DE69829504T2

DE69829504T2 - Künstliche leitung

Info

Publication number: DE69829504T2
Application number: DE69829504T
Authority: DE
Inventors: Aziz Ouacha; Börje CARLEGRIM
Original assignee: TotalFoersvarets Forskningsinstitut FOI
Current assignee: TotalFoersvarets Forskningsinstitut FOI
Priority date: 1997-12-19
Filing date: 1998-11-10
Publication date: 2006-02-09
Anticipated expiration: 2018-11-11
Also published as: ATE291793T1; SE509839C2; JP2002501318A; CA2315075A1; AU749377B2; US6556096B1; SE9704758D0; AU1183299A; SE9704758L; EP1040574B1; WO1999035740A1; DE69829504D1; EP1040574A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine künstliche Leitung, d.h. eine künstliche elektrische Leitung, und insbesondere eine künstliche Leitung mit einer konstanten Gruppenverzögerung in einem breiten Frequenzbereich (Oktavenbandbreiten). Eine derartige Leitung ist beispielsweise aus der US 4885562 bekannt. Die Erfindung gründet auf Verzögerungsleitungen für Radaranwendungen und wird zum Teil ausgehend hiervon beschrieben. Die Erfindung kann jedoch in anderen Zusammenhängen angewendet werden, in denen eine künstliche Leitung mit den erzielten Eigenschaften verwendet werden kann. Der Erfinder zielt daher darauf ab, die künstliche Leitung durch ein Patent zu schützen, basierend auf ihrem Aufbau und ihren Eigenschaften, und unabhängig von ihrem Verwendungsort.
Fortschrittliche zukünftige Radarinstallationen werden auf phasengesteuerten Array-Antennen basieren. Da derartige Antennen Hunderte von Modulen aufweisen können, sind monolithische integrierte Mikrowellen-Schaltkreise (MMIC) nötig, um Größe und Gewicht zu minimieren. Die meisten Mikrowellensysteme des Standes der Technik mit phasengesteuerten Array-Antennen weisen binäre Regelvorrichtungen auf. Große Installationen verfügen über eine große Anzahl von Regeldrähten, da jedes Element individuell geregelt werden muss. Wenn eine analoge Regelvorrichtung verwendet werden könnte, wäre viel gewonnen, da nur ein Regeldraht oder einige Regeldrähte erforderlich wären.
In Installationen, die jederzeit eine große momentane Bandbreite benötigen, können keine Phasenschieber verwendet werden, da sie eine Veränderung der Strahlrichtung, eine Phasenüberschneidung und eine Störung der Impulse, die Impulsstreckung, verursachen. Daher verwendet die Erfindung statt dessen eine spezielle Ausführungsform eines regelbaren Verzögerungselements, da derartige Elemente eine frequenzunabhängige Strahllenkung ermöglichen. Regelbare Verzögerungselemente des Standes der Technik sind digital, wodurch Verluste verursacht werden. Außerdem sind sie teuer.
1 zeigt ein 4-Bit-Verzögerungselement des Standes der Technik, welches einpolige Umschalter (SPDTs) verwendet. Einpolige Umschalter weisen beträchtliche Verluste auf, was bedeutet, dass das Verzögerungselement des Standes der Technik alles in allem große Verluste aufweist. Wenn in 1 die Verzögerung tΔ 8 ps beträgt, beläuft sich die maximale Verzögerung auf 120 ps.
Die vorliegende Erfindung löst das vorstehende Problem, indem sie eine künstliche Leitung mit einer regelbaren Verzögerung und niedrigen Verlusten und zu verhältnismäßig geringen Kosten dadurch bereitstellt, dass diese auf eine Weise konstruiert ist, die aus dem unabhängigen Anspruch hervorgeht. Vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung sind in den übrigen Ansprüchen definiert.
Die Erfindung wird nun ausführlicher mit Bezug auf die anliegenden Zeichnungen beschrieben, welche zeigen:
1 eine vier-Bit-Verzögerungsleitung des Standes der Technik mit einpoligen Umschaltern;
2 eine Grundskizze einer zusammengesetzten künstlichen Leitung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung, welche eine stufenlos variable Verzögerung über ein großes Zeitintervall aufweist;
3a ein Ablaufdiagramm eines bekannten Allpassnetzwerks;
3b ein äquivalentes Diagramm des Allpassnetzwerks in 3a;
4 ein Diagramm von ω₀GD(ω) als Funktion von ω/ω₀ für unterschiedliche Werte von k;
5 Gruppenverzögerung und Komponentenwerte als Funktion der Grenzfrequenz;
6 ein Ablaufdiagramm einer ersten Variante einer selbstgeschalteten künstlichen Leitung gemäß einer erfindungsgemäßen Ausführungsform;
7 ein Diagramm der Gruppenverzögerung als Funktion der Frequenz für die künstliche Leitung in 6;
8 ein Ablaufdiagramm einer zweiten Variante einer selbstgeschalteten künstlichen Leitung gemäß einer erfindungsgemäßen Ausführungsform;
9 ein erstes konkretes Beispiel einer selbstgeschalteten künstlichen Leitung gemäß einer erfindungsgemäßen Ausführungsform;
10 ein zweites konkretes Beispiel einer selbstgeschalteten künstlichen Leitung gemäß einer erfindungsgemäßen Ausführungsform;
11 ein konkretes Beispiel einer Vielzahl von als Kaskade geschalteten künstlichen Leitungen gemäß einer Ausführungsform einer Erfindung;
12 ein Diagramm der Gruppenverzögerung als Funktion der angelegten Steuerspannung für die als Kaskade geschaltete künstliche Leitung in 11;
13 ein Ablaufdiagramm einer Ausführungsform einer erfindungsgemäßen einstellbaren künstlichen Leitung;
14 ein Diagramm der Gruppenverzögerung als Funktion der angelegten negativen Steuerspannung für die künstliche Leitung in 13; und
15 ein konkretes Beispiel einer einstellbaren künstlichen Leitung gemäß einer erfindungsgemäßen Ausführungsform.
Die Erfindung betrifft im Grunde eine künstliche Leitung, welche in einem ersten Zustand die erwünschten Eigenschaften im Hinblick auf konstante Gruppenverzögerung in einem breiten Frequenzbereich aufweist. Die künstliche Leitung kann dann als stufenlos einstellbare künstliche Leitung oder als selbstgeschaltete künstliche Leitung realisiert werden.
2 stellt dar, wie es in einer Ausführungsform möglich wäre, eine zusammengesetzte künstliche Leitung zu bauen, welche Signale um insgesamt 120 ps verzögern kann, genau wie im vorstehenden Fall der künstlichen Leitung des Standes der Technik. Hier werden eine einstellbare künstliche Leitung A sowie selbstgeschaltete künstliche Leitungen B verwendet. Die stufenlos einstellbare künstliche Leitung weist, in Abhängigkeit von einem Regelsignal, eine Verzögerung von bis zu ca. 20 ps auf. In dem Beispiel sind fünf selbstgeschaltete künstliche Leitungen als Kaskade zu dieser künstlichen Leitung geschaltet. Die selbstgeschaltete künstliche Leitung kann zwei eigenständige Zustände annehmen. In einem Zustand weist sie eine geringe Verzögerung auf, und in dem anderen eine große Verzögerung, in dem besprochenen Beispiel ca. 20 ps. Die selbstgeschalteten künstlichen Leitungen können durch einen einzigen Regeldraht geregelt werden, was eine beträchtliche Vereinfachung bedeutet.
Nachstehend folgt zunächst eine theoretische Ableitung davon, wie eine künstliche Leitung des betreffenden Typs konstruiert sein sollte. Die selbstgeschaltete künstliche Leitung folgt dieser Ableitung, und die einstellbare künstliche Leitung nimmt ihren Anfangspunkt in der Ableitung.
Beide Arten künstlicher Leitung basieren auf einem Allpassnetzwerk mit einer frequenzunabhängigen Spiegelimpedanz (Konstantwiderstand-Allpassnetzwerk). Bei der einstellbaren Art ist es zutreffender, von einer im Wesentlichen frequenzunabhängigen Spiegelimpedanz zu sprechen (Quasi-Konstantwiderstand...).
3a stellt ein bekanntes Allpassnetzwerk dar. Es setzt sich aus einem überbrückten T-Abschnitt zusammen, welcher zwei gegenseitig gekoppelte Induktoren des gleichen Wertes L aufweist, die die beiden Arme bilden, einem Kondensator C₂ zur Masse, welcher den vertikalen Arm bildet, und einem Kondensator C₁, der über den Induktoren angeschlossen ist. Unter bestimmten Bedingungen wird dieses Netzwerk zu einem Allpassnetzwerk mit einer konstanten Eingangsimpedanz, welche unabhängig von der Frequenz ist.
Um die Streuparameter zu bestimmen, wird das T-Netzwerk dadurch transformiert, dass die induktive Kopplung als Netzwerkentsprechung geschlossen wird, siehe 3b, wobei gilt: L1 = L + M (1)und L2 = –M (2)
Die Symmetrie des Schaltkreises bringt es mit sich, dass die Berechnungen reduziert sind. Alle Streuparameter können von den Reflektionskoeffizienten Γ_θ und Γ_o abgeleitet werden. Γ_θ resultiert daraus, dass zwei gleiche Spannungen mit gleichem Vorzei chen an das Netzwerk mit zwei Anschlüssen angelegt werden. Γ_o resultiert daraus, dass zwei gleiche Spannungen mit unterschiedlichem Vorzeichen an die beiden Anschlüsse angelegt werden. Die Streuparamter S_ij für das Netzwerk werden wie folgt erhalten:
Γ_θ und Γ_o können in den normalisierten geradzahligen und ungeradzahligen Impedanzen Z_θ und Z_o ausgedrückt werden als
Durch Einsetzen der Gleichungen (5) und (6) in (3) und (4) wird Folgendes erhalten:
Aus (9) geht hervor, dass wenn das Netzwerk an alle Frequenzen angepasst werden muss, d. h. S₁₁ = 0, die Bedingung Z_θZ₀ = 1 für alle Frequenzen erfüllt sein muss. Nach einigem Rechnen ergibt sich daraus Folgendes:
Folglich wird der Transmissionskoeffizient S₂₁ zu
Durch Einsetzen von (7) in (12) kann S₂₁ ausgedrückt werden als
Gleichung (13) zeigt, dass S₂₁ die Stärke 1 aufweist, sowie eine Phasenerwiderung ArgS₂₁, welche wie folgt ausgedrückt werden kann:
wobei
die normalisierte Winkelfrequenz ist und ω_c = b / a, wobei
die Grenzfrequenz ist. Die Transferfunktion weist einen Niederpasscharakter auf. Die normalisierten Schaltkreiselemente können nun als Funktionen von a und b ausgedrückt werden. Eine Einsetzung der Ausdrücke für a und b in (12) ergibt
Damit das Netzwerk mit zwei Anschlüssen als Verzögerungselement genutzt werden kann, muss die Transferphase einen linearen Frequenzgang aufweisen. Anders gesagt muss die Gruppenverzögerung GD(ω) mit der Frequenz konstant sein. Die Gruppenverzögerung kann wie folgt ausgedrückt werden:
Wird (14) in (16) eingesetzt, so wird Folgendes erhalten:
Durch Abbildung des Produkts ω_cGD(ω) als eine Funktion von Ω für unterschiedliche Werkte von k ist es einfach, den wert zu finden, welcher eine konstante Gruppenverzögerung ergibt. Dies erfolgt in 4, aus der hervorgeht, dass k = 0,35 der geeignete Wert ist.
Für eine bestimmte Übergangsfrequenz ω_c = b / a und einen Impedanzpegel Z₀ können die Werte der Schaltkreiselemente ausdrücklich bestimmt werden. Sie werden nachstehend als eine Funktion der Grenzfrequenz f_c und der charakteristischen Impedanz Z₀ angegeben.
Die Werte der Schaltkreiselemente gemäß Gleichung (18) und die entsprechende Gruppenverzögerung gemäß Gleichung (17) sind in 5 als Funktion der Grenzfrequenz für eine Vorrichtung mit einer charakteristischen Impedanz Z₀ dargestellt, welche 50Ω beträgt.
Nach diesem grundlegenden Rückblick folgt nun die Studie einer Anwendung einer ersten Art einer erfindungsgemäßen künstlichen Leitung in Form einer selbstgeschalteten künstlichen Leitung zu Zeitverzögerungszwecken. Die selbstgeschaltete künstliche Leitung kann zwei Zustände annehmen. In einem Zustand weist der Schaltkreis Komponentenwerte gemäß Gleichung (18) auf, was zu einer großen Verzögerung führt. In dem zweiten Zustand ist der Kondensator C₁ kurzgeschlossen, was zu einer kurzen Verzögerung führt.
In dem bekannten Schaltkreis gemäß 3a kann der Kondensator C₁ als Metall-Isolator-Metall-Kondensator (MIM-Kondensator) in MMIC-Konstruktion realisiert werden. In der selbstgeschalteten künstlichen Leitung wird der Kondensator C₁ gegen ein erstes Schaltelement ausgetauscht, welches als kleiner Widerstand in einem ersten Zustand (Ein-Zustand) und Kondensator in einem zweiten Zustand (Aus-Zustand) beschrieben werden kann, beispielsweise eine PIN-Diode, ein bipolarer Transistor oder ein "Schalt-FET". In dem in 6 gezeigten Fall ist das Schaltelement ein erster Feldeffekttransistor FET 1, welcher optimiert ist, um abhängig von seiner Steuerspannung zwei eigenständige Zustände anzunehmen. In dem einen Fall wird dem Transistor eine Vorspannung verliehen, um ihn in einen leitenden Zustand V_G = 0 zu versetzen. Der Transistor enstspricht dann einem sehr geringen Widerstand, und der Schaltkreis verhält sich wie eine kurze Übertragungsleitung in Nebenschluss mit C₂.
In dem zweiten Fall wird dem Transistor eine derartige Vorspannung verliehen, dass er völlig entleert wird, |V_G| > |V_P|, wobei V_P die Pinch-Off-Spannung oder Abschnürspannung des Transistors ist. Der Transistor entspricht dann einem Kondensator. Wenn die Transistorparamter so gewählt werden, dass die Kapazität des Transistors C₁ beträgt, erhält der Schaltkreis gemäß der Ableitung, welche zu Gleichung (18) führt, eine Gruppenverzögerung, die in einem breiten Frequenzbereich unabhängig von der Frequenz ist.
Dies führt dazu, dass der Schaltkreis in Abhängigkeit von der Steuerspannung zu dem Transistor einen von zwei Zuständen annimmt, wobei in dem ersten die Gruppenverzögerung sehr kurz ist, und in dem anderen lang, was in 7 gezeigt ist.
Der Nebenschlusskondensator C₂ ist jedoch normalerweise nicht klein genug, um der Leitung eine hohe Impedanz zu verleihen, wenn der erste Feldeffekttransistor FET 1 sich im ersten Zustand befindet. Dies führt zu einer Verschlechterung der Streuungseigenschaften, insbesondere bei hohen Frequenzen. Eine Lösung hierfür besteht darin, ein zweites Schaltelement einer Art ähnlich des ersten mit dem Kondensator C₂ in Reihe zu schalten. Dieses zweite Schaltelement wird komplementär zu dem ersten angesteuert, d. h. wenn das erste leitend ist, wird das zweite völlig entleert und umgekehrt. Auf diese Weise wird die Leitung lediglich durch eine im Vergleich zu C₂ hohe Impedanz im Nebenschluss geschaltet. 8 zeigt eine Variante dieser vorteilhdaften erfindungsgemäßen Ausführungsform mit einem zweiten Feldeffekttransistor FET 2, welcher optimiert wurde, um als zweites Schaltelement in Abhängigkeit von seiner Steuerspannung zwei eigenständige Zustände anzunehmen.
Zwei Beispiele eines konkreten Layouts für eine selbstgeschaltete künstliche Leitung in einer planaren monolithischen Schaltkreistechnik sind in 9 und 10 gezeigt. In diesem Fall ist die Grenzfrequenz so gewählt, dass sie 18 GHz beträgt, und die charakteristische Impedanz so, dass sie 50Ω beträgt. Die gewünschten Elementwerte sind in den beiden Beispielen die gleichen. Ausführungsformen führen aufgrund der unterschiedlichen geometrischen Konstruktion der Schaltkreise zu einer unterschiedlichen Gruppenverzögerung, was nachstehend beschrieben wird. Die Ausführungsformen in den Figuren sind maßstabsgetreu für eine Realisierung auf einem 100 μm dicken GaAs-Substrat mit einer Durchlässigkeit von 12,8 gezeichnet.
9 zeigt eine Ausführungsform, in der die größtmögliche Differenz der Gruppenverzögerung zwischen den beiden Zuständen des Schaltkreises erwünscht ist. Der Schaltkreis weist einen Eingang 1 und einen Ausgang 2 auf. Die Induktivitäten und gemeinsame Induktivität sind als gekoppelte Mikrostrip-Leitungen 3 ausgeführt. Die gekoppelten Mikrostrip-Leitungen sind so angeordnet, dass der durch den FET 1 = 4a im leitenden Zustand (d. h. wenn der Schaltkreis den Zustand mit einer kurzen Gruppenverzögerung annimmt) gebildete Kurzschluss den kürzestmöglichen Übertragungspfad zwischen Eingang 1 und Ausgang 2 darstellt. Dies wird dadurch erreicht, dass zwei isolierende Überkreuzungsstellen 5a und 5b verwendet werden. Zur Masse erstreckt sich C₂, der als Plattenkondensator 6 konstruiert ist, gewöhnlich ein MIM, in Reihe mit FET 2 = 4b, dessen Source-Elektrode mit einer Durchbohrung 7 zur Grundebene des Schaltkreises verbunden ist. Die Vorspannung von FET 1 bzw. FET 2 wird an die verbindenden Anschlussflächen 8a bzw. 8b angelegt und wird über die Widerstände 9a bzw. 9b zur Gate-Elektrode geleitet, wobei die Widerstände hier als dotierte Kanäle im Substrat mit gesteuertem spezifischem elektrischem Widerstand ausgeführt sind.
10 zeigt eine Ausführungsform, in der eine geringere Differenz der Gruppenverzögerung zwischen den beiden Zuständen des Schaltkreises erwünscht ist. Der Schaltkreis weist einen Eingang 1 und einen Ausgang 2 auf. Die Induktivitäten und die gemeinsame Induktivität sind als gekoppelte Mikrostrip-Leitungen 3 realisiert. Der kurzgeschlossene Nebenschluss, der aus dem FET 1 = 4a in einem leitenden Zustand gebildet wird (d. h. wenn der Schaltkreis den Zustand mit einer kurzen Gruppenverzögerung annimmt) ist hier ein vergleichsweise längerer Pfad zwischen Eingang 1 und Ausgang 2, indem eine der gekoppelten Mikrostrip-Leitungen 3b in den Nebenschluss zwischen Eingang und Ausgang eingeschlossen wird. In diesem Fall ist nur eine isolierende Überkreuzungsstelle 5 nötig. Zur Masse erstreckt sich C₂, welcher als Plattenkondensator 6 konstruiert ist, gewöhnlich ein MIM, in Reihe mit dem FET 2 = 4b, dessen Source-Elektrode einer Durchbohrung 7 zu der Masseebene des Schaltkreises verbunden ist. Die Vorspannung von FET 1 bzw. FET 2 wird an die Verbindungsplatten 8a bzw. 8b angelegt und wird über Widerstände 9a bzw. 9b zu der Gate-Elektrode geleitet, wobei die Widerstände hier als dotierte Kanäle in dem Substrat mit gesteuertem spezifischem elektrischem Widerstand ausgeführt sind.
Das Layout gemäß 9 und 10 ist als Kaskade schaltbar, und daher kann eine zusammengesetzte künstliche Leitung geschaffen werden. 11 zeigt ein Beispiel für als Kaskade geschaltete selbstgeschaltete künstliche Leitungen. Dadurch dass die Steuerspannung zu dem jeweiligen ersten Feldeffekttransistor und, wenn nötig, dem jeweiligen zweiten Feldeffekttransistor an die unter schiedlichen künstlichen Leitungen in Reihe über Zwischenimpedanzen R angelegt wird, ändert die jeweilige künstliche Leitung ihren Zustand jeweils bei einer steigenden Steuerspannung, siehe 12. Somit ist nur ein Regeldraht erforderlich.
Im Hinblick auf eine stufenlos einstellbare künstliche Leitung, welche alleine oder zusammen mit der selbstgeschalteten künstlichen Leitung wie vorstehend erwähnt verwendet werden, kann sie in einer ähnlichen Weise ausgeführt werden wie die der selbstgeschalteten künstlichen Leitung. Die theoretischen Werte der Schaltkreiselemente werden in einer Weise berechnet, die der vorstehenden Weise entspricht. Für eine bestimmte charakteristische Impedanz werden Elementenwerte gewählt, indem zunächst ein Bereich gewählt wird, innerhalb dessen die Gruppenverzögerung GD einstellbar sein sollte, sowie durch Übertragung dessen über das Diagramm in 5 zu einem Bereich der Grenzfrequenz f_c. Dann wird eine Grenzfrequenz in der Mitte dieses Bereichs gewählt. L und M werden basierend auf der gewählten Grenzfrequenz gemäß Gleichung (18) und 5 gewählt.
Schließlich wird die stufenlos einstellbare Gruppenverzögerung dadurch erzielt, dass die Kondensatoren C₁ und C₂ in dem Netzwerk mit zwei Anschlüssen gemäß 3a durch Varaktoren ersetzt werden, siehe 13. Die Varaktoren sind so gewählt, dass ihre Kapazitäten C₁ und C₂ variabel sind und den Kurven in 5 in dem Bereich für die erwünschte Variation der Gruppenverzögerung folgen. Die Induktivitäten L und die gemeinsame Induktivität M folgen der Beziehung nicht exakt, und daher verschlechtern sich die Eigenschaften des Schaltkreises leicht. In einer Variation der Grupenverzögerung innerhalb des Bereichs von 5-15 ps ist die Verschlechterung der Eingangs- und Ausgangsimpedanz gewöhnlich akzeptabel. In diesem Fall ist es zutreffender, über eine im Wesentlichen frequenzunabhängige Spiegelimpedanz (Quasi-Konstant-Widerstands...) zu sprechen.
15 stellt ein Beispiel eines Layouts für eine einstellbare künstliche Leitung dar. Der Schaltkreis weist einen Eingang 1 und einen Ausgang 2 auf. Die Induktivitäten und die gemeinsame Induktivität sind als gekoppelte Mikrostrip-Leitungen 3 realisiert. Die spannungsgeregelte Kapazität C_?1 ist als Varaktor konstruiert, welcher aus einem Feldeffekttransistor 4a besteht, an dem Drain- und Source-Elektrode miteinander verbunden sind und die Vorspannung zur Einstellung an der Gate-Elektrode angelegt wird. Die spannungsgesteuerte Kapazität C_?2 ist ebenfalls als Varaktor 4b konstruiert, welcher in gleicher Weise zusammengesetzt ist wie der zuerst erwähnte Varaktor 4a. Die Drain- und die Source-Elektrode dieses Varaktors 4b sind mit der Grundebene des Schaltkreises über eine Durchbohrung 7 verbunden. Die Konstruktion verwendet eine isolierende Überkreuzungsstelle 5. Die Spannung für die Einstellung von C_?1 bzw. C_?2 wird an die verbindenden Anschlussstellen 8a bzw. 8b angelegt und wird über die Widerstände 9a bzw. 9b zur Gate-Elektrode geleitet, wobei die Widerstände hier als dotierte Kanäle im Substrat mit geregeltem spezifischem elektrischem Widerstand ausgelegt sind. Zwei MIM-Kondensatoren 10a und 10b wurden eingeführt, um den Varaktoren eine Vorspannung zu verleihen.

Claims

Künstliche Leitung in Form eines Netzwerks mit zwei Anschlüssen mit einer im Wesentlichen frequenzunabhängigen Spiegelimpedanz, wobei die künstliche Leitung in einem ersten Zustand zwei identische Induktoren der Stärke L aufweist, die in Reihe geschaltet sind und eine gemeinsame Induktivität M aufweisen, weiter einen Kondensator der Stärke C₁, der parallel zu den beiden Induktoren geschaltet ist, sowie einen Nebenschlusskondensator C₂, der mit Masse verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass die künstliche Leitung dazu ausgelegt ist, die selbe Gruppenverzögerung durch die Elementwerte als eine Funktion der Grenzfrequenz f_c und der charakteristischen Impedanz Z₀ anzugeben, welche gemäß folgenden Gleichungen ausgewählt werden:
Künstliche Leitung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die künstliche Leitung eine selbstgeschaltete künstliche Leitung ist und einen zweiten Zustand mit kurzer Verzögerung annehmen kann, indem der Kondensator C₁ durch einen Kurzschluss ersetzt wird.
Künstliche Leitung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Kondensator C₁ als ein erstes Schaltelement (FET 1, 4a) ausgebildet ist, das dazu ausgelegt ist, in Abhängigkeit von seiner Steuerspannung zwei verschiedene Zustände anzunehmen, einen ersten, einer Kapazität des Wertes C₁ entsprechenden, der der künstlichen Leitung eine lange Verzögerung verleiht, und einen zweiten, einem Kurzschluss mit geringer Impedanz entsprechenden Zustand, der der künstlichen Leitung eine kurze Verzögerung verleiht.
Künstliche Leitung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass das erste Schaltelement (FET 1, 4a) als ein erster Feldeffekttransistor ausgebildet ist.
Künstliche Leitung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass ein zweites Schaltelement (FET 2, 4b) mit den selben Eigenschaften wie das erste Schaltelement (FET 1, 4a) in Reihe mit dem Kondensator C₂ geschaltet ist, wobei das zweite Schaltelement komplementär zu dem ersten Schaltelement angesteuert wird.
Künstliche Leitung nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass sie in einem Verfahren für planar-monolithische Schaltkreise gefertigt ist, wobei die Induktoren und die gemeinsame Induktivität als gekoppelte Mikrostrip-Leitungen (3) ausgebildet sind, und der Kurzschluss, der im zweiten Zustand des Schaltkreises gebildet wird, das erste Schaltelement (FET 1, 4a) und zwei isolierende Überkreuzungsstellen (5a, 5b) der Mikrostrip-Leitungen aufweist und den kürzestmöglichen Übertragungspfad zwischen Eingang (1) und Ausgang (2) bildet.
Künstliche Leitung nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass sie in einem Verfahren für planar-monolithische Schaltkreise gefertigt ist, wobei die Induktoren und die gemeinsame Induktivität als gekoppelte Mikrostrip-Leitungen (3) ausgebildet sind, und der Kurzschluss, der im zweiten Zustand des Schaltkreises gebildet wird, das erste Schaltelement (FET 1, 4a), eine der gekoppelten Mikrostrip-Leitungen (3b) und eine isolierende Überkreuzungsstelle (5) einer Mikrostrip-Leitung aufweist.
Zusammengesetzte künstliche Leitung, welche eine Vielzahl künstlicher Leitungen nach einem der Ansprüche 2 bis 5 aufweist, die als Kaskade geschaltet sind, wobei eine Steuerspannung für die gesamte zusammengesetzte künstliche Leitung an die unterschiedlichen künstlichen Leitungen in Reihe über Zwischenimpedanzen (R) derart angelegt wird, dass jeweilige künstliche Leitungen ihren Zustand nacheinander ändern, wenn die Steuerspannung ansteigt.
Künstliche Leitung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die künstliche Leitung eine kontinuierlich einstellbare künstliche Leitung ist, indem die Kondensatoren C₁ und C₂ als Varaktoren konstruiert sind, und dass ein erster Bereich, innerhalb dessen die Gruppenverzögerung GD einstellbar sein soll, ausgewählt wird, woraufhin dieser gemäß der Gleichung
auf einen Bereich der Grenzfrequenz f_c übertragen wird, woraufhin eine Grenzfrequenz innerhalb dieses Bereichs ausgewählt wird, gefolgt von einer Wahl von L und M bei der ausgewählten Frequenz gemäß den Gleichungen in Anspruch 1, wobei schließlich die Kapazität der Varaktoren variabel ist, so dass die künstliche Leitung die Verzögerung liefert, die gemäß der obigen Gleichung in diesem Anspruch in jedem Moment beabsichtigt ist, wobei die Berechnung über einen aus den Gleichungen in Anspruch 1 erhaltenen Frequenzwert erfolgt.
Künstliche Leitung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass sie in einem Verfahren für planar-monolithische Schaltkreise gefertigt ist, wobei die Induktoren und die gemeinsame Induktivität als gekoppelte Mikrostrip-Leitungen (3) ausgebildet sind, der Varaktor C₁ (C_v1) aus einem Feldeffekttransistor (4a) besteht, wobei der Drain- und der Source-Anschluss miteinander verbunden sind und die Vorspannung zur Einstellung an seinen Gate-Anschluss angelegt wird, und der Varaktor C₂ (C_v2) aus einem Feldeffekttransistor (4b) besteht, der auf eine Weise angeschlossen und unter Vorspannung gesetzt ist, die der des erstgenannten Feldeffekttransistors entspricht.
Anordnung aus künstlichen Leitungen, welche mindestens eine selbstgeschaltete künstliche Leitung nach einem der Ansprüche 2 bis 8 aufweist, die mit einer abstimmbaren künstlichen Leitung nach Anspruch 9 oder 10 in Kaskade geschaltet ist.