duan Multi-Band Matching Network for RF Power Amplifiers
US8803615B2 (en) * 2012-01-23 2014-08-12 Qualcomm Incorporated Impedance matching circuit with tunable notch filters for power amplifier
CN105009450B (zh) * 2013-02-27 2018-11-20 新加坡国立大学 具有改进的rf-到-dc功率转换效率以用于无线网络中的整流天线
US9231550B2 (en) * 2014-06-09 2016-01-05 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. Output matching network for wideband power amplifier with harmonic suppression
CA2954941A1 (en) * 2014-07-14 2016-01-21 Covidien Lp Dual band power amplifier circuit for microwave ablation
WO2017077852A1 (ja) 2015-11-04 2017-05-11 株式会社村田製作所 分波装置及びその設計方法
CN107070492B (zh) * 2017-03-28 2020-08-14 尚睿微电子（上海）有限公司 一种信号收发控制结构、方法及电子设备
US10511344B1 (en) 2017-08-07 2019-12-17 Integrated Device Technology, Inc. Transceiver resonant receive switch
US10312961B1 (en) * 2017-08-07 2019-06-04 Integrated Device Technology, Inc. Transceiver resonant receive switch
CN116667805A (zh) * 2023-07-21 2023-08-29 荣耀终端有限公司 谐振结构、射频系统和电子设备

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5969582A (en) * 1997-07-03 1999-10-19 Ericsson Inc. Impedance matching circuit for power amplifier
DE19823060A1 (de) * 1998-05-22 1999-12-09 Ericsson Telefon Ab L M Verbesserte Leistungsverstärkeranpassung in Doppelband-Mobilfunktelefonen

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5774017A (en) * 1996-06-03 1998-06-30 Anadigics, Inc. Multiple-band amplifier
DE69708104T2 (de) * 1996-07-31 2002-07-11 Matsushita Electric Ind Co Ltd Mehrschichtiger zweiband-bandpassfilter
US5949309A (en) * 1997-03-17 1999-09-07 Communication Microwave Corporation Dielectric resonator filter configured to filter radio frequency signals in a transmit system
US6091966A (en) * 1997-09-29 2000-07-18 Ericsson, Inc. Dual-band, dual-mode power amplifier
JP3665711B2 (ja) * 1999-02-25 2005-06-29 富士通株式会社 高周波増幅器および増幅素子

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5969582A (en) * 1997-07-03 1999-10-19 Ericsson Inc. Impedance matching circuit for power amplifier
DE19823060A1 (de) * 1998-05-22 1999-12-09 Ericsson Telefon Ab L M Verbesserte Leistungsverstärkeranpassung in Doppelband-Mobilfunktelefonen

Also Published As

Publication number Publication date
TW486861B (en) 2002-05-11
DE10150159B4 (de) 2004-08-26
US6621376B2 (en) 2003-09-16
US20030011443A1 (en) 2003-01-16

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