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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Phasenschieber, welcher
in einem Radarsystem oder einem Kommunikationssystem in einem Mikrowellenband
enthalten ist, um Phasenänderungen
aufgrund der Temperatur dieser Vorrichtungen zu kompensieren.
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In
dem Radarsystem, dem Kommunikationssystem usw. wird die aktive phasengesteuerte
Antenne, welche aus einer Vielzahl von Elementantennen besteht,
als die darin eingesetzte Antenne verwendet aus Gesichtspunk ten
wie der Zuverlässigkeit
und einer Hochgeschwindigkeitsverarbeitung, und auch ein Sendemodul oder
ein Empfangsmodul zum Verstärken
oder Steuern des Signals wird in jeder Elementantenne verwendet.
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Da
die Module jeweils mit einer gleichförmigen Phase einschließlich einer
Temperaturcharakteristik insbesondere als diese Module benötigt werden,
ist normalerweise ein Phasenschieber zum Kompensieren von Phasenveränderungen
in jedem Modul enthalten.
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15 ist eine Ansicht, welche
einen Phasenschieber nach dem Stand der Technik zeigt, der beispielsweise
in "MICROWAVE JOURNAL,
1989, STATE OF ART REFERENCE, Seite 109 offenbart ist. In 15 ist 1 ein Koppler, 2 ein
Eingangsanschluss, 3 ein Ausgangsanschluss, 4 ein
Kopplungsanschluss, 5 ein Durchgangsanschluss, 6 ein
Kondensator, 7 ein variables Kapazitätselement, 8 eine
Drosselschaltung, und 9 eine Gleichstrom-Leistungszuführung.
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Bei
diesem Phasenschieber ist eine Reihenschaltung aus dem Kondensator 6 und
dem variablen Kapazitätselement 7 zwischen
dem Kopplungsanschluss des Kopplers 1 mit vier Anschlüssen und
Erdpotential bzw. dem Durchgangsanschluss des Kopplers 1 und
Erdpotential vorgesehen. Dann wird, um eine gewünschte Vorspannung von der
Gleichstrom-Leistungszuführung 9 an
jedes veränderliche
Kapazitätselement 7 anzulegen,
die Drosselschaltung 8 mit dem veränderlichen Kapazitätselement 7 verbunden.
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Auch
wird ein Koppler wie ein Zweigleitungskoppler, ein interdigitaler
Koppler oder dergleichen, welcher das Mikrowellensignal zu dem Kopplungsanschluss 4 und
dem Durchgangsanschluss 5 mit derselben Amplitude verteilen
kann, um eine Phasendifferenz von 90° zwischen beiden Anschlüssen zu
erhalten, als der Koppler 1 verwendet. Auch wird eine Varactor-Diode,
ein FET (Feldeffekttransistor) oder dergleichen, dessen Kapazität sich in
Abhängigkeit
von der angelegten Spannung ändert,
als das veränderliche
Kapazitätselement 7 verwendet.
Weiterhin ist, um die Mikrowellencharakteristik des Phasenschiebers
so wenig wie möglich
zu beeinträchtigen,
die Drosselschaltung 8 so ausgebildet, daß sie eine
hohe Impedanz in einem gewünschten Frequenzband
besitzt. Darüber
hinaus wird der Kondensator 6 zum Verhindern des Gleichstroms
so ausgewählt,
daß er
einen Wert besitzt, welche ein so niedrige Impedanz wie möglich in
dem Mikrowellenband ergibt.
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Als
Nächstes
wird die Arbeitsweise des Phasenschiebers erläutert. Das Mikrowellensignal,
welches über
den Eingangsanschluss 2 eingegeben wird, wird so zu dem
Kopplungsanschluss 4 und dem Durchgangsanschluss 5 verteilt,
daß es
dieselbe Amplitude und eine Phasendifferenz von 90° zwischen
beiden Anschlüssen
hat. Das verteilte Mikrowellensignal wird über den Kondensator 6 zu
dem veränderlichen
Kapazitätselement 7 geliefert.
Normalerweise besteht die Impedanz des veränderlichen Kapazitätselements 7 im
Wesentlichen nur einer Reaktanzkomponente, da seine Widerstandskomponente
klein ist, und daher wird das zu dem veränderlichen Kapazitätselement 7 gelieferte
Mikrowellensignal dort vollständig
zu der Seite des Kopplers 1 reflektiert. Zusätzlich werden
die reflektierten Mikrowellensignale an dem Eingangsanschluss 2 in
der Phase entgegengesetzt zusammengesetzt und auch an dem Ausgangsanschluss 3 mit
gleicher Phase zusammengesetzt, und als ein Ergebnis erscheint ein
derartiges Mikrowellensignal vollständig an dem Ausgangsanschluss 3.
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In
diesem Fall hängt
die Phase des durch das veränderliche
Kapazitätselement 7 reflektierten
Mikrowellensignals in hohem Maße
von der Kapazität
des veränderlichen
Kapazitätselements 7 ab.
Somit wird, je größer ein Änderungsgrad
der Kapazität
erhöht
wird, desto stärker
der Änderungsgrad
der Phase erhöht.
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Die 16A bis 16C zeigen ein Beispiel der Mikrowellencharakteristik
des in 15 gezeigten
Phasenschiebers. Im Allgemeinen nimmt die Kapazität des veränderlichen
Kapazitätselements 7 geringer
ab, wenn die an das veränderliche
Kapazitätselement 7 angelegte
Spannung VR der Gleichstrom-Leistungszuführung stärker zunimmt, so daß die Phase
des reflektierten Mikrowellensignals voreilt.
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Daher
zeigt, wie in 16A wiedergegeben
ist, der Phasenschieber die rechts nach oben geneigte Phasencharakteristik,
wenn eine Winkelfrequenz ω konstant
gehalten wird. Auch hängt,
wie in 16B gezeigt ist,
VSWR am Eingangsanschluss 2 nicht von der Spannung VR ab
und zeigt somit den guten Wert, da die reflektierten Mikrowellensignale
immer am Eingangsanschluss 2 in der Phase entgegengesetzt
zusammengesetzt sind. Weiterhin zeigt, wie in 16C wiedergegeben ist, die Frequenzcharakteristik
von VSWR immer den guten Wert, wenn die Spannung VR konstant gehalten
wird.
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Die
Phase des Mikrowellensignals von dem Eingangsanschluss 2 zu
dem Ausgangsanschluss 3 kann auf diese Weise verändert werden
durch Variieren der Spannung VR der Gleichstrom-Leistungszuführung 9. Aus
diesem Grund kann, selbst wenn die Phasencharakteristiken des Verstärkers, des
Mischers usw., welche in dem in dividuellen Sendemodul oder Empfangsmodul
verwendet werden, relativ zur Temperatur unterschiedlich sind, die
Phasenkompensation durch Verwendung dieses Phasenschiebers erreicht
werden. Als eine Folge können
Sendemodule oder Empfangsmodule, welche die Änderung der Phase relativ zur
Temperatur unterdrücken
können
und eine gleichförmige
Phasencharakteristik haben, realisiert werden.
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7 stellt ein Blockschaltbild dar, das
ein Element einer aktiven phasengesteuerten Antenne zeigt, für welche
das Sendemodul mit dem in 15 gezeigten
Phasenschieber nach dem Stand der Technik verwendet wird. In 17 bezeichnet die Bezugszahl 10 eine
Verstärkungs-Kompensationsschaltung
unter Verwendung eines veränderlichen
Dämpfungsgliedes, 11 einen
Phasenschieber nach dem Stand der Technik, 12 einen einen
Halbleiter verwendenden Hochfrequenzverstärker, 13 ein Sendemodul,
welches aus der Verstärkungs-Kompensationsschaltung 10,
dem Phasenschieber 11 und dem Hochfrequenzverstärker 12 besteht, und 14 eine
Elementantenne. Daher geht das an dem Eingangsanschluss 2 eingegebene
Signal durch die Verstärkungs-Kompensationsschaltung 10 und
den Phasenschieber 11 hindurch, wird dann von dem Hochfrequenzverstärker 12 verstärkt und
dann von der Elementantenne 14 in den Raum gestrahlt.
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Eine
große
Anzahl von Elementen, die jeweils aus einem derartigen Sendemodul 13 und
der Elementantenne 14 bestehen, wird bei der aktiven phasengesteuerten
Antenne verwendet. Somit kann ein sehr hohes Ausgangssignal erhalten
werden durch räumliche
Zusammensetzung des Signals, welches von der Elementantenne 14 ausgesandt
wird.
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In
diesem Fall wird die aktive phasengesteuerte Antenne zum Senden
hier offenbart. Eine große
Anzahl von Empfangsmodulen und die Elementantennen 14 werden
auch bei der aktiven phasengesteuerten Antenne für den Empfang verwendet.
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Gemäß dem in 15 gezeigten Phasenschieber
nach dem Stand der Technik kann, da der interdigitale Koppler normalerweise
als der Koppler 1 verwendet wird, die Breitbandcharakteristik
von etwa einer Oktave abgeleitet werden.
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Jedoch
ist ein derartiges Breitband nicht erforderlich für die Sendemodule 13 oder
die Empfangsmodule, welche bei der aktiven phasengesteuerten Antenne
verwendet werden. In vielen Fällen
werden niedrigere Kosten und eine Herabsetzung der Größe des Moduls
stärker
gefragt als die größere Bandbreite.
Bei dem Phasenschieber 11 nach dem Stand der Technik besteht
ein solches Problem, daß,
da zwei kostenaufwendige veränderliche
Kapazitätselemente 7 benötigt werden
und auch der Koppler 1 mit einer Länge von 1/4 λ in dem vorbestimmten
Frequenzband verwendet wird, die Kosten und die Größe der Sendemodule 13 oder
der Empfangsmodule zunehmen.
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Weiterhin
besteht noch das andere Problem, daß die Kosten und das Gewicht
der aktiven phasengesteuerten Antenne, für welche die Sendemodule 13 oder
die Empfangsmodule verwendet werden, erhöht werden.
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Sekine,
T. et al.: Design for a Variable Phase Shifter Using Lines and Variable
Capacitance Diodes, Electronics and Communications in Japan, Part
1, Vol. 82, No. 3, 199, Seiten 118-125, offenbaren einen variablen
Phasenschieber mit einer Schaltung zum Erzeugen einer Abstimmspannung
für die
Kapa zitätsdiode. Diese
Schaltung wird in dieser Druckschrift durch eine Übertragungsleitung
der Breite Wo und der Länge
l0 und einem Kondensator gebildet. Sie besitzt
eine Hochimpedanzcharakteristik in einem Frequenzband, in welchem die
Länge l0 der Übertragungsleitung
etwa ¼ Wellenlänge beträgt, während in
anderen Frequenzbändern
die Impedanz relativ niedrig ist.
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Auch
die
DE 913566 offenbart
einen Phasenschieber mit einem 90°-Vierpol
aus einer Längsinduktivität und zwei
Querkapazitäten
in II-Schaltung. Zur Einstellung des Phasenmaßes werden die Querkapazitäten im Gleichlauf
verändert.
Die in dieser Druckschrift dargestellte Schaltung benötigt also
mindestens zwei Elemente mit veränderbarer
Kapazität.
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Es
ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Phasenschieber
vorzusehen, welcher in der Lage ist, die Phase relativ zu der Temperatur
mit einer einfachen Konfiguration zu kompensieren. Diese Aufgabe
wird durch die in den Ansprüchen
1, 4, 5 und 6 angegebenen Phasenschieber gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen
sind in den abhängigen
Ansprüchen
angegeben.
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Der
Phasenschieber (im folgenden auch als Phasenkompensationsschaltung
bezeichnet) gemäß einem
ersten Aspekt der Erfindung umfasst zwei erste induktive Elemente,
die in Reihe mit einer Hauptleitung verbunden sind, durch welche
ein Signal hindurchgeführt
wird, eine Serienschaltung bestehend aus einem Kondensator und einem
veränderlichen
Kapazitätselement,
welche zwischen einem Verbindungspunkt zwischen den ersten induktiven
Elementen und Erdpotential vorgesehen sind, ein zweites induktives
Element, das parallel zu der Serienschaltung angeordnet ist, und
eine Drosselschaltung, die zwischen den Kondensator und das veränderliche
Kapazitätselement
der Serienschaltung geschaltet ist.
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Auch
wird bei der Phasenkompensationsschaltung gemäß einem zweiten Aspekt der
Erfindung ein induktives Element, dessen Induktivität verändert werden
kann, als das zweite induktive Element verwendet. Auch kann die
Phasenkompensationsschaltung gemäß einem
dritten Aspekt der Erfindung ein drittes induktives Element aufweisen,
das zwischen dem Kondensator und dem veränderlichen Kapazitätselement
der Phasenkompensationsschaltung nach dem ersten Aspekt der Erfindung
vorgesehen ist.
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Auch
kann die Phasenkompensationsschaltung nach dem vierten Aspekt der
Erfindung eine Serienschaltung aufweisen, die aus einem Kondensator
und einem verän derlichen
Kapazitätselement
besteht, welche zwischen einer Hauptleitung, durch die ein Signal
hindurchgeführt
wird, und Erdpotential vorgesehen sind, sowie eine Drosselschaltung,
die zwischen den Kondensator und das veränderliche Kapazitätselement
der Serienschaltung geschaltet ist, einen in Serie mit der Hauptleitung
geschalteten Induktor und einen zwischen dem Induktor und Erdpotential
vorgesehenen Kondensator.
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Auch
kann die Phasenkompensationsschaltung gemäß einem fünften Aspekt der Erfindung
eine Serienschaltung bestehend aus einer 1/4 λ-Leitung, einem Kondensator,
einer Impedanzkompensationsleitung und einem veränderlichen Kapazitätselement,
welche zwischen der Hauptleitung, durch welche ein Signal hindurchgeführt wird,
und Erdpotential vorgesehen sind, sowie eine Drosselschaltung, die
zwischen die Impedanzkompensationsleitung und das veränderliche
Kapazitätselement
der Serienschaltung geschaltet ist, umfassen.
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Auch
umfasst die Phasenkompensationsschaltung gemäß dem sechsten Aspekt der Erfindung
eine Serienschaltung bestehend aus einer induktiven Leitung, einem
Kondensator, einer Impedanzkompensationsleitung einem veränderlichen
Kapazitätselement,
welche zwischen der Hauptleitung, durch welche ein Signal hindurchgeführt wird,
und Erdpotential vorgesehen sind, ein mit der induktiven Leitung
verbundenes kapazitives Element, und eine zwischen die Impedanzkompensationsleitung
das veränderliche
Kapazitätselement
der Serienschaltung geschaltet ist.
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Die
Erfindung wird im Folgenden anhand von in den Figuren dargestellten
Ausführungsbeispielen
näher erläutert. Es
zeigen:
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1 die
Darstellung einer Phasenkompensationsschaltung gemäß einem
ersten Ausführungsbeispiel
nach der vorliegenden Erfindung,
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1A und 2B Schaltbilder
einer Äquivalenzschaltung
der Phasenkompensationsschaltung nach dem ersten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung,
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3 ein
Diagramm, welches ein Beispiel einer Charakteristik eines Sperrschichtkondensators
eines veränderlichen
Kapazitätselements
in Abhängigkeit
von der angelegten Spannung zeigt,
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4A bis 4C Diagramme,
welche ein Beispiel einer Mikrowellencharakteristik der Phasen kompensationsschaltung
nach dem ersten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung zeigen,
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5A und 5B Darstellungen
einer Phasenkompensationsschaltung gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel
nach der vorliegenden Erfindung,
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6A und 6B Diagramme,
welche ein Beispiel einer Mikrowellencharakteristik der Phasenkompensationsschaltung
nach dem zweiten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung zeigen.
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7A und 7B Schaltbilder
einer Konfiguration und einer Äquivalenzschaltung
einer Phasenkompensationsschaltung gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel
nach der vorliegenden Erfindung,
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8A und 8B Diagramme,
welche ein Beispiel einer Mikrowellencharakteristik der Phasenkompensationsschaltung
nach dem dritten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung zeigen,
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9A und 9B Schaltbilder
einer Konfiguration und einer Äquivalenzschaltung
einer Phasenkompensationsschaltung gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel
nach der vorliegenden Erfindung,
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10 die
Konfiguration einer Phasenkompensationsschaltung gemäß dem fünften Ausführungsbeispiel
nach der vorliegenden Erfindung,
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11 eine
Darstellung des Impedanzortes der Phasenkompensationsschaltung bei
dem fünften
Ausführungsbeispiel
nach der vorliegenden Erfindung,
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12 die
Konfiguration einer Phasenkompensationsschaltung gemäß dem sechsten
Ausführungsbeispiel
nach der vorliegenden Erfindung,
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13 die
Konfiguration einer Frequenzumwandlungsvorrichtung, welche die Phasenkompensationsschaltung
nach der vorliegenden Erfindung verwendet,
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14A und 14B Blockschaltbilder
eines Elementes einer aktiven phasengesteuerten Antenne, bei welcher
ein Sendemodul und eine Frequenzumwandlungsvorrichtung, welche die
Phasenkompensationsschaltung nach der vorliegenden Erfindung aufweisen,
verwendet werden,
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15 die
Konfiguration eines Phasenschiebers nach dem Stand der Technik,
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16A bis 16C Diagramme
eines Beispiels einer Mikrowellencharakteristik des Phasenschiebers
nach dem Stand der Technik, und
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17 ein
Blockschaltbild eines Elementes einer aktiven phasengesteuerten
Antenne, bei welcher das Sendemodul mit dem Phasenschieber nach
dem Stand der Technik verwendet wird.
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Ausführungsbeispiel 1
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1 zeigt
eine Phasenkompensationsschaltung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel
nach der vorliegenden Erfindung. Die Bezugszahl 2 bezeichnet
einen Eingangsanschluss, 3 einen Ausgangsanschluss, 6 einen
Kondensator, 7 ein veränderliches
Kapazitätselement, 8 eine
Drosselschaltung, 9 eine Gleichstrom-Leistungszuführung, 15 eine Hauptleitung, 16 ein
zweites induktives Element, und 32 ein erstes induktives
Element.
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Bei
dieser Phasenkompensationsschaltung werden zwei erste induktive
Elemente 32 auf der Hauptleitung 15 geladen, durch
welche das Mikrowellensignal übertragen
wird. Dann ist eine aus dem Kondensator 6 und dem veränderlichen
Kapazitätselement 7 bestehende
Serienschaltung zwischen einem Verbindungspunkt dieser induktiven
Elemente 32 und Erdpotential vorgesehen. Das zweite induktive
Element 16 ist parallel zu der Serienschaltung geschaltet.
Die Drosselschaltung 8 zum Anlegen einer gewünschten
Vorspannung von der Gleichstrom-Leistungszuführung 9 ist mit der
Verbindung zwischen dem Kondensator 6 und dem veränderlichen
Kapazitätselement 7 verbunden.
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Das
erste induktive Element 32 und das zweite induktive Element 16 sind
aus einem konzentrierten Induktor bzw. einer Übertragungsleitung, deren Länge kürzer 1/4 λ ist, zusammengesetzt.
Zusätzlich
wird, um eine Verringerung der Größe und die hohe Impedanzcharakteristik
zu erzielen, eine L-förmige
Schaltung bestehend aus einem Widerstand 8a mit hohem Wert
und einem Kondensator 8b, wie beispielsweise in 1 gezeigt
ist, als die Drosselschaltung 8 verwendet.
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Die 2A und 2B zeigen
eine Äquivalenzschaltung
der Phasenkompensationsschaltung nach dem ersten Ausführungsbeispiel.
Da die Drosselschaltung 8 so ausgebildet ist, daß sie die
hohe Impedanzcharakteristik erzielt, kann sie in der Äquivalenzschaltung
weggelassen werden. Daher kann, wie in 2A gezeigt
ist, die Äquivalenzschaltung
durch zwei erste induktive Elemente 32, eine Reihenschaltung
aus dem Kondensator 6 und dem veränderlichen Kapazitätselement 7,
welche zwischen einem Verbindungspunkt dieser ersten induktiven
Elemente 32 und Erdpotential vorgesehen sind, und das zweite
induktive Element 16, welches parallel zu der Serienschaltung
geschaltet ist, realisiert werden. Wenn eine Varactor-Diode als
das veränderliche
Kapazitätselement 7 verwendet
wird, wie in 2A gezeigt ist, kann das veränderliche
Kapazitätselement 7 durch
eine Serienschaltung, welche aus einer Induktivität Ld aufgrund
eines Verbindungsdrahtes, einem Serienwiderstand Ri und einer Sperrkapazität Cj besteht,
gebildet werden.
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Im
Allgemeinen werden Ld und Ri des veränderlichen Kapazitätselements 7 ausreichend
klein gemacht, und ein Wert des Kondensators 6 wird so
ausgewählt,
daß die
ausreichend kleine Impedanz erhalten wird. Daher kann die in 2A gezeigte Äquivalenzschaltung
weiter vereinfacht werden. Somit kann, wie in 2B gezeigt
ist, die Äquivalenzschaltung
durch zwei Induktivitäten
Ls aufgrund der ersten induktiven Elemente 32 und eine
Parallelschaltung, welche zwischen einem Verbindungspunkt der beiden
Induktivitäten
Ls und Erdpotential vorgesehen ist und aus einer Induktivität L des
zweiten induktiven Elements 16 und der Sperrkapazität Cj des
veränderlichen
Kapazitätselements 7 besteht,
ausgedrückt
werden.
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In
2B können ein Übertragungskoeffizient
T des Mikrowellensignals, welches vom Eingangsanschluss
2 zu
dem Ausgangsanschluss
3 geführt wird, und ein Reflexionskoeffizient Γ sowie VSWR
des Mikrowellensignals an dem Eingangsanschluss
2 durch
die folgenden Gleichungen ausgedrückt werden: [Formel
1]
[Formel
2]
[Formel
3]
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Hierbei
Z0 eine Leistungszuführungsimpedanz, die mit dem
Eingangsanschluss 2 verbunden ist, oder eine Lastimpedanz,
die mit dem Ausgangsanschluss 3 verbunden ist, oder eine
charakteristische Impedanz der Hauptleitung 15. Normalerweise
wird Z0 gleich 50 ohm gewählt.
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3 zeigt
ein Beispiel der Sperrschichtkapazität Cj des veränderlichen
Kapazitätselements 7 in
Bezug auf die Spannung VR, welche von der Gleichstrom-Leistungszuführung 9 an
das veränderliche
Kapazität selement 7 angelegt
wird. Wie bezüglich
des Standes der Technik beschrieben wurde, wird die Sperrschichtkapazität Cj herabgesetzt,
wenn die Spannung VR zunimmt. In 3 ist Cj0
eine Sperrschichtkapazität
des veränderlichen
Kapazitätselements 7,
welches bei einer vorbestimmten Winkelfrequenz ω0 in Parallelresonanz mit der
Induktivität
L des zweiten induktiven Elements 16 ist, und VR0 ist die
Spannung der Gleichstrom-Leistungszuführung 9, welche erforderlich
ist, um Cj0 zu erhalten.
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Die 4A bis 4C zeigen
ein Beispiel der Mikrowellencharakteristik der Phasenkompensationsschaltung
bei dem ersten Ausführungsbeispiel
nach der vorliegenden Erfindung. In den 4A bis 4C zeige
eine ausgezogene Linie eine Phasencharakteristik an, wenn die ersten
induktiven Elemente 32 vorhanden sind, während eine
gestrichelte Linie eine Phasencharakteristik anzeigt, wenn die induktiven
Elemente 32 nicht vorgesehen sind. 4A zeigt
die Phasencharakteristik, wenn die Winkelfrequenz ω0 konstant
gehalten wird, aber die Spannung VR sich ändert. In dem Fall, daß die ersten
induktiven Elemente 32 vorhanden sind, eilt, wie aus Formel
1 ersichtlich ist, die Phase vor, wenn die Spannung VR erhöht wird,
d.h. die Sperrschichtkapazität
Cj wird herabgesetzt. Als eine Folge kann die rasch nach rechts
oben geneigte Phasencharakteristik erzielt werden, wie durch die
ausgezogene Linie angezeigt ist. Demgegenüber wird in dem Fall, in welchem die
ersten induktiven Elemente 32 nicht vorhanden sind, wie
durch die gestrichelte Linie angezeigt ist, die Phasendifferenz
zwischen dem Eingangsanschluss 2 und dem Ausgangsanschluss 3 gleich
0 bei der Spannung VR0, durch welche Cj0 des veränderlichen Kapazitätselements 7 in
Parallelresonanz mit dem zweiten induktiven Element 16 erhalten werden
kann. Wenn die Spannung VR weiter erhöht wird, eilt die Phase viel
stärker vor.
Als eine Folge kann die mäßig nach
rechts oben geneigte Phasencharakteristik erzielt werden, wie in
dem Fall, in welchem die ersten induktiven Elemente 32 vorgesehen
sind. Auf diese Weise kann die große Änderung in der Phase relativ
zu der Spannung VR erhalten werden durch Anordnen der ersten induktiven
Elemente 32.
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4B zeigt
die VSWR-Charakteristik, wenn die Winkelfrequenz ω0 konstant
gehalten wird, aber die Spannung VR sich ändert. Für den Fall, daß die ersten
induktiven Elemente 32 vorhanden sind, wird, wie aus den
Formeln 2 und 3 ersichtlich ist, das VSWR (Stehwellenverhältnis) herabgesetzt,
wenn die Spannung VR erhöht
wird, und dann wird VSWR in der Nähe von VR0 auf das Minimum
verringert, bei welcher die Parallelresonanz des zweiten induktiven
Elements 16 und des veränderlichen
Kapazitätselements 7 bewirkt
wird. Dann hat VSWR die Neigung, anzusteigen, wenn die Spannung
VR weiter erhöht
wird, so daß die
in 4B gezeigte V-förmige Charakteristik abgeleitet
werden kann. Im Gegensatz dazu kann die ähnliche Charakteristik für den Fall,
daß die
ersten induktiven Elemente 32 nicht vorhanden sind, abgeleitet
werden; nicht desto weniger kann die Verschlechterung von VSWR in
Bezug auf die Änderung
von VR unterdrückt
werden durch Anordnen der ersten induktiven Elemente 32.
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4C zeigt
die Frequenzcharakteristik von VSWR, wenn VR0 konstant gehalten
wird. VSWR wird in der Nähe
der Frequenz ω0,
bei der die parallele Resonanz des zweiten induktiven Elements 16 und
des veränderlichen
Kapazitätselements 7 bewirkt
wird, auf das Minimum reduziert. Somit kann die V-förmige Charakteristik
wie in 4B gezeigt abgeleitet werden;
nichts desto weniger kann die Verschlechterung von VSWR in Bezug
auf die Frequenz unterdrückt
werden durch Anordnen der ersten induktiven Elemente 32.
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Auf
diese Weise kann in der Phasenkompensationsschaltung die Phase durch
Verändern
der an das veränderliche
Kapazitätselement 7 angelegten
Spannung der Gleichstrom-Leistungszuführung 9 verändert werden.
Insbesondere wird in der Phasenkompensationsschaltung die Parallelresonanz
des zweiten induktiven Elements 16 und des veränderlichen
Kapazitätselements 7 so
verwendet, daß die
Größe verringert
wird, und auch die ersten induktiven Elemente 32 werden
vorgesehen, um die Verschlechterung des VSWR zu unterdrücken. Als
eine Folge kann die ausgezeichnete VSWR-Charakteristik in der engen Bandbreite
erreicht werden.
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Demgemäß werden
die Phasencharakteristiken eines Hochfrequenzverstärkers 12,
eines Mischers usw., die in dem Sendemodul 13 oder dem
Empfangsmodul verwendet werden, relativ zu der Temperatur verändert wie
bei dem Phasenschieber 11 nach dem Stand der Technik. Die
Phasenkompensation kann bewirkt werden durch Vorsehen der Phasenkompensationsschaltung
bei dem Sendemodul 13 oder dem Empfangsmodul, das für die aktive
phasengesteuerte Antenne verwendet wird und in welchem das Breitband
nicht benötigt
wird. Als eine Folge können
Sendemodule 13 oder Empfangsmodule mit einer gleichförmigen Phasencharakteristik
erhalten werden.
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Wie
vorbeschrieben ist, kann die Phasenkompensationsschaltung nach der
vorliegenden Erfindung aus einem variablen Kapazitätselement 7,
den ersten induktiven Elementen 32, welche in dem vorbestimmten Frequenzband
1/4 λ zeigen,
und dem zweiten induktiven Element 16 bestehen. Daher können, da
der Koppler 1, welcher 1/4 λ in dem vorbestimmten Frequenzband
zeigt, und zwei veränderlichen
Kapazitätselemente 7 nicht
benötigt
werden im Gegensatz zum Phasenschieber 11 nach dem Stand
der Technik, geringere Kosten und eine Größenverringerung der Phasenkompensationsschaltung
erzielt werden.
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Daher
kann ein solcher Vorteil erreicht werden, daß, wenn die Phasenkompensationsschaltung
nach der vorliegenden Erfindung eingesetzt wird, um die Phasenänderung
des Sendemoduls 13 oder des Empfangsmoduls in Bezug auf
die Temperatur zu kompensieren, geringere Kosten und eine Größenverringerung des
Sendemoduls 13 oder des Empfangsmoduls auch erzielt werden
können.
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Ausführungsbeispiel 2
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Die 5A und 5B zeigen
eine Konfiguration einer Phasenkompensationsschaltung gemäß einem
zweiten Ausführungsbeispiel
nach der vorliegenden Erfindung. Die Bezugszahl 17 bezeichnet
eine dünne Metallleitung.
Wie in 5A gezeigt ist, ist diese Phasenkompensationsschaltung
grundsätzlich ähnlich der
in 1 gezeigten Phasenkompensationsschaltung nach
dem ersten Ausführungsbeispiel,
jedoch wird bei dieser Phasenkompensationsschaltung ein variabler
Induktor als das zweite induktive Element 16 verwendet.
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Ein
Beispiel für
ein Mittel zum Verändern
der Induktivität
des zweiten induktiven Elements 16 ist in 5B gezeigt.
Wenn das zweite induktive Element 16 durch eine Mikrostripleitung
wie die ⊐-Form
gebildet wird und dann zwei Punkte des zweiten induktiven Elements 16 durch
die dünne
Metallleitung 17 verbunden sind, wie in 5B gezeigt
ist, kann die Induktivi tät
leicht verändert
werden.
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Die 6A und 6B zeigen
die Phasencharakteristik und die VSWR-Charakteristik der Phasenkompensationsschaltung,
wenn jeweils die Induktivität
L des zweiten induktiven Elements 16 in der in 5 gezeigten Phasenkompensationsschaltung
verändert
wird. In den 6A und 6B wird
die Winkelfrequenz ω als
konstant angenommen.
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Wie
beim Ausführungsbeispiel
1 nach der vorliegenden Erfindung kann eine Äquivalenzschaltung dieser Phasenkompensationsschaltung
wie in 2 gezeigt, ausgedrückt werden.
Es ist aus dieser Äquivalenzschaltung
ersichtlich, daß,
um die Resonanzfrequenz konstant zu halten, ein Wert des veränderlichen
Kapazitätselements 7 entsprechend
der Induktivität
des zweiten induktiven Elements 16 verändert werden muß.
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Genauer
gesagt, da die Sperrschichtkapazität Cj des veränderlichen
Kapazitätselements 7 klein
wird, wenn die Induktivität
L des zweiten induktiven Elements 16 groß ist, wird
die Parallelresonanz bei der hohen Spannung VR1 bewirkt. Umgekehrt
wird, da die Sperrschichtkapazität
Cj des veränderlichen
Kapazitätselements 7 groß wird,
wenn die Induktivität
L des zweiten induktiven Elements 16 klein ist, die Parallelresonanz bei
der niedrigen Spannung VR2 bewirkt.
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Demgemäß können die
in 6A gezeigten Phasencharakteristik und die in 6B gezeigte
VSWR-Charakteristik
in Abhängigkeit
von der Induktivität
L abgeleitet werden. Somit kann die Phasenkompensation des Sendemoduls 13 oder
des Empfangsmoduls auch durch Anwendung dieser Phasenkompensationsschaltung
erreicht werden.
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Wie
vorbeschrieben ist, kann die Induktivität des zweiten induktiven Elements 16 in
der Phasenkompensationsschaltung nach dem zweiten Ausführungsbeispiel
verändert
werden. Selbst wenn die Charakteristik der Sperrschichtkapazität Cj des
veränderlichen
Kapazitätselements 7 relativ
zu VR wie in 3 gezeigt verändert wird,
kann die Parallelresonanz-Charakteristik
bei der gewünschten
Spannung VR erhalten werden durch Verändern der Induktanz des zweiten
induktiven Elements 16.
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Demgemäß besteht
keine Notwendigkeit, daß die
angelegte Spannung entsprechend der Veränderung in der Charakteristik
des in der Phasenkompensationsschaltung verwendeten veränderlichen
Kapazitätselements 7 eingestellt
werden muß,
und der variable Spannungsbereich, der zur Kompensation der Phase verwendet
wird, kann festgelegt werden. Daher können solche Vorteile erreicht
werden, daß eine
zum Erhalten der Spannung verwendete Steuerschaltung vereinfacht
werden kann, und somit können
geringere Kosten des Radarsystems oder Kommunikationssystems realisiert
werden.
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Ausführungsbeispiel 3
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Die 7A und 7B zeigen
eine Konfiguration und eine Äquivalenzschaltung
einer Phasenkompensationsschaltung gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel
nach der vorliegenden Erfindung. Wie in 7A gezeigt
ist, ist in dieser Phasenkompensationsschaltung ein drittes induktives
Element 18 zwischen dem Kondensator 6 und dem
veränderlichen
Kapazitätselement 7 nach
Ausführungsbeispiel
1 vorgesehen. Wie in 7B gezeigt ist, kann eine Äquivalenzschaltung
der Phasenkompensationsschaltung ausgedrückt werden durch Ver binden
einer Induktivität
L aufgrund des zweiten induktiven Elements 16 parallel
zu einer Serienschaltung, welche aus einer Induktivität L1 aufgrund
des dritten induktiven Elements 18 und einer Sperrschichtkapazität Cj aufgrund
des veränderlichen
Kapazitätselements 7 besteht.
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Ein
Wert der Induktivität
L1 des dritten induktiven Elements 18 wird so ausgewählt, daß eine Reihenresonanzfrequenz
zwischen der Sperrschichtkapazität
Cj und der Induktivität
L1 auf mehr als eine vorbestimmte Frequenz erhöht werden kann. Somit kann
diese Serienschaltung als einem Kondensator in einem vorbestimmten
Frequenzband äquivalent
angesehen werden.
-
Daher
können,
wenn die Induktivität
L des zweiten induktiven Elements 16, welche in Parallelresonanz mit
dem Kondensator dieser Äquivalenzreihenschaltung
bei der vorbestimmten Frequenz treten kann, ausgewählt wird,
die Phasencharakteristik und die VSWR-Charakteristik wie in 8A bzw. 8B gezeigt
abgeleitet werden. Wenn die Induktivität L1 des dritten induktiven
Elements 18 erhöht
wird, um die Resonanzfrequenz der Serienschaltung nahe dem vorbestimmten
Frequenzband einzustellen, wird Q der Phasenkompensationsschaltung
erhöht.
somit wird eine Neigung der Phase in Bezug auf die Spannung VR der
Gleichstrom-Leistungszuführung 9 scharf,
wie durch die ausgezogene Linie in 8A angezeigt
ist, und das VSWR-Band wird eng, wie durch die strichlierte Linie
in 8B angezeigt ist. Demgegenüber wird, wenn die Induktivität L1 des
dritten induktiven Elements 18 herabgesetzt wird, die Neigung
der Phase mäßig, wie
durch die strichlierte Linie in 8A angezeigt
ist, und das VSWR-Band wird breit, wie durch die ausgezogene Linie in 8B angezeigt
ist.
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Wie
vorbeschrieben ist, kann in der Phasenkompensationsschaltung nach
dem dritten Ausführungsbeispiel
die Neigung der Phase verändert
werden durch das dritte induktive Element 18, das in Reihe
mit dem veränderlichen
Kapazitätselement 7 angeordnet
ist. Aus diesem Grunde kann unter der Bedingung, daß die Einstellspannung
und der variable Spannungsbereich der Gleichstrom-Leistungszuführung 9 festgelegt
sind, aber die Phasenänderung
in dem Sendemodul 13 oder dem Empfangsmodul relativ zu
der Temperatur verändert
wird, die Phasenkompensation erreicht werden. Als eine Folge können solche
Vorteile erzielt werden, daß die
Kosten der Steuerschaltung zum Anlegen der gewünschten Spannung an das veränderliche
Kapazitätselement 7 gesenkt
und auch eine genauere Phasenkompensation erhalten werden können.
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Ausführungsbeispiel 4
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Die 9A und 9B zeigen
eine Konfiguration und eine Äquivalenzschaltung
einer Phasenkompensationsschaltung gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel
nach der vorliegenden Erfindung. Wie in 9A gezeigt
ist, umfasst diese Phasenkompensationsschaltung die Serienschaltung
aus dem Kondensator 6 und dem veränderlichen Kapazitätselement 7,
welche zwischen der Hauptleitung 15 zum Hindurchführen des
Signals und Erdpotential angeordnet sind, die zwischen dem Kondensator 6 und
dem veränderlichen
Kapazitätselement 7 der
Serienschaltung vorgesehene Drosselschaltung 8, zwei in
Serie mit der Hauptleitung 15 vorgesehene Induktoren 19 und
zwei Kondensatoren 20, welche zwischen einem Ende des Induktors 19 auf
der Seite des Eingangsanschlusses 2 und Erdpotential und
zwischen einem Ende des Induktors 19 auf der Seite des Aus gangsanschlusses 3 und
Erdpotential vorgesehen sind.
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In
diesem Fall kann, wenn ein Wert des Kondensators 6 ausreichend
größer als
die Sperrschichtkapazität
Cj des veränderlichen
Kapazitätselements 7 gewählt wird
und der Wert des Induktors 19 als L0 sowie ein Wert des
Kondensators 20 als C0 angenommen werden, eine Äquivalenzschaltung
der Phasenkompensationsschaltung wie in 9B gezeigt
ausgedrückt
werden. Mit anderen Worten, die Äquivalenzschaltung
ergibt eine Tiefpassfilterschaltung.
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Wenn
der C0 des Kondensators 20 im Wesentlichen gleich der Sperrschichtkapazität Cj und
auch der Wert L0 des Induktors 19 als L0 = Z0 × Z0 × C0
gewählt
werden, sind die Impedanzen an dem Eingangsanschluss 2 und
dem Ausgangsanschluss 3 im Wesentlichen gleich der Leistungszuführungsimpedanz
oder der Lastimpedanz Z0. Mit anderen Worten,
es kann eine Phasenkompensationsschaltung realisiert werden, welche ein
gutes VSWR über
das Breitband hat.
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In
diesem Fall kann die Sperrschichtkapazität Cj des veränderlichen
Kapazitätselements 7 auch
durch die von der Gleichstrom-Zuführung gelieferte Spannung verändert werden.
Wenn die Spannung erhöht
wird, wird die Sperrschichtkapazität Cj kleiner und die Phase
eilt mehr und mehr vor. Demgemäß kann die
Phasenkompensation in dem Sendemodul oder Empfangsmodul durchgeführt werden.
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Wie
vorbeschrieben ist, besteht ein solcher Vorteil, daß, wenn
die Tiefpassfilterschaltung als die Phasenkompensationsschaltung
gebildet ist, das sehr breite Band eher erreicht werden kann als
die Parallelresonanzschaltungen, die in den obigen Ausführungsbei spielen
1 bis 3 beschrieben sind.
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Ausführungsbeispiel 5
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10 zeigt
eine Konfiguration einer Phasenkompensationsschaltung gemäß dem fünften Ausführungsbeispiel
nach der vorliegenden Erfindung. In dieser Phasenkompensationsschaltung
ist eine Serienschaltung, welche aus einer 1/4 λ-Leitung 21, dem Kondensator 6,
einer Impedanzkompensationsleitung 22 und dem veränderlichen
Kapazitätselement 7 besteht,
zwischen der Hauptleitung 15, über welche das Signal geführt wird,
und Erdpotential vorgesehen, und auch die Drosselschaltung 8 ist
zwischen der Impedanzkompensationsleitung 22 und dem veränderlichen
Kapazitätselement 7 vorgesehen.
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In 10 bezeichnet
Za ein Beispiel für
die Impedanz des veränderlichen
Kapazitätselements 7,
Zb bezeichnet eine Impedanz, die erhalten wird, wenn das veränderliche
Kapazitätselement 7 von
der Seite eines Verbindungsbereichs zwischen dem Kondensator 6 und
der Impedanzkompensationsleitung 22 betrachtet wird, und
Zc bezeichnet eine Impedanz, die erhalten wird, wenn das veränderliche
Kapazitätselement 7 von der
Seite eines Verbindungsbereichs zwischen der Hauptleitung 15 und
der 1/4 λ-Leitung 21 betrachtet
wird.
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11 zeigt
eine Impedanz-Ortskurve an jeweiligen Punkten der Phasenkompensationsschaltung
in 10. 11 zeigt den Fall, in welchem
die Winkelfrequenz ω konstant
gehalten wird, aber die an das veränderliche Kapazitätselement 7 angelegte
Spannung VR von VR1 nach VR2 geändert
wird. Die Impedanz Za des veränderlichen
Kapazitätselements 7 ist
in einem unteren Bereich des Smith-Diagramms dargestellt, d.h. eine derartige
Impedanz Za ist kapazitiv. Wenn die Impedanzkompensationsleitung 22 eingefügt ist,
wird diese Impedanz Za zu der niedrigen Impedanz Zb auf der reellen
Achse verschoben, wie in 11 gezeigt
ist. Mit anderen Worten, die Impedanzkompensationsleitung 22 wird
verwendet, um die Impedanz Za auf die reelle Achse zu verschieben,
welche die niedrige Impedanz hat. Zusätzlich wird, wenn die 1/4 λ-Leitung 21 eingefügt ist,
die niedrige Impedanz Zb zu der hohen Impedanz Zc auf der reellen
Achse verschoben.
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Auf
diese Weise kann eine Impedanztransformation von Za nach Zc erreicht
werden durch Verwendung der 1/4 λ-Leitung 21 und
der Impedanzkompensationsleitung 22. Somit können gute
VSWR-Werte an dem Eingangsanschluss oder dem Ausgangsanschluss 3 aufrecht
erhalten werden. In dieser Phasenkompensationsschaltung kann eine
Phasenkompensation des Sendemoduls 13 oder des Empfangsmoduls
erzielt werden durch Veränderung
der Sperrschichtkapazität
Cj des veränderlichen
Kapazitätselements 7.
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Wie
vorbeschrieben ist, kann in der Phasenkompensationsschaltung nach
dem fünften
Ausführungsbeispiel
gemäß dieser
Erfindung, da die Impedanz Za des veränderlichen Kapazitätselements 7 in
die hohe Impedanz Zc durch Verwendung der 1/4 λ-Leitung 21 und der
Impedanzkompensationsleitung 22 transformiert wird, die
Phasenkompensation erreicht werden, während der gute VSWR-Wert erhalten
bleibt. Insbesondere besteht ein solcher Vorteil, daß, da die
Phasenkompensationsschaltung leicht in eine geeignete Form in dem Hochfrequenzband
gebildet werden kann durch Verwendung integrierter Mikrowellenschaltungen
zur Bildung der Übertragungslinien
wie der 1/4 λ-Leitung 21,
der Impedanzkompensationsleitung 22 usw., die Herstellungs kosten
der Phasenkompensationsschaltung herabgesetzt werden können.
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Ausführungsbeispiel 6
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12 zeigt
die Konfiguration einer Phasenkompensationsschaltung gemäß dem sechsten
Ausführungsbeispiel
nach der vorliegenden Erfindung. In dieser Phasenkompensationsschaltung
wird eine induktive Leitung 23, deren Länge kürzer ist als 1/4 λ, anstelle
der im fünften
Ausführungsbeispiel
nach der vorliegenden Erfindung gezeigten 1/4 λ-Leitung 21, und dann
ist ein kapazitives Element 24 mit nahezu dem Mittelbereich der
induktiven Leitung 23 verbunden.
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Das
kapazitive Element 24 kann leicht durch eine offenendige
Leitung realisiert werden. Das kapazitive Element 24 wirkt
in der Weise, daß es
die Phase des durch die induktive Leitung 23 hindurchgeführten Signals
verzögert.
Die Phase des Signals eilt desto mehr nach, je größer die
Länge des
kapazitiven Elements 24 ist. Daher kann, wenn die Länge des
kapazitiven Elements 24 auf einen gewünschten Wert gewählt ist,
die elektrische Länge
der induktiven Leitung 23 auf 90° eingestellt werden, was identisch
mit der 1/4 λ-Leitung 21 ist.
Auf diese Weise können,
wenn die induktive Leitung 23 und das kapazitive Element 24 kombiniert
verwendet werden, diese äquivalent
die im Wesentlichen gleiche Wirkung wie die 1/4 λ-Leitung 21 haben,
so daß die Phasenkompensation
wie bei dem Ausführungsbeispiel
5 erzielt werden kann.
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Wie
vorstehend beschrieben ist, kann bei der Phasenkompensationsschaltung
nach dem sechsten Ausführungsbeispiel,
da die induktive Leitung 23 und das kapazitive Element 24 kombiniert
anstelle der 1/4 λ-Leitung 21 verwendet
werden und auch die Länge
des kapazitiven Elements 24 verändert wird, die Phase des durch
die induktive Leitung 23 hindurch geführten Signals verändert werden.
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Demgemäß kann der
Vorteil erhalten werden, daß eine
Phasenkompensationsschaltung, welche eine Impedanzkompensation ermöglicht,
selbst wenn die Charakteristik des veränderlichen Kapazitätselements 7 verändert wird,
und die auch eine gute VSWR-Charakteristik ergibt, realisiert werden.
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Bei
den obigen Ausführungsbeispielen
werden Fälle
beschrieben, in denen die Phasenkompensationsschaltung zur Phasenkompensation
in dem Sendemodul oder dem Empfangsmodul verwendet wird. Jedoch
werden Fälle,
in denen die Phasenkompensationsschaltung bei einem lokalen Signalsystem
der Frequenzumwandlungsvorrichtung verwendet wird, nachfolgend erläutert.
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Ausführungsbeispiel 7
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13 zeigt
ein Beispiel der Konfiguration einer Frequenzumwandlungsvorrichtung
gemäß dem siebenten
Ausführungsbeispiel
nach der vorliegenden Erfindung. In 13 bezeichnet
die Bezugszahl 25 eine Phasenkompensationsschaltung nach
einem der Ausführungsbeispiele
1 bis 6, 26 einen Mischer, 27 einen Zwischenfrequenzverstärker, 28 einen
lokalen Signalverstärker, 29 ein
Filter, 12 einen Hochfrequenzverstärker und 30 einen
lokalen Signalanschluss.
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Diese
Frequenzumwandlungsvorrichtung wird erhalten durch Verbinden des
Zwischenfrequenzverstärkers 27,
des lokalen Signalverstärkers 28 und
der Phasenkompensationsschaltung 25 sowie des Hochfrequenzverstär kers 12 mit
dem Zwischenfrequenzanschluss, dem lokalen Anschluss bzw. dem Hochfrequenzanschluss
des Mischers 26.
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Gemäß dieser
Ausbildung wird das an dem Eingangsanschluss 2 eingegebene
Zwischenfrequenzsignal in dem Niedrigfrequenzband durch den Zwischenfrequenzverstärker 27 verstärkt und
dann in den Mischer 26 eingegeben. In der Zwischenzeit
wird das an dem lokalen Signalanschluss 30 eingegebene
lokale Signal durch den lokalen Signalverstärker 28 verstärkt und
dann über
die Phasenkompensationsschaltung 25 in den Mischer 26 eingegeben.
Das Zwischenfrequenzsignal und das lokale Signal werden von dem
Mischer 26 gemischt und dann in das Hochfrequenzsignal
umgewandelt. Dann wird das Hochfrequenzsignal durch das Filter 29 und
den Hochfrequenzverstärker 12 geführt und
dann über
den Ausgangsanschluss 3 ausgegeben.
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Im
Allgemeinen wird, da Halbleitervorrichtungen als Mischer 26,
Zwischenfrequenzverstärker 27,
lokaler Signalverstärker 28 und
Hochfrequenzverstärker 12,
welche diese Frequenzumwandlungsvorrichtung bilden, verwendet werden,
die Phase des hindurchgeführten
Signals in großem
Maße relativ
zu der Temperatur verändert.
Die Phase hat die Neigung zur Nacheilung, wenn die Temperatur erhöht wird.
Die Phasennacheilung von dem Eingangsanschluss 2 bis zum
Ausgangsanschluss 3 wird erhalten durch die Summe der jeweiligen
Phasennacheilungen in dem Mischer 26 und den Verstärkern 12, 27, 28.
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Auch
nimmt das Zwischenfrequenzsignal das Frequenzband in der Frequenzumwandlungsvorrichtung
dieses Typs ein, während
das lokale Signal kein Frequenzband einnimmt, d.h. in vielen Fällen ist
das lokale Signal bei einer bestimmten Frequenz festgelegt.
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Daher
ist in der Frequenzumwandlungsvorrichtung nach der vorliegenden
Erfindung die Phasenkompensationsschaltung 25 in dem lokalen
Signalsystem vorgesehen, welches keine Breitbandeigenschaft benötigt. Wie
in den Ausführungsbeispielen
1 bis 6 ersichtlich ist, hat die Phase die Neigung, in der Phasenkompensationsschaltung 25 vorzueilen,
indem die an das veränderliche
Kapazitätselement 7 angelegte
Spannung erhöht
wird. Als eine Folge kann, wenn die an das veränderliche Kapazitätselement 7 angelegte
Spannung mit der Erhöhung
der Temperatur vergrößert wird,
die Phasennacheilung in dem Mischer 26 und den Verstärkern 12, 27, 28 kompensiert
werden.
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wie
vorstehend beschrieben ist, ist es möglich, die Phase in der Frequenzumwandlungsschaltung
mit Bezug auf die Temperatur zu kompensieren, indem die Phasenkompensationsschaltung 25 in
dem lokalen Signalsystem vorgesehen ist, welche die Breitbandeigenschaft
nicht benötigt.
Es besteht der Vorteil, daß,
da nur ein veränderliches
Kapazitätselement 7 in
der darin verwendeten Phasenkompensationsschaltung 25 benötigt wird,
eine Herabsetzung der Kosten der Frequenzumwandlungsvorrichtung
erhalten werden kann. Zusätzlich besteht
der Vorteil, daß,
da die Phasenkompensationsschaltung 25 eine sehr einfache
Konfiguration hat, eine Verringerung der Größe der Frequenzumwandlungsvorrichtung
ebenfalls erzielt werden kann.
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In
dem obigen Ausführungsbeispiel
7 ist ein Umwandler offenbart, welcher die Frequenz des Zwischenfrequenzsignals
in die höhere
Frequenz des Hochfrequenzsignals umwandelt. Jedoch kann derselbe Vorteil
erhalten werden bei einem Umwandler, welcher das Hochfrequenz signal
in das Zwischenfrequenzsignal umwandelt.
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Ausführungsbeispiel 8
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14A zeigt ein Blockschaltbild, das ein Element
einer aktiven phasengesteuerten Antenne gemäß dem achten Ausführungsbeispiel
nach der vorliegenden Erfindung darstellt. Bei dieser Antenne wird
das Sendemodul 13, bei welchem irgend eine der in den Ausführungsbeispielen
1 bis 6 gezeigten Phasenkompensationsschaltungen angewendet wird,
eingesetzt.
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Wie
vorstehend beschrieben ist, wird die Phasenkompensationsschaltung 25,
welche durch Verwendung eines veränderlichen Kapazitätselements 7 eine
einfache Konfiguration hat, in dem Sendemodul 13 verwendet.
Daher ist die Phasenkompensationsschaltung klein und mit geringen
Kosten verbunden im Vergleich zu dem den Phasenschieber 11 verwendenden
herkömmlichen
Sendemodul 13.
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Insbesondere
kann bei der Antenne, welche eine Vielzahl von Sendemodulen 13 verwendet
wie bei der aktiven phasengesteuerten Antenne eine Verringerung
der Größe und eine
Herabsetzung der Kosten in bemerkenswerter Weise erreicht werden.
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Ausführungsbeispiel 9
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14B zeigt das Blockschaltbild eines Elements einer
aktiven phasengesteuerten Antenne gemäß dem neunten Ausführungsbeispiel
nach der vorliegenden Erfindung. Bei dieser Antenne wird eine Frequenzumwandlungsvorrichtung 31 anstelle
des im achten Ausführungsbeispiel
gezeigten Sendemoduls 13 verwendet.
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Bei
dieser Frequenzumwandlungsvorrichtung 31 wird irgendeine
der in den Ausführungsbeispielen
1 bis 6 wiedergegebenen Phasenkompensationsschaltungen 25 angewendet.
In diesem Fall können
eine Verringerung der Größe und eine
Herabsetzung der Kosten der Antenne ebenfalls erreicht werden.
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In
den 14A und 14B wird
der Fall beschrieben, daß die
Phasenkompensationsschaltung 25 bei dem Sendemodul 13 bzw.
der Frequenzumwandlungsvorrichtung 31 angewendet und dann
die sendende aktive phasengesteuerte Antenne durch Verwendung des
Sendemoduls 13 und der Frequenzumwandlungsvorrichtung 31 gebildet
wird. In dem Fall, daß die
Phasenkompensationsschaltung 25 bei dem Empfangsmodul und
dem Herabsetzungsumwandler angewendet und dann die empfangende aktive
phasengesteuerte Antenne gebildet wird, kann die vorliegende Erfindung
dieselben Vorteile erzielen.
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Gemäß dem ersten
Aspekt nach der Erfindung werden zwei erste induktive Elemente in
Reihe mit der Hauptleitung, durch welche das Signal hindurch geführt wird,
eingefügt,
dann die Serienschaltung aus dem Kondensator und dem veränderlichen
Kapazitätselement
zwischen dem Verbindungspunkt der beiden induktiven Elemente und
Erdpotential vorgesehen, dann das zweite induktive Element parallel
zu der Serienschaltung geschaltet, und dann die Drosselschaltung
zwischen dem Kondensator und dem veränderlichen Kapazitätselement
vorgesehen. Daher kann, wenn die an das veränderliche Kapazitätselement
angelegte Spannung mit der Zunahme der Temperatur erhöht wird,
die Phasenkompensation in dem Sendemodul oder dem Empfangsmodul
in Bezug auf die Temperatur erzielt werden. Da die Phasenkompensationsschaltung
durch Verwendung nur eines veränderlichen
Kapazitätselements
eine einfache Konfiguration hat, ist es möglich, den Vorteil herabgesetzter
Kosten und einer verringerten Größe zu erhalten.
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Gemäß dem zweiten
Aspekt der Erfindung besteht, da der Wert des zweiten induktiven
Elements veränderbar
ist, keine Notwendigkeit, die angelegte Spannung auf der Grundlage
der Veränderung
der Charakteristik des veränderlichen
Kapazitätselements
zu ändern,
und demgemäß kann der
variable Spannungsbereich zum Kompensieren der Phase festgelegt
werden. Daher ergibt sich der Vorteil, daß die Spannungssteuerschaltung
vereinfacht und somit die Phasenkompensationsschaltung mit geringeren
Kosten realisiert werden kann.
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Gemäß dem dritten
Aspekt der Erfindung kann, da das dritte induktive Element zwischen
dem veränderlichen
Kapazitätselement
und dem Kondensator vorgesehen ist, die Neigung der Phase in Bezug
auf die angelegte Spannung verändert
werden. Daher können
die Einstellspannung und der variable Spannungsbereich der Gleichstrom-Leistungszuführung festgelegt
werden und auch die Phasenkompensation kann erreicht werden, obgleich
die Phasenänderung
in dem Sendemodul und dem Empfangsmodul relativ zu der Temperatur
verändert
wird. Als eine Folge können
die Spannungssteuerschaltung mit geringeren Kosten hergestellt und
auch eine genauere Phasenkompensation erreicht werden.
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Gemäß dem vierten
Aspekt der Erfindung ist die Serienschaltung des Kondensators und
des veränderlichen
Kapazitätselements
zwischen der Hauptleitung und Erdpotential vorgesehen, dann ist
die Drosselschaltung zwischen dem Kondensator und dem veränderlichen
Kapazitätselement
der Serienschaltung vorgesehen, dann ist der Induktor in Reihe mit
der Hauptleitung geschaltet, und dann ist der Kondensator zwischen dem Induktor
und Erdpotential vorgesehen. Daher kann die Phasenkompensationsschaltung,
welche eine gute VSWR-Charakteristik über das
Breitband ermöglicht,
bei geringen Kosten erhalten werden.
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Gemäß dem fünften Aspekt
der Erfindung ist die Serienschaltung, welche aus der 1/4 λ-Leitung,
dem Kondensator, der Impedanzkompensationsleitung und dem veränderlichen
Kapazitätselement
besteht, zwischen der Hauptleitung und Erdpotential vorgesehen,
dann ist die Drosselschaltung zwischen der Impedanzkompensationsleitung
und dem veränderlichen
Kapazitätselement
vorgesehen, und dann werden integrierte Mikrowellenschaltungen verwendet.
Daher besteht der Vorteil daß,
da die Phasenkompensationsschaltung mit einer geeigneten Größe in dem
Hochfrequenzband realisiert werden kann, die Herstellungskosten
für die
Phasenkompensationsschaltung herabgesetzt werden können.
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Gemäß dem sechsten
Aspekt der Erfindung werden eine induktive Leitung und ein mit dieser
verbundenes kapazitives Element anstelle der 1/4 λ-Leitung
verwendet. Daher kann, da die elektrische Länge der induktiven Leitung äquivalent
verändert
werden kann durch Veränderung
der Länge
des kapazitiven Elements, die Phasenkompensationsschaltung mit einer
guten VSWR-Charakteristik
realisiert werden, selbst wenn die Charakteristik des veränderlichen
Kapazitätselements
verändert
wird. Zusätzlich
besteht ein solcher Vorteil, daß,
da integrierte Mikrowellenschaltungen leicht für die Phasenkompensationsschaltung
verwendet werden können,
die Herstellungskosten für
die Phasenkompensationsschaltung herabgesetzt werden können.
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Gemäß dem siebenten
Aspekt der Erfindung kann, da ir gendeine der offenbarten Phasenkompensationsschaltungen
in dem lokalen Signalsystem der Frequenzumwandlungsvorrichtung vorgesehen
ist, die Phasenkompensation ohne Verschlechterung der Charakteristik
der Frequenzumwandlungsvorrichtung durchgeführt werden, und es kann die
kleine Frequenzumwandlungsvorrichtung auch mit geringeren Kosten
hergestellt werden.
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Gemäß dem achten
Aspekt der Erfindung kann, da eine der offenbarten Phasenkompensationsschaltungen
bei dem Sendemodul oder dem Empfangsmodul eingesetzt wird und dann
die aktive phasengesteuerte Antenne unter Verwendung des Moduls
gebildet wird, eine Verringerung der Kosten und der Größe der Antenne
in bemerkenswerter Weise erzielt werden.
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Gemäß dem neunten
Aspekt der Erfindung kann, da irgendeine der offenbarten Phasenkompensationsschaltungen
in der Frequenzumwandlungsvorrichtung eingesetzt wird und dann die
aktive phasengesteuerte Antenne unter Verwendung der Frequenzumwandlungsvorrichtung
ausgebildet wird, eine Herabsetzung der Kosten und der Größe der Antenne
in bemerkenswerter Weise erzielt werden.