DE4041863C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Antennenverstärkerschaltung für aktive hochlineare Empfangsantennen mit eingangsseitiger Rauschanpassung mit mindestens zwei aktiven Dreipolen nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Eine derartige Antennenverstärkerschaltung ist bekannt z. B. aus DE 35 14 052 A1. Die dort angegebene aktive Antenne verwendet ebenfalls zwei aktive Dreipole. Eine derartige Verstärkerschal­ tung weist mehrere Vorzüge im Zusammenhang mit aktiven Empfangs­ antennen auf wie z. B. eine hohe Empfindlichkeit, wichtig für den Empfang schwacher Nutzsignale, sowie eine hervorragende Lineari­ tät der Schaltung im Hinblick auf Kreuz- und Intermodulations­ verhalten, eine wichtige Eigenschaft für einen störungsfreien Empfang in Gebieten mit mehreren starken Sendern.

In der speziellen Ausführung nach der Zusatzanmeldung DE 36 35 603 A1 zu DE 35 14 052 A1 ist darüber hinaus, bei der Signalaus­ kopplung am Punkt A2 nach Fig. 2, eine hervorragende Entkopplung zwischen dem Antennenverstärkerausgang und dem Antennenverstär­ kereingang an den Klemmen 1-1′ typisch und besonders vorteilhaft für diese Schaltung, so daß die Eingangs- und die Ausgangsanpas­ sung im technischen Sinne praktisch unabhängig voneinander dimensioniert werden kann.

In manchen Anwendungsfällen ist darüber hinaus bei solchen Schaltungen eine weitere Eigenschaft von Vorteil: Die für die eingangsseitige Rauschanpassung erforderliche Quellimpedanz, die in der Praxis bei aktiven Antennen durch geeignete Ausgestaltung des passiven Antennenteils eingestellt wird, weicht erheblich ab von der für eingangsseitige Leistungsanpassung erforderlichen Quellimpedanz, also der konjugiert komplexen Eingangsimpedanz des Verstärkers. Ein in Rauschanpassung betriebener Verstärker entzieht daher dem passiven Antennenteil nur wenig Leistung, wo­ durch sich geringe Rückwirkungen auf das Feld und auf benach­ barte Antennen ergeben. Bei Quellimpedanzen des passiven Anten­ nenteils mit einer geringen Frequenzabhängigkeit innerhalb des Nutzfrequenzbereichs, z. B. bei Antennenstrukturen in Windschutz­ scheiben nach DE 33 15 458 A1 oder in Fahrzeugheckscheiben mit Heiz­ feld nach DE 38 20 229 C1, ist es trotzdem problemlos möglich, die Anforderungen im Hinblick auf eine geringe Welligkeit der Ver­ stärkung von z. B. maximal 3 dB einzuhalten, so daß das Ausgangs­ signal der aktiven Antenne um einen nahezu frequenzunabhängigen Wert im Vergleich zum Ausgangssignal des passiven Antennenteils angehoben ist.

Andere Antennenstrukturen besitzen hingegen ein vergleichs­ weise schmalbandiges Impedanzverhalten. Dies gilt in der Regel für Antennenstrukturen, deren Abmessungen unter einem Viertel der mittleren Betriebswellenlänge liegen, z. B. für Strukturen, wie sie in DE 36 19 704 A1, Fig. 1a oder Fig. 2 angegeben sind sowie für Kurzstabantennen, die für den UKW-Bereich z. B. Stablängen von nur 40 cm besitzen.

Derartige Antennenstrukturen mit einem vergleichsweise schmalbandigen Impedanzverlauf können daher mit Verstärkern nach dem Stand der Technik nicht eingesetzt werden, weil die selbst bei optimaler Gestaltung des passiven Antennenteils sich ergebenden Impedanzschleifen um die Rauschanpassungsimpedanz herum eine sehr große Impedanzvariation ergeben. Dies führt dann zu großen Schwankungen des Leistungsflusses in den Verstär­ kereingang innerhalb des abzudeckenden Frequenzbandes und unzu­ lässig großen Schwankungen im Verstärkungsgang, so daß die übli­ cherweise geforderte Welligkeit von maximal 3 dB nicht eingehal­ ten werden kann.

Der 1. Verstärkerstufe nachgeschaltete Filtermaßnahmen sind zwar grundsätzlich geeignet, um den Verstärkungsverlauf ohne Be­ einträchtigung des Rauschzahlverlaufs zu korrigieren. Dadurch steigt jedoch der Schaltungsaufwand beträchtlich, vor allem wird der Abgleich komplizierter und aufwendiger, da in einem ersten Schritt die Eingangstransformation auf einen optimalen Verlauf der Rauschzahl abgeglichen werden muß und dann in einem zweiten Schritt mit den Ausgangsfiltern der Verstärkungsgang korrigiert werden muß. Um außerdem eine ausreichende Anpassung an den Wel­ lenwiderstand des Kabels zum Empfänger sicherzustellen, ist oft eine weitere Verstärkerstufe erforderlich, wodurch sich der technische Aufwand nochmals erhöht.

In manchen Fällen kann bei Impedanzverläufen des passiven An­ tennenteils, die noch nicht zu schmalbandig sind, ein für die Praxis noch akzeptabler Kompromiß in der Weise gefunden werden, daß zugunsten einer geringeren Schwankung des Verstärkungsgangs die Charakteristik der Rauschzahl verschlechtert wird. Damit wird jedoch zwangsweise die grundsätzlich mit dem jeweiligen passiven Antennenteil erreichbare Empfindlichkeit der aktiven Antenne in unerwünschter Weise zumindest einem Teil des Fre­ quenzbereichs verschlechtert. Oft ist auf diese Weise jedoch überhaupt kein geeigneter Kompromiß möglich.

Eine aktive Antenne mit Rückkopplungsschaltung und virtueller Er­ dung des Steuereingangs des ersten aktiven Elementes des Verstär­ kers ist aus der DE 31 24 331 A1 bekannt. Durch diese virtuelle Erdung wird mit Hilfe der Rückkopplung ein extrem niederohmiger Eingangs­ widerstand des rückgekoppelten Verstäkers erreicht, so daß das Antennenelement (1) praktisch mit einem Kurzschluß belastet ist.

Die Erzwingung des Kurzschlusses ist jedoch im Hinblick auf die Breitbandigkeit des Signalverhaltens in Verbindung mit der Forde­ rung nach einem gleichzeitig optimalen Signal-Rauschverhältnis keineswegs günstig. Vielmehr sollte die Eingangsimpedanz in weiten Grenzen frei wählbar sein, um bei den unterschiedlichen Antennen­ strukturen auch bei vergleichsweise schmalbandigem Verlauf der Antennenimpedanz einen breitbandigen Signalverlauf zu erzielen.

Daher besteht in manchen Anwendungsfällen der Wunsch nach Verstärkerschaltungen, bei denen zwischen Rauschanpassung und Leistungsanpassung nur ein geringer Unterschied besteht, so daß bei schleifenförmig um die Rauschanpassung verlaufender Impedanz des passiven Antennenteils und großer Impedanzvariation inner­ halb der Schleifen die breitbandige Charakteristik des Verlaufs der Rauschzahl sich auch für den Verstärkungsverlauf ergibt.

Andererseits ist man bei Anwendung von Antennendiversity häu­ fig bestrebt, die Antennen, die auf Grund ihrer Nachbarschaft miteinander strahlungsverkoppelt sind, durch Leistungsfehl­ anpassung voneinander möglichst zu entkoppeln. In diesen Fällen soll die Eingangsimpedanz des Verstärkers möglichst unterschied­ lich von der für Leistungsanpassung notwendigen Impedanz sein. Häufig reicht hierfür die Leistungsfehlanpassung, die sich bei Rauschanpassung der ersten Transistorstufe ergibt, nicht aus.

Die Aufgabe der Erfindung ist es daher, für Antennenverstär­ kerschaltungen nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 Verstärker­ schaltungen anzugeben, die die Verwendung von Antennenstrukturen mit vergleichsweise schmalbandigem Impedanzverlauf dadurch ermöglichen, daß bei vorgegebener eingangsseitiger Rauschanpas­ sung die Eingangsimpedanz des Verstärkers in weiten Grenzen frei gewählt werden kann und die ebenfalls die von den Schaltungen nach dem Stand der Technik her bekannten hochwertigen Eigen­ schaften bezüglich Empfindlichkeit und Linearität, Entkopplung zwischen Verstärkerausgang und Eingang aufweisen.

Diese Aufgabe wird bei einer gattungsgemäßen Antennenverstär­ kerschaltung durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.

Die mit der Erfindung erzielten Vorteile bestehen einerseits insbesondere in der Nutzbarkeit von Antennenstrukturen mit einer geringen Breitbandigkeit der Quellimpedanz, da mit er­ findungsgemäßen Antennenverstärkerschaltungen nun problemlos und kompromißlos die Eingangsanpaßschaltungen aktiver Antennen so abgeglichen werden können, daß breitbandig Rauschanpassung bzw. breitbandig eine konstante geringe Rauschfehlanpassung vorliegt, ohne daß dadurch die Charakteristik des Verstärkungsgangs uner­ wünschte oder unerlaubte Schwankungen im Durchlaßbereich auf­ weist. Damit entfällt eine einschränkende Bedingung bei der Aus­ wahl möglicher Antennenstrukturen für aktive Antennen. Dies ist speziell im Zusammenhang mit Antennendiversitysystemen, z. B. für den mobilen UKW-Empfang in Fahrzeugen, von großer Bedeutung, da z. B. bei der Realisierung einer großen Anzahl von Einzelantennen in einer einzigen Fahrzeugscheibe wegen der begrenzten Größe der Scheibenöffnung der Zwang besteht, räumlich wenig ausgedehnte und damit grundsätzlich schmalbandige Antennenstrukturen zu ver­ wenden. Andererseits können aber auch die Verkopplungen eng be­ nachbarter Antennenstrukturen vorteilhaft dadurch reduziert wer­ den, daß bei vorgegebener Rauschanpassung eine Leistungsfehlan­ passung dadurch erreicht wird, daß eine Impedanz erzeugt wird, die einem hochfrequenten Leerlauf sehr nahe kommt.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 Antennenverstärkerschaltung nach der Erfindung mit einem Rückkopplungsvierpol, dessen Eingangstor vom Ausgangsstrom der 1. Verstärkerstufe ausgesteuert wird, und dessen Aus­ gangstor parallel zum Eingang der 1. Verstärkerstufe angeord­ net ist.

Fig. 2 Antennenverstärkerschaltung nach der Erfindung mit einem ersten aktiven Dreipol in kollektorseitig nachgeführter Kol­ lektorschaltung.

Fig. 3 Antennenverstärkerschaltung nach der Erfindung mit einem Rückkopplungsvierpol, der ausschließlich aus passiven Elemen­ ten besteht und dessen Ausgangstor parallel zum Verstär­ kereingang geschaltet ist.

Fig. 4 Antennenverstärkerschaltung nach der Erfindung mit einem Rückkopplungsvierpol, der ausschließlich aus passiven Elemen­ ten besteht und dessen Ausgangstor in Serie zum Verstär­ kereingang geschaltet ist.

Fig. 5 Antennenverstärkerschaltung nach der Erfindung mit einem Rückkopplungsvierpol, der ausschließlich aus passiven Elemen­ ten besteht und der ein Bestandteil der Gegenkopp­ lungsschaltung ist.

Fig. 6 Antennenverstärkerschaltung nach der Erfindung mit einem Rückkopplungsvierpol, der einen weiteren aktiven Dreipol ent­ hält.

Fig. 7 Antennenverstärkerschaltung nach der Erfindung mit einem Rückkopplungsvierpol, der ausschließlich aus passiven Elemen­ ten besteht, und mit zwei Verstärkerstufen in Basisschaltung.

Fig. 1 zeigt die grundsätzliche Anordnung erfindungsgemäßer Antennen. Der passive Antennenteil 3 kann im Empfangsfall wie immer als Quelle mit der Leerlaufspannung 33 und dem komplexen Innenwiderstand 34 beschrieben werden. Die Ausgangsanschlüsse sind als 31 und 32 bezeichnet. Dieser passive Antennenteil steu­ ert die Eingangsstufe 14 zwischen den Klemmen 13 und 30 an. 30 ist dabei der Bezugsanschluß des Antennenverstärkers, mit dem auch der Anschluß 32 des passiven Antennenteils verbunden ist.

Optimale Empfindlichkeit, also die bestmögliche Fähigkeit, schwache Nutzsignale vom Rauschen zu unterscheiden, setzt vor­ aus, daß der komplexe Innenwiderstand 34 des passiven Antennen­ teils 3 derart gestaltet ist, daß die erste Verstärkerstufe 14 eingangsseitig aus der Rauschanpassungsimpedanz oder aus Impe­ danzen angesteuert wird, die im Nutzfrequenzbereich innerhalb eines Kreises konstanter und möglichst geringer Rauschfehlanpas­ sung verlaufen. Dies wird in der Praxis in der Regel dadurch er­ reicht, daß bei aktiven Antennen als Bestandteil des passiven Antennenteils möglichst verlustarme Blindelemente verwendet wer­ den, die, ausgehend von der Impedanz z. B. eines kurzen Antennen­ stabs oder einer Struktur auf oder in einer Fahrzeugscheibe, eine Impedanzschleife um die Rauschanpassungsimpedanz herum zu formen gestatten.

Ebenfalls wichtig für Verstärkerschaltungen für moderne ak­ tive Empfangsantennen ist eine ausreichend hohe impedanzmäßige Entkopplung zwischen Verstärkerausgang und Verstärkereingang, so daß die Eingangsanpassung im technischen Sinne unabhängig von der Last des Verstärkers ist. Damit kann ebenfalls die Ausgangsanpassung unabhängig von der jeweiligen den Verstärker eingangsseitig ansteuernden Impedanz ausgelegt werden. Im Zu­ sammenhang mit Antennendiversitysystemen mit mehreren dicht be­ nachbarten Antennen ist eine hohe Entkopplung ebenfalls sehr wichtig, da andernfalls beim Umschalten von einer Antenne auf eine andere Antenne ausgangsseitig Lastwechsel auftreten, die nicht auf die Antennenstrukturen rückwirken dürfen. Andernfalls wäre eine Reduktion der Leistungsfähigkeit des Diversitysystems die Folge.

Beim heutigen Stand der Halbleiterentwicklung werden in Schaltungen für aktive Antennen als aktive Dreipole Schaltungen aus einem oder aus mehreren Bipolartransistoren oder Feldeffekt­ transistoren eingesetzt. In der Beschreibung wird im allgemeinen davon ausgegangen, daß für jeden der aktiven Dreipole ein Bipo­ lartransistor verwendet wird. Daher werden im folgenden die ent­ sprechenden Bezeichnungen für die Transistoranschlüsse (Basis, Emitter und Kollektor) gewählt.

Die Erfindung ist jedoch in gleicher Weise geeignet für Schaltungen mit Feldeffekttransistoren, so daß sinngemäß statt Basis dann Gate, statt Emitter dann Source und statt Kollektor dann Drain zu setzen wäre. Desgleichen kann jeder der aktiven Dreipole auch aus einer Kombination von mehreren Einzeltransi­ storen bestehen, z. B. aus einer Darlingtonschaltung aus zwei Transistoren, wodurch die Stromverstärkung des Dreipols erhöht werden kann.

Wenn bei Bipolartransistoren sehr gute Rauschzahlen erreicht werden sollen, darf der Ruhestrom nicht zu hoch sein, so daß dieser für eine Eingangsstufe in der Regel nicht wesentlich über 20 mA liegen darf.

Eine weitere und wegen der zunehmenden Senderdichten heute zunehmend wichtige Eigenschaft moderner aktiver Antennen ist eine hervorragende Intermodulationsfestigkeit des An­ tennenverstärkers. Diese Eigenschaft wird ganz wesentlich durch die Wahl der Transistorgrundschaltung und durch den Ruhestrom in der Ausgangsstufe bestimmt. Ein hoher Ruhestrom liefert dabei in der Regel bessere Intermodulationseigenschaften.

Hochwertige rauscharme und gleichzeitig intermodulationsarme Antennenverstärker für aktive Antennen sind daher in der Regel zweistufig; die Eingangsstufe wird dabei aus den angegebenen Gründen mit einem deutlich geringeren Ruhestrom betrieben als die Ausgangsstufe.

Diesen hohen Anforderungen genügen heute vor allen die beiden in Folge angegebenen Schaltungstypen.

Die eine Schaltung ist aus DE 36 35 603 A1, Fig. 2 bekannt und verwendet bei Einsatz eines Bipolartransistors als T1 (in Fig. 2 in DE 36 35 603 A1 ist T1 beispielhaft als Feldeffekttransistor gezeichnet) in der Eingangsstufe einen emitterseitig durch die Basis der zweiten Verstärkerstufe stark gegengekoppelten Transistor in einer modifizierten Kollektorschaltung, bei dem die hohe Gegenkopplung am Emitter die Nichtlinearität der Ein­ gangsdiode praktisch unwirksam macht. Die Basis der zweiten Verstärkerstufe ist also hochfrequent niederohmig mit dem Emit­ ter der ersten Stufe verbunden, so daß im Nutzfrequenzbereich die hochfrequente Spannung zwischen dem Emitter 10 der ersten Stufe 14 und dem Bezugsanschluß 30 gleich oder nahezu gleich ist der hochfrequenten Spannung zwischen der Basis 21 der zweiten Stufe 24 und dem Bezugsanschluß 30.

Die Wirkung der verbleibenden Nichtlinearität der Kollektor- Basis-Diode wird darüber hinaus dann noch durch die Nachführung des Kollektors der ersten Verstärkerstufe durch den Emitter der zweiten Stufe nahezu aufgehoben. Das Eingangssignal wird bei solchen Schaltungen an der Basis der ersten Stufe eingespeist.

Wegen der hohen Gegenkopplung am Emitter der ersten Stufe und wegen der hohen Stromverstärkung moderner Transistoren ist die Eingangsimpedanz derartiger Verstärkerstufen und damit die Lei­ stungsanpassungsimpedanz wesentlich hochohmiger als die Rauschanpassungsimpedanz, die von der Signalgegenkopplung nur unwesentlich beeinflußt wird. Die Rauschanpassungsimpedanz weist also im wesentlichen den gleichen Wert auf wie bei einer nicht gegengekoppelten Emitterschaltung.

In der zweiten Stufe derartiger Verstärkerschaltungen wird dann nach Fig. 2 in DE 36 35 603 A1 eine durch das Gegenkopplungsnetz­ werk Z₁′′ gegengekoppelte Emitterschaltung, die durch einen hohen Transistorruhestrom ausreichend linearisiert wird, eingesetzt. Diese Schaltung ist ebenfalls in Fig. 2 der vorliegenden Erfin­ dung enthalten.

Das Ausgangssignal wird dann am Kollektor 22 der zweiten Stufe 24 über die Ausgangsschaltung 4 (Fig. 2) abgegriffen. Die erforderliche geringe Verkopplung ergibt sich zwischen Verstär­ kerausgang und Verstärkereingang wegen der geringen Größe der Rückwirkungskapazität der zweiten Verstärkerstufe 24. Die Leistungsverstärkung der 2. Stufe wird durch die Dimensionierung des Gegenkopplungsnetzwerks 8 und die Ausgangssschaltung 4 fest­ gelegt.

Beim zweiten Schaltungstyp, der in der Zeichnung nicht eigens dargestellt ist, vgl. aber Fig. 7, wird in der Eingangsstufe die Basisschaltung verwendet, so daß das Eingangssignal beim Emitter eingespeist wird. Die Eingangsimpedanz derartiger Stufen ist dann sehr niederohmig bei Werten, die etwa dem Kehrwert der inneren Steilheit entsprechen, während hingegen die Rauschanpassungsimpedanz nahezu unverändert ist im Vergleich zur Emitterschaltung. Die zweite Stufe ist in Kaskadenschaltung nachgeschaltet. Diese Schaltung ist in Fig. 3 enthalten.

In beiden Fällen ist die Eingangsimpedanz der Schaltungen von der Rauschanpassungsimpedanz sehr verschieden mit der Folge, daß nicht gleichzeitig Rausch- und Leistungsanpassung realisiert werden kann, wodurch sich beim Stand der Technik die oben er­ läuterten Probleme ergeben.

Erfindungsgemäße Antennenverstärker vermeiden diesen Nachteil mit Hilfe eines Rückkopplungsvierpols 5, der ein Signal vom Aus­ gang der 1. Verstärkerstufe, oder ein daraus abgeleitetes Signal, auf den Eingang dieser Stufe in geeigneter Weise zurückführt. Wesentlich dabei ist, daß dieser Rückkopplungsvierpol bei erfin­ dungsgemäßer Ausführung die Linearitätseigenschaften und die Empfindlichkeit des Verstärkers nicht negativ beeinflußt. Dieser Rückkopplungsvierpol ermöglicht jedoch in hohem Maße, die Ein­ gangsimpedanz des Verstärkers sowohl vom Betrag her (hochohmiger oder niederohmiger) als auch von der Phasenlage der Impedanz zu verändern, wohingegen die Rauschanpassungsimpedanz im Vergleich zu den Änderungen der Lage der Eingangsimpedanz nahezu ortsfest in der komplexen Impedanzebene bleibt.

Im Beispiel der Fig. 2 wird die Eingangsspannung am Eingangstor 50 des Rückkopplungsvierpols 5 durch die Spannung zwischen dem Emitter 10 der Eingangsstufe 14 und dem Bezugsanschluß 30 gebil­ det. Der Emitter 10 der Eingangsstufe bildet bekanntlich eine sehr niederohmige Signalquelle mit einem Innenwiderstand, der im wesentlichen dem Kehrwert der Steilheit des aktiven Elements entspricht. Der Rückkopplungsvierpol muß allerdings eingangssei­ tig ausreichend hochohmig ausgeführt werden, um die Lineari­ tätseigenschaften nicht zu verschlechtern. Die emitterseitige Gegenkopplung der ersten Eingangsstufe 14, die im wesentlichen durch den Eingangswiderstand der Basis 21 der zweiten Stufe 24 gebildet werden soll, darf also nicht wesentlich reduziert wer­ den.

Daher ist es meist ratsam, das Eingangstor 50 des Rückkopp­ lungsvierpols 5 bei einer Verstärkergrundschaltung, wie sie in Fig. 3 dargestellt ist, an den Emitter 20 der zweiten Stufe 24 und an die Bezugselektrode 30 anzuschließen. Die Spannung zwi­ schen dem Emitter 20 und der Bezugselektrode 30 ist wegen der Spannungsverstärkung von etwa 1 zwischen Basis und Emitter eines Transistors praktisch identisch. Die Spannung am Emitter 20 ist also auf einfache Weise aus der Spannung am Emitter 10 abgelei­ tet. Der Unterschied zwischen beiden Spannungen besteht in einer höheren Leistungsverstärkung in den beiden Verstärkerstufen zu­ sammen gegenüber nur der ersten Stufe, sodaß an die Hochohmig­ keit des Eingangstors 50 des Rückkopplungsvierpols 5 deutlich geringere Anforderungen gestellt werden müssen, wenn dieser an den Emitter der zweiten Stufe 24 angeschlossen ist.

Bei erfindungsgemäßen Antennenverstärkern wird mittels des Rückkopplungsvierpols 5 ein Signal auf den Eingang der ersten Verstärkerstufe zurückgeführt. Im Beispiel der Fig. 2 wird dieses Signal parallel zum Verstärkereingang eingekoppelt. Das Ausgangstor 51 des Rückkopplungsvierpols 5 ist also zwischen den Eingangsanschluß 13 der ersten Verstärkerstufe 14 und den Bezugsanschluß 30 geschaltet.

Eine besonders einfache und daher besonders vorteilhafte Aus­ führungsform eines Rückkopplungsvierpols 5 liegt vor, wenn die­ ser aus auschließlich passiven Elementen besteht, wie dies bei­ spielhaft Fig. 3 zeigt. In diesem Beispiel ist, wie oben be­ schrieben, die aus der Spannung am Emitter 10 der ersten Ver­ stärkerstufe 14 abgeleitete Spannung am Emitter 20 der zweiten Verstärkerstufe das Steuersignal am Eingangstor 50 des Rückkopp­ lungsvierpols. Um bei diesem Schaltungstyp durch die Rückkopp­ lung den erwünschten Effekt einer niederohmigeren Ein­ gangsimpedanz zu erreichen, ist eine Invertierung des Signals erforderlich. Dies wird vorteilhaft mit Hilfe eines Trans­ formators 52 erreicht, dessen Wicklungen entsprechend gepolt sind.

Bei erfindungsgemäßen Antennenverstärkern ist der Rückkopp­ lungsvierpol 5 so ausgestaltet, daß keine negative Beeinflussung der Rauschzahl des Verstärkers bei Rauschanpassung erfolgt. Hierzu ist erforderlich, daß im Falle einer parallelen Signaleinkopplung, wie im Beispiel der Fig. 3, die durch den Rückkopplungsvierpol 5 am Verstärkereingang zwischen den An­ schlüssen 13 und 30 zusätzlich wirksam werdende Parallel­ rauschstromquelle vernachlässigbar ist gegenüber der internen Parallelrauschstromquelle der aktiven Schaltung ohne die Rück­ kopplung. Bei ausschließlich passiven Rückkopplungsvierpolen 5 kann dies dadurch sichergestellt werden, daß die Ausgangsim­ pedanz des Ausgangstors 51 des Rückkopplungsvierpols 5 hochohmig ist. Diese Hochohmigkeit ist dann in ausreichendem Umfang gege­ ben, wenn der rauschende Realteil dieser Admittanz deutlich kleiner ist als der äquivalente Rauschleitwert der Parallelrauschstromquelle des Verstärkers selbst bei geöffneter Rückkopplung. Dies kann, wie in Fig. 3 dargestellt, durch einen ausreichend hochohmigen Widerstand 53 erfolgen, der in Serie zum Ausgangstor 51 liegt. Da bei heute verwendeten Bipolartransisto­ ren der äquivalente Rauschleitwert der Parallelrauschstromquelle typisch im Bereich um 5 bis 10 mS, entsprechend 100 bis 200 Ohm, liegt, ist demnach ein Widerstand 53 von etwa 500 Ohm oder hoch­ ohmiger erforderlich.

Dieser Widerstand hat einen um den Wert (V_u+1) erhöhten Ein­ fluß auf die Eingangsimpedanz der Schaltung, wenn V_u die Span­ nungsverstärkung im rückgekoppelten Zweig ist. Da im Beispiel der Schaltung nach Fig. 3 zwischen dem Eingang 13 und dem Emitter 10 der ersten Verstärkerstufe oder dem Emitter 20 der zweiten Verstärkerstufe die Spannungsverstärkung nahezu 1 ist, erfolgt die Spannungsverstärkung im Transformator 52. Daher ist in die­ sem Beispiel die Windungszahl 55 auf der Sekundärseite des Transformators 52 deutlich größer als die Windungszahl 54 auf der Primärseite zu wählen.

Besonders einfache und übersichtliche Verhältnisse ergeben sich mit einem fest gekoppelten Transformator. Mit einem Windungsverhältnis von z. B. 1 : 4 und einem Widerstand 53 von 1000 Ohm ergibt sich so ein bezüglich des Verstärkereingangs wirksa­ mer Parallelwiderstand von 1000 Ohm/(4+1)= 200 Ohm.

Bei geringerem Kopplungsgrad ergibt sich im Ersatzschaltbild des Transformators eine Streuinduktivität, die bei nicht vernachlässigbarer Größe eine Phasendrehung des rückgekoppelten Signals ergibt. Durch Kompensationsmaßnahmen, z. B. durch eine parallel oder in Serie zur Sekundärseite des Transformators 52 geschaltete Kapazität, kann diese Phasendrehung bei Bedarf zu­ mindest innerhalb gewisser und in der Regel ausreichend breitbandiger Frequenzbereiche verhindert werden.

Es kann allerdings auch erwünscht sein, durch eine derartige Phasendrehung im Rückkopplungszweig die Phasenlage der Impedanz, die sich durch die Rückführung eingangsseitig parallelschaltet, gezielt so einzustellen, daß der Imaginärteil der Eingangsimpe­ danz eine erwünschte Größe erhält. Der Wert der Rauschanpassungsimpedanz bleibt auch bei derartigen Maßnahmen im wesentlichen unverändert.

Ein anderes Beispiel für einen erfindungsgemäßen Antennenver­ stärker, in dem ebenfalls ein ausschließlich aus passiven Ele­ menten bestehender Rückkopplungsvierpol 5 verwendet wird, zeigt Fig. 4. Die primärseitige Signalauskopplung innerhalb des Verstärkers und die Art der Signaleinkopplung am Eingangstor 50 des Rückkopplungsvierpols 5 ist hier in der gleichen Weise ausgeführt wie im Beispiel der Fig. 3. Im Unterschied zu Fig. 3 erfolgt im Beispiel der Fig. 4 jedoch die Einkopplung des rückge­ führten Signals in der Weise, daß das Ausgangstor 51 des Trans­ formators 52 in die Verbindung zwischen den Ausgangsanschluß 31 des passiven Antennenteils und den Eingangsanschluß 13 der er­ sten Verstärkerstufe 14 eingeschaltet ist. Auch auf diese Weise wird die Aufgabe der Erfindung gelöst, wobei jedoch eine andere Dimensionierung des Übersetzungsverhältnisses des Transforma­ tors 52 als im Beispiel der Fig. 3 erforderlich ist.

Um die Rauschzahl des Verstärkers durch die Rückführung nicht zu verschlechtern, ist in diesem Fall erforderlich, daß die Impedanz, die am Ausgangstor 51 des Rückkopplungsvierpols 5 vor­ handen ist, deutlich niederohmiger ist als der Wert des äquiva­ lenten Rauschwiderstands der Serienrauschquelle des Verstärkers bei geöffneter Rückführung. Da die Primärseite des Transforma­ tors aus der niederohmigen Quellimpedanz des Emitters 20 der zweiten Verstärkerstufe 24 angesteuert wird und da in diesem Beispiel zur Erzielung der erwünschten Wirkung im Hinblick auf die Verschiebung der Eingangsimpedanz die Windungszahl der Se­ kundärwicklung 55 im allgemeinen geringer sein kann als die der Primärwicklung 54, ist die oben erläuterte Impedanzbedingung in der Praxis problemlos zu erfüllen.

Die erforderliche Leistungsverstärkung des gesamten Antennen­ verstärkers aus den beiden Verstärkerstufen 14 und 24 erfolgt durch das Gegenkopplungsnetzwerk 8 und durch die Ausgangsschal­ tung 4. Die Ausgangsschaltung 4 wird dabei nach den Regeln des Standes der Technik typisch so ausgeführt, daß am Ausgang 41 eine möglichst gute Anpassung an den Wellenwiderstand des Ver­ bindungskabels 7 zum Empfänger mit dem Eingangswiderstand 6 vor­ liegt.

In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung nach Fig. 5 wird die Primärwicklung 54 des Transformators 52 als Bestandteil des Gegenkopplungsnetzwerks 8 verwendet, wodurch der schaltungstechnische Aufwand, mit den damit einhergehenden Vor­ teilen geringer Gesamtkosten, reduziert wird. Hierfür wird dann vorteilhaft die Eigeninduktivität der Primärwicklung 54 so groß gewählt, daß sie eine Gegenkopplungsimpedanz der geforderten Größe besitzt. Der betragsmäßige Wert dieser Gegenkopplungsimpe­ danz steigt wegen des induktiven Charakters dann linear mit der Frequenz. Dies ist jedoch für den Empfang von Frequenzbändern mit einer nicht allzu hohen Gesamtbandbreite, z. B. auch für den UKW-Bereich mit etwa 22% Bandbreite, in der Regel tolerierbar.

Zu sehr tiefen Frequenzen nimmt die gegenkoppelnde Impedanz naturgemäß ab. Um für sehr tiefe Frequenzen die Gegenkopplung aus Gründen der dann geringer werdenden Intermodulationsfestig­ keit nicht auf unerwünscht niedrige Werte absinken zu lassen, kann vorteilhaft ein Widerstand in Serie zu der Primärwicklung 54 geschaltet werden, die die Abnahme der Gesamtimpedanz be­ grenzt.

Nachteilig an derartigen erfindungsgemäßen Antennenverstär­ kern ist, daß sie einen Transformator benötigen, der sich schlechter für moderne Schaltungsaufbauten mit Ober­ flächenmontage eignet als z. B. Widerstände oder Transistoren.

Diesen Nachteil vermeiden erfindungsgemäße Antennenverstär­ ker, bei denen ein Rückkoppplungsvierpol 5 nach dem Beispiel der Fig. 6 verwendet wird, der auch ein aktives Element 56 beinhal­ tet. Diese Stufe hat die Aufgabe, die für die Rückführung des Signals auf den Eingang der ersten Verstärkerstufe erforderliche geringe Signalleistung in der erforderlichen Phasenlage zur Verfügung zu stellen. Im Gegensatz zur zweiten Verstärkerstufe 24, die eine vergleichsweise hohe Ausgangsleistung möglichst in­ termodulationsfrei aufbringen muß, sind die Intermo­ dulationsanforderungen an diese Verstärkerstufe daher im Rück­ kopplungsvierpol 5 ohne große Probleme zu erfüllen.

Im Beispiel der Fig. 6 ist für diese Verstärkerstufe im Rück­ kopplungsvierpol 5 eine durch den Widerstand 59 gegengekoppelte Emitterschaltung mit einem Kollektorwiderstand 57 verwendet, die das verstärkte Signal am Kollektor des Transistors parallel in den Eingangsanschluß 13 der ersten Verstärkerstufe einkoppelt. Für die Dimensionierung des Widerstands 57 gilt wieder, daß sein Wert groß sein soll gegenüber dem äquivalenten Rauschwiderstand der Parallelrauschstromquelle des Antennenverstärkers bei geöff­ neter Rückführung, damit die Rauschzahl nicht unzulässig ver­ schlechtert wird. Dieser Kollektorwiderstand 57 wirkt signal­ mäßig für den Verstärkereingang wieder um einen Faktor (V_u+1) niederohmiger, als es seinem ohmschen Wert entspricht, wenn die Spannungsverstärkung V_u als das Verhältnis der Spannung am Kol­ lektor 58 zur Steuerspannung am Eingangsanschluß 13, wieder bei geöffneter Rückkopplungschleife, definiert ist.

Der Nachteil dieser Ausführungsform nach Fig. 6 besteht jedoch darin, daß bei einer begrenzten Versorgungsspannung eventuell die erforderliche Spannungsverstärkung am Kollektor der Verstär­ kerstufe im Rückkopplungsvierpol 5 bei Großsignalaussteuerung nicht verzerrungsfrei möglich ist, so daß es zu einer Übersteue­ rung dieses Verstärkers am Kollektorwiderstand 57 und zu Inter­ modulationsverzerrungen kommt. In derartigen Anwendungsfällen ist dann eine der Schaltungstypen mit Transformator vorzuziehen.

Fig. 7 zeigt einen erfindungsgemäßen Antennenverstärker, bei dem beide Basen 11 und 21 der beiden Verstärkerstufen mit dem Bezugsanschluß 30 hochfrequent niederohmig verbunden sind. Beide Stufen arbeiten also in Basisschaltung. In diesem Fall ist die Spannung am Emitter 20 der zweiten Stufe wegen des niedrigen Eingangswiderstands des Emitters sehr gering, so daß es vorteil­ hafter ist, ein Signal als Steuersignal für das Eingangstor 50 des Rückkopplungsvierpol 5 zu verwenden, das dem Strom im Zweig zwischen dem Kollektor 12 der ersten Verstärkerstufe 14 und dem Emitter 20 der zweiten Verstärkerstufe 24 proportional ist.

Das Eingangstor 50 des Rückkopplungsvierpols 5 ist daher in Serie in diese Verbindung eingeschaltet und so zu dimensionie­ ren, daß der Stromfluß nicht oder nicht unzulässig verändert wird. Dies erfolgt durch einen ausreichend niederohmigen Ein­ gangswiderstand des Eingangstors 50 des Rückkopplungsvierpols 5.

Im Beispiel der Fig. 7 ist das Ausgangstor 51 des Rückkopp­ lungsvierpols 5 in Serie in die Verbindung zwischen den Aus­ gangsanschluß 31 des passiven Antennenteils 3 und den Eingangs­ anschluß 13 der ersten Verstärkerstufe 14 eingeschaltet. Im Falle eines ausschließlich passiven Rückkopplungsvierpols 5 weist dieser in der Regel wieder einen Transformator auf. Die Impedanz, die das Ausgangstor 51 des Rückkopplungsvierpols 5 be­ sitzt, ist dann in der gleichen Weise, wie im Beispiel der Fig. 5 erläutert, zu dimensionieren.

Auch beim Schaltungstyp nach Fig. 7 kann der Rückkopplungs­ vierpol 5 wieder aktive Elemente enthalten. Die Einspeisung des rückgeführten Signals kann ebenfalls wieder parallel zum Ver­ stärkereingang zwischen den Anschlüssen 13 und 30 erfolgen.

Claims (12)

1. Antennenverstärkerschaltung für aktive hochlineare Empfangsantennen mit eingangsseitiger Rauschanpassung mit min­ destens zwei aktiven Dreipolen, bei der die Eingangsstufe den ersten aktiven Dreipol enthält und deren Eingangsanschluß mit dem einen Ausgangsanschluß des passiven Antennenteils verbunden ist und bei der der zweite Ausgangsanschluß des passiven Antennenteils mit dem Bezugsanschluß des Verstärkers verbunden ist und bei der die Ausgangsstufe den zweiten aktiven Dreipol enthält und das Ausgangssignal des Antennenverstärkers am Sen­ kenanschluß des zweiten aktiven Dreipols abgenommen ist und der Senkenanschluß des ersten aktiven Dreipols mit dem Quellanschluß des zweiten aktiven Dreipols verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingangsanschuß (13) der Eingangsstufe (14) entweder durch den Steueranschluß (11) oder durch den Quellanschluß (10) des ersten aktiven Dreipols (1) gebildet ist und ein Rückkopp­ lungsvierpol (5) mit einem Eingangstor (50) und mit einem Aus­ gangstor (51) vorhanden ist und das Eingangstor (50) des Rück­ kopplungsvierpols entweder von einer Ausgangsspannung der Ein­ gangsstufe (14) oder von einem daraus abgeleiteten Signal oder von einem Ausgangsstrom der Eingangsstufe (14) oder von einem daraus abgeleiteten Signal angesteuert wird und das Ausgangstor (51) des Rückkopplungsvierpols (5) entweder parallel oder seri­ ell zum Eingang der Eingangsstufe (14) des Antennenverstärkers geschaltet ist.

2. Antennenverstärkerschaltung nach Anspruch 1, wobei der Ein­ gangsanschluß (13) der Eingangsstufe (14) durch den Steueran­ schluß (11) des ersten aktiven Dreipols (1) gebildet ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Quellanschluß (10) des ersten aktiven Dreipols (1) hochfre­ quenzmäßig niederohmig mit dem Steueranschluß (21) des zweiten aktiven Dreipols (2) verbunden ist.

3. Antennenverstärkerschaltung nach Anspruch 1, wobei der Ein­ gangsanschluß (13) der Eingangsstufe (14) durch den Quellan­ schluß (10) des ersten aktiven Dreipols (1) gebildet ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Steueranschluß (11) des ersten aktiven Dreipols (1) und der Steueranschluß (21) des zweiten aktiven Dreipols (2) hochfrequenzmäßig niederohmig mit dem Bezugsanschluß (30) ver­ bunden sind.

4. Antennenverstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangstor (50) des Rückkopplungsvierpols (5) von der Span­ nung zwischen dem Senkenanschluß (12) des ersten aktiven Drei­ pols (1) und dem Bezugsanschluß (30) angesteuert wird.

5. Antennenverstärkerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangstor (50) des Rückkopplungsvierpols (5) von der Span­ nung zwischen dem Quellanschluß (20) des zweiten aktiven Drei­ pols (2) und dem Bezugsanschluß (30) angesteuert wird.

6. Antennenverstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangstor (50) des Rückkopplungsvierpols (5) vom Strom an­ gesteuert wird, der in der Verbindung zwischen dem Senkenan­ schluß (12) des ersten aktiven Dreipols (1) und dem Quell­ anschluß (20) des zweiten aktiven Dreipols (2) fließt und hierzu das Eingangstor (50) des Rückkopplungsvierpols (5) in die Ver­ bindung eingeschleift wird und die Eingangsimpedanz des Eingangstors (50) niederohmig ist.

7. Antennenverstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangstor (51) des Rückkopplungsvierpols (5) parallel zum Eingang der Eingangsstufe (14) geschaltet ist, also zwischen de­ ren Eingangsanschluß (13) und den Bezugsanschluß (30).

8. Antennenverstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangstor (51) des Rückkopplungsvierpols (5) seriell zum Eingang der Eingangsstufe (14) geschaltet ist, also in die Ver­ bindung zwischen den Ausgangsanschluß (31) des passiven An­ tennenteils (3) und den Eingangsanschluß (13) der Eingangsstufe (14).

9. Antennenverstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Rückkopplungsvierpol (5) ausschließlich passive Bauelemente enthält.

10. Antennenverstärkerschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Rückkopplungsvierpol (5) auch einen Transformator (52) ent­ hält.

11. Antennenverstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Rückkopplungsvierpol (5) auch mindestens ein aktives Ele­ ment (56) enthält.

12. Antennenverstärkerschaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Rückkopplungsvierpol (5) auch einen Transformator (52) ent­ hält.