DE60318357T2

DE60318357T2 - Asymmetrischer, spannungsoptimierter, breitbandiger common-gate bidirektionaler MMIC Verstärker

Info

Publication number: DE60318357T2
Application number: DE60318357T
Authority: DE
Inventors: Jeffrey M. Long Beach Yang; Yun-Ho Redondo Beach Chung; Matt Y. Torrance Nishimoto
Original assignee: Northrop Grumman Corp
Current assignee: Northrop Grumman Systems Corp
Priority date: 2002-05-30
Filing date: 2003-05-22
Publication date: 2008-12-24
Anticipated expiration: 2023-05-23
Also published as: EP1376862A3; US6657497B1; JP2004007703A; DE60318357D1; EP1376862A2; US20030222719A1; EP1376862B1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
1. Gebiet der Erfindung
Diese Erfindung betrifft allgemein einen bidirektionalen Verstärker und insbesondere einen asymmetrischen spannungsoptimierten bidirektionalen Common-Gate-Breitbandverstärker für einen Transceiver, wobei der Verstärker sowohl auf eine niedrigrauschende Verstärkung als auch auf eine Hochleistungsverstärkung hin optimiert ist.
2. Diskussion des verwandten Stands der Technik
Raumfahrzeugbasierte Überwachungs- und Kommunikationssysteme, wie beispielsweise satellitenbasierte Radarsysteme, verwenden allgemein phasengesteuerte Antennenarrays, die große Aperturen in der Größenordnung von 100 Quadratmetern oder mehr erfordern, um die hohe räumliche Auflösung zu erreichen, die nötig ist, um verschiedene, dem Fachmann bekannte, Kommunikationsprotokolle, wie beispielsweise GMTI, AMIT und SAR, zu unterstützen. Aktuelle Ansätze in Technologie und Design, die diese Größe eines raumbasierten phasengesteuerten Arrays unterstützen, sind allgemein unpraktisch und teuer. Beispielsweise kann ein phasengesteuertes Antennenarray, das im X-Band (6–12 GHz) arbeitet und eine quadratische Apertur mit Seitenabmessungen von zehn Metern aufweist, und unter Berücksichtigung der gegenseitigen Kopplung zwischen benachbarten Abstrahlelementen, bis zu 300.000 Schaltungselemente umfassen. Eine typische Raumfahrzeugzuteilung von 20 kW Leistung und 10.000 Pfund Nutzlast würden erfordern, dass jedes Schaltungselement nicht mehr als 50–100 mW Gleichstromleistung verbraucht und weniger als 10–20 Gramm wiegt. Daher sind die Leistungs- und Gewichtsanforderungen auf der Komponentenebene schwerwiegend.
Jeder Kanal eines phasengesteuerten Antennenarrays für diese Arten von Anwendungen verwendet typischerweise ein Transceivermodul, das sowohl die vom System empfangenen Signale als auch die auf unterschiedlichen Frequenzbändern vom System gesendeten bzw. übertragenen Signale verarbeitet. Jedes Transceivermodul weist allgemein zwei separate Signalverstärkungspfade auf, von denen einer einen Hochleistungsverstärker ("high power amplifier"; HPA) für das Sendesignal und der andere einen niedrigrauschenden Verstärker ("low noise amplifier"; LNA) für das Empfangssignal umfasst. Der LNA weist typischerweise eine höhere Verstärkung als der HPA auf, da das Empfangssignal eine sehr niedrige Intensität besitzt, die sich nahe an der Rauschuntergrenze befindet. Es werden allgemein vier separate mono lithische integrierte Millimeterwellenchips ("monolithic millimeter integrated chips"; MMIC) benötigt, um die Verstärkungspfade in jedem Kanal aufzunehmen, einen für den LNA, einen für den HPA und zwei für Weiterleitungs- bzw. Routingschalter, um den Signalpfad zwischen dem Sendesignal und dem Empfangssignal umzuschalten. Die Weiterleitungsschalter mögen Relais für Niederfrequenzanwendungen oder Halbleiterschalter sein, wie beispielsweise Transistoren mit hoher Elektronenbeweglichkeit ("high electron mobility transistors"; HEMT) oder Heteroübergangsbipolartransistoren ("heterojunction bipolar transistors"; HBT) für Hochfrequenzanwendungen.
In einer Massenfertigungsumgebung, verkompliziert die hohe Anteilanzahl der phasengesteuerten Arrays den Herstellungsablauf und führt für gewöhnlich zu einer unerwünschten Modulnachbearbeitung. Ferner erleiden die Signalweiterleitungsschalter im Funkfrequenz-("radio frequency"; RF-)Pfad Verluste, welche die Ausgangsleistung und die Rauschbetrag des Systems verschlechtern, was seine Leistung beeinträchtigt. Beispielsweise mag der Weiterleitungsschalter ("routing switch") vor dem LNA bewirken, dass das Rauschen ansteigt, was es dem System unmöglich macht, das Empfangssignal über das Rauschen hinweg zu erkennen. Schalterverluste dieser Art mögen in der Größenordnung von 1–1,5 dB liegen.
Es ist wünschenswert, die Anzahl von Teilen in einem Transceivermodul zu verringern, insbesondere in raumfahrzeugbasierten Anwendungen. Um dieses Ziel zu erreichen, war es vordem in der Technik bekannt, bidirektionale Verstärker in jedem Kanal eines Transceivermoduls zu verwenden, bei dem der bidirektionale Verstärker sowohl die Sendesignale als auch die Empfangssignale, die sich in entgegengesetzte Richtungen ausbreiten, verstärkt. Da ein bidirektionaler Verstärker in dieser Anwendung verwendet wird, können die Weiterleitungsschalter, die normalerweise benötigt werden, um das Empfangssignal zum LNA und das Sendesignal zum HPA weiterzuleiten, beseitigt werden.
US 5,821,813 , ausgestellt an Batchelor et al. am 13. Oktober 1998, offenbart einen bidirektionalen Verstärker für diesen Zweck. Der bidirektionale Verstärker aus '813 verwendet einen Feldeffekttransistor, der in einem Common-Gate-Modus mit dem gemeinsamen Anschluss jeder Schnittstelle des Verstärkers und mit dem Gate des Transistors verbunden ist. Der Source- und der Drain-Anschluss des Transistors sind mit einer entsprechenden der Schnittstellen durch eine impedanzanpassende Vorrichtung verbunden. Jedoch stellt der bidirektionale Verstärker von '813 das gleiche Niveau an Signalverstärkung für das Sendesignal und das Empfangssignal bereit.
Somit ist dieser bidirektionale Verstärker nicht separat für die Sendesignale und die Empfangssignale optimiert und stellt somit nicht die beste Leistung bereit.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die obigen Probleme werden mittels eines bidirektionalen Verstärkers mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst. Gemäß den Lehren der vorliegenden Erfindung ist ein bidirektionaler Verstärker offenbart, der insbesondere bei einer Verwendung in einem Transceivermodul zum Verstärken sowohl der Sendesignale als auch der Empfangssignale, die sich in entgegengesetzte Richtungen ausbreiten, Anwendung findet. Der Verstärker umfasst einen ersten und einen zweiten Common-Gate-Feldeffekttransistor ("field effect transistor"; FET), die entlang einer gemeinsamen Übertragungsleitung elektrisch gekoppelt sind. Ein erstes variables Anpassungsnetzwerk ist mit der Übertragungsleitung zwischen einer Sendesignal-Eingangsschnittstelle und dem ersten FET elektrisch gekoppelt, und ein zweites variables Anpassungsnetzwerk ist mit der Übertragungsleitung zwischen einer Empfangssignal-Eingangschnittstelle und dem zweiten FET elektrisch gekoppelt. Ein variables Zwischenstufen-Anpassungsnetzwerk ist mit der Übertragungsleitung zwischen dem ersten und dem zweiten FET elektrisch gekoppelt. Ein Gleichspannungsregler stellt den Anpassungsnetzwerken und den FETs ein Gleichstrom-Biassignal bereit, so dass unterschiedliche Signalverstärkungen und unterschiedliche Impedanzanpassungseigenschaften für das Sendesignal und das Empfangssignal bereitgestellt werden können.
Zusätzliche Ziele, Vorteile und Merkmale der vorliegenden Erfindung werden aus der nachfolgenden Beschreibung und den angehängten Ansprüchen in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen ersichtlich werden.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein schematisches Blockdiagramm eines bidirektionalen Verstärkers für einen Transceiver gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
2 ist ein schematisches Diagramm eines variablen Anpassungsnetzwerks, umfassend ein einstellbares Kondensator- und Induktornetzwerk für den in 1 gezeigten bidirektionalen Verstärker gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung; und
3 ist ein schematisches Diagramm eines variablen Anpassungsnetzwerks, umfassend einen Viertelwellenwandler und eine Diode, die mit Masse gekoppelt sind, für den in 1 gezeigten bidirektionalen Verstärker gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
GENAUE BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORMEN
Die folgende Diskussion der Ausführungsformen der Erfindung, die einen bidirektionalen Verstärker betreffen, ist nur beispielhafter Natur und ist keineswegs dazu vorgesehen, die Erfindung oder ihre Anwendungen oder Verwendungen einzuschränken. Zum Beispiel ist der bidirektionalen Verstärker der Erfindung zur Verwendung in einem Transceivermodul beschrieben. Jedoch mag der bidirektionale Verstärker der Erfindung, wie der Fachmann erkennen wird, Anwendung in anderen Schaltungen und Systemen zum Verstärken von Signalen, die sich in entgegengesetzten Richtungen ausbreiten, finden.
1 ist ein schematisches Blockdiagramm eines bidirektionalen Verstärkers 10 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, der bei einer Verwendung in einem Transceivermodul Anwendung findet. Die verschiedenen oben diskutierten Komponenten des Verstärkers 10 werden alle auf einem gemeinsamen MMIC bemustert und definiert. Das Transceivermodul kann in jedem Kanal einer phasengesteuerten Arrayantenne an einem Satelliten, der für Radaranwendungen genutzt wird, verwendet werden. Der bidirektionale Verstärker 10 stellt eine geeignete Verstärkung und Signalverstärkung sowohl einem Sendesignal bereit, das auf eine Eingangsschnittstelle 12 an einem Ende des Verstärkers 10 aufgegeben wird, als auch einem Empfangssignal, das auf eine Eingangsschnittstelle 14 an einem entgegengesetzten Ende des Verstärkers 10 aufgegeben wird. Wie dem Fachmann ersichtlich, wären die Schnittstellen 12 und 14 mit einem geeigneten externen digitalen Verarbeitungsschaltkreis (nicht gezeigt) elektrisch gekoppelt. Da der Betriebsmodus für den Verstärker 10 über Variationen in Bias-Gleichspannungen gesteuert wird, ist ein Gleichstrom-Sperrkondensator 16 implementiert, um externe Schaltungen, die mit einer Eingangsschnittstelle 12 verbunden sind, zu isolieren. Der Gleichstrom-Sperrkondensator 18 neben der Ausgangsschnittstelle 14 ist aus dem gleichen Grund implementiert.
Der bidirektionale Verstärker 10 umfasst einen ersten Feldeffekttransistor (FET) 22 und einen zweiten FET 24, die mit einer Übertragungsleitung 20 zum Verstärken der Empfangssignale und der Sendesignale gekoppelt sind. In einer Ausführungsform ist die Übertragungsleitung 20 ein Mikrostreifen, der auf einem Substrat bemustert ist, um eine Breite aufzuweisen, die für die verschiedenen, hierin diskutierten Funkfrequenz- und Gleichstrom-Biassignale geeignet ist. Die FETs 22 und 24 sind Common-Gate-FETs, wobei die Gate-Anschlüsse mit einer Funkfrequenzmasse gekoppelt sind. In einer alternativen Ausführungsform können die FETs 22 und 24 andere geeignete verstärkende Vorrichtung, wie beispielsweise HEMTs, sein. Es werden zwei Verstärkungsstufen verwendet, um den gewünschten Rauschbetrag und die gewünschte Verstärkung für den Verstärker 10 bereitzustellen, wie dem Fachmann gut bekannt.
Wie nachstehend genauer besprochen, werden die Verstärkungseigenschaften der FETs 22 und 24 zwischen dem Sendemodus und dem Empfangsmodus verändert, und zwar mittels Bereitstellens eines unterschiedlichen Drain/Source-Gleichstrom-Bias' bzw. -Vorspannung (V_DS) für den Sendemodus und den Empfangsmodus. Wenn sich der Verstärker 10 im Sendemodus befindet und das Sendesignal verstärkt, wirkt der FET 22 als eine Hochverstärkungsstufe, um einen Großteil der Verstärkung des Sendesignal bereitzustellen, und der FET 24 wirkt als eine Leistungsstufe, um das benötigte Hochleistungssendesignal zu erlangen. Wenn sich der Verstärker 10 im Empfangsmodus befindet und das Empfangssignal verstärkt, wirkt der FET 24 als eine Niedrigrauschstufe gefolgt vom FET 22, der als eine Verstärkungsstufe wirkt. Ein Gleichspannungsregler 34 stellt den FETs 22 und 24 für den Sendemodus und den Empfangsmodus gezielt unterschiedliche V_DS-Biassignale bereit.
Entweder der Source-Anschluss oder der Drain-Anschluss des FET 22 ist mit der Eingangsschnittstelle 12 durch ein variables externes Anpassungsnetzwerk 28 gekoppelt, und entweder der Source-Anschluss oder der Drain-Anschluss des FET 24 ist mit der Eingangsschnittstelle 14 durch ein variables externes Anpassungsnetzwerk 30 elektrisch gekoppelt Der andere des Source-Anschlusses und des Drain-Anschlusses des FET 22 ist mit dem anderen des Source-Anschlusses und des Drain-Anschlusses des FET 24 durch ein variables Zwischenstufen-Anpassungsnetzwerk 32 gekoppelt. Wie nachstehend genauer besprochen, stellt der Spannungsregler 34 den Anpassungsnetzwerken 28, 30 und 32 gezielt unterschiedliche Bias-Gleichspannungen bereit, um es ihnen zu ermöglichen, auf die gewünschte Impedanzanpassung für sowohl den Sendemodus als auch den Empfangsmodus optimiert zu werden.
Im Sendemodus passt das variable Anpassungsnetzwerk 28 die Impedanz des mit der Eingangsschnittstelle 12 gekoppelten Übertrager- bzw. Senderschaltkreises, wie beispielsweise 50 Ohm, an die niedrige Impedanz des Eingangs am Source-Anschluss des FET 22 an. Das variable Anpassungsnetzwerk 32 passt die hohe Impedanz des Ausgangs am Drain-Anschluss des FET 22 an die niedrige Impedanz des Eingangs am Source-Anschluss des FET 24 an. Das variable Anpassungsnetzwerk 30 passt die hohe Impedanz des Ausgangs am Drain-Anschluss des FET 28 an die Impedanz des mit der Schnittstelle 14 gekoppelten Übertrager- bzw. Senderschaltkreises an.
Im Empfangsmodus passt das variable Anpassungsnetzwerk 30 die Impedanz des mit der Eingangsschnittstelle 14 gekoppelten Empfängerschaltkreises, wie beispielsweise 50 Ohm, an die niedrige Impedanz des Eingangs am Source-Anschluss des FET 24 an. Das variable Anpassungsnetzwerk 32 passt die hohe Impedanz des Ausgangs am Drain-Anschluss des FET 24 an die niedrige Impedanz des Eingangs am Source-Anschluss des FET 22 an. Das variable Anpassungsnetzwerk 28 passt die hohe Impedanz des Ausgangs am Drain-Anschluss des FET 22 an die Impedanz des mit der Schnittstelle 12 gekoppelten Empfängerschaltkreises an.
In einer Ausführungsform stellt der Spannungsregler 34 den FETs 22 und 24 und den Anpassungsnetzwerken 28, 30 und 32 einen Satz von Gleichstrom-Biassignalen bereit, wenn sich der Verstärker 10 im Sendemodus befindet. Die Polarität und der Pegel der Gleichstrom-Biassignale zu den FETs 22 und 24 und den Anpassungsnetzwerken 28, 30 und 32 werden umgekehrt und variiert, wenn sich der Verstärker 10 im Empfangsmodus befindet. Dieser Unterschied in der Polarität und dem Pegel von Biassignalspannungen macht den Verstärker 10 asymmetrisch. Die Polaritätsumkehrung der Biassignale bewirkt, dass sich der Source-Anschluss und der Drain-Anschluss der FETs 22 und 24 für den Sendemodus und den Empfangsmodus abwechseln und somit die Richtung der Verstärkung ändern. Der Spannungsregler 34 kann jegliche Spannungsreglerausgestaltung sein, die für die hierin beschriebenen Zwecke geeignet ist. In dieser Ausführungsform wandelt der Spannungsregler 34 ein TTL-(Transistor-Transistor-Logik-)Steuersignal in die benötigten Gleichstrom-Biassignale um. Insbesondere stellt der Spannungsregler 34 für ein hohes TTL-Signal die positive Bias-Gleichspannung mit hohem Pegel für den Sendemodus bereit, und für ein niedriges TTL-Signal stellt der Spannungsregler 34 die negative Bias-Gleichspannung mit niedrigem Pegel für den Empfangsmodus bereit.
In einer Ausführungsform wird der Verstärker 10 auf einem einzelnen MMIC bemustert, der ungefähr 4 mm² misst. Die Übertragungsleitung 20 ist eine Mikrostreifenübertragungsleitung mit einer für Funkfrequenzsignale geeigneten Breite und Dicke. Gleichstrom-Biasleitungen sind auch Mikrostreifen, die eine geeignete Dicke und Breite für Gleichstromsignale aufweisen. In einer bestimmten Transceivermodulanwendung in einer Phase-Array-Antenne ist der Verstärker 10 hinter den Phasenver schiebern in jedem Kanal angeordnet, um einen übermäßigen Verlust zu minimieren, welcher eine Sendeleistungsausgabe und einen Empfangsrauschbetrag verschlechtern mag. Der Verstärker 10 stellt eine asymmetrische Anpassung bereit, um eine maximale Leistungsausgabe in der Senderichtung zu gewährleisten, während eine niedrige Rauschleistung in der Empfangsrichtung verbessert wird. Das sich verändernde Gleichstrom-Biassignal wird variiert, um eine Verstärkerleistung zu verbessern, d. h., eine hohe Spannung für Leistung im Sendemodus und eine niedrige Spannung für Niedrigrauschoperationen im Empfangsmodus.
Die variablen Anpassungsnetzwerke 28, 30 und 32 können jegliches geeignete Anpassungsnetzwerk für dir hierin beschriebenen Zwecke sein, so lange sie so variabel sind, dass sie zwischen dem Sendemodus und dem Empfangsmodus umschalten können. 2 ist ein schematisches Diagramm eines Anpassungsnetzwerks 40, das für jegliche oder alle der Anpassungsnetzwerke 28, 30 und 32 verwendet werden kann. Das Anpassungsnetzwerk 40 umfasst eine IC-Schaltung 42 mit einem abstimmbaren Kondensator 44 und einem abstimmbaren Induktor 46, die wie gezeigt elektrisch miteinander gekoppelt sind. Das Funkfrequenzsendesignal oder das Funkfrequenzempfangssignal wird auf eine der Netzwerkschnittstellen 48 oder 50 im Anpassungsnetzwerk 40 aufgegeben, und zwar abhängig von seiner Ausrichtung im Verstärker 10. Das Gleichstrom-Biassignal vom Spannungsregler 34 steuert die Kapazität des Kondensators 44 und die Induktivität des Induktors 46 so, dass sie für den Sendemodus und den Empfangsmodus geändert werden können, wie oben besprochen.
Der variable Kondensator 44 und der variable Induktor 46 können jegliche geeignete Vorrichtung für die hierin beschriebenen Zwecke sein. In einer Ausführungsform umfasst der Kondensator 44 ein piezoelektrisches Substrat, das zwischen den Kondensatorplatten angeordnet ist, dessen Dicke sich verändert, wenn verschiedene Spannungspotenziale darauf aufgegeben werden, was die Kapazität des Kondensators 44 verändert. Ebenso kann der Induktor 46 ein Element sein, dass durch ein piezoelektrisches Material gewunden ist, bei dem ein auf das piezoelektrische Material aufgegebene Spannungspotenzial bewirkt, dass es sich ausdehnt oder zusammenzieht, was die gegenseitige Induktivität des Induktors 46 verändert.
3 ist ein schematisches Diagramm eines Anpassungsnetzwerks 54, das auch für die oben besprochenen Anpassungsnetzwerke 28, 30 und 32 Anwendung findet. Das Anpassungsnetzwerk 54 ist ein Viertelwellenwandlungs-Anpassungsnetzwerk, das eine Diode 56 umfasst, die über einen Widerstand 58 mit Masse gekoppelt ist. Der Widerstand 58 ist ein Strombegrenzungswiderstand, der den Strom durch die Diode 56 begrenzt. Die Diode 56 ist auch mit einer Gleichstrom-Biasschnittstelle 60 zwischen einem Anpassungsabschnitt 62 und einem Viertelwellenlängen-Anpassungsabschnitt 64 gekoppelt. Wenn ein Gleichstrom-Biassignal auf die Schnittstelle 60 aufgegeben wird, leitet die Diode 56, was einen Leerlauf bezüglich der Funkfrequenz erzeugt. Deshalb sieht ein Funkfrequenzsignal, das auf eine Eingangsschnittstelle 66 aufgegeben wird, einen Leerlauf, und es wird verhindert, dass es sich durch die Anpassungsabschnitte 62 und 64 zu einer Ausgangsschnittstelle 68 ausbreitet. Wenn kein Gleichstrom-Biassignal auf die Schnittstelle 60 aufgegeben wird, bestimmen die Breite und Länge des Abschnitts 62 und 64 die Impedanz des Netzwerks 54, was die Impedanzanpassung zwischen den Schnittstellen 66 und 68 festlegt. Somit kann mittels Festlegens der Funkfrequenzsignalausbreitungseigenschaften der Abschnitte 62 und 64 die Impedanz des Anpassungsnetzwerks 54 bereitgestellt werden. In einer Ausführungsform sind die Abschnitte 62 und 64 abgestufte Abschnitte, welche die Impedanz des Abschnitts mit jeder Stufe erhöhten oder senken, um die Impedanzanpassung bereitzustellen.
Das Netzwerk 54 wird in Kombination mit einem weiteren identischen Netzwerk 54 in jedem der Anpassungsnetzwerke 28, 30 und 32 verwendet. Wenn ein Gleichstrom-Biassignal auf eine Schnittstelle 60 des Netzwerks 54 aufgegeben wird, wird das Netzwerk 54 verhindern, dass sich das Funkfrequenzsignal dorthindurch ausbreitet. Das Funkfrequenzsignal wird sich durch die anderen Netzwerke 54 ausbreiten. Deshalb kann mittels gezielten Bereitstellens der impedanzanpassenden Eigenschaften der Abschnitte 62 und 64 die gewünschte Impedanzanpassung bereitgestellt werden, und zwar mittels Auswählens, durch welches der Netzwerke 54 sich die Funkfrequenzsignale ausbreiten werden. Somit wird das Gleichstrom-Biassignal auf eine der Biasschnittstellen 60 aufgegeben, wenn sich der Verstärker 10 im Sendemodus befindet, und auf die andere Biasschnittstelle 60 aufgegeben, wenn sich der Verstärker 10 im Empfangsmodus befindet, so dass sich das Funkfrequenzsignal durch das Anpassungsnetzwerk 54 ausbreitet, das die gewünschte Impedanz für den bestimmten Modus bereitstellt.
Die vorangehende Diskussion offenbart und beschreibt nur beispielhafte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung. Der Fachmann wird leicht aus einer solchen Diskussion und den beiliegenden Zeichnungen und Ansprüchen erkennen, dass verschieden Änderungen, Modifikationen und Variationen darin durchgeführt werden können.

Claims

Bidirektionaler Verstärker (10) zum Verstärken von Funkfrequenzsignalen, wobei der Verstärker (10) aufweist: – einen ersten Eingabeanschluss (12), der mit einem Ende einer Funkfrequenzübertragungsleitung (20) elektrisch gekoppelt ist; – einen zweiten Eingabeanschluss (14), der mit einem entgegengesetzten Ende der Funkfrequenzübertragungsleitung (20) elektrisch gekoppelt ist; – zumindest ein variables Anpassungsnetzwerk (28, 30, 32), das mit der Übertragungsleitung (20) zwischen dem ersten Eingabeanschluss (12) und dem zweiten Eingabeanschluss (14) elektrisch gekoppelt ist; und – zumindest eine Verstärkungseinrichtung (22, 24), die mit der Funkfrequenzübertragungsleitung (20) zwischen dem ersten Eingabeanschluss (12) und dem zweiten Eingabeanschluss (14) elektrisch gekoppelt ist, wobei die zumindest eine Verstärkungseinrichtung (22, 24) ein erstes Biassignal empfängt, um eine erste Verstärkerverstärkung bereitzustellen, wenn sich der Verstärker (10) in einem Sendemodus befindet, und eine zweite Biasspannung empfängt, um eine zweite Verstärkerverstärkung bereitzustellen, wenn sich der Verstärker (10) in einem Empfangsmodus befindet, und wobei das variable Anpassungsnetzwerk (28, 30, 32) eine unterschiedliche Impedanzanpassung für das Funkfrequenzsignal, das auf den ersten Anschluss (12) aufgegeben wird, und das Funkfrequenzsignal, das auf den zweiten Anschluss (14) aufgegeben wird, bereitstellt, wobei das zumindest eine Anpassungsnetzwerk (28, 30, 32) einen abstimmbaren Kondensator (44) und eine abstimmbare Spule (46) umfasst.
Bidirektionaler Verstärker (10) nach Anspruch 1, bei dem der Verstärker (10) als ein Ergebnis der umgekehrten Polarität und des veränderten Spannungspegels asymmetrisch ist, wenn der Verstärker zwischen den ende- und Empfangsmodi gewechselt wird.
Bidirektionaler Verstärker (10) nach Anspruch 1, bei dem die zumindest eine Verstärkungseinrichtung (22, 24) ein Feldeffekttransistor, FET, ist.
Bidirektionaler Verstärker (10) nach Anspruch 3, bei dem ein Source-Anschluss und ein Drain-Anschluss des FET (22, 24) elektrisch mit der Übertragungsleitung (20) gekoppelt sind und ein Gate-Anschluss des FET (22, 24) elektrisch mit Masse gekoppelt ist.
Bidirektionaler Verstärker (10) nach Anspruch 1, bei dem die zumindest eine Verstärkungseinrichtung (22, 24) eine erste Verstärkungseinrichtung (22) und eine zweite Verstärkungseinrichtung (24) ist.
Bidirektionaler Verstärker (10) nach Anspruch 5, bei dem das zumindest eine Anpassungsnetzwerk (28, 30, 32) ein erstes variables Anpassungsnetzwerk (28), das mit der Übertragungsleitung (20) zwischen dem ersten Eingabeanschluss (12) und der ersten Verstärkungseinrichtung (22) elektrisch gekoppelt ist, ein zweites variables Anpassungsnetzwerk (32), das mit der Übertragungsleitung (20) zwischen der ersten Verstärkungseinrichtung (22) und der zweiten Verstärkungseinrichtung (24) elektrisch gekoppelt ist, und ein drittes variables Anpassungsnetzwerk (30) ist, das elektrisch mit der Übertragungsleitung (20) zwischen der zweiten Verstärkungseinrichtung (24) und dem zweiten Eingabeanschluss (14) gekoppelt ist.
Bidirektionaler Verstärker (10) nach Anspruch 1, bei dem der abstimmbare Kondensator (44) und die abstimmbare Spule (46) beide ein piezoelektrisches Material umfassen, das sich als Antwort auf eine Biasspannung ausdehnt oder zusammenzieht, um die Kapazität des Kondensators (44) und die Induktivität der Spule (46) zu ändern.
Bidirektionaler Verstärker (10) nach Anspruch 1, bei dem das zumindest eine Anpassungsnetzwerk (28, 30, 32) zumindest einen impedanzanpassenden Abschnitt und eine mit Masse gekoppelte Diode (56) umfasst, wobei eine an die Diode (56) angelegte Biasspannung verhindert, dass sich das Funkfrequenzsignal durch den impedanzanpassenden Abschnitt ausbreitet.
Bidirektionaler Verstärker nach Anspruch 1, ferner aufweisend einen Gleichspannungsregulator (34), wobei der Gleichspannungsregulator (34) eine Biasspannung der zumindest einen Verstärkungseinrichtung (22, 24) und dem zumindest einen variablen Anpassungsnetzwerk (28, 30, 32) bereitstellt.