CN105009450B - 具有改进的rf-到-dc功率转换效率以用于无线网络中的整流天线 - Google Patents

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Abstract

一种整流天线，包括：(a)多频带多信道(MBMC)匹配网络；和/或(b)可自适应重配置整流器或击穿保护整流器。MBMC匹配网络包括串联耦合的多个T形传输线匹配结构。可自适应重配置整流器电路包括：低输入功率整流部、高输入功率整流部以及晶体管组，所述晶体管组被配置为以与输入RF功率电平有关的方式，使所述可自适应重配置整流器在低输入功率操作配置和高输入RF功率操作配置之间选择性地自动转变。击穿保护整流器包括晶体管保护二极管结构，所述晶体管保护二极管结构包括通过以下方式耦合到晶体管的二极管：保护所述二极管以免所述二极管直接暴露到负电压，其中在没有所述晶体管的情况下，负电压通常会使所述二极管击穿。

Description

具有改进的RF-到-DC功率转换效率以用于无线网络中的整流 天线
技术领域
本公开的方面涉及用于通过(a)多频带多信道(MBMC)RF匹配网络和/或(b)扩展输入功率范围整流器(可以包括可自适应重配置整流器或击穿保护整流器)来提高无线功率传输(WPT)或周围 RF能量收集电路中的功率转换效率(PCE)的整流天线电路元件、电路和技术。
背景技术
无线功率传输(WPT)涉及从预定源或特定类型源到与整流器耦合的接收天线的RF电能传输。接收天线和整流器的组合被称为整流天线。整流天线将接收的RF能量转换为可用于为系统或设备(例如传感器或医疗仪器)供电的DC功率。由于一种或多种无线系统和设备之间的无线通信(例如，公用无线电信基站和移动电话/智能电话)，因此周围RF能量收集涉及采集在现代环境中固有的RF能量，从而可以将否则会被浪费的RF能量投入使用，以例如进行电池再充电。与 WPT一样，周围RF能量收集依赖于将所收集的RF能量转换为DC 功率的整流天线。
图1是常规整流天线的示意图，该整流天线被配置为接收单个RF 频带内的RF能量，并将该单个频带内的RF能量转换为DC功率。因为整流天线被限制在单个RF频带，因此在整流天线被设计用于的单个频带之外的RF能量无法被转换为DC功率，从而限制了该常规整流天线在WPT和/或RF能量收集应用中的使用。例如，各种可植入医疗仪器(例如可植入脉冲发生器)具有需要再充电的电源，例如电池。针对已植入的医疗仪器，出于安全目的，施加在人体上的瞬时RF 功率必须维持在预定水平以下。因此，期望使用多个RF频带来同时施加脉冲RF功率，以对植入电源进行再充电。此外，针对RF能量收集应用，期望同时收集同时存在于多个频带内的RF能量，以提高或者最大化可用的周围RF能量到DC功率的转换。
已经开发出多频整流天线，然而这些整流天线通常使用多个天线和多个整流器，每个天线及其关联的整流器对应于特定的RF频带。因此，这些常规多频整流天线设计导致低效的RF能量转换以及增加的空间和成本。
整流天线RF到DC功率转换效率主要取决于其中的整流器的特性。图2A是基于常规整流器的常规整流天线的示意图，该常规整流器适用于低RF输入功率条件。具体地，针对该整流天线，在输入RF 功率超过二极管D1的击穿电压之前，RF到DC功率转换效率(PCE) 随输入RF功率线性增加，在输入RF功率超过二极管D1的击穿电压之后，RF到DC PCE迅速降低。
图2B是使用常规高RF输入功率整流器的常规整流天线的示意图。针对图2B的整流天线，二极管组D2(例如，成对并联布置的总共4个二极管)与二极管D1串联耦合，从而扩大二极管D1和二极管组D2的组合的总击穿电压。遗憾的是，该整流天线在较低输入RF 功率电平不期望地呈现出较低的RF到DC PCE。
图2C是使用另一种常规低RF输入功率整流器的常规整流天线的示意图。同样地，一旦输入RF功率超过二极管D1的击穿电压，该整流天线的RF到DC PCE就迅速下降。
需要这样一种整流天线，其使用单个天线和单个整流器，并且相比于现有整流天线，在显著更宽的输入RF操作功率条件的范围呈现出提高的RF到DC PCE。
附图说明
图1是常规整流天线的示意图。
图2A是使用常规低RF输入功率整流器的常规整流天线的示意图。
图2B是使用常规高RF输入功率整流器的常规整流天线的示意图。
图2C是使用另一种常规低RF输入功率整流器的常规整流天线的示意图。
图3是根据本公开实施例的包括多频带多信道(MBMC)匹配网络的代表性MBMC整流天线的示意图。
图4A是根据本公开实施例的准八木天线1x2子阵列的顶部示意图。
图4B是根据本公开实施例具有覆盖GSM-1800和UTMS-2100频带中的每一个的带宽的1x4准八木天线阵列的正面或顶面图像，该1x4 准八木天线阵列是通过将两个图4A的准八木天线1x2子阵列和T型结功分器连在一起形成的。
图4C是图4B的1x4准八木天线阵列的背面或底面图像。
图5A是根据本公开实施例的MBMC整流天线内的MBMC匹配网络的代表性实施例的示意图。
图5B是所制造的根据本公开实施例的该MBMC匹配网络的代表性实现的图像。
图6绘出了针对图3的MBMC整流天线的代表性实现在不同功率电平(-30dBm到-18dBM)所测量的RF到DC PCE相对于频率的图。
图7绘出了针对图3的MBMC整流天线的代表性实现针对输入信号频率1.83GHz和2.14GHz所测量的PCE相对于单音调和双音调输入功率的图，其中1.83GHz和2.14GHz是1.80～1.88GHz和2.11～ 2.17GHz频带的近似中心频率。
图8A是根据本公开实施例的基于第一可自适应重配置整流器或第一自适应整流器的可自适应重配置整流天线或自适应整流天线的示意图。
图8B是根据本公开实施例的基于第二可自适应重配置整流器或第二自适应整流器的可自适应重配置整流天线或自适应整流天线的示意图。
图8C示出了图8B所示的可自适应重配置整流器的代表性实现的电路配置。
图8D是所制造的图8C的代表性第二可自适应重配置整流器的图像。
图9A是示出了针对(a)图2A所示的常规低RF输入功率整流器、(b)图2B所示的常规高RF输入功率整流器、(c)图8A所示的第一可自适应重配置整流器、以及(d)图8B所示的第二可自适应重配置整流器的RF到DC PCE仿真结果的图。
图9B是示出了针对图8B至8D的第二可自适应重配置整流器的代表性实现随着输入RF功率的变化的测量的RF到DC PCE对仿真的 RF到DC PCE以及测量的输出电压对仿真的输出电压的图。
图9C是示出了与图9A对应的、但还包括针对具有耦合在二极管组D2两端/与二极管组D2并联耦合的三个MOSFET的可自适应重配置整流器以及具有耦合在二极管组D2两端/与二极管组D2并联耦合的四个MOSFET的可自适应重配置整流器的仿真结果的仿真RF到 DCPCE对输入RF功率的图。
图9D是针对第二可自适应重配置整流器352针对负载电阻RL的不同值的仿真RF到DC PCE对RF输入功率的图。
图10A是根据本公开实施例的基于击穿保护整流器的击穿保护整流天线的示意图。
图10B是图10A的击穿保护整流器的代表性实现的示意图。
图10C是所制造的图10B的击穿保护整流器的代表性实施例的图像。
图11A至图11H分别是根据本公开实施例的第一晶体管保护二极管结构至第七晶体管保护二极管结构的示意图。
图12是示出了单独二极管D1和图11A的第一晶体管保护二极管结构410a的I-V特性的图。
图13是示出了针对图2C所示的整流器以及图10A的击穿保护整流器的仿真RF到DCPCE对输入RF功率电平的图。
图14是示出了针对图10B和图10C的击穿保护整流器的代表性实现随着输入RF功率的变化的测量的RF到DC PCE对仿真的RF到 DC PCE以及测量的输出电压对仿真的输出电压的图。
图15A示出了根据本公开实施例的具有MBMC匹配网络和第二可自适应重配置整流器中的每一个的整流天线。
图15B示出了根据本公开实施例的具有MBMC匹配网络和击穿保护整流器中的每一个的整流天线。
图16是示出了针对以下各项中的每一项的代表性实现的仿真的 RF到DC PCE对输入RF功率的图：(a)图2A的常规低输入RF功率整流器、(b)图3的MBMC整流器、(c)图8B所示的第二可自适应重配置整流器、(d)以图15A所示的方式与第二可自适应重配置整流器352耦合的MBMC匹配网络、(e)图10A的击穿保护整流器、以及(f)以图15B所示的方式与击穿保护整流器402耦合的MBMC 匹配网络。
图17A至图17H是示出了典型的无线网络的框图，在所述无线网络中可以部署根据本公开实施例的一组整流天线，这组整流天线包括一个或多个MBMC整流天线、可自适应重配置整流天线和/或击穿保护整流天线。
发明内容
根据本公开的一个方面，一种被配置为接收分布在多个RF频带中的RF能量的电路包括多频带多信道(MBMC)匹配网络。MBMC 匹配网络包括：多个T形传输线匹配结构，每个T形传输线匹配结构与另一个T形传输线匹配结构串联耦合，其中每个T形传输线匹配结构包括第一部分、第二部分以及耦合在第一部分和第二部分之间的第三部分，并且所述多个T形传输线匹配结构中的第一T形传输线匹配结构的第一部分形成MBMC匹配网络的输入端，所述多个T形传输线匹配结构中的第二T形传输线匹配结构的第二部分形成MBMC匹配网络的输出端，并且所述多个T形传输线匹配结构中的至少一个T 形传输线匹配结构的第三部分可耦合到电接地。
MBMC匹配网络内的每个单独的T形传输线匹配结构被配置为提供与特定RF频带内的RF频率相对应的阻抗匹配。所述电路可以形成为无线功率传输(WPT)系统的一部分或周围RF能量收集系统的一部分。
所述电路可以包括或者是整流天线，所述整流天线包括：耦合到 MBMC匹配网络的输入端的天线；以及耦合到MBMC匹配网络的输出端的整流器。所述整流器包括以下之一：(a)可自适应重配置整流器，具有低输入RF功率整流部、高输入RF功率整流部以及耦合到高输入RF功率整流部和低输入RF功率整流部之一的晶体管组，所述晶体管组被配置为基于输入RF功率电平，使所述可自适应重配置整流器在低输入RF功率操作配置和高输入RF功率操作配置之间自动转变；以及(b)击穿保护整流器，具有至少一个晶体管保护二极管结构，所述至少一个晶体管保护二极管结构包括通过以下方式耦合到晶体管的至少一个二极管：保护二极管以免所述二极管直接暴露到负电压，其中在没有所述晶体管的情况下，该负电压通常会使所述二极管击穿。
根据本公开的另一个方面，一种被配置用于整流信号(例如无线接收的RF信号)的电路包括以下之一：(a)可自适应重配置整流器，具有低输入功率整流部、高输入功率整流部以及耦合到高输入功率整流部和低输入功率整流部之一的晶体管组，所述晶体管组被配置为以与输入到所述电路的信号的功率电平有关的方式，使所述可自适应重配置整流器在低输入功率操作配置和高输入RF功率操作配置之间选择性的自动转变；以及(b)击穿保护整流器，具有至少一个晶体管保护二极管结构，所述至少一个晶体管保护二极管结构包括通过以下方式耦合到晶体管的第一二极管：保护第一二极管以免所述第一二极管直接暴露到负电压，其中在没有所述晶体管的情况下，该负电压通常会使所述二极管击穿。
在各实施例中，所述可自适应重配置整流器的低输入功率部和高输入功率部串联耦合，并且所述可自适应重配置整流器的晶体管组与高输入功率部并联耦合。晶体管组内每个晶体管的控制端子耦合到电接地。所述可自适应重配置整流器的晶体管组可以包括彼此串联的多个晶体管。晶体管组内的每个晶体管可以是场效应晶体管(FET)(例如MOSFET、MESFET或另一种类型的FET)。
在各实施例中，所述可自适应重配置整流器的低输入功率整流部包括第一二极管组，并且高输入功率整流部包括第二二极管组。所述第一二极管组和所述第二二极管组中至少一组可以包括多个二极管。
所述击穿保护整流器包括第一晶体管保护二极管结构，第一晶体管保护二极管结构包括第一二极管和晶体管，其中所述晶体管包括耦合到所述第一二极管的阳极的控制端子、耦合到所述第一二极管的阴极的第一端子、以及可耦合到所述晶体管保护二极管结构外部的电路的第二端子。所述第一二极管的阳极耦合到击穿保护整流器的输入端，并被配置为接收交流(AC)信号，并且所述晶体管的第二端子耦合到击穿保护整流器的输出端。
晶体管保护二极管结构还可以包括与所述晶体管的第二端子和第三端子并联耦合的第二二极管，使得所述第二二极管的阳极耦合到所述第一二极管的阴极。晶体管保护二极管结构可以附加或备选地包括另一个二极管，所述另一个二极管的阳极耦合到所述第一二极管的阳极并且所述另一个二极管的阴极耦合到所述晶体管的控制端子。
在一些实施例中，击穿保护整流器包括第一晶体管保护二极管结构和以级联方式耦合到第一晶体管保护二极管结构的第二晶体管保护二极管结构的组合，使得第一晶体管保护二极管结构和第二晶体管保护二极管结构的组合两端的负电压分布在第一晶体管保护二极管结构的晶体管和第二晶体管保护二极管结构的晶体管上。第二晶体管保护二极管结构包括第一二极管和具有控制端子、第一端子及第二端子的晶体管，其中第二晶体管保护二极管结构的第一二极管的阳极耦合到第一晶体管保护二极管结构的第一二极管的阳极，第二晶体管保护二极管结构的第一二极管的阴极耦合到第二二极管保护晶体管结构的晶体管的第二端子，并且第二二极管保护晶体管结构的晶体管的第三端子耦合到第一二极管保护晶体管结构的晶体管的控制端子。
根据本公开的另一个方面，一种无线网络包括被配置为无线发送电磁信号的发送(TX)级、以及被配置为接收由TX级发送的电磁信号的接收(RX)级。RX级包括以下之一：(a)多频带多信道(MBMC) 匹配网络，MBMC匹配网络包括多个T形传输线匹配结构，每个T 形传输线匹配结构与另一个T形传输线匹配结构串联耦合，其中每个 T形传输线匹配结构包括第一部分、第二部分以及耦合在第一部分和第二部分之间的第三部分，并且所述多个T形传输线匹配结构中的第一T形传输线匹配结构的第一部分形成MBMC匹配网络的输入端，所述多个T形传输线匹配结构中的第二T形传输线匹配结构的第二部分形成MBMC匹配网络的输出端，并且所述多个T形传输线匹配结构内的至少一个T形传输线匹配结构的第三部分能够耦合到电接地； (b)可自适应重配置整流器，具有低输入功率整流部、高输入功率整流部以及耦合到高输入功率整流部和低输入功率整流部之一的晶体管组，所述晶体管组被配置为，以与输入到RX级的信号功率电平有关的方式，使所述可自适应重配置整流器在低输入功率操作配置和高输入功率操作配置之间选择和自动地转变；以及(c)击穿保护整流器，具有至少一个晶体管保护二极管结构，所述至少一个晶体管保护二极管结构包括通过以下方式耦合到晶体管的第一二极管：保护第一二极管以免所述二极管直接暴露到负电压，其中在没有所述晶体管的情况下，该负电压通常会使所述二极管击穿。在一些实施例中，RX级包括MBMC匹配网络，以及可自适应重配置整流器和击穿保护整流器之一。
所述无线网络还可以包括被配置为从TX级接收电磁信号并向 RX级发送电磁信号的一个或多个中继器/放大级。所述一个或多个中继器/放大级包括以下之一：(a)多频带多信道(MBMC)匹配网络，其包括，多个T形传输线匹配结构，每个T形传输线匹配结构与另一个T形传输线匹配结构串联耦合，其中每个T形传输线匹配结构包括第一部分、第二部分以及耦合在第一部分和第二部分之间的第三部分，并且其中在所述多个T形传输线匹配结构内的第一T形传输线匹配结构的第一部分形成MBMC匹配网络的输入，在所述多个T形传输线匹配结构内的第二T形传输线匹配结构的第二部分形成MBMC匹配网络的输出，并且所述多个T形传输线匹配结构内的至少一个T形传输线匹配结构的第三部分能够耦合到电接地；(b)可自适应重配置整流器，具有低输入功率整流部、高输入功率整流部以及耦合到高输入功率整流部和低输入功率整流部之一的晶体管组，所述晶体管组被配置为，以与输入到RX级的信号功率电平有关的方式，使所述可自适应重配置整流器在低输入功率操作配置和高输入功率操作配置之间选择和自动地转变；以及(c)击穿保护整流器，具有至少一个晶体管保护二极管结构，所述至少一个晶体管保护二极管结构包括通过以下方式耦合到晶体管的第一二极管：保护第一二极管以免所述二极管直接暴露到负电压，其中在没有所述晶体管的情况下，该负电压通常会使所述二极管击穿。在一些实施例中，至少一个中继器/放大级包括MBMC匹配网络，以及可自适应重配置整流器和击穿保护整流器之一。
具体实施方式
在本公开中，对给定元件的描述、或者对特定附图中特定元件编号的考虑或使用或者在对应说明性材料中对其的参考可以包括在另一个附图或与之相关联的说明性材料中标识的相同、等同、或类似的元件或元件编号。除非另有指示，否则附图或关联文本中“/”的使用被理解为表示“和/或”。本文中对特定数值或值范围的陈述被理解为包括或者是近似数值或数值范围的陈述，例如在+/-20％、+/-15％、+/- 10％或+/-5％内。
本文中使用的术语“组”对应于或者被定义为符合已知数学定义 (例如，以对应于An Introduction to Mathematical Reasoning：Numbers， Sets，and Functions的第11章“Properties of Finite Sets”(如第140页所示)Peter J.Eccles，Cambridge UniversityPress(1998)的方式)的非空有限元素组织，该非空有限元素组织在数学上呈现至少为1的基数性(即，这里定义的组可以对应于单元、单线(singlet)或单元素组、或者多元素组)。一般地，根据所考虑的组的类型，组的元素可以包括或者是系统、装置、设备、结构、物体、电路、电路元件、进程、物理参数或者值。
根据本公开的实施例涉及促进或实现无线功率传输(WPT)或周围RF能量收集系统、设备或电路中的提高功率转换效率(PCE)的整流天线电路元件、电路及技术。具体地，根据本公开各实施例的系统、设备或电路包括整流天线，所述整流天线具有(a)多频带多信道(MBMC)RF匹配网络、和/或(b)扩展输入功率范围整流器，所述整流器可以包括可自适应重配置整流器电路或者击穿保护整流器电路，如下文详述。
具有MBMC匹配网络的代表性整流天线
图3是根据本公开实施例的代表性多频带多信道(MBMC)整流天线100的示意图。MBMC整流天线100包括天线或天线结构110，天线或天线结构110被配置为接收对应于或跨越多个RF频带的RF能量。天线100包括与MBMC匹配网络200耦合的输出端，使得天线 110接收的RF能量被传递到MBMC匹配网络200。MBMC匹配网络 200包括与整流器120的输入端耦合的输出端，整流器120的输出端与DC带通滤波器130或RF扼流圈130的输入端耦合，DC带通滤波器或RF扼流圈130的输出端与负载电阻140耦合。MBMC匹配网络 200和整流器120(还可以与DC带通滤波器130和负载电阻140组合) 整体被认为或定义为MBMC整流器102。
天线110具有跨越多个RF频带(例如适用于特定WPT应用或者所考虑的期望或预期RF能量收集环境的多个预定频带)的带宽。例如，根据实施例细节，天线110可以具有适合于接收跨越多个频带的多个中心频率的RF能量的带宽，其中所述多个频带适合于或被分配用于：(a)对一种或多种可植入/已植入医疗仪器再充电，使得MBMC 整流天线100可以形成用于基于WPT的医疗仪器再充电的系统、设备或电路的一部分；和/或(b)公共/移动电话或无线网络通信，使得 MBMC整流天线100可以形成用于收集周围RF能量的系统、设备或电路的一部分，所述RF能量对应于已知或期望存在于给定的现代城市环境中的移动电话或其他类型无线通信信号。
为帮助理解，在新加坡国立大学校园的代表性现代城市环境中，通过常规宽带喇叭天线(0.8-18GHz)和常规频谱分析器来测量周围功率密度。已知周围功率密度主要由三个公共通信频带(即GSM-900、 GSM-1800和UTMS-2100)中的下行链路信道功率占据，表1给出了对应的测量值。
表1：在不同公共电信频率的每个信道上测量的周围功率密度
此外，表1指示GSM-1800和UTMS-2100频带中的功率密度远大于GSM-900频带中的功率密度。此外，由喇叭天线接收的全部周围通信频带的总RF功率是通过功率计来测量的，所述功率计指示大约 -20至-17dBm(或大约10至20μW)的总周围RF功率。
为帮助理解，在涉及捕获GSM-1800和UTMS-2100频带中的RF 功率的代表性实现中，天线110具有覆盖全球移动系统(GSM)1800 MHz频带以及通用移动电信系统(UMTS)2100MHz频带的带宽。图4A是准八木(quasi-Yagi)天线1x2子阵列的顶部示意图，其指示对应的准八木天线1x2子阵列的设计参数。两个准八木天线1x2子阵列可以和T型结功分器连接在一起，以形成1x4准八木天线阵列。
图4B是根据本公开实施例的1x4准八木天线阵列的正面或顶面图像，图4C是根据本公开实施例的1x4准八木天线阵列的背面或底面图像，其形成具有覆盖GSM-1800和UMTS-2100频带中的每一个的带宽的天线110。具体地，使用图4A所示的1x2准八木天线子阵列的以下参数值，a＝190，b＝100，W1＝1.2，W2＝4.4，Wgnd＝20，Ldri＝ 37，Wdri＝8，Ldir＝50，Wari＝0.5，Sdir＝26，Sdri＝24以及d＝100(单位毫米)，1x4准八木天线阵列在约1.8GHz到2.2GHz的带宽呈现 -10dB。本领域普通技术人员容易认识到，基于所考虑的期望整流天线应用或环境以及与之相关联的多个RF频带，天线110 可以呈现其他参数值或其他类型的设计。例如，在RF能量收集应用中，天线110可以是常规宽频带(broadband)或宽带(wideband)天线，例如宽带喇叭天线。
MBMC匹配网络200被配置为为了提高或最大化落入天线的带宽内的多个RF频带内从天线110到整流器120的RF功率传输，关于多个RF频带提供天线110和整流器120之间的阻抗匹配。具体地， MBMC匹配网络200被配置为提供关于落入天线110的带宽内的多个预定RF频带(例如，标准或规定机构/团体为给定目的而定义或设置的多个RF频带)的阻抗匹配。因此，MBMC阻抗匹配网络200提高了可耦合到整流器120中多个RF频带上的RF功率量。
在各实施例中，MBMC匹配网络200包括串联耦合在MBMC匹配网络200的输入端和输出端之间的多个T形传输线匹配结构。具体地，在多个实施例中，MBMC匹配网络200包括与MBMC匹配网络 200要针对其提供阻抗匹配的每个单独RF频带相对应的单独T形传输线匹配结构。因此，根据本公开实施例的MBMC匹配网络200可以鉴于所考虑的给定的一组RF频带和阻抗匹配要求，容易且精确地执行复杂的MBMC阻抗转换/匹配。此外，根据本公开实施例的MBMC 匹配网络200可以在任何两个或更多个任意频率实现与频率有关的复杂阻抗匹配。多个(例如两个、三个或更多个)T形传输线匹配结构可以级联(例如相互串联耦合)，以满足或解决MBMC阻抗匹配要求。 T形传输线匹配结构的这种组合关于即将到来的任何给定复杂阻抗匹配情况提供了高度灵活的MBMC阻抗匹配方案。这些组合构思简单并且特别有效，其促进了将根据本公开的实施例应用和扩展到针对这种级联MBMC阻抗匹配拓扑使用封闭式等式。
T形传输线匹配结构中的至少一个被附加地耦合到电接地以提供 DC通路。为进一步辅助理解，以下将详细描述被配置为提供两个RF 频带(例如GSM-1800和UMTS-2100频带)匹配并相应地包括两个T 形传输线匹配结构的MBMC匹配网络实施例。
图5A是根据本公开实施例的MBMC整流天线100内的MBMC 匹配网络200的代表性实施例的示意图，其中MBMC匹配网络200 被配置为关于两个RF频带提供阻抗匹配。因而，该MBMC匹配网络 200相应地包括第一T形传输线匹配结构210和第二T形传输线匹配结构220。如图5A所示，T形传输线匹配结构210、220中的每一个包括三条传输线。具体地，第一T形传输线匹配结构210包括：(a) 第一传输线TL1，第一传输线TL1形成第一T形传输线匹配结构210 的第一或左部、分支、支路或侧，并提供与天线110耦合的MBMC 匹配网络200的输入端；(b)第二传输线TL2，第二传输线TL2以形成第一T形传输线匹配结构210的第二或右部、分支、支路或侧的方式与第一传输线TL1串联耦合，并提供第一T形传输线匹配结构210 的输出端；以及(c)第三传输线TL3，第三传输线TL3并联耦合在第一传输线TL1和第二传输线TL2之间，形成第一T形传输线匹配结构的第三部、分支、支路或侧。通过类似方式，第二T形传输线匹配结构220包括：(d)第四传输线TL4，第四传输线TL4形成第二T 形传输线匹配结构220的第一或左部、分支、支路或侧，并提供与第一T形传输线匹配结构210的第二传输线TL2耦合的第二T形传输线匹配结构220的输入端；(e)第五传输线TL5，第五传输线TL5以形成第二T形传输线匹配结构220的第二或右部、分支、支路或侧的方式与第四传输线TL4串联耦合，并提供MBMC匹配网络200的输出端；以及(f)第六传输线TL6，第六传输线TL6并联耦合在第四传输线TL4和第五传输线TL5之间，形成第二T形传输线匹配结构的第三部，分支、支路或侧。此外，至少一个T形传输线匹配结构的第三部、分支、支路或侧耦合到电接地。例如，第六传输线TL6(即第二T形传输线匹配结构的第三部)可以耦合到电接地。
图5A还指出了MBMC匹配网络200的代表性实现的第一传输线 TL1至第六传输线TL6中的每一个的宽度和长度，MBMC匹配网络 200被配置为关于GSM-1800频带和UTMS-2100频带提供阻抗匹配。图5B是所制造的MBMC整流器102实现的图像，整流器102包括具有根据图5A所示的尺寸制造的第一传输线TL1至第六传输线TL6的 MBMC匹配网络200的该代表性实现；耦合到第五传输线TL5的输出端的常规肖特基(Schottky)二极管(例如，新加坡Avago技术公司的Avago HSMS-2852，Cj＝0.18pF，Rs＝25Ω)；以及耦合到肖特基二极管的DC带通滤波器130。DC带通滤波器130被实现为常规阶梯阻抗微带低通滤波器。上述每一个元件都制造在常规电路板上，例如 RO400332密耳(mil)高频层压电路板(美国CT州Rogers的Rogers 公司)。此外，针对该代表性实现，电阻负载140是6.4kΩ电阻器。
为验证如上所述实现的整流天线100的频率-功率特性或性能，使用信号发生器(例如，美国CA州Palo Alto市Agilent技术公司的 Agilent E8257D)来测试单音调RF到DC的功率转换效率(PCE)。图6绘出了针对MBMC整流天线100的代表性实现在不同的输入RF 功率电平(-30dBm至-18dBm)所测量的RF到DC PCE对频率的图。如图6所示，根据MBMC整流天线100的代表性实现的期望目标，针对所有功率电平，与其他频带相比，在约1.80-1.88GHz和约 2.11-2.17GHz实现了更高的PCE。此外，本领域普通技术人员容易理解，当1.80-1.88GHz频带或2.11-2.17GHz频带中的任意一个中的多个或几个信道被激活时，可以以提高或较高的PCE将这些信道中的 RF功率同时转换为DC功率。
为进一步验证MBMC整流天线100的该代表性实现的PCE效率提高，还使用两个Agilent E8257D信号发生器和ZFRSC-42功分器(美国纽约州Brooklyn市Mini-Circuits公司)来检查双音调RF到DC PCE 性能。图7绘出了针对输入信号频率1.83GHz和2.14GHz所测量的 PCE对单音调和双音调输入功率的图，其中1.83GHz和2.14GHz是 1.80-1.88GHz和2.11-2.17GHz频带的近似中心频率。为简洁目的，针对这些音调频率中的每一个的输入功率在预定输入功率范围完全相同。
如图7所示，在测试的输入功率范围，针对双音调输入的RF到 DC PCE比针对单音调输入的RF到DC PCE更大。因此，与单音调 RF输入情况相比，增加不同频率的RF输入信号有助于产生更高的转换DC功率和更高的PCE。图7清楚地示出了MBMC整流天线100 可以以提高的或明显更高的RF到DC PCE同时收集分散在分离的频带和这些频带中的不同信道中或上的RF功率。此外，当输入功率大约是-30dBm(预期对应于相对较低的周围RF功率电平)时，RF到 DC PCE针对单独的1.83GHz和2.14GHz音调分别只有5.29％和 4.79％。然而，通过同时输入1.83GHz和2.14GHz音调中的每一个，对应的双音调信号的输入导致11.65％的RF到DC PCE，意想不到的是，这比针对任意一个单音调输入情况的RF到DC PCE的两倍还多。
关于MBMC整流天线100的周围RF能量收集性能对MBMC整流天线100的附加代表性实现进行测试。在MBMC整流天线100的该附加代表性实现中，天线110是宽带天线100，而不是双频带天线。具体地，在MBMC整流天线100的该附加代表性实现中，MBMC匹配网络200连接到与用于产生表1的测量结果的宽带喇叭天线相同的宽带喇叭天线。MBMC整流天线100也位于与用于产生表1的测量结果的现代城市环境相同的现代城市环境。
如表2所示，针对MBMC整流天线100的该附加代表性实现，接收RF功率大约是-20dBm，这比上述针对双音调情况所考虑的相对较低的周围RF功率电平-30dBm大10倍。整流器120的输出电压大约是120mV。因此，MBMC整流天线100的该附加代表性实现的RF 到DCPCE大约是22.5％，这大大超过了针对上述单音调情形所测量的RF到DC PCE，并且也明显超过了针对上述双音调情形所测量的 RF到DC PCE 11.65％。
频带 接收功率(dBm) RF到DC PCE(％)
单音调(1.83GHz) -30 5.29
双音调(1.83&2.14) -30 11.65
市区(多频带多信道) -20 22.5
附近发射塔 -15 38.8
表2：单音调、双音调、以及多信道RF能量收集的RF到DC PCE的比较
最后，MBMC整流天线100的附加代表性实现位于商用移动电话发射塔附近，这里的周围RF能量将明显高于远离或离开移动发射塔的现代市区中的周围RF能量。当位于移动发射塔附近时，根据GSM- 1800和UMTS-2100频带的多个信道中的RF能量变化，测量的RF接收功率在约-15dBm和-20dBm之间变化。此外，在高周围RF能量环境中，整流器120输出的最大DC电压大约是280mV。根据最大输入功率(-15dBm，-0.032mW)，可以推导出MBMC整流天线100的该附加实现在高周围RF能量环境中的RF到DC PCE大约是38.8％。
代表性整流天线整流器架构的方面
作为对以上内容的补充或备选，根据本公开的各实施例可以通过可在扩展输入功率范围操作的整流器来提高整流天线的RF到DC PCE。根据实施例细节，扩展输入功率范围整流器可以是可自适应重配置整流器或者击穿保护整流器，如下文详述。
可自适应重配置整流器
图8A是根据本公开实施例的基于第一可自适应重配置整流器或第一自适应整流器302的可自适应重配置整流天线或自适应整流天线 300的示意图。相比于图2B所示的常规高RF输入功率整流器电路，第一可自适应重配置整流器132包括与二极管组D2并联耦合的晶体管310。具体地，在多个实施例中，晶体管310是MOSFET，其栅极接地，并且其漏极和源极与二极管组D2并联耦合(例如，其漏极可以耦合到D1的输出端，并且其源极可以耦合在C1和L1之间)。
因为MOSFET 310的栅极保持在接地电势，所以MOSFET的栅极-源极电压(Vgs)等于负载电阻器R1两端输出的DC电压的反向电压。因此，MOSFET 310可以用作基于负载电阻器R1两端输出的DC 电压选择性地自动将二极管组2旁路(shunt)的自适应开关。具体地，在代表性实现中，MOSFET 310是n沟道耗尽型MOSFET，例如 NE3210S01(日本东京的NEC公司)。当输入RF功率较低时，Vgs接近0V，并且MOSFET 310处于导通状态，从而将二极管组D2旁路。在这种操作条件下，第一可自适应重配置整流器302表现得如同图2A 所示的常规低输入功率整流器一样。随着输入RF功率的增加，负载电阻器RL两端输出的DC电压增加，Vgs下降，MOSFET的沟道电阻 Rds上升，并且MOSFET 310内的电阻损耗增加。当输入RF功率从较低电平增加到中等电平时，该电阻损耗导致对RF到DC PCE的略微不利的影响(相比于图2A所示的常规低RF输入功率整流器)。
随着输入RF功率的进一步增加，Vgs最终达到MOSFET 310的截止电压，因而MOSFET310转变到其截止状态。因此，在更高/较高输入RF功率条件下，第一可自适应重配置整流器302表现得如同图 2B所示的常规高输入RF功率整流器一样。因而，MOSFET 310在高输入RF功率条件下将第一可自适应重配置整流器302自动重配置为更高效的整流器拓扑(即，高RF输入功率整流器拓扑)。类似地， MOSFET 310在低输入RF功率条件下将第一可自适应重配置整流器 302自动重配置为更高效的整流器拓扑(即，低输入RF功率整流器拓扑)。因而，第一可自适应重配置整流天线300可以呈现比图2A和图 2B的常规整流天线中的任意一个显著或明显增加的输入RF功率操作范围。
尽管如此，在给定或预定输入RF功率范围内或中，Vgs还不够大 (负值)以使MOSFET310完全截止，这导致可能不可忽略的电阻损耗量。该电阻损耗问题可以通过另一个自适应整流器拓扑来解决，如下文详述。
图8B是根据本公开另一个实施例的基于第二可自适应重配置整流器或第二自适应整流器352的可自适应重配置整流天线或自适应整流天线350的示意图。在实施例中，第二可自适应重配置整流器352 包括并联耦合在二极管组D2两端的两个晶体管310、312，而不是并联耦合在二极管组D2两端的单个晶体管310，从而克服上述电阻损耗问题。在多个实施例中，两个晶体管310、312包括串联耦合或连接的第一和第二MOSFET 310、312，其中MOSFET 310、312中的每一个的栅极耦合到电接地。第一MOSFET 310的源极耦合在C1和L1之间，并且第一MOSFET 310的漏极耦合到第二MOSFET 312的源极。第二 MOSFET 312的源极耦合到二极管D1。
图8C示出了图8B的第二可自适应重配置整流天线350的代表性实现的电路配置，用于示意目的，其被配置为在100MHz操作。在该代表性实现中，二极管D1是HSMS-2852二极管(新加坡Avago技术公司)；二极管组D2是具有四个HSMS-2850二极管的组，其以如图所示的方式成对耦合在传输线TL7之间；并且第一和第二MOSFET 310、312是NE2110S01MOSFET(日本东京NEC公司)。此外，C1 是5.1pF，L1是290nH，并且C2是100pF。传输线TL1到TL13具有以下宽度(W)和长度(L)，W1＝2.4，L1＝15，W2＝W3＝3.5， L2＝L3＝7.5，W4＝2；L4＝13，W5＝W6＝W8＝W9＝0.7，L5＝L6＝ L8＝L9＝3，W7＝0.7，L7＝1.8，W10＝2，L10＝1，W11＝3，L11＝ 7，W12＝5，L12＝8，W13＝4，以及L13＝5(单位是毫米)。此外， RL＝2.8kΩ。图8D是在介电常数为2.2损耗正切为0.0012的31密耳的Rogers RT/duroid 5880衬底上制造的对应代表性第二可自适应重配置整流器352的图像。本领域普通技术人员将理解，根据实施例和/或实现细节，二极管D1可以是二极管组(即一个或多个二极管)；和 /或二极管组D2可以是单个二极管而不是多个二极管。
用于比较目的，使用上文定义的二极管D1、二极管组D2、电容器C1和C2、电感L1和负载电阻RL来对以下各项的RF到DC PCE 对输入RF功率进行仿真：图2A所示的常规低RF输入功率整流器、图2B所示的常规高RF输入功率整流器、图8A所示的第一可自适应重配置整流器302以及图8B所示的第二可自适应重配置整流器352。用于示例目的，每个仿真对应于100MHz的操作频率。
图9A是示出了针对(a)图2A所示的常规低RF输入功率整流器、(b)图2B所示的常规高RF输入功率整流器、(c)图8A所示的第一可自适应重配置整流器302、以及(d)图8B所示的第二可自适应重配置整流器352的RF到DC PCE仿真结果的图。根据图9A可以容易看出以下内容：
(a)关于图2A所示的常规低RF输入功率整流器，可清楚看出，在达到输入RF功率大约为0.3dBm处的约85％的最大值之前，其RF 到DC PCE随着输入RF功率增加而增加。当输入RF功率超过该水平时，图2A所示的常规整流器的RF到DC PCE迅速下降，这是因为 D1两端的电压摆动超过了D1的击穿电压。因而，图2A所示的常规低RF功率整流器仅适用于低输入RF功率情形，而不适用于高输入 RF功率情形。
(b)关于图2B所示的常规高RF输入功率整流器，低RF输入功率处的RF到DC PCE小于图2A所示的常规低RF输入功率整流器的RF到DC PCE。例如，当输入RF功率小于约-5dBm时，常规高 RF输入功率整流器的RF到DC PCE保持在约30％以下。然而，高 RF输入功率处的RF到DC PCE比图2A所示的常规低RF输入功率整流器的RF到DC PCE好得多，从而在约19dBm的输入RF功率处达到约82％的峰值。因而，图2B所示的常规整流器仅适用于高输入 RF功率情形。
(c)关于图8A所示的第一可自适应重配置整流器302，其RF 到DC PCE针对小于-15dBm的输入RF功率与图2A所示的常规整流器的RF到DC PCE大体上匹配。当输入RF功率从约-15dBm增加到约0dBm时，由于因MOSFET 310引起的上述电阻损耗，第一可自适应重配置整流器302的RF到DC PCE比常规低RF输入功率整流器的 RF到DC PCE稍微降低。当输入RF功率超过约10dBm时，Vgs达到 MOSFET 310的截止电压，从而将MOSFET 310切换到截止状态。在这种高RF输入功率条件下，第一可自适应重配置整流器302以与图 2B的常规高RF输入功率整流器大体上相似或类似的方式来操作。
(d)关于第二可自适应重配置整流器352，图9示出了在约3dBm 和20dBm之间的输入RF功率范围，第二可自适应重配置整流器352 实现了比第一可自适应重配置整流器302更好的截止状态。因而，第二可自适应重配置整流器352在较宽的输入RF功率范围(例如，从约3dBm到20dBm)提供了比该仿真中考虑的其他整流器显著提高的RF到DC PCE。
此外，相对于输入RF功率，测量图8C至图8D所示的第二可自适应重配置整流器352的代表性实现的RF到DC PCE对输入RF功率。具体地，同时测量输入RF功率和电阻负载RL两端输出的DC电压，并以本领域普通技术人员容易理解的方式，根据以下等式来计算RF 到DCPCE：
η＝(VL)2/RL x(1/Pin)x 100 (1)
图9B是示出了针对第二可自适应重配置整流器352的上述代表性实现随着输入RF功率的变化的测量的RF到DC PCE对仿真的RF 到DC PCE、以及测量的输出电压对仿真的输出电压的图。测量结果和仿真结果呈现出彼此高度一致性。图9B示出了在从约-14dBm到21dBm的扩展或提高输入RF功率范围可以实现超过50％的RF到DC PCE。此外，针对约7dBm和14dBm之间的输入RF功率，可以达到大于或等于约75％的RF到DC PCE。此外，当输入RF功率大约等于 23dBm时，可以达到约14.9V的最高DC输出电压。图9B示出的测量结果清楚指出，第二可自适应重配置整流器352适用于期望或需要较宽输入RF功率操作范围的WPT和/或RF能量收集应用。
此外，可自适应重配置整流器可以包括与二极管组D2并联耦合的多于两个晶体管(例如多于两个MOSFET)。例如，可自适应重配置整流器可以包括与二极管组D2并联耦合的三个、四个或更多个 MOSFET，其中所述MOSFET串联堆叠。图9C是示出了与图9A相对应的、但还包括针对以下各项的仿真结果的仿真RF到DC PCE对输入RF功率的图：具有耦合在二极管组D2两端/与二极管组D2并联耦合的三个MOSFET的可自适应重配置整流器、以及具有耦合在二极管组D2两端/与二极管组D2并联耦合的四个MOSFET的可自适应重配置整流器。具体地，图9C示出了针对以下各项的仿真RF到DC PCE 对输入RF功率：(a)图2A的常规低RF输入功率整流器(示为图9C 中的“Eff(a)”)、(b)图2B的常规高RF输入功率整流器(示为图9C 中的“Eff(b)”)、(c)图8A的第一可自适应重配置整流器302(示为图9C中的“Eff(c)”)、以及(d)图8B的第二可自适应重配置整流器 352的三个版本，即，(i)具有N＝2个MOSFET 310、312的版本、 (ii)具有N＝3个MOSFET的版本、以及(iii)具有N＝4个MOSFET 的版本(分别示为图9C中的“Eff(d)N＝2”、“Eff(d)N＝3”、以及“Eff(d) N＝4”)，其中每个版本中的这些MOSFET串联堆叠并与二极管D1 并联耦合。图9C指出，随着串联堆叠的MOSFET的数量增加，RF 到DC PCE往往在高RF输入功率区域中更高，并且在低RF输入功率区域中更低。
此外，图9D是针对第二可自适应重配置整流器352针对负载电阻RL的不同值，仿真RF到DC PCE对RF输入功率的图。图9D指出，随着负载电阻RL增加，RF到DC PCE往往在低RF输入功率区域中更高，并且在高RF输入功率区域中更低。
因而，在RF到DC PCE性能方面，关于串联堆叠的MOSFET的数量和/或负载电阻RL可以存在某种折衷。此外，MOSFET的阈值电压应当被选择为使得在高RF输入功率条件下，当二极管D1两端的反向偏置趋近D1的击穿电压时，瞬时Vgs将使FET截止，如本领域普通技术人员容易理解的。
击穿保护整流器
图10A是根据本公开实施例的基于击穿保护整流器402的击穿保护整流天线400的示意图。在各实施例中，击穿保护整流器402包括晶体管保护二极管结构410，晶体管保护二极管结构410包括通过以下方式耦合到晶体管的至少一个二极管：保护该二极管以免所述二极管直接暴露到负电压，其中在没有该晶体管的情况，该负电压通常会使该二极管击穿。针对晶体管保护二极管结构410包括单个二极管D1 和单个晶体管的实施例，晶体管的第一或控制端子耦合到二极管D1 的阳极；第二晶体管端子串联耦合到二极管D1的输出端或阴极；并且第三晶体管端子耦合到负载电阻RL。由于这种晶体管耦合，幅值大于或等于二极管D1的反向击穿电压的负电压(在没有晶体管的情况下二极管D1通常直接暴露到该负电压)将取而代之地表现在晶体管和二极管D1的组合两端。因而，晶体管保护二极管D1以免该二极管直接暴露到幅值超过二极管D1的击穿电压的负电压，直到该晶体管自身在其控制端子和其第三端子之间暴露到负电压(这导致晶体管自身内部的结击穿)为止。
图11A是根据本公开实施例的第一晶体管保护二极管结构410a 的示意图。在多个实施例中，第一晶体管保护二极管结构410a包括 MOSFET 420，MOSFET 420的栅极耦合到二极管D1的输入端或阳极， MOSFET 420的源极耦合到二极管D1的输出端或阴极，并且MOSFET420的漏极可耦合到负载电阻RL。在代表性实现中，二极管D1可以是肖特基二极管，例如Avago HSMS-2852，其具有约150mV的正向阈值电压和约-3.8V的反向击穿电压；并且MOSFET420可以是n沟道耗尽型MOSFET，例如BF998MOSFET(荷兰埃因霍温NXP半导体公司)，其具有约-0.8V的阈值电压Vth。当二极管D1和MOSFET420 的组合被正向偏置(Va＞Vb)时，因为Vgs为正，所以MOSFET处于导通状态，并且该组合表现得如同单独地具有与二极管D1的内建电压(built-in voltage)近似相同的内建电压的单个二极管一样。本领域普通技术人员将理解，在这种操作条件下，MOSFET 420中将存在少量电阻损耗。
当二极管D1和MOSFET 420的组合被反向偏置(Va＜Vb)并且 Vab为负但大于二极管D1的击穿电压时，Vgs小于MOSFET的阈值电压。因此，MOSFET 420在二极管D1击穿之前转变到截止状态。因此，即使二极管D1和MOSFET 420的组合两端的总偏置电压Vab超过二极管D1的击穿电压，二极管D1两端的实际电压保持小于其击穿电压，这是因为电压的大部分维持在MOSFET 420的漏极和源极之间。当总偏置电压Vab超过MOSFET 420可以承受的最大栅极-漏极电压 Vgd时，MOSFET 420将击穿。
图12是示出了二极管D1和根据上述代表性实施例的第一晶体管保护二极管结构410a中的每一个的I-V特性的图。图12清楚指出，第一晶体管保护二极管结构410a呈现出幅值显著大于单二极管D1的击穿电压的幅值的击穿电压。因此，将晶体管保护二极管结构420包含在整流器中可以预期显著或极大地提高整流器的RF到DC PCE。
图13是示出了在代表性的操作频率50MHz处，针对图2C所示的整流器以及图10A的击穿保护整流器402的仿真RF到DC PCE对输入RF功率电平的图。以上每个电路使用C1＝8pF，L1＝750nH， C2＝10pF，以及RL＝6.0kΩ。二极管D1和MOSFET 420根据其上述代表性实现来定义。图2C的常规整流器针对约-20.5至-0.5dBm之间的输入RF功率电平提供50％以上的RF到DC PCE。针对更高的输入 RF功率电平，图2C的常规整流器的RF到DC PCE将迅速下降，这是因为二极管D1两端的电压摆动超过其击穿电压。因此，图2C的常规整流器仅适用于低RF输入功率条件。
如图13所示，针对约-25dBm到-2.5dBm之间的输入RF功率，图10A的击穿保护整流器402的RF到DC PCE稍微小于图2C的常规整流器的RF到DC PCE，这可能是由于与MOSFET420关联的较小电阻损耗。然而，针对约-18.5dBm到17.5dBm的输入RF功率电平，击穿保护整流器402的RF到DC PCE保持在50％以上，这清楚指出，击穿保护整流器402的输入RF功率操作范围相比于图2A的常规整流器的输入RF功率操作范围得到了显著的扩展。
图10B是图10A的击穿保护整流器402的代表性实现的示意图。在这个代表性实现中，传输线TL1到TL13的宽度和长度如下(单位是毫米)：W1＝2.4，LI＝5.0，W2＝W3＝W4＝W5＝W6＝W7＝1.8， L2＝2.9，L3＝4.8，L4＝4.0，L5＝9.25，L6＝1.2，L7＝25.6，W8＝3， L8＝2，W9＝1，L9＝1.8，W10＝1.0，L10＝4.2，W11＝W13＝1.8， W12＝3，L11＝3.9，L12＝4.9，L13＝4.0。如上所述，C1＝8pF，L1 ＝750nH，C2＝100pF，且RL＝6.0kΩ。击穿保护整流器400的该代表性实现制造在31密耳厚的Rogers RT/duroid 5880衬底上，该衬底的介电常数是2.2，损耗正切是0.0012。图10C是所制造的击穿保护整流器402的代表性实现的图像。
图14是示出了针对图10B和10C的击穿保护整流器402的上述代表性实现随着输入RF功率的变化测量的RF到DC PCE对仿真的 RF到DC PCE以及测量的输出电压对仿真的输出电压的图。测量结果和仿真结果呈现出彼此高度一致性。在从约-13.5dBm到16.7dBm的范围，测量RF到DC PCE大于50％。此外，针对大约为17.6dBm的输入RF功率，最高DC输出电压达到约11.9V。因而，击穿保护整流器402可以在期望或需要较宽操作RF输入功率范围的WPT和/或周围RF能量收集应用中提高RF到DC PCE。
除了第一晶体管保护二极管结构410a，还存在多种其他晶体管保护二极管结构410。例如，图11B-11H是第二到第七晶体管保护二极管结构410b-h的示意图，可以将其包含在整流器中，以形成根据本公开实施例的击穿保护整流器400。如图11B所示，可以耦合第二二极管D2，使得其与MOSFET 420的源极和漏极并联耦合。具体地，二极管D2的阳极可以耦合到二极管D1的阴极，继而耦合到MOSFET 420的源极；并且二极管D2的阴极耦合到MOSFET420的漏极，继而耦合到负载电阻器RL。二极管D2的存在可以有助于以本领域普通技术人员容易理解的方式来降低正向偏置条件下MOSFET 420内的正向电阻损耗的最小值。
如图11C和11D以及图11E至11H所示，电路元件可以耦合到 MOSFET 420的栅极，以使反向电压分布在MOSFET 420栅极到漏极的结以及所考虑的一种或多种类型的电路元件上，从而相比于图11A 的第一晶体管保护二极管结构410a的击穿电压，进一步增加所考虑的晶体管保护二极管结构410的击穿电压的总幅值。图11E至11H示出了相比于第一晶体管保护二极管结构410a，特定单独晶体管保护二极管结构410可以级联或迭代耦合以实现击穿电压提高的方式。
其他代表性整流天线设计
根据本公开实施例的整流天线可以包括单独的MBMC匹配网络 200或者MBMC匹配网络200与可自适应重配置整流器300、350或晶体管保护整流器400中任一个的组合。例如，图15A示出了根据本公开实施例的具有MBMC匹配网络200和第二可自适应重配置整流器352中的每一个的整流天线500。图15B示出了根据本公开实施例的具有MBMC匹配网络200和击穿保护整流器402中的每一个的整流天线550。
其他性能比较
图16是示出了针对以下每一项的代表性实现的仿真RF到DC PCE对输入RF功率的图：(a)图2A的常规低输入RF功率整流器、 (b)图3的MBMC整流器102、(c)图8B所示的第二可自适应重配置整流器352、(d)以图15A所示的方式与第二可自适应重配置整流器352耦合的MBMC匹配网络200、(e)图10A的击穿保护整流器 402、以及(f)以图15B所示的方式与击穿保护整流器402耦合的 MBMC匹配网络200。
如图16所示，对应于仿真结果(b)至(f)的整流器中的每一个相比于图2A所示的常规低输入RF功率整流器呈现出提高的RF到 DC PCE。此外，第二可自适应重配置整流器352、击穿保护整流器402、以及MBMC匹配网络200和第二可自适应重配置整流器352或击穿保护整流器402中的任意一个的组合中的每一个相比于图2A所示的常规低输入RF功率整流器，呈现出显著或极大提高或扩展的输入RF 功率操作范围。
根据本公开实施例的MBMC整流器102中的MBMC网络200的主要功能是采集更多周围RF功率来增加输入RF功率电平，从而增加 WPT或周围RF能量收集系统、装置、设备或电路的总RF到DC PCE。另一方面，根据本公开实施例的可自适应重配置整流器302、352或击穿保护整流器402主要用于提高整流器的半导体二极管组件的击穿电压，从而显著提高整流器的输入RF功率操作范围。
根据本公开实施例的MBMC匹配网络200和可自适应重配置整流器302、352(例如，如图15A所示)或击穿保护整流器402(例如，如图15B所示)中的任意一个的组合分别相比于常规低RF输入功率整流器或包括MBMC匹配网络200但不包括根据本文所述实施例的可自适应重配置电路元件或晶体管保护二极管的整流器，提供了提高或更高的RF到DC PCE以及高得多的击穿功率性能。
耦合到或包括MBMC匹配网络200的可自适应重配置整流器 302、352或击穿保护整流器402可以比被配置为在单个RF频带内接收RF功率的整流器采集更多的RF功率，并且可以比没有耦合到或者不包括MBMC匹配网络200的可自适应重配置整流器302、352或击穿保护整流器402，具有更高的RF到DC PCE。然而，因为在相同 RF环境条件下通过MBMC匹配网络200实现更多的RF能量采集或收集，所以耦合到或包括MBMC匹配网络200的可自适应重配置整流器302、352或击穿保护整流器402相比于没有耦合到或不包括 MBMC匹配网络200的可自适应重配置整流器302、352或击穿保护整流器402，将在更低的总输入RF功率电平处达到其击穿功率电平。
无线网络考虑
根据本公开实施例的整流天线或整流器(例如，包括MBMC匹配网络200和/或可自适应重配置整流器302、352或击穿保护整流器 400之一的实质上任何整流天线)可以用在被配置用于发送/接收 (TX/RX)电磁信号的无线网络的一部分中或形成该部分。在给定无线网络内对根据本公开实施例的特定整流天线或整流器结构或拓扑的使用及其实现可以基于无线网络架构或应用、输入RF功率操作范围、所考虑的一组RF频带、和/或所考虑的特定RF到DC PCE目标/要求。
图17A至17H是示出了典型的无线网络600的框图，在所述无线网络600中可以部署根据一个或多个本公开实施例的一组整流天线 (例如，包括一个或多个MBMC整流天线100、可自适应重配置整流天线300、350和/或击穿保护整流天线400)。具体地，图17A示出了一对一的TX/RX无线网络600a，其中单个TX级610向单个RX级 630无线传输信号。RX级630耦合到一组设备650，例如，一组传感器。在WPT应用中，这组设备650可以通过本领域普通技术人员容易理解的方式接收由RX级630输出的功率，RX级630以与本文所述方式(例如通过MBMC整流天线100、可自适应重配置整流天线 300、350或击穿保护整流天线400)相同、基本相同或类似的方式，将从TX级610接收的RF信号转换为DC信号。
图17B示出了包括布置在TX级610和RX级630之间的一个“中继器”/“放大”级620的TX/RX无线网络600b，其中RX级630耦合到如上所述的一组设备650(例如一组传感器)。TX级610可以向中继器/放大级620无线传输RF信号，中继器/放大级620可以进一步向RX级630无线传输RF信号。中继器/放大级620包括被配置为从 TX级610接收RF信号的附属RX级622；以及被配置为向RX级630 发送RF信号的附属TX级624。中继器/放大级620的存在可以扩展 TX级610和RX级630可分离/被分离的物理范围，和/或提高RX级 630的可靠无线信号接收的可能性。根据实施例细节，中继器/放大级 620和RX级630中的一个或两个可以通过WPT和/或周围RF能量收集(例如，通过MBMC整流天线100、可自适应重配置整流天线300、 350、击穿保护整流天线400、或者MBMC整流天线100和可自适应重配置整流天线300、350或击穿保护整流天线400之一的组合)来接收功率。此外，根据实施例细节，RX级630和附属RX级622可以具有相同、相似、或者不同的结构或拓扑。
以与图17B所示的方式类似的方式，图17C示出了包括布置在 TX级610和RX级630之间的多个中继器/放大级620a、620b的TX/RX 无线网络600c。以与上文所述的方式类似的方式，每个中继器/放大级 620包括附属RX级622和附属TX级624。根据实施例细节，RX级630和/或中继器/放大级620a、620b中的一个或多个可以通过WPT和 /或周围RF能量收集(例如，通过MBMC整流天线100、可自适应重配置整流天线300和350、击穿保护整流天线400、或者MBMC整流天线100和可自适应重配置整流天线300、350或击穿保护整流天线 400之一的组合)来接收功率。再一次地，每个中继器/放大级620a、 620b的存在可以扩展TX级610和RX级630可分离/被分离的物理范围，和/或提高RX级630的可靠无线信号接收的可能性。以本领域普通技术人员可以理解的方式，这种无线网络600c可以调节为包括N 个中继器/放大级620。根据实施例细节，RX级630和一个或多个附属RX级622可以具有相同、相似、或者不同的结构或拓扑。
以与上文所述的方式类似的方式，图17D至17H示出了其中一个或多个RX级630和/或一个或多个中继器/放大级620可以使用 MBMC整流天线100、可自适应重配置整流天线300、350或击穿保护整流天线400的其他无线网络架构或配置600d至600h。一般地，根据本公开的一个或多个整流天线实施例可以用在m到p的TX/RX 网络的一部分中或形成为该部分，其中m指示网络中存在的TX级610 的数量，p指示网络中存在的RX级630的数量。m和p中的每一个都可以是一个或更多个(例如，m可以等于1，指示单个TX级610；并且p可以等于1、几个、几十、几百、几千或更多，指示存在从一个到可能几百、几千或更多的RX级630)。类似地，根据本公开的一个或多个整流天线实施例可以用在m到n到p的TX/中继器-放大/RX 网络的一部分中或形成为该部分，其中m指示网络中的TX级610的数量；n指示网络中的中继器/放大级620的数量；并且p指示网络中的RX级630的数量。以与上文所述的方式相同、基本相同、或者类似的方式，m、n和p中的每一个都可以是一个或更多个。
因此，鉴于以上内容，根据本公开各实施例的一个或多个整流天线可以用在根据实质上任意类型的无线网络拓扑来组织的实质上任意类型的无线网络的一部分中或形成为该部分(在其中接收和整流电磁信号)。此外，根据实施例细节，该无线网络内的一个或多个RX级 630和/或一个或多个中继器/放大级620可以以与上文所述的方式相同、类似、或基本类似的方式通过WPT和/或周围RF能量收集(例如，通过MBMC整流天线100、可自适应重配置整流天线300、350、或击穿保护整流天线400)来接收功率。
本公开的特定实施例的方面解决了与现有整流天线和/或整流器电路元件、电路或技术相关联的至少一个方面、问题、限制和/或缺点。尽管已在本公开中描述了与某些实施例相关联的特征、方面和/或优点，但是其他实施例还可以呈现这些特征、方面和/或优点，并且不是所有的实施例都必须呈现这些特征、方面、和/或优点以落在本公开的范围内。本领域技术人员可以理解，可以根据需要将上文公开的多个系统、组件、处理或其备选方式组合到其他不同的系统、组件、处理和/或应用中。此外，本领域普通技术人员可以在本公开的范围和精神内对公开的各实施例做出各种修改、改变和/或改进。

Claims (8)

1.一种电路，被配置为接收分布在多个RF频带中的RF能量，所述电路包括多频带多信道MBMC匹配网络，所述MBMC匹配网络包括：
多个T形传输线匹配结构，每个T形传输线匹配结构与另一个T形传输线匹配结构串联耦合，
其中所述多个T形传输线匹配结构中的每个T形传输线匹配结构包括第一部分、第二部分以及耦合在所述第一部分和所述第二部分之间的第三部分，每个T形传输线匹配结构的第一部分、第二部分和第三部分具有相应的宽度和长度，
所述多个T形传输线匹配结构中的第一T形传输线匹配结构的第一部分形成所述MBMC匹配网络的输入端，所述多个T形传输线匹配结构中的第二T形传输线匹配结构的第二部分形成所述MBMC匹配网络的输出端，并且所述多个T形传输线匹配结构中的至少一个T形传输线匹配结构的第三部分能够耦合到电接地，以及
其中，所述多个T形传输线匹配结构中的每个T形传输线匹配结构的第一部分、第二部分和第三部分的宽度和长度被调谐以提供与特定RF频带内的RF频率相对应的阻抗匹配。
2.根据权利要求1所述的电路，其中，所述电路包括整流天线，所述整流天线包括：
耦合到所述MBMC匹配网络的所述输入端的天线；以及
耦合到所述MBMC匹配网络的所述输出端的整流器。
3.根据权利要求2所述的电路，其中，所述电路形成为无线功率传输WPT系统的一部分或者周围RF能量收集系统的一部分。
4.根据权利要求2所述的电路，其中，所述整流器包括以下之一：
可自适应重配置整流器，具有低输入RF功率整流部、高输入RF功率整流部以及耦合到所述高输入RF功率整流部和所述低输入RF功率整流部之一的晶体管组，所述晶体管组被配置为：基于输入RF功率电平，使所述可自适应重配置整流器在低输入RF功率操作配置和高输入RF功率操作配置之间自动转变；以及
击穿保护整流器，具有至少一个晶体管保护二极管结构，所述晶体管保护二极管结构包括通过以下方式耦合到晶体管的至少一个二极管：保护所述二极管以免所述二极管直接暴露到负电压，其中在没有所述晶体管的情况下，所述负电压通常会使所述二极管击穿。
5.一种无线网络，包括：
发送TX级，被配置为无线发送电磁信号；以及
接收RX级，被配置为接收由所述TX级发送的电磁信号，所述RX级包括：
(a)多频带多信道MBMC匹配网络，包括：
多个T形传输线匹配结构，每个T形传输线匹配结构与另一个T形传输线匹配结构串联耦合，
其中所述多个T形传输线匹配结构中的每个T形传输线匹配结构包括第一部分、第二部分以及耦合在所述第一部分和所述第二部分之间的第三部分，每个T形传输线匹配结构的第一部分、第二部分和第三部分具有相应的宽度和长度，
所述多个T形传输线匹配结构中的第一T形传输线匹配结构的第一部分形成所述MBMC匹配网络的输入端，所述多个T形传输线匹配结构中的第二T形传输线匹配结构的第二部分形成所述MBMC匹配网络的输出端，并且所述多个T形传输线匹配结构中的至少一个T形传输线匹配结构的第三部分能够耦合到电接地，以及
其中，所述多个T形传输线匹配结构中的每个T形传输线匹配结构的第一部分、第二部分和第三部分的宽度和长度被调谐以提供与特定RF频带内的RF频率相对应的阻抗匹配。
6.根据权利要求5所述的无线网络，其中所述RX级还包括：
(b)可自适应重配置整流器，具有低输入功率整流部、高输入功率整流部以及耦合到所述高输入功率整流部和所述低输入功率整流部之一的晶体管组，所述晶体管组被配置为：以与输入到所述RX级的信号的功率电平有关的方式，使所述可自适应重配置整流器在低输入功率操作配置和高输入功率操作配置之间选择性地自动转变。
7.根据权利要求6所述的无线网络，其中所述RX级还包括：
(c)击穿保护整流器，具有至少一个晶体管保护二极管结构，所述至少一个晶体管保护二极管结构包括通过以下方式耦合到晶体管的第一二极管：保护所述第一二极管以免所述第一二极管直接暴露到负电压，其中在没有所述晶体管的情况下，所述负电压通常会使所述第一二极管击穿。
8.根据权利要求5所述的无线网络，还包括：至少一个中继器/放大级，被配置为从所述TX级接收电磁信号并向所述RX级发送电磁信号，所述至少一个中继器/放大级包括以下之一：
(a)多频带多信道MBMC匹配网络，包括：
多个T形传输线匹配结构，每个T形传输线匹配结构与另一个T形传输线匹配结构串联耦合，
其中每个T形传输线匹配结构包括第一部分、第二部分以及耦合在所述第一部分和所述第二部分之间的第三部分，
所述多个T形传输线匹配结构中的第一T形传输线匹配结构的第一部分形成所述MBMC匹配网络的输入端，所述多个T形传输线匹配结构中的第二T形传输线匹配结构的第二部分形成所述MBMC匹配网络的输出端，并且所述多个T形传输线匹配结构中的至少一个T形传输线匹配结构的第三部分能够耦合到电接地；
(b)可自适应重配置整流器，具有低输入功率整流部、高输入功率整流部以及耦合到所述高输入功率整流部和所述低输入功率整流部之一的晶体管组，所述晶体管组被配置为：以与输入到所述RX级的信号的功率电平有关的方式，使所述可自适应重配置整流器在低输入功率操作配置和高输入功率操作配置之间选择性地自动转变；以及
(c)击穿保护整流器，具有至少一个晶体管保护二极管结构，所述至少一个晶体管保护二极管结构包括通过以下方式耦合到晶体管的第一二极管：保护所述第一二极管以免所述第一二极管直接暴露到负电压，其中在没有所述晶体管的情况下，所述负电压通常会使所述第一二极管击穿。
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