DE19955849B4

DE19955849B4 - Phasenschieber

Info

Publication number: DE19955849B4
Application number: DE19955849A
Authority: DE
Inventors: Kiyoharu Seino
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1998-11-26
Filing date: 1999-11-17
Publication date: 2006-10-12
Anticipated expiration: 2019-11-18
Also published as: DE19955849A1; JP3508620B2; FR2786962A1; JP2000223987A; US6400237B1; FR2786962B1

Abstract

Phasenschieber, welcher aufweist:
zwei erste induktive Elemente (32), die in Reihe mit einer Hauptleitung (15), durch welche ein Signal hindurch geführt wird, geschaltet sind,
eine Serienschaltung bestehend aus einem Kondensator (6) und einem veränderlichen Kapazitätselement (7), welche zwischen einem Verbindungspunkt zwischen den ersten induktiven Elementen (32) und Erdpotential geschaltet sind,
ein zweites induktives Element (16), das parallel zu der Serienschaltung geschaltet ist, und ein Tiefpaß (8), der mit der Verbindung zwischen dem Kondensator (6) und dem veränderlichen Kapazitätselement (7) der Serienschaltung verbunden ist.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Phasenschieber, welcher in einem Radarsystem oder einem Kommunikationssystem in einem Mikrowellenband enthalten ist, um Phasenänderungen aufgrund der Temperatur dieser Vorrichtungen zu kompensieren.
In dem Radarsystem, dem Kommunikationssystem usw. wird die aktive phasengesteuerte Antenne, welche aus einer Vielzahl von Elementantennen besteht, als die darin eingesetzte Antenne verwendet aus Gesichtspunk ten wie der Zuverlässigkeit und einer Hochgeschwindigkeitsverarbeitung, und auch ein Sendemodul oder ein Empfangsmodul zum Verstärken oder Steuern des Signals wird in jeder Elementantenne verwendet.
Da die Module jeweils mit einer gleichförmigen Phase einschließlich einer Temperaturcharakteristik insbesondere als diese Module benötigt werden, ist normalerweise ein Phasenschieber zum Kompensieren von Phasenveränderungen in jedem Modul enthalten.

15 ist eine Ansicht, welche einen Phasenschieber nach dem Stand der Technik zeigt, der beispielsweise in "MICROWAVE JOURNAL, 1989, STATE OF ART REFERENCE, Seite 109 offenbart ist. In 15 ist 1 ein Koppler, 2 ein Eingangsanschluss, 3 ein Ausgangsanschluss, 4 ein Kopplungsanschluss, 5 ein Durchgangsanschluss, 6 ein Kondensator, 7 ein variables Kapazitätselement, 8 eine Drosselschaltung, und 9 eine Gleichstrom-Leistungszuführung.

Bei diesem Phasenschieber ist eine Reihenschaltung aus dem Kondensator 6 und dem variablen Kapazitätselement 7 zwischen dem Kopplungsanschluss des Kopplers 1 mit vier Anschlüssen und Erdpotential bzw. dem Durchgangsanschluss des Kopplers 1 und Erdpotential vorgesehen. Dann wird, um eine gewünschte Vorspannung von der Gleichstrom-Leistungszuführung 9 an jedes veränderliche Kapazitätselement 7 anzulegen, die Drosselschaltung 8 mit dem veränderlichen Kapazitätselement 7 verbunden.

Auch wird ein Koppler wie ein Zweigleitungskoppler, ein interdigitaler Koppler oder dergleichen, welcher das Mikrowellensignal zu dem Kopplungsanschluss 4 und dem Durchgangsanschluss 5 mit derselben Amplitude verteilen kann, um eine Phasendifferenz von 90° zwischen beiden Anschlüssen zu erhalten, als der Koppler 1 verwendet. Auch wird eine Varactor-Diode, ein FET (Feldeffekttransistor) oder dergleichen, dessen Kapazität sich in Abhängigkeit von der angelegten Spannung ändert, als das veränderliche Kapazitätselement 7 verwendet. Weiterhin ist, um die Mikrowellencharakteristik des Phasenschiebers so wenig wie möglich zu beeinträchtigen, die Drosselschaltung 8 so ausgebildet, daß sie eine hohe Impedanz in einem gewünschten Frequenzband besitzt. Darüber hinaus wird der Kondensator 6 zum Verhindern des Gleichstroms so ausgewählt, daß er einen Wert besitzt, welche ein so niedrige Impedanz wie möglich in dem Mikrowellenband ergibt.

Als Nächstes wird die Arbeitsweise des Phasenschiebers erläutert. Das Mikrowellensignal, welches über den Eingangsanschluss 2 eingegeben wird, wird so zu dem Kopplungsanschluss 4 und dem Durchgangsanschluss 5 verteilt, daß es dieselbe Amplitude und eine Phasendifferenz von 90° zwischen beiden Anschlüssen hat. Das verteilte Mikrowellensignal wird über den Kondensator 6 zu dem veränderlichen Kapazitätselement 7 geliefert. Normalerweise besteht die Impedanz des veränderlichen Kapazitätselements 7 im Wesentlichen nur einer Reaktanzkomponente, da seine Widerstandskomponente klein ist, und daher wird das zu dem veränderlichen Kapazitätselement 7 gelieferte Mikrowellensignal dort vollständig zu der Seite des Kopplers 1 reflektiert. Zusätzlich werden die reflektierten Mikrowellensignale an dem Eingangsanschluss 2 in der Phase entgegengesetzt zusammengesetzt und auch an dem Ausgangsanschluss 3 mit gleicher Phase zusammengesetzt, und als ein Ergebnis erscheint ein derartiges Mikrowellensignal vollständig an dem Ausgangsanschluss 3.

In diesem Fall hängt die Phase des durch das veränderliche Kapazitätselement 7 reflektierten Mikrowellensignals in hohem Maße von der Kapazität des veränderlichen Kapazitätselements 7 ab. Somit wird, je größer ein Änderungsgrad der Kapazität erhöht wird, desto stärker der Änderungsgrad der Phase erhöht.

Die 16A bis 16C zeigen ein Beispiel der Mikrowellencharakteristik des in 15 gezeigten Phasenschiebers. Im Allgemeinen nimmt die Kapazität des veränderlichen Kapazitätselements 7 geringer ab, wenn die an das veränderliche Kapazitätselement 7 angelegte Spannung VR der Gleichstrom-Leistungszuführung stärker zunimmt, so daß die Phase des reflektierten Mikrowellensignals voreilt.

Daher zeigt, wie in 16A wiedergegeben ist, der Phasenschieber die rechts nach oben geneigte Phasencharakteristik, wenn eine Winkelfrequenz ω konstant gehalten wird. Auch hängt, wie in 16B gezeigt ist, VSWR am Eingangsanschluss 2 nicht von der Spannung VR ab und zeigt somit den guten Wert, da die reflektierten Mikrowellensignale immer am Eingangsanschluss 2 in der Phase entgegengesetzt zusammengesetzt sind. Weiterhin zeigt, wie in 16C wiedergegeben ist, die Frequenzcharakteristik von VSWR immer den guten Wert, wenn die Spannung VR konstant gehalten wird.

Die Phase des Mikrowellensignals von dem Eingangsanschluss 2 zu dem Ausgangsanschluss 3 kann auf diese Weise verändert werden durch Variieren der Spannung VR der Gleichstrom-Leistungszuführung 9. Aus diesem Grund kann, selbst wenn die Phasencharakteristiken des Verstärkers, des Mischers usw., welche in dem in dividuellen Sendemodul oder Empfangsmodul verwendet werden, relativ zur Temperatur unterschiedlich sind, die Phasenkompensation durch Verwendung dieses Phasenschiebers erreicht werden. Als eine Folge können Sendemodule oder Empfangsmodule, welche die Änderung der Phase relativ zur Temperatur unterdrücken können und eine gleichförmige Phasencharakteristik haben, realisiert werden.

7 stellt ein Blockschaltbild dar, das ein Element einer aktiven phasengesteuerten Antenne zeigt, für welche das Sendemodul mit dem in 15 gezeigten Phasenschieber nach dem Stand der Technik verwendet wird. In 17 bezeichnet die Bezugszahl 10 eine Verstärkungs-Kompensationsschaltung unter Verwendung eines veränderlichen Dämpfungsgliedes, 11 einen Phasenschieber nach dem Stand der Technik, 12 einen einen Halbleiter verwendenden Hochfrequenzverstärker, 13 ein Sendemodul, welches aus der Verstärkungs-Kompensationsschaltung 10, dem Phasenschieber 11 und dem Hochfrequenzverstärker 12 besteht, und 14 eine Elementantenne. Daher geht das an dem Eingangsanschluss 2 eingegebene Signal durch die Verstärkungs-Kompensationsschaltung 10 und den Phasenschieber 11 hindurch, wird dann von dem Hochfrequenzverstärker 12 verstärkt und dann von der Elementantenne 14 in den Raum gestrahlt.

Eine große Anzahl von Elementen, die jeweils aus einem derartigen Sendemodul 13 und der Elementantenne 14 bestehen, wird bei der aktiven phasengesteuerten Antenne verwendet. Somit kann ein sehr hohes Ausgangssignal erhalten werden durch räumliche Zusammensetzung des Signals, welches von der Elementantenne 14 ausgesandt wird.

In diesem Fall wird die aktive phasengesteuerte Antenne zum Senden hier offenbart. Eine große Anzahl von Empfangsmodulen und die Elementantennen 14 werden auch bei der aktiven phasengesteuerten Antenne für den Empfang verwendet.

Gemäß dem in 15 gezeigten Phasenschieber nach dem Stand der Technik kann, da der interdigitale Koppler normalerweise als der Koppler 1 verwendet wird, die Breitbandcharakteristik von etwa einer Oktave abgeleitet werden.

Jedoch ist ein derartiges Breitband nicht erforderlich für die Sendemodule 13 oder die Empfangsmodule, welche bei der aktiven phasengesteuerten Antenne verwendet werden. In vielen Fällen werden niedrigere Kosten und eine Herabsetzung der Größe des Moduls stärker gefragt als die größere Bandbreite. Bei dem Phasenschieber 11 nach dem Stand der Technik besteht ein solches Problem, daß, da zwei kostenaufwendige veränderliche Kapazitätselemente 7 benötigt werden und auch der Koppler 1 mit einer Länge von 1/4 λ in dem vorbestimmten Frequenzband verwendet wird, die Kosten und die Größe der Sendemodule 13 oder der Empfangsmodule zunehmen.

Weiterhin besteht noch das andere Problem, daß die Kosten und das Gewicht der aktiven phasengesteuerten Antenne, für welche die Sendemodule 13 oder die Empfangsmodule verwendet werden, erhöht werden.

Sekine, T. et al.: Design for a Variable Phase Shifter Using Lines and Variable Capacitance Diodes, Electronics and Communications in Japan, Part 1, Vol. 82, No. 3, 199, Seiten 118-125, offenbaren einen variablen Phasenschieber mit einer Schaltung zum Erzeugen einer Abstimmspannung für die Kapa zitätsdiode. Diese Schaltung wird in dieser Druckschrift durch eine Übertragungsleitung der Breite Wo und der Länge l₀ und einem Kondensator gebildet. Sie besitzt eine Hochimpedanzcharakteristik in einem Frequenzband, in welchem die Länge l₀ der Übertragungsleitung etwa ¼ Wellenlänge beträgt, während in anderen Frequenzbändern die Impedanz relativ niedrig ist.

Auch die DE 913566 offenbart einen Phasenschieber mit einem 90°-Vierpol aus einer Längsinduktivität und zwei Querkapazitäten in II-Schaltung. Zur Einstellung des Phasenmaßes werden die Querkapazitäten im Gleichlauf verändert. Die in dieser Druckschrift dargestellte Schaltung benötigt also mindestens zwei Elemente mit veränderbarer Kapazität.

Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Phasenschieber vorzusehen, welcher in der Lage ist, die Phase relativ zu der Temperatur mit einer einfachen Konfiguration zu kompensieren. Diese Aufgabe wird durch die in den Ansprüchen 1, 4, 5 und 6 angegebenen Phasenschieber gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.

Der Phasenschieber (im folgenden auch als Phasenkompensationsschaltung bezeichnet) gemäß einem ersten Aspekt der Erfindung umfasst zwei erste induktive Elemente, die in Reihe mit einer Hauptleitung verbunden sind, durch welche ein Signal hindurchgeführt wird, eine Serienschaltung bestehend aus einem Kondensator und einem veränderlichen Kapazitätselement, welche zwischen einem Verbindungspunkt zwischen den ersten induktiven Elementen und Erdpotential vorgesehen sind, ein zweites induktives Element, das parallel zu der Serienschaltung angeordnet ist, und eine Drosselschaltung, die zwischen den Kondensator und das veränderliche Kapazitätselement der Serienschaltung geschaltet ist.

Auch wird bei der Phasenkompensationsschaltung gemäß einem zweiten Aspekt der Erfindung ein induktives Element, dessen Induktivität verändert werden kann, als das zweite induktive Element verwendet. Auch kann die Phasenkompensationsschaltung gemäß einem dritten Aspekt der Erfindung ein drittes induktives Element aufweisen, das zwischen dem Kondensator und dem veränderlichen Kapazitätselement der Phasenkompensationsschaltung nach dem ersten Aspekt der Erfindung vorgesehen ist.

Auch kann die Phasenkompensationsschaltung nach dem vierten Aspekt der Erfindung eine Serienschaltung aufweisen, die aus einem Kondensator und einem verän derlichen Kapazitätselement besteht, welche zwischen einer Hauptleitung, durch die ein Signal hindurchgeführt wird, und Erdpotential vorgesehen sind, sowie eine Drosselschaltung, die zwischen den Kondensator und das veränderliche Kapazitätselement der Serienschaltung geschaltet ist, einen in Serie mit der Hauptleitung geschalteten Induktor und einen zwischen dem Induktor und Erdpotential vorgesehenen Kondensator.

Auch kann die Phasenkompensationsschaltung gemäß einem fünften Aspekt der Erfindung eine Serienschaltung bestehend aus einer 1/4 λ-Leitung, einem Kondensator, einer Impedanzkompensationsleitung und einem veränderlichen Kapazitätselement, welche zwischen der Hauptleitung, durch welche ein Signal hindurchgeführt wird, und Erdpotential vorgesehen sind, sowie eine Drosselschaltung, die zwischen die Impedanzkompensationsleitung und das veränderliche Kapazitätselement der Serienschaltung geschaltet ist, umfassen.

Auch umfasst die Phasenkompensationsschaltung gemäß dem sechsten Aspekt der Erfindung eine Serienschaltung bestehend aus einer induktiven Leitung, einem Kondensator, einer Impedanzkompensationsleitung einem veränderlichen Kapazitätselement, welche zwischen der Hauptleitung, durch welche ein Signal hindurchgeführt wird, und Erdpotential vorgesehen sind, ein mit der induktiven Leitung verbundenes kapazitives Element, und eine zwischen die Impedanzkompensationsleitung das veränderliche Kapazitätselement der Serienschaltung geschaltet ist.

Die Erfindung wird im Folgenden anhand von in den Figuren dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigen:
1 die Darstellung einer Phasenkompensationsschaltung gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel nach der vorliegenden Erfindung,
1A und 2B Schaltbilder einer Äquivalenzschaltung der Phasenkompensationsschaltung nach dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung,
3 ein Diagramm, welches ein Beispiel einer Charakteristik eines Sperrschichtkondensators eines veränderlichen Kapazitätselements in Abhängigkeit von der angelegten Spannung zeigt,
4A bis 4C Diagramme, welche ein Beispiel einer Mikrowellencharakteristik der Phasen kompensationsschaltung nach dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigen,
5A und 5B Darstellungen einer Phasenkompensationsschaltung gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel nach der vorliegenden Erfindung,
6A und 6B Diagramme, welche ein Beispiel einer Mikrowellencharakteristik der Phasenkompensationsschaltung nach dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigen.
7A und 7B Schaltbilder einer Konfiguration und einer Äquivalenzschaltung einer Phasenkompensationsschaltung gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel nach der vorliegenden Erfindung,
8A und 8B Diagramme, welche ein Beispiel einer Mikrowellencharakteristik der Phasenkompensationsschaltung nach dem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigen,
9A und 9B Schaltbilder einer Konfiguration und einer Äquivalenzschaltung einer Phasenkompensationsschaltung gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel nach der vorliegenden Erfindung,
10 die Konfiguration einer Phasenkompensationsschaltung gemäß dem fünften Ausführungsbeispiel nach der vorliegenden Erfindung,
11 eine Darstellung des Impedanzortes der Phasenkompensationsschaltung bei dem fünften Ausführungsbeispiel nach der vorliegenden Erfindung,
12 die Konfiguration einer Phasenkompensationsschaltung gemäß dem sechsten Ausführungsbeispiel nach der vorliegenden Erfindung,
13 die Konfiguration einer Frequenzumwandlungsvorrichtung, welche die Phasenkompensationsschaltung nach der vorliegenden Erfindung verwendet,
14A und 14B Blockschaltbilder eines Elementes einer aktiven phasengesteuerten Antenne, bei welcher ein Sendemodul und eine Frequenzumwandlungsvorrichtung, welche die Phasenkompensationsschaltung nach der vorliegenden Erfindung aufweisen, verwendet werden,
15 die Konfiguration eines Phasenschiebers nach dem Stand der Technik,
16A bis 16C Diagramme eines Beispiels einer Mikrowellencharakteristik des Phasenschiebers nach dem Stand der Technik, und
17 ein Blockschaltbild eines Elementes einer aktiven phasengesteuerten Antenne, bei welcher das Sendemodul mit dem Phasenschieber nach dem Stand der Technik verwendet wird.
Ausführungsbeispiel 1
1 zeigt eine Phasenkompensationsschaltung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel nach der vorliegenden Erfindung. Die Bezugszahl 2 bezeichnet einen Eingangsanschluss, 3 einen Ausgangsanschluss, 6 einen Kondensator, 7 ein veränderliches Kapazitätselement, 8 eine Drosselschaltung, 9 eine Gleichstrom-Leistungszuführung, 15 eine Hauptleitung, 16 ein zweites induktives Element, und 32 ein erstes induktives Element.
Bei dieser Phasenkompensationsschaltung werden zwei erste induktive Elemente 32 auf der Hauptleitung 15 geladen, durch welche das Mikrowellensignal übertragen wird. Dann ist eine aus dem Kondensator 6 und dem veränderlichen Kapazitätselement 7 bestehende Serienschaltung zwischen einem Verbindungspunkt dieser induktiven Elemente 32 und Erdpotential vorgesehen. Das zweite induktive Element 16 ist parallel zu der Serienschaltung geschaltet. Die Drosselschaltung 8 zum Anlegen einer gewünschten Vorspannung von der Gleichstrom-Leistungszuführung 9 ist mit der Verbindung zwischen dem Kondensator 6 und dem veränderlichen Kapazitätselement 7 verbunden.
Das erste induktive Element 32 und das zweite induktive Element 16 sind aus einem konzentrierten Induktor bzw. einer Übertragungsleitung, deren Länge kürzer 1/4 λ ist, zusammengesetzt. Zusätzlich wird, um eine Verringerung der Größe und die hohe Impedanzcharakteristik zu erzielen, eine L-förmige Schaltung bestehend aus einem Widerstand 8a mit hohem Wert und einem Kondensator 8b, wie beispielsweise in 1 gezeigt ist, als die Drosselschaltung 8 verwendet.
Die 2A und 2B zeigen eine Äquivalenzschaltung der Phasenkompensationsschaltung nach dem ersten Ausführungsbeispiel. Da die Drosselschaltung 8 so ausgebildet ist, daß sie die hohe Impedanzcharakteristik erzielt, kann sie in der Äquivalenzschaltung weggelassen werden. Daher kann, wie in 2A gezeigt ist, die Äquivalenzschaltung durch zwei erste induktive Elemente 32, eine Reihenschaltung aus dem Kondensator 6 und dem veränderlichen Kapazitätselement 7, welche zwischen einem Verbindungspunkt dieser ersten induktiven Elemente 32 und Erdpotential vorgesehen sind, und das zweite induktive Element 16, welches parallel zu der Serienschaltung geschaltet ist, realisiert werden. Wenn eine Varactor-Diode als das veränderliche Kapazitätselement 7 verwendet wird, wie in 2A gezeigt ist, kann das veränderliche Kapazitätselement 7 durch eine Serienschaltung, welche aus einer Induktivität Ld aufgrund eines Verbindungsdrahtes, einem Serienwiderstand Ri und einer Sperrkapazität Cj besteht, gebildet werden.
Im Allgemeinen werden Ld und Ri des veränderlichen Kapazitätselements 7 ausreichend klein gemacht, und ein Wert des Kondensators 6 wird so ausgewählt, daß die ausreichend kleine Impedanz erhalten wird. Daher kann die in 2A gezeigte Äquivalenzschaltung weiter vereinfacht werden. Somit kann, wie in 2B gezeigt ist, die Äquivalenzschaltung durch zwei Induktivitäten Ls aufgrund der ersten induktiven Elemente 32 und eine Parallelschaltung, welche zwischen einem Verbindungspunkt der beiden Induktivitäten Ls und Erdpotential vorgesehen ist und aus einer Induktivität L des zweiten induktiven Elements 16 und der Sperrkapazität Cj des veränderlichen Kapazitätselements 7 besteht, ausgedrückt werden.
In 2B können ein Übertragungskoeffizient T des Mikrowellensignals, welches vom Eingangsanschluss 2 zu dem Ausgangsanschluss 3 geführt wird, und ein Reflexionskoeffizient Γ sowie VSWR des Mikrowellensignals an dem Eingangsanschluss 2 durch die folgenden Gleichungen ausgedrückt werden: [Formel 1]
[Formel 2]
[Formel 3]
Hierbei Z₀ eine Leistungszuführungsimpedanz, die mit dem Eingangsanschluss 2 verbunden ist, oder eine Lastimpedanz, die mit dem Ausgangsanschluss 3 verbunden ist, oder eine charakteristische Impedanz der Hauptleitung 15. Normalerweise wird Z₀ gleich 50 ohm gewählt.
3 zeigt ein Beispiel der Sperrschichtkapazität Cj des veränderlichen Kapazitätselements 7 in Bezug auf die Spannung VR, welche von der Gleichstrom-Leistungszuführung 9 an das veränderliche Kapazität selement 7 angelegt wird. Wie bezüglich des Standes der Technik beschrieben wurde, wird die Sperrschichtkapazität Cj herabgesetzt, wenn die Spannung VR zunimmt. In 3 ist Cj0 eine Sperrschichtkapazität des veränderlichen Kapazitätselements 7, welches bei einer vorbestimmten Winkelfrequenz ω0 in Parallelresonanz mit der Induktivität L des zweiten induktiven Elements 16 ist, und VR0 ist die Spannung der Gleichstrom-Leistungszuführung 9, welche erforderlich ist, um Cj0 zu erhalten.
Die 4A bis 4C zeigen ein Beispiel der Mikrowellencharakteristik der Phasenkompensationsschaltung bei dem ersten Ausführungsbeispiel nach der vorliegenden Erfindung. In den 4A bis 4C zeige eine ausgezogene Linie eine Phasencharakteristik an, wenn die ersten induktiven Elemente 32 vorhanden sind, während eine gestrichelte Linie eine Phasencharakteristik anzeigt, wenn die induktiven Elemente 32 nicht vorgesehen sind. 4A zeigt die Phasencharakteristik, wenn die Winkelfrequenz ω0 konstant gehalten wird, aber die Spannung VR sich ändert. In dem Fall, daß die ersten induktiven Elemente 32 vorhanden sind, eilt, wie aus Formel 1 ersichtlich ist, die Phase vor, wenn die Spannung VR erhöht wird, d.h. die Sperrschichtkapazität Cj wird herabgesetzt. Als eine Folge kann die rasch nach rechts oben geneigte Phasencharakteristik erzielt werden, wie durch die ausgezogene Linie angezeigt ist. Demgegenüber wird in dem Fall, in welchem die ersten induktiven Elemente 32 nicht vorhanden sind, wie durch die gestrichelte Linie angezeigt ist, die Phasendifferenz zwischen dem Eingangsanschluss 2 und dem Ausgangsanschluss 3 gleich 0 bei der Spannung VR0, durch welche Cj0 des veränderlichen Kapazitätselements 7 in Parallelresonanz mit dem zweiten induktiven Element 16 erhalten werden kann. Wenn die Spannung VR weiter erhöht wird, eilt die Phase viel stärker vor. Als eine Folge kann die mäßig nach rechts oben geneigte Phasencharakteristik erzielt werden, wie in dem Fall, in welchem die ersten induktiven Elemente 32 vorgesehen sind. Auf diese Weise kann die große Änderung in der Phase relativ zu der Spannung VR erhalten werden durch Anordnen der ersten induktiven Elemente 32.
4B zeigt die VSWR-Charakteristik, wenn die Winkelfrequenz ω0 konstant gehalten wird, aber die Spannung VR sich ändert. Für den Fall, daß die ersten induktiven Elemente 32 vorhanden sind, wird, wie aus den Formeln 2 und 3 ersichtlich ist, das VSWR (Stehwellenverhältnis) herabgesetzt, wenn die Spannung VR erhöht wird, und dann wird VSWR in der Nähe von VR0 auf das Minimum verringert, bei welcher die Parallelresonanz des zweiten induktiven Elements 16 und des veränderlichen Kapazitätselements 7 bewirkt wird. Dann hat VSWR die Neigung, anzusteigen, wenn die Spannung VR weiter erhöht wird, so daß die in 4B gezeigte V-förmige Charakteristik abgeleitet werden kann. Im Gegensatz dazu kann die ähnliche Charakteristik für den Fall, daß die ersten induktiven Elemente 32 nicht vorhanden sind, abgeleitet werden; nicht desto weniger kann die Verschlechterung von VSWR in Bezug auf die Änderung von VR unterdrückt werden durch Anordnen der ersten induktiven Elemente 32.
4C zeigt die Frequenzcharakteristik von VSWR, wenn VR0 konstant gehalten wird. VSWR wird in der Nähe der Frequenz ω0, bei der die parallele Resonanz des zweiten induktiven Elements 16 und des veränderlichen Kapazitätselements 7 bewirkt wird, auf das Minimum reduziert. Somit kann die V-förmige Charakteristik wie in 4B gezeigt abgeleitet werden; nichts desto weniger kann die Verschlechterung von VSWR in Bezug auf die Frequenz unterdrückt werden durch Anordnen der ersten induktiven Elemente 32.
Auf diese Weise kann in der Phasenkompensationsschaltung die Phase durch Verändern der an das veränderliche Kapazitätselement 7 angelegten Spannung der Gleichstrom-Leistungszuführung 9 verändert werden. Insbesondere wird in der Phasenkompensationsschaltung die Parallelresonanz des zweiten induktiven Elements 16 und des veränderlichen Kapazitätselements 7 so verwendet, daß die Größe verringert wird, und auch die ersten induktiven Elemente 32 werden vorgesehen, um die Verschlechterung des VSWR zu unterdrücken. Als eine Folge kann die ausgezeichnete VSWR-Charakteristik in der engen Bandbreite erreicht werden.
Demgemäß werden die Phasencharakteristiken eines Hochfrequenzverstärkers 12, eines Mischers usw., die in dem Sendemodul 13 oder dem Empfangsmodul verwendet werden, relativ zu der Temperatur verändert wie bei dem Phasenschieber 11 nach dem Stand der Technik. Die Phasenkompensation kann bewirkt werden durch Vorsehen der Phasenkompensationsschaltung bei dem Sendemodul 13 oder dem Empfangsmodul, das für die aktive phasengesteuerte Antenne verwendet wird und in welchem das Breitband nicht benötigt wird. Als eine Folge können Sendemodule 13 oder Empfangsmodule mit einer gleichförmigen Phasencharakteristik erhalten werden.
Wie vorbeschrieben ist, kann die Phasenkompensationsschaltung nach der vorliegenden Erfindung aus einem variablen Kapazitätselement 7, den ersten induktiven Elementen 32, welche in dem vorbestimmten Frequenzband 1/4 λ zeigen, und dem zweiten induktiven Element 16 bestehen. Daher können, da der Koppler 1, welcher 1/4 λ in dem vorbestimmten Frequenzband zeigt, und zwei veränderlichen Kapazitätselemente 7 nicht benötigt werden im Gegensatz zum Phasenschieber 11 nach dem Stand der Technik, geringere Kosten und eine Größenverringerung der Phasenkompensationsschaltung erzielt werden.
Daher kann ein solcher Vorteil erreicht werden, daß, wenn die Phasenkompensationsschaltung nach der vorliegenden Erfindung eingesetzt wird, um die Phasenänderung des Sendemoduls 13 oder des Empfangsmoduls in Bezug auf die Temperatur zu kompensieren, geringere Kosten und eine Größenverringerung des Sendemoduls 13 oder des Empfangsmoduls auch erzielt werden können.
Ausführungsbeispiel 2
Die 5A und 5B zeigen eine Konfiguration einer Phasenkompensationsschaltung gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel nach der vorliegenden Erfindung. Die Bezugszahl 17 bezeichnet eine dünne Metallleitung. Wie in 5A gezeigt ist, ist diese Phasenkompensationsschaltung grundsätzlich ähnlich der in 1 gezeigten Phasenkompensationsschaltung nach dem ersten Ausführungsbeispiel, jedoch wird bei dieser Phasenkompensationsschaltung ein variabler Induktor als das zweite induktive Element 16 verwendet.
Ein Beispiel für ein Mittel zum Verändern der Induktivität des zweiten induktiven Elements 16 ist in 5B gezeigt. Wenn das zweite induktive Element 16 durch eine Mikrostripleitung wie die ⊐-Form gebildet wird und dann zwei Punkte des zweiten induktiven Elements 16 durch die dünne Metallleitung 17 verbunden sind, wie in 5B gezeigt ist, kann die Induktivi tät leicht verändert werden.
Die 6A und 6B zeigen die Phasencharakteristik und die VSWR-Charakteristik der Phasenkompensationsschaltung, wenn jeweils die Induktivität L des zweiten induktiven Elements 16 in der in 5 gezeigten Phasenkompensationsschaltung verändert wird. In den 6A und 6B wird die Winkelfrequenz ω als konstant angenommen.
Wie beim Ausführungsbeispiel 1 nach der vorliegenden Erfindung kann eine Äquivalenzschaltung dieser Phasenkompensationsschaltung wie in 2 gezeigt, ausgedrückt werden. Es ist aus dieser Äquivalenzschaltung ersichtlich, daß, um die Resonanzfrequenz konstant zu halten, ein Wert des veränderlichen Kapazitätselements 7 entsprechend der Induktivität des zweiten induktiven Elements 16 verändert werden muß.
Genauer gesagt, da die Sperrschichtkapazität Cj des veränderlichen Kapazitätselements 7 klein wird, wenn die Induktivität L des zweiten induktiven Elements 16 groß ist, wird die Parallelresonanz bei der hohen Spannung VR1 bewirkt. Umgekehrt wird, da die Sperrschichtkapazität Cj des veränderlichen Kapazitätselements 7 groß wird, wenn die Induktivität L des zweiten induktiven Elements 16 klein ist, die Parallelresonanz bei der niedrigen Spannung VR2 bewirkt.
Demgemäß können die in 6A gezeigten Phasencharakteristik und die in 6B gezeigte VSWR-Charakteristik in Abhängigkeit von der Induktivität L abgeleitet werden. Somit kann die Phasenkompensation des Sendemoduls 13 oder des Empfangsmoduls auch durch Anwendung dieser Phasenkompensationsschaltung erreicht werden.
Wie vorbeschrieben ist, kann die Induktivität des zweiten induktiven Elements 16 in der Phasenkompensationsschaltung nach dem zweiten Ausführungsbeispiel verändert werden. Selbst wenn die Charakteristik der Sperrschichtkapazität Cj des veränderlichen Kapazitätselements 7 relativ zu VR wie in 3 gezeigt verändert wird, kann die Parallelresonanz-Charakteristik bei der gewünschten Spannung VR erhalten werden durch Verändern der Induktanz des zweiten induktiven Elements 16.
Demgemäß besteht keine Notwendigkeit, daß die angelegte Spannung entsprechend der Veränderung in der Charakteristik des in der Phasenkompensationsschaltung verwendeten veränderlichen Kapazitätselements 7 eingestellt werden muß, und der variable Spannungsbereich, der zur Kompensation der Phase verwendet wird, kann festgelegt werden. Daher können solche Vorteile erreicht werden, daß eine zum Erhalten der Spannung verwendete Steuerschaltung vereinfacht werden kann, und somit können geringere Kosten des Radarsystems oder Kommunikationssystems realisiert werden.
Ausführungsbeispiel 3
Die 7A und 7B zeigen eine Konfiguration und eine Äquivalenzschaltung einer Phasenkompensationsschaltung gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel nach der vorliegenden Erfindung. Wie in 7A gezeigt ist, ist in dieser Phasenkompensationsschaltung ein drittes induktives Element 18 zwischen dem Kondensator 6 und dem veränderlichen Kapazitätselement 7 nach Ausführungsbeispiel 1 vorgesehen. Wie in 7B gezeigt ist, kann eine Äquivalenzschaltung der Phasenkompensationsschaltung ausgedrückt werden durch Ver binden einer Induktivität L aufgrund des zweiten induktiven Elements 16 parallel zu einer Serienschaltung, welche aus einer Induktivität L1 aufgrund des dritten induktiven Elements 18 und einer Sperrschichtkapazität Cj aufgrund des veränderlichen Kapazitätselements 7 besteht.
Ein Wert der Induktivität L1 des dritten induktiven Elements 18 wird so ausgewählt, daß eine Reihenresonanzfrequenz zwischen der Sperrschichtkapazität Cj und der Induktivität L1 auf mehr als eine vorbestimmte Frequenz erhöht werden kann. Somit kann diese Serienschaltung als einem Kondensator in einem vorbestimmten Frequenzband äquivalent angesehen werden.
Daher können, wenn die Induktivität L des zweiten induktiven Elements 16, welche in Parallelresonanz mit dem Kondensator dieser Äquivalenzreihenschaltung bei der vorbestimmten Frequenz treten kann, ausgewählt wird, die Phasencharakteristik und die VSWR-Charakteristik wie in 8A bzw. 8B gezeigt abgeleitet werden. Wenn die Induktivität L1 des dritten induktiven Elements 18 erhöht wird, um die Resonanzfrequenz der Serienschaltung nahe dem vorbestimmten Frequenzband einzustellen, wird Q der Phasenkompensationsschaltung erhöht. somit wird eine Neigung der Phase in Bezug auf die Spannung VR der Gleichstrom-Leistungszuführung 9 scharf, wie durch die ausgezogene Linie in 8A angezeigt ist, und das VSWR-Band wird eng, wie durch die strichlierte Linie in 8B angezeigt ist. Demgegenüber wird, wenn die Induktivität L1 des dritten induktiven Elements 18 herabgesetzt wird, die Neigung der Phase mäßig, wie durch die strichlierte Linie in 8A angezeigt ist, und das VSWR-Band wird breit, wie durch die ausgezogene Linie in 8B angezeigt ist.
Wie vorbeschrieben ist, kann in der Phasenkompensationsschaltung nach dem dritten Ausführungsbeispiel die Neigung der Phase verändert werden durch das dritte induktive Element 18, das in Reihe mit dem veränderlichen Kapazitätselement 7 angeordnet ist. Aus diesem Grunde kann unter der Bedingung, daß die Einstellspannung und der variable Spannungsbereich der Gleichstrom-Leistungszuführung 9 festgelegt sind, aber die Phasenänderung in dem Sendemodul 13 oder dem Empfangsmodul relativ zu der Temperatur verändert wird, die Phasenkompensation erreicht werden. Als eine Folge können solche Vorteile erzielt werden, daß die Kosten der Steuerschaltung zum Anlegen der gewünschten Spannung an das veränderliche Kapazitätselement 7 gesenkt und auch eine genauere Phasenkompensation erhalten werden können.
Ausführungsbeispiel 4
Die 9A und 9B zeigen eine Konfiguration und eine Äquivalenzschaltung einer Phasenkompensationsschaltung gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel nach der vorliegenden Erfindung. Wie in 9A gezeigt ist, umfasst diese Phasenkompensationsschaltung die Serienschaltung aus dem Kondensator 6 und dem veränderlichen Kapazitätselement 7, welche zwischen der Hauptleitung 15 zum Hindurchführen des Signals und Erdpotential angeordnet sind, die zwischen dem Kondensator 6 und dem veränderlichen Kapazitätselement 7 der Serienschaltung vorgesehene Drosselschaltung 8, zwei in Serie mit der Hauptleitung 15 vorgesehene Induktoren 19 und zwei Kondensatoren 20, welche zwischen einem Ende des Induktors 19 auf der Seite des Eingangsanschlusses 2 und Erdpotential und zwischen einem Ende des Induktors 19 auf der Seite des Aus gangsanschlusses 3 und Erdpotential vorgesehen sind.
In diesem Fall kann, wenn ein Wert des Kondensators 6 ausreichend größer als die Sperrschichtkapazität Cj des veränderlichen Kapazitätselements 7 gewählt wird und der Wert des Induktors 19 als L0 sowie ein Wert des Kondensators 20 als C0 angenommen werden, eine Äquivalenzschaltung der Phasenkompensationsschaltung wie in 9B gezeigt ausgedrückt werden. Mit anderen Worten, die Äquivalenzschaltung ergibt eine Tiefpassfilterschaltung.
Wenn der C0 des Kondensators 20 im Wesentlichen gleich der Sperrschichtkapazität Cj und auch der Wert L0 des Induktors 19 als L0 = Z₀ × Z₀ × C0 gewählt werden, sind die Impedanzen an dem Eingangsanschluss 2 und dem Ausgangsanschluss 3 im Wesentlichen gleich der Leistungszuführungsimpedanz oder der Lastimpedanz Z₀. Mit anderen Worten, es kann eine Phasenkompensationsschaltung realisiert werden, welche ein gutes VSWR über das Breitband hat.
In diesem Fall kann die Sperrschichtkapazität Cj des veränderlichen Kapazitätselements 7 auch durch die von der Gleichstrom-Zuführung gelieferte Spannung verändert werden. Wenn die Spannung erhöht wird, wird die Sperrschichtkapazität Cj kleiner und die Phase eilt mehr und mehr vor. Demgemäß kann die Phasenkompensation in dem Sendemodul oder Empfangsmodul durchgeführt werden.
Wie vorbeschrieben ist, besteht ein solcher Vorteil, daß, wenn die Tiefpassfilterschaltung als die Phasenkompensationsschaltung gebildet ist, das sehr breite Band eher erreicht werden kann als die Parallelresonanzschaltungen, die in den obigen Ausführungsbei spielen 1 bis 3 beschrieben sind.
Ausführungsbeispiel 5
10 zeigt eine Konfiguration einer Phasenkompensationsschaltung gemäß dem fünften Ausführungsbeispiel nach der vorliegenden Erfindung. In dieser Phasenkompensationsschaltung ist eine Serienschaltung, welche aus einer 1/4 λ-Leitung 21, dem Kondensator 6, einer Impedanzkompensationsleitung 22 und dem veränderlichen Kapazitätselement 7 besteht, zwischen der Hauptleitung 15, über welche das Signal geführt wird, und Erdpotential vorgesehen, und auch die Drosselschaltung 8 ist zwischen der Impedanzkompensationsleitung 22 und dem veränderlichen Kapazitätselement 7 vorgesehen.
In 10 bezeichnet Za ein Beispiel für die Impedanz des veränderlichen Kapazitätselements 7, Zb bezeichnet eine Impedanz, die erhalten wird, wenn das veränderliche Kapazitätselement 7 von der Seite eines Verbindungsbereichs zwischen dem Kondensator 6 und der Impedanzkompensationsleitung 22 betrachtet wird, und Zc bezeichnet eine Impedanz, die erhalten wird, wenn das veränderliche Kapazitätselement 7 von der Seite eines Verbindungsbereichs zwischen der Hauptleitung 15 und der 1/4 λ-Leitung 21 betrachtet wird.
11 zeigt eine Impedanz-Ortskurve an jeweiligen Punkten der Phasenkompensationsschaltung in 10. 11 zeigt den Fall, in welchem die Winkelfrequenz ω konstant gehalten wird, aber die an das veränderliche Kapazitätselement 7 angelegte Spannung VR von VR1 nach VR2 geändert wird. Die Impedanz Za des veränderlichen Kapazitätselements 7 ist in einem unteren Bereich des Smith-Diagramms dargestellt, d.h. eine derartige Impedanz Za ist kapazitiv. Wenn die Impedanzkompensationsleitung 22 eingefügt ist, wird diese Impedanz Za zu der niedrigen Impedanz Zb auf der reellen Achse verschoben, wie in 11 gezeigt ist. Mit anderen Worten, die Impedanzkompensationsleitung 22 wird verwendet, um die Impedanz Za auf die reelle Achse zu verschieben, welche die niedrige Impedanz hat. Zusätzlich wird, wenn die 1/4 λ-Leitung 21 eingefügt ist, die niedrige Impedanz Zb zu der hohen Impedanz Zc auf der reellen Achse verschoben.
Auf diese Weise kann eine Impedanztransformation von Za nach Zc erreicht werden durch Verwendung der 1/4 λ-Leitung 21 und der Impedanzkompensationsleitung 22. Somit können gute VSWR-Werte an dem Eingangsanschluss oder dem Ausgangsanschluss 3 aufrecht erhalten werden. In dieser Phasenkompensationsschaltung kann eine Phasenkompensation des Sendemoduls 13 oder des Empfangsmoduls erzielt werden durch Veränderung der Sperrschichtkapazität Cj des veränderlichen Kapazitätselements 7.
Wie vorbeschrieben ist, kann in der Phasenkompensationsschaltung nach dem fünften Ausführungsbeispiel gemäß dieser Erfindung, da die Impedanz Za des veränderlichen Kapazitätselements 7 in die hohe Impedanz Zc durch Verwendung der 1/4 λ-Leitung 21 und der Impedanzkompensationsleitung 22 transformiert wird, die Phasenkompensation erreicht werden, während der gute VSWR-Wert erhalten bleibt. Insbesondere besteht ein solcher Vorteil, daß, da die Phasenkompensationsschaltung leicht in eine geeignete Form in dem Hochfrequenzband gebildet werden kann durch Verwendung integrierter Mikrowellenschaltungen zur Bildung der Übertragungslinien wie der 1/4 λ-Leitung 21, der Impedanzkompensationsleitung 22 usw., die Herstellungs kosten der Phasenkompensationsschaltung herabgesetzt werden können.
Ausführungsbeispiel 6
12 zeigt die Konfiguration einer Phasenkompensationsschaltung gemäß dem sechsten Ausführungsbeispiel nach der vorliegenden Erfindung. In dieser Phasenkompensationsschaltung wird eine induktive Leitung 23, deren Länge kürzer ist als 1/4 λ, anstelle der im fünften Ausführungsbeispiel nach der vorliegenden Erfindung gezeigten 1/4 λ-Leitung 21, und dann ist ein kapazitives Element 24 mit nahezu dem Mittelbereich der induktiven Leitung 23 verbunden.
Das kapazitive Element 24 kann leicht durch eine offenendige Leitung realisiert werden. Das kapazitive Element 24 wirkt in der Weise, daß es die Phase des durch die induktive Leitung 23 hindurchgeführten Signals verzögert. Die Phase des Signals eilt desto mehr nach, je größer die Länge des kapazitiven Elements 24 ist. Daher kann, wenn die Länge des kapazitiven Elements 24 auf einen gewünschten Wert gewählt ist, die elektrische Länge der induktiven Leitung 23 auf 90° eingestellt werden, was identisch mit der 1/4 λ-Leitung 21 ist. Auf diese Weise können, wenn die induktive Leitung 23 und das kapazitive Element 24 kombiniert verwendet werden, diese äquivalent die im Wesentlichen gleiche Wirkung wie die 1/4 λ-Leitung 21 haben, so daß die Phasenkompensation wie bei dem Ausführungsbeispiel 5 erzielt werden kann.
Wie vorstehend beschrieben ist, kann bei der Phasenkompensationsschaltung nach dem sechsten Ausführungsbeispiel, da die induktive Leitung 23 und das kapazitive Element 24 kombiniert anstelle der 1/4 λ-Leitung 21 verwendet werden und auch die Länge des kapazitiven Elements 24 verändert wird, die Phase des durch die induktive Leitung 23 hindurch geführten Signals verändert werden.
Demgemäß kann der Vorteil erhalten werden, daß eine Phasenkompensationsschaltung, welche eine Impedanzkompensation ermöglicht, selbst wenn die Charakteristik des veränderlichen Kapazitätselements 7 verändert wird, und die auch eine gute VSWR-Charakteristik ergibt, realisiert werden.
Bei den obigen Ausführungsbeispielen werden Fälle beschrieben, in denen die Phasenkompensationsschaltung zur Phasenkompensation in dem Sendemodul oder dem Empfangsmodul verwendet wird. Jedoch werden Fälle, in denen die Phasenkompensationsschaltung bei einem lokalen Signalsystem der Frequenzumwandlungsvorrichtung verwendet wird, nachfolgend erläutert.
Ausführungsbeispiel 7
13 zeigt ein Beispiel der Konfiguration einer Frequenzumwandlungsvorrichtung gemäß dem siebenten Ausführungsbeispiel nach der vorliegenden Erfindung. In 13 bezeichnet die Bezugszahl 25 eine Phasenkompensationsschaltung nach einem der Ausführungsbeispiele 1 bis 6, 26 einen Mischer, 27 einen Zwischenfrequenzverstärker, 28 einen lokalen Signalverstärker, 29 ein Filter, 12 einen Hochfrequenzverstärker und 30 einen lokalen Signalanschluss.
Diese Frequenzumwandlungsvorrichtung wird erhalten durch Verbinden des Zwischenfrequenzverstärkers 27, des lokalen Signalverstärkers 28 und der Phasenkompensationsschaltung 25 sowie des Hochfrequenzverstär kers 12 mit dem Zwischenfrequenzanschluss, dem lokalen Anschluss bzw. dem Hochfrequenzanschluss des Mischers 26.
Gemäß dieser Ausbildung wird das an dem Eingangsanschluss 2 eingegebene Zwischenfrequenzsignal in dem Niedrigfrequenzband durch den Zwischenfrequenzverstärker 27 verstärkt und dann in den Mischer 26 eingegeben. In der Zwischenzeit wird das an dem lokalen Signalanschluss 30 eingegebene lokale Signal durch den lokalen Signalverstärker 28 verstärkt und dann über die Phasenkompensationsschaltung 25 in den Mischer 26 eingegeben. Das Zwischenfrequenzsignal und das lokale Signal werden von dem Mischer 26 gemischt und dann in das Hochfrequenzsignal umgewandelt. Dann wird das Hochfrequenzsignal durch das Filter 29 und den Hochfrequenzverstärker 12 geführt und dann über den Ausgangsanschluss 3 ausgegeben.
Im Allgemeinen wird, da Halbleitervorrichtungen als Mischer 26, Zwischenfrequenzverstärker 27, lokaler Signalverstärker 28 und Hochfrequenzverstärker 12, welche diese Frequenzumwandlungsvorrichtung bilden, verwendet werden, die Phase des hindurchgeführten Signals in großem Maße relativ zu der Temperatur verändert. Die Phase hat die Neigung zur Nacheilung, wenn die Temperatur erhöht wird. Die Phasennacheilung von dem Eingangsanschluss 2 bis zum Ausgangsanschluss 3 wird erhalten durch die Summe der jeweiligen Phasennacheilungen in dem Mischer 26 und den Verstärkern 12, 27, 28.
Auch nimmt das Zwischenfrequenzsignal das Frequenzband in der Frequenzumwandlungsvorrichtung dieses Typs ein, während das lokale Signal kein Frequenzband einnimmt, d.h. in vielen Fällen ist das lokale Signal bei einer bestimmten Frequenz festgelegt.
Daher ist in der Frequenzumwandlungsvorrichtung nach der vorliegenden Erfindung die Phasenkompensationsschaltung 25 in dem lokalen Signalsystem vorgesehen, welches keine Breitbandeigenschaft benötigt. Wie in den Ausführungsbeispielen 1 bis 6 ersichtlich ist, hat die Phase die Neigung, in der Phasenkompensationsschaltung 25 vorzueilen, indem die an das veränderliche Kapazitätselement 7 angelegte Spannung erhöht wird. Als eine Folge kann, wenn die an das veränderliche Kapazitätselement 7 angelegte Spannung mit der Erhöhung der Temperatur vergrößert wird, die Phasennacheilung in dem Mischer 26 und den Verstärkern 12, 27, 28 kompensiert werden.
wie vorstehend beschrieben ist, ist es möglich, die Phase in der Frequenzumwandlungsschaltung mit Bezug auf die Temperatur zu kompensieren, indem die Phasenkompensationsschaltung 25 in dem lokalen Signalsystem vorgesehen ist, welche die Breitbandeigenschaft nicht benötigt. Es besteht der Vorteil, daß, da nur ein veränderliches Kapazitätselement 7 in der darin verwendeten Phasenkompensationsschaltung 25 benötigt wird, eine Herabsetzung der Kosten der Frequenzumwandlungsvorrichtung erhalten werden kann. Zusätzlich besteht der Vorteil, daß, da die Phasenkompensationsschaltung 25 eine sehr einfache Konfiguration hat, eine Verringerung der Größe der Frequenzumwandlungsvorrichtung ebenfalls erzielt werden kann.
In dem obigen Ausführungsbeispiel 7 ist ein Umwandler offenbart, welcher die Frequenz des Zwischenfrequenzsignals in die höhere Frequenz des Hochfrequenzsignals umwandelt. Jedoch kann derselbe Vorteil erhalten werden bei einem Umwandler, welcher das Hochfrequenz signal in das Zwischenfrequenzsignal umwandelt.
Ausführungsbeispiel 8
14A zeigt ein Blockschaltbild, das ein Element einer aktiven phasengesteuerten Antenne gemäß dem achten Ausführungsbeispiel nach der vorliegenden Erfindung darstellt. Bei dieser Antenne wird das Sendemodul 13, bei welchem irgend eine der in den Ausführungsbeispielen 1 bis 6 gezeigten Phasenkompensationsschaltungen angewendet wird, eingesetzt.
Wie vorstehend beschrieben ist, wird die Phasenkompensationsschaltung 25, welche durch Verwendung eines veränderlichen Kapazitätselements 7 eine einfache Konfiguration hat, in dem Sendemodul 13 verwendet. Daher ist die Phasenkompensationsschaltung klein und mit geringen Kosten verbunden im Vergleich zu dem den Phasenschieber 11 verwendenden herkömmlichen Sendemodul 13.
Insbesondere kann bei der Antenne, welche eine Vielzahl von Sendemodulen 13 verwendet wie bei der aktiven phasengesteuerten Antenne eine Verringerung der Größe und eine Herabsetzung der Kosten in bemerkenswerter Weise erreicht werden.
Ausführungsbeispiel 9
14B zeigt das Blockschaltbild eines Elements einer aktiven phasengesteuerten Antenne gemäß dem neunten Ausführungsbeispiel nach der vorliegenden Erfindung. Bei dieser Antenne wird eine Frequenzumwandlungsvorrichtung 31 anstelle des im achten Ausführungsbeispiel gezeigten Sendemoduls 13 verwendet.
Bei dieser Frequenzumwandlungsvorrichtung 31 wird irgendeine der in den Ausführungsbeispielen 1 bis 6 wiedergegebenen Phasenkompensationsschaltungen 25 angewendet. In diesem Fall können eine Verringerung der Größe und eine Herabsetzung der Kosten der Antenne ebenfalls erreicht werden.
In den 14A und 14B wird der Fall beschrieben, daß die Phasenkompensationsschaltung 25 bei dem Sendemodul 13 bzw. der Frequenzumwandlungsvorrichtung 31 angewendet und dann die sendende aktive phasengesteuerte Antenne durch Verwendung des Sendemoduls 13 und der Frequenzumwandlungsvorrichtung 31 gebildet wird. In dem Fall, daß die Phasenkompensationsschaltung 25 bei dem Empfangsmodul und dem Herabsetzungsumwandler angewendet und dann die empfangende aktive phasengesteuerte Antenne gebildet wird, kann die vorliegende Erfindung dieselben Vorteile erzielen.
Gemäß dem ersten Aspekt nach der Erfindung werden zwei erste induktive Elemente in Reihe mit der Hauptleitung, durch welche das Signal hindurch geführt wird, eingefügt, dann die Serienschaltung aus dem Kondensator und dem veränderlichen Kapazitätselement zwischen dem Verbindungspunkt der beiden induktiven Elemente und Erdpotential vorgesehen, dann das zweite induktive Element parallel zu der Serienschaltung geschaltet, und dann die Drosselschaltung zwischen dem Kondensator und dem veränderlichen Kapazitätselement vorgesehen. Daher kann, wenn die an das veränderliche Kapazitätselement angelegte Spannung mit der Zunahme der Temperatur erhöht wird, die Phasenkompensation in dem Sendemodul oder dem Empfangsmodul in Bezug auf die Temperatur erzielt werden. Da die Phasenkompensationsschaltung durch Verwendung nur eines veränderlichen Kapazitätselements eine einfache Konfiguration hat, ist es möglich, den Vorteil herabgesetzter Kosten und einer verringerten Größe zu erhalten.
Gemäß dem zweiten Aspekt der Erfindung besteht, da der Wert des zweiten induktiven Elements veränderbar ist, keine Notwendigkeit, die angelegte Spannung auf der Grundlage der Veränderung der Charakteristik des veränderlichen Kapazitätselements zu ändern, und demgemäß kann der variable Spannungsbereich zum Kompensieren der Phase festgelegt werden. Daher ergibt sich der Vorteil, daß die Spannungssteuerschaltung vereinfacht und somit die Phasenkompensationsschaltung mit geringeren Kosten realisiert werden kann.
Gemäß dem dritten Aspekt der Erfindung kann, da das dritte induktive Element zwischen dem veränderlichen Kapazitätselement und dem Kondensator vorgesehen ist, die Neigung der Phase in Bezug auf die angelegte Spannung verändert werden. Daher können die Einstellspannung und der variable Spannungsbereich der Gleichstrom-Leistungszuführung festgelegt werden und auch die Phasenkompensation kann erreicht werden, obgleich die Phasenänderung in dem Sendemodul und dem Empfangsmodul relativ zu der Temperatur verändert wird. Als eine Folge können die Spannungssteuerschaltung mit geringeren Kosten hergestellt und auch eine genauere Phasenkompensation erreicht werden.
Gemäß dem vierten Aspekt der Erfindung ist die Serienschaltung des Kondensators und des veränderlichen Kapazitätselements zwischen der Hauptleitung und Erdpotential vorgesehen, dann ist die Drosselschaltung zwischen dem Kondensator und dem veränderlichen Kapazitätselement der Serienschaltung vorgesehen, dann ist der Induktor in Reihe mit der Hauptleitung geschaltet, und dann ist der Kondensator zwischen dem Induktor und Erdpotential vorgesehen. Daher kann die Phasenkompensationsschaltung, welche eine gute VSWR-Charakteristik über das Breitband ermöglicht, bei geringen Kosten erhalten werden.
Gemäß dem fünften Aspekt der Erfindung ist die Serienschaltung, welche aus der 1/4 λ-Leitung, dem Kondensator, der Impedanzkompensationsleitung und dem veränderlichen Kapazitätselement besteht, zwischen der Hauptleitung und Erdpotential vorgesehen, dann ist die Drosselschaltung zwischen der Impedanzkompensationsleitung und dem veränderlichen Kapazitätselement vorgesehen, und dann werden integrierte Mikrowellenschaltungen verwendet. Daher besteht der Vorteil daß, da die Phasenkompensationsschaltung mit einer geeigneten Größe in dem Hochfrequenzband realisiert werden kann, die Herstellungskosten für die Phasenkompensationsschaltung herabgesetzt werden können.
Gemäß dem sechsten Aspekt der Erfindung werden eine induktive Leitung und ein mit dieser verbundenes kapazitives Element anstelle der 1/4 λ-Leitung verwendet. Daher kann, da die elektrische Länge der induktiven Leitung äquivalent verändert werden kann durch Veränderung der Länge des kapazitiven Elements, die Phasenkompensationsschaltung mit einer guten VSWR-Charakteristik realisiert werden, selbst wenn die Charakteristik des veränderlichen Kapazitätselements verändert wird. Zusätzlich besteht ein solcher Vorteil, daß, da integrierte Mikrowellenschaltungen leicht für die Phasenkompensationsschaltung verwendet werden können, die Herstellungskosten für die Phasenkompensationsschaltung herabgesetzt werden können.
Gemäß dem siebenten Aspekt der Erfindung kann, da ir gendeine der offenbarten Phasenkompensationsschaltungen in dem lokalen Signalsystem der Frequenzumwandlungsvorrichtung vorgesehen ist, die Phasenkompensation ohne Verschlechterung der Charakteristik der Frequenzumwandlungsvorrichtung durchgeführt werden, und es kann die kleine Frequenzumwandlungsvorrichtung auch mit geringeren Kosten hergestellt werden.
Gemäß dem achten Aspekt der Erfindung kann, da eine der offenbarten Phasenkompensationsschaltungen bei dem Sendemodul oder dem Empfangsmodul eingesetzt wird und dann die aktive phasengesteuerte Antenne unter Verwendung des Moduls gebildet wird, eine Verringerung der Kosten und der Größe der Antenne in bemerkenswerter Weise erzielt werden.
Gemäß dem neunten Aspekt der Erfindung kann, da irgendeine der offenbarten Phasenkompensationsschaltungen in der Frequenzumwandlungsvorrichtung eingesetzt wird und dann die aktive phasengesteuerte Antenne unter Verwendung der Frequenzumwandlungsvorrichtung ausgebildet wird, eine Herabsetzung der Kosten und der Größe der Antenne in bemerkenswerter Weise erzielt werden.

Claims

Phasenschieber, welcher aufweist: zwei erste induktive Elemente (32), die in Reihe mit einer Hauptleitung (15), durch welche ein Signal hindurch geführt wird, geschaltet sind, eine Serienschaltung bestehend aus einem Kondensator (6) und einem veränderlichen Kapazitätselement (7), welche zwischen einem Verbindungspunkt zwischen den ersten induktiven Elementen (32) und Erdpotential geschaltet sind, ein zweites induktives Element (16), das parallel zu der Serienschaltung geschaltet ist, und ein Tiefpaß (8), der mit der Verbindung zwischen dem Kondensator (6) und dem veränderlichen Kapazitätselement (7) der Serienschaltung verbunden ist.
Phasenschieber nach Anspruch 1, der ein induktives Element, dessen Induktivität veränderbar ist, als zweites induktives Element (16) aufweist.
Phasenschieber nach Anspruch 1, bei dem ein drittes induktives Element (18) zwischen dem Kondensator (6) und dem veränderlichen Kapazitätselement (7) der Serienschaltung geschaltet ist.
Phasenschieber, welcher aufweist: eine Serienschaltung bestehend aus einem Kondensator (6) und einem veränderlichen Kapazitätselement (7), welche zwischen einer Hauptleitung (15), durch welche ein Signal hindurchgeführt wird, und Erdpotential geschaltet sind, einen Tiefpaß (8), der mit der Verbindung zwischen dem Kondensator (6) und dem veränderlichen Kapazitätselement (7) der Serienschaltung verbunden ist, eine in Serie mit der Hauptleitung (15) geschaltete Induktivität (19), und einen zwischen der der Hauptleitung abgewandten Seite der Induktivität (19) und Erdpotential geschalteten Kondensator (20).
Phasenschieber, welcher aufweist: eine Serienschaltung bestehend aus einer 1/4 λ-Leitung (21), einem Kondensator (6), einer Impedanztransformationsleitung (22) und einem veränderlichen Kapazitätselement (7), welche zwischen einer Hauptleitung (15), durch welche ein Signal hindurchgeführt wird, und Erdpotential geschaltet ist, und einen Tiefpaß (8), der mit der Verbindung zwischen der Impedanztransformationsleitung (22) und dem veränderlichen Kapazitätselement (7) der Serienschaltung verbunden ist.
Phasenschieber, welcher aufweist: eine Serienschaltung bestehend aus einer induktiven Leitung (23), einem Kondensator (6), einer Impedanztransformationsleitung (22) und einem veränderlichen Kapazitätselement (7), welche zwischen einer Hauptleitung (15), durch welche ein Signal hindurchgeführt wird, und Erdpotential geschaltet ist, ein kapazitives Element (24), das mit der induktiven Leitung (23) verbunden ist, und einen Tiefpaß (8), der mit der Verbindung zwischen der Impedanztransformationsleitung (22) und dem veränderlichen Kapazitätselement (7) der Serienschaltung verbunden ist.