JPH05251996A - 歪み線形化回路、及び歪み線形化器を備えた衛星 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 振幅に対して過度の影響を与えることなく位
相を補正すると共に、位相変化に影響を与えることなく
非線形振幅変化を最小にすることのできる歪み線形化器
を提供する。 【構成】 ＦＥＴ１８はソース−ドレインバイアスなし
に動作し、ソース−ドレイン伝導路２６は伝送線１２に
直列に接続されている。ゲート−アースインピーダンス
はソース−ドレイン伝導路を通る信号の非線形歪み又は
利得及び／又は位相を印加するようにピンチオフ近くの
ゲート電圧に関連して選択される。インダクタはソース
からドレインにブリッジ接続されている。インダクタの
大きさは位相変化に影響を与えることなく非線形振幅変
化を最小にするように調整され、位相変化は振幅変化に
影響されない。ブリッジ接続のインダクタに直列に接続
されている抵抗は振幅変化を位相変化に対して無関係で
あるように選択される。このような２つの独立した振幅
及び位相補正器が縦続接続されている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、歪み線形化器（リニア
ライザ）に関し、更に詳しくは、ＦＥＴ（電界効果トラ
ンジスタ）歪み位相及び／又は利得線形化器に関する。

【０００２】

【従来の技術】衛星通信システムは大陸間及び大陸内デ
ータ、並びに娯楽情報を転送するために需要が増大しつ
つある。このようなシステムの基本技術は今では通常の
知識であり、場合によっては静止衛星である衛星に情報
を送信したり、衛星からの繰り返された又は変換された
情報を受信する地上局を含んでいる。通信衛星の資本費
を高めるには、通信のユニット当たりの価格を低減する
ために設備を最大限に利用する必要がある。軌道を回っ
ている衛星に修理を行うために接近することが不可能で
あるような宇宙における過酷な動作環境のため、衛星の
システム及び構造体、並びにその通信システムのペイロ
ードには過酷な要件が課されている。複数の通信チャン
ネルが通常設けられており、１９９１年１０月７日に出
願されたボルクスタイン（Wolkstein ）の名義の米国特
許出願番号０７／７７２２０７に記載されているような
周波数及び偏波ダイバーシティの組合せを用いることに
より、チャンネル毎の分離を強めている。衛星における
情報信号は、地上局によって受信されるように地球に再
送信する前に増幅されなければならない。原則として、
衛星において受信された情報信号は、単一の電力増幅器
によって増幅される。しかしながら、所望の信号振幅又
は電力出力レベルにおいて動作する場合の現在の技術状
況で利用できる増幅器の線形性の制限のために、多重チ
ャンネルが単一の増幅器で処理される場合、過度の相互
変調歪みが発生する。

【０００３】衛星の寿命を最大にするために、あらゆる
追加構成要素の重量は、構成要素が置き代わる消費性推
進剤（燃料又は燃料に酸化剤を加えたもの）のペイロー
ド低減の結果として、衛星の有効な寿命における低減を
考慮して評価されなければならない。このように、重量
に対する通信システムの性能の兼ね合いが注意深く評価
される。この評価は消費電力、信頼性及びペイロード性
能のような考慮しなければならない他の要因があるため
複雑である。

【０００４】上述したボルクスタインの出願に記載され
ているように、通常の通信システムは各チャンネルに個
々の電力増幅器を用いており、相互変調歪みを低減して
いる。しかしながら、瞬時信号振幅に依存する位相歪み
のようなある形の歪み及び信号レベルの増大に伴う信号
圧縮は、単一チャンネルの増幅技術によって改善されな
い。各チャンネルにおける電力増幅器からの出力電力を
最大にするために、信号レベルはかなりの歪みが発生す
るレベルまで増大され、歪み補正器（場合によっては、
前置又は後置等化器と称される）が増幅器の信号路に追
加される。

【０００５】平衡器、補償器及び等化器と称される多く
の異なるタイプの装置が、一般にシステムに、特に通信
システムに用いられている。「平衡器」は、物理的振動
を低減する回転装置上に用いられる物体であったり、又
はプッシュプル真空管増幅器の真空管の電極に接続され
ているポテンシオメータを含んでいてもよい。この場合
のポテンシオメータは、真空管の動作伝達関数をできる
限り同じにすることにより調波歪みを低減する。「補償
器」は、はね返りを低減するように小さなアーム若しく
はキャノンのバレルに取り付けられたガスダイバータで
あったり、コンパスに取り付けられた磁石であってもよ
い。「補償器」は又、一例が異なる同軸ケーブルの長さ
に関わらず若しくは熱的制御される場合に日々の及び季
節毎の温度変化によって生ずる性能の変化にも関わら
ず、ケーブルテレビジョンシステム（ＣＡＴＶ）のよう
な伝送線システムにおける利得を一定に維持する線形
（名目上は振幅に独立な）可変振幅対周波数（勾配）装
置である電子装置であってもよい。同様に、「等化器」
は、いくつかの支持部を横切る負荷を分配する機械的装
置であったり、又は回路の種々の等電位位置を連結する
電気導体であってもよい。又、「等化器」は上述したよ
うに、可変又は熱的ケーブル補償器の他の用語である。
複素リアクタンスブリッジネットワークを含んでいるブ
リッジ接続されたＴ字型スロープ等化器は、１９９０年
１０月３０日にサン等（Sun et al.）に発行された米国
特許番号第４９６７１６９号に記載されている。歪み等
化器は関連する非線形回路の歪みを何等かの方法で補正
する。「先行歪ませ」等化器は、信号源と信号増幅器の
ような非線形装置との間の信号路内に挿入されて、振幅
に応じて信号を前もって歪ませ、次の非線形段によって
導入される振幅及び／又は位相歪みを完全に又は部分的
に打ち消す非線形装置である。後置歪み等化器は、非線
形段の出力において同じ機能を達成する。補償を必要と
する非線形装置は通常、電力増幅器であるので、後置歪
み等化器は先行歪ませ等化器よりも大きな信号振幅を処
理しなければならず、このため、先行歪ませ等化器が好
ましい。

【０００６】上述したように、衛星システムの兼ね合い
は、消費電力、信頼性、重量及び性能の点から注意深く
評価されなければならない。衛星通信のチャンネル増幅
器として、固体増幅器及び進行波管間の兼ね合いに対し
て多くの注意が向けられ、このとき両者は改良され、現
在両タイプのものは約２ギガヘルツ（ＧＨｚ）から１３
ＧＨｚまでの周波数範囲において用いられている。歪み
等化器は、１９８４年８月１４日にハング等（Huang et
al ）に発行された米国特許番号第４４６５９８０号に
記載されている二重ゲート共通ソースＦＥＴ装置のよう
な伝送装置を含んでおり、この装置において、信号は一
方のゲートに供給され、信号サンプルからの検出された
信号は他方のゲートに供給され、所望の歪みを発生する
ようになっている。信号サンプルは方向性結合器によっ
て出力される。方向性結合器は、ダネル等（Donnell et
al ）の名義で１９７１年８月２２日に発行された米国
特許番号第４１０９２１２号、サトウ（Satoh ）の名義
で１９８１年８月１１日に発行された米国特許番号第４
２８３６８４号、カマー等（Kumar et al ）の名義で１
９８６年１月１４日に発行された米国特許番号第４５６
４８１６号、及びカッツ等（Katz et al）の名義で１９
８６年５月１３日に発行された米国特許番号第４５８８
９５８号のような他の先行歪ませ回路にも用いられてい
る。これらの従来の歪み等化器は、これが方向性結合器
を用いているということにおいて、衛星の使用に際し顕
著な欠点を有している。このような方向性結合器はしば
しば導波管分岐装置として設計され、これらの装置は２
つの並列「貫通」導波管を組み立てたものであり、複数
の「分岐」導波管がそれらの間に延出しており、これら
は所望の線形電力分割及び線形位相シフトを発生する大
きさに形成されている。このような導波管装置は、動作
周波数の波長のかなりの部分を占める大きさを持たなけ
ればならず、小型化することができない。この結果、衛
星の先行歪ませ等化器用の導波方向性結合器、及び場合
によってはいくつかの等化器の他の構成要素は、各歪み
等化器を大きく且つ重くする傾向がある。このことは、
特に多チャンネルシステムにおいては各チャンネルが先
行歪ませ等化器を含んでいるので、不利益である。

【０００７】衛星システムの信頼性は、冗長構成によっ
て高められる。多くの衛星通信システムにおいては、チ
ャンネルに不良が発生した場合、スイッチ式迂回装置に
よって優先度の高い信号を動作チャンネルに迂回させる
ことができる。システムにおいて、より故障し易い部分
は増幅器である。この結果、冗長装置ではしばしば増幅
器を規定数以上の通常用いられない増幅器と共にチャン
ネル間でスイッチし、この規定数以上の通常用いられな
い増幅器をチャンネル内にスイッチして、故障した増幅
器を置き換えることができるようになっている。このよ
うな冗長装置に伴うことは、各増幅器及びその関連する
歪み等化器が広帯域周波数性能を達成できなければなら
ないことである。

【０００８】カッツ等の名義で１９９１年８月６日に発
行された米国特許番号第５０３８１１３号は、伝送型先
行歪ませ等化器について記載している。この先行歪ませ
等化器はＦＥＴを備えており、そのソース−ドレイン伝
導路は上述したハング等の共通ソース装置と対照に、伝
送線に直列に接続されており、ゲート−アースリアクタ
ンス及びゲートバイアスが信号の所望のレベルの歪みを
発生するように選択されている。一般に、この伝送型Ｆ
ＥＴは損失のある伝送要素として作用し、損失は信号の
増大と共に低減し、信号の拡大を行っている。信号レベ
ルの増大に伴う信号の拡大は、関連する増幅器によって
引き起こされる信号の圧縮を相殺する。又、伝送ＦＥＴ
を介する位相シフトは、信号レベルによって影響され
る。カッツ等の伝送ＦＥＴ歪み等化器のいくつかの動作
モードは、ゲートバイアス電圧及びゲートインピーダン
スに依存することが確認されている。各々が約５％の帯
域幅を有する３つのモードは、信号レベルの増大の関数
として位相シフトが増減することが確認されている。第
４番目のモードは現在入手可能なＦＥＴにおいて、約３
ＧＨｚ以下の周波数において利得拡大を行う。第５番目
の動作モードは比較的広帯域であり、Ｋｕ帯域（約１２
ＧＨｚ）において及びＫｕ帯域以上において有効な利得
拡大を行う。この第５番目の動作モードは、ある衛星通
信周波数において対象となる領域において利得拡大を行
うが、この動作モードは信号電力レベルの増大に伴って
低減する（少ない遅延時間）位相シフトを発生し、これ
は、同様な位相歪みを有しているこれらの増幅器を等化
するのに適切ではない。信号電力レベルの増大に応じた
位相シフトの低減と共に信号又は利得圧縮を受けるこれ
らの増複器に対する歪みを等化するために、歪み等化器
は電力レベルの増大に伴って増大する（より大きい遅延
時間）位相シフトに結合した利得拡大を有していなけれ
ばならない。

【０００９】カッツ等の名義で１９９１年８月３０日に
出願された「ＦＥＴを用いた平衡型反射非線形プロセッ
サ（Balanced Reflective Nonlinear Processor Using
ＦＥＴ）」という名称の同時係属米国特許出願番号第０
７／７５３１６４号は、反射モードで動作する伝送ＦＥ
Ｔ歪み発生器の反射平衡型装置について記載しており、
この反射平衡型装置は信号電力レベルの増大の関数とし
て、位相シフトの増大と共に利得の拡大を行っている。
この装置は反射平衡型装置の一部として結合器を用いて
いる。

【００１０】改良された歪み発生器が要望されている。

【００１１】

【発明の概要】歪み発生器はＦＥＴを含んでいる。ＦＥ
Ｔはゲート電極を含んでいると共に、又、ソース電極と
ドレイン電極との間に延出している制御可能な信号路を
含んでいる。この制御可能な信号路は信号伝送路に接続
されている。ゲート電極は選択されたリアクタンスを介
して基準電位に接続されており、制御可能な信号路を通
る信号の所望の歪みを発生するようにバイアスされてい
る。信号レベルの増大に応じた位相シフトの低減と共に
利得圧縮を示す信号プロセッサと共に線形化器として用
いるために、インダクタンスが歪み発生器ＦＥＴの制御
信号路の両端に接続されている。インダクタンスは線形
分路を与えており、この線形分路を介して信号は、主に
ＦＥＴ経路が高インピーダンス状態にあるときにＦＥＴ
経路をバイパスするようになっており、信号は主にイン
ダクタンスを通って流れる。ＦＥＴ経路が低インピーダ
ンスであるときには、インダクタンスの影響は少ない。
１１ＧＨｚから１３ＧＨｚまでの範囲で用いるよう構成
されている本発明の特定の実施例では、インダクタンス
は個別の空心ソレノイドコイルで構成されている。本発
明の他の実施例では、利得拡大制御と実質的に独立な位
相制御の調整は、ＦＥＴのソース電極とドレイン電極と
の間に接続された直列組合せを形成するようにインダク
タンスに直列接続された抵抗によって行われる。特定の
値の抵抗においては、信号電力レベルに応じた位相変化
はほぼゼロであり、ＦＥＴ歪み発生器は、信号レベルの
増大と共に利得拡大のみを行う。本発明の更に他の実施
例では、２つのソース−ドレインＦＥＴ経路が縦続接続
されており、その一方はインダクタンスによってブリッ
ジ接続されており、他方は抵抗に直列なインダクタンス
によってブリッジ接続されている。抵抗は信号レベルの
関数として、位相変化を最小にするように選択され、対
応するインダクタンスの値は信号レベルの変化に応じて
拡大量を制御する。インダクタンスによってブリッジ接
続されたＦＥＴは、信号レベルの関数として位相変化を
もたらす。中間増幅器は全体の利得を維持するように用
いられる。更に他の実施例では、ブリッジ抵抗はそれ自
体、ＦＥＴのソース−ドレイン抵抗によって形成されて
いる。ブリッジインダクタンスに関連する可変容量は、
正味のブリッジ容量を制御する。可変容量はバラクタダ
イオードの形式のものでよい。ハイブリッドカプラの大
きさ及び重量が問題でないシステムにおいては、ブリッ
ジ接続されたインダクタンスＦＥＴを反射モードで用い
てもよい。

【００１２】

【実施例の記載】図１は、上述したカッツ等（Katz et
al）の米国特許番号第５０３８１１３号に記載されてい
るような従来の歪み発生器の構成図である。図１におい
て、交流信号源１０は同軸伝送線記号１２で示されてい
る伝送線を介して、参照番号１４で示されている歪み発
生器に接続されている。歪み発生器に対するインピーダ
ンスは抵抗１６で図示されており、周知のように交流信
号源１０の内部インピーダンス、並びに伝送線１２の長
さ、減衰及び特性インピーダンスに依存している。歪み
発生器１４はＦＥＴ１８を含んでいる。ＦＥＴ１８は伝
送線１２に接続されているソース電極２０と、同軸伝送
線記号２４によって表されている出力伝送線に接続され
ているドレイン電極２２とを有している。利用装置、即
ち負荷は抵抗４２で表されている。ソース−ドレイン伝
導路２６がソース電極２０とドレイン電極２２との間に
延在しており、その伝導はゲート電極２８と伝導路２６
との間に印加される電圧によって変調又は制御される。
点線ブロック３０として示されているインピーダンス
が、ゲート２８とアース（又は所望により他の基準電
位）との間に接続されている。ブロック３０内で示すよ
うに、リアクタンスはコンデンサ３２によって形成され
ている。しかしながら、上述したカッツ等の特許に記載
されているように、ゲートとアースとの間の正味のリア
クタンスは、経路の長さのために誘導性である。参照番
号４０として全体的に示されているバイアス電圧源は、
ＦＥＴを所望の非線形領域にバイアスするための抵抗４
１として表されている分離又は減結合インピーダンス又
は素子を介して、ゲート電極２８に接続されている。本
技術分野に専門知識を有する者に周知であるように、図
１の回路における減結合及び電流制限用には、約５００
オーム以上の値を有する抵抗が適切であり、電流制限が
必要でない場合には、代わりに直列無線周波チョーク
（ＲＦＣ）が用いられ、減結合を補助するためにＲＦＣ
から離れた側に分路コンデンサが用いられる。バイアス
電圧源４０は分離抵抗４１と、ソースインピーダンス１
６及び負荷インピーダンス４２のいずれか（又は両方）
と、アース接続部とを含んでいる経路を介して、ゲート
電極２８と制御可能経路２６との間に電圧を供給する。

【００１３】図２はＮＥＣ（日本電気株式会社）のタイ
プＮ６７３ＦＥＴを用いた図１の構成において、入力信
号振幅又はレベルをパラメータとした場合の周波数に対
するＦＥＴ歪み発生器のモデル化された又は計算された
振幅及び位相の応答を示している。図２において、曲線
２１０は、入力信号レベルが０ｄＢｍであり、ゲートか
らアースへのインダクタンスが０．１ナノヘンリ（ｎ
Ｈ）である場合の図１の構成の振幅応答、即ち利得を表
しており、曲線２１２は、−２５ｄＢｍの低い入力信号
レベルにおいて計算された利得応答特性を表している。
曲線２１０及び２１２は損失として知られている負の利
得を示している。図示のように、曲線２１０及び２１２
は約１３ＧＨｚにおいて収束している。約１３ＧＨｚ以
下では、振幅応答は低い信号レベルにおけるよりも高い
信号レベルにおいて約５ｄＢから１５ｄＢ大きく、これ
により、増大する信号レベルの関数として、即ち信号レ
ベルの増大と共に、同じ値だけの利得増大を示してい
る。曲線２１０及び２１２によって示される応答は、８
ＧＨｚ（できるだけ８ＧＨｚ以下）から約１３ＧＨｚま
での周波数において、増幅器の利得圧縮を補正するのに
有益な利得増大をもたらす。

【００１４】図１の構成の位相応答特性の計算値は、低
い入力信号レベルにおけるものが図２の曲線２１４で示
されており、高い入力信号レベルにおけるものが曲線２
１６で示されている。約１１ＧＨｚから１４ＧＨｚまで
の周波数範囲における曲線２１４及び２１６で示されて
いるように、信号レベルが低レベルから高レベルに増大
するにつれて位相進み（正位相方向における変化）が発
生し、位相遅れが８ＧＨｚから約１１ＧＨｚで発生して
いる。明らかに、このような応答特性では信号レベルの
増大に伴って進んだり（更に正になったり）、又は遅れ
たり（更に負になったり）する増幅器の位相応答特性を
全周波数範囲８ＧＨｚから１４ＧＨｚまでにわたって補
正することができない。特に、このような応答特性で
は、信号レベルの増大に伴って遅延又は低減する位相シ
フトを受ける増幅器を全周波数範囲にわたって補正する
ことはできない。曲線２１０及び２１２で示されるよう
な振幅応答又は増大が８ＧＨｚから１３ＧＨｚまでの周
波数範囲にわたって満足すべきものであるとしても、位
相応答特性は少なくともある増幅器の歪み補正には適し
ていない。

【００１５】図３は本発明による歪み補正器、等化器又
は補償器３００の簡略構成図である。図３において、図
１の構成要素に対応する構成要素は同じ符号で示されて
いる。図３はブロック３１０で示す線形インピーダンス
が制御経路２６の向こう側でソース電極２０からドレイ
ン電極２２にブリッジ接続されている点のみが図１と異
なっている。ＦＥＴ１４の制御経路２６は、負荷４２に
関する分圧器として有効に接続されている。ブリッジイ
ンピーダンス３１０が存在する場合、信号源１０から負
荷４２への信号の流れに対して、制御経路２６を通る第
１の非線形経路と、インピーダンス３１０を通る第２の
線形経路とから成っている２つの経路が存在している。
ＦＥＴ１４はソース−ドレインバイアスなしに本質的に
動作し、そのソースインピーダンス及び負荷インピーダ
ンス（１６及び４２）が通常等しい場合には、ＦＥＴ１
４は増幅器として動作しないことを特に注意されたい。
従って、インピーダンス３１０はフィードバックインピ
ーダンスではなく、むしろ「並列」又は「フィードフォ
ワード」インピーダンスと称してもよいものである。

【００１６】図３のインピーダンス３１０がインダクタ
ンスである場合、より広い周波数帯域にわたって位相制
御が用いられ得ることが発見された。このことは、図２
の曲線２１６で示されている高電力レベルにおいてＦＥ
Ｔを通過する信号の位相角が主に容量性である（即ち、
ＦＥＴを通過する信号は位相が進む）ことを考慮するこ
とにより理解される。低信号電力レベルでは、１１ＧＨ
ｚより上の周波数における位相角は容量性が少なくな
り、約１２ＧＨｚより上の周波数においてわずかに誘導
性（位相遅れ）になる。１１ＧＨｚ以下の周波数では、
低入力電力においてＦＥＴから出る信号は、高入力電力
レベルにおけるものに比較して位相が進む。ＦＥＴ経路
が高信号電力（低ＦＥＴ損失）において図４におけるよ
うに誘導性インピーダンス３１０によってバイパスされ
ると、インダクタンスによって貢献される信号の成分
は、ＦＥＴを通過する成分に比較して振幅が小さくな
り、進んだ状態にある正味の位相角に対してわずかな差
が発生する。低信号電力（高ＦＥＴ損失）では、ＦＥＴ
によって貢献された位相の進んだ信号は振幅が低減し、
インダクタンスによって貢献された位相の遅延した成分
は比較的大きくなり、これにより、正味の信号は位相が
遅延する。

【００１７】図４は本発明による歪み発生器４００の簡
略構成図である。図４において、図１及び図３の構成要
素に対応する構成要素は同じ符号で示されている。図４
に示すように、入力及び出力伝送ラインは本技術分野で
周知である形式のストリップ伝送線であり、これらのラ
インはしばしば「マイクロストリップ」と称され、マイ
クロ波集積回路又はモノリシックマイクロ波集積回路
（ＭＭＩＣ）用に用いられている。図４のゲート−アー
スインピーダンスブロック３０内において、インピーダ
ンスは２つの直列接続されたインダクタ４３０ａ及び４
３０ｂと、コンデンサ４３２とを含んでいる。インダク
タ４３０ａとインダクタ４３０ｂとの間には接続点４３
４が設けられており、コンデンサ４３２はこの接続点か
らアースに接続されている。ブリッジインピーダンス３
１０はソース電極２０とドレイン電極２２との間に接続
されているインダクタ４１０である。参照番号４１で全
体的に示す減結合インピーダンスは、無線周波チョーク
（ＲＦＣ）４４１と、アースへの分路又は減結合コンデ
ンサ４４２と、抵抗４４４と、フィードスルーコンデン
サ４４６とを含んでいる。無線周波数という用語は一般
に、放射されることが可能な約５０ｋＨｚ以上の周波数
を表し、本実施例においてはマイクロ波及びミリメート
ル波を表す。ゲートソース電圧Ｖg は信号源（図示せ
ず）からバイアス電圧端子４４０に供給される。

【００１８】本発明の特定の実施例では、図４のインダ
クタ４３０ａ及び４３０ｂは各々０．０００７インチ
（０．７ミル）の直径の導体ワイヤから成っている半ル
ープ（即ち、ギリシャ文字Ωに類似している）であり、
各々のワイヤの長さは１０ミルである。このようなイン
ダクタの実際のインダクタンスは、全回路ループ内に含
まれている領域がインダクタンスに貢献し、インダクタ
ンスが半ループの「インダクタ」のみならず、関連する
回路のレイアウトにも依存するので、決定することが困
難である。コンデンサ４３２は値が０．１ｐＦであり、
主にインダクタ４３０ａ及び４３０ｂ用の連結点として
用いられる。この同じ実施例では、分路インダクタ４１
０は並列に接続された３つの同じ半ループから構成され
ており、これにより、単一の直径の大きな導体を模擬
し、全体のインダクタンスを低減している。インダクタ
４１０を構成している３つの半ループ導体の各々は、直
径が０．７ミルであり、ワイヤの長さが１２ミルであ
る。ＦＥＴは日本電気株式会社のＧａＡｓ（ガリウムヒ
素）タイプＮＥ６７３である。

【００１９】図５の曲線５１６は、図２の曲線２１６と
同じ０ｄＢｍの高入力電力レベルにおける図４の装置の
正味の位相応答の計算値を示している。一方、低入力信
号電力においては、誘導性分路、即ちブリッジインピー
ダンス３１０によって正味の位相にかなりの変化が生じ
る。低信号レベルにおける分路インダクタンスの効果
は、図２の参照番号２１４で示される位相曲線を負の位
相方向（即ち、位相遅れ）に移動させることであり、こ
の結果、図５の曲線５１４として示されている正味の位
相シフトが発生する。図４に示すように、曲線５１４及
び５１６で示されるような高信号レベル及び低信号レベ
ルの間の位相におけるこの変化は、８ＧＨｚから１４Ｇ
Ｈｚまでの全周波数帯域にわたって比較的一定である。
図５において、低電力曲線５１０及び高電力曲線５１２
で示されている分路インダクタンスが存在する場合の振
幅の増大は、図２の曲線２１０及び２１２で示されるも
のに対して実質的に変わらない。こうして誘導性ブリッ
ジインピーダンスによって、利得に実質的な影響を与え
ることなく、一層不変の位相性能が達成される広い周波
数範囲が得られる。

【００２０】図６(A) は入力信号の振幅をパラメータと
した場合の２ＧＨｚから１８ＧＨｚまでの周波数範囲に
わたる図４の歪み発生器の位相の測定値を示している。
ゲートバイアスは約−０．９５ボルトである。マーク１
及び２は１１ＧＨｚ及び１３ＧＨｚをそれぞれ定めてい
る。マーク３は以下に説明するようにゲインクロスオー
バが発生する周波数である。図６(A) において、曲線６
１４は−２５ｄＢｍの入力電力の低信号電力レベルを示
しており、曲線６１６は０ｄＢｍの高入力電力レベルを
示している。図示のように、高電力レベル及び低電力レ
ベルの間の位相角の差は、広い周波数範囲にわたって比
較的一定である。図６(B) は２ＧＨｚから１８ＧＨｚま
での周波数範囲にわたる図４の構成の振幅応答特性の測
定値を、同じ低信号振幅（曲線６１０）及び高信号振幅
（曲線６１２）に対して示している。利得増大は２ＧＨ
ｚから、約１５ＧＨｚであるマーク３までの周波数範囲
にわたって発生する。信号電力レベルの増大に伴う位相
角の増大と共に周波数範囲２ＧＨｚから１５ＧＨｚにお
ける利得の増大は、進行波管増幅器を含んでいるある増
幅器によって示される信号電力の増大に伴う位相角の減
少及び振幅の圧縮を補償するために好ましいものであ
る。

【００２１】図７(A) 及び図７(B) は図６(A) 及び図６
(B) の曲線の部分拡大図であって、１１ＧＨｚから１３
ＧＨｚまでの周波数範囲における応答特性を詳細に示し
ている。図７(A) 及び図７(B) の曲線は図６(A) 及び図
６(B) の曲線とそれぞれ同じであるので、同じ参照番号
が用いられている。又、図６(A) 及び図６(B) における
ように、高電力レベルは０ｄＢｍであり、低電力レベル
は−２５ｄＢｍである。図示のような性能は、衛星通信
に用いられる少なくともある周波数帯域にわたる歪みを
補償するように補助するのに有益である。もちろん、他
のタイプのＦＥＴ及び他のインダクタが他の周波数範囲
にわたって、適当な性能を達成することもできる。絶対
的位相は意味がない。絶対的位相はスクリーン上のディ
スプレイを維持するように位相オフセット制御を用い
て、いたるところに動かされる。

【００２２】図８(A) は図４の歪み発生器と同様の先行
歪み発生器４００に縦続接続されたＴＷＴ増幅器（ＴＷ
ＴＡ）８９８の簡略ブロック図であり、歪み発生器４０
０及びＴＷＴＡ８９８は、信号源１０と負荷４２との間
に接続されている。図８(B)はＴＷＴＡのみの場合及び
図８(A) におけるように歪み発生器を有しているＴＷＴ
Ａの場合における図８(A) の装置の出力信号振幅に対す
る位相応答特性の曲線を示している。図８(C) はＴＷＴ
Ａのみの場合及び歪み等化器を有している場合の振幅応
答特性を示している。図８(B) の曲線８１８はＴＷＴＡ
のみの位相応答特性を示している。図示のように、ＴＷ
ＴＡの位相は低信号振幅において０゜の基準値から開始
し、入力信号レベルの増大に伴って徐々に負になり、図
示の振幅範囲にわたる全体の位相変化は約５０゜であ
る。曲線８１１５０、８１１７５、８１２００、８１２
２５及び８１２５０はそれぞれ１１．５０ＧＨｚ、１
１．７５ＧＨｚ、１２．０ＧＨｚ、１２．２５ＧＨｚ及
び１２．５ＧＨｚにおける入力信号振幅に対する歪み補
償位相特性を示している。図示のように、補償された位
相を表す曲線は、低電力レベルにおいて基準値−２５゜
で一致し一定であり、周波数曲線は最小電力から最大電
力の変化の間、基準値から約１０゜以上ずれない。これ
は位相性能がＴＷＴＡのみに対して、かなり改良されて
いる。

【００２３】図８(C) の曲線８１０は上述したＴＷＴＡ
のみの場合の入力信号振幅に対する出力信号振幅（圧縮
又は利得曲線）を示しており、参照番号８１２として一
緒に示されている曲線群は、図４の先行歪み装置４００
によって補正されたＴＷＴＡの場合の異なる周波数にお
ける対応する曲線を示している。図８(C) において、マ
ーク１はＴＷＴの飽和電力点を示しており、これは最大
出力電力を発生する入力電力点であり、この点より上及
び下では出力電力は低減する。図８(C) において曲線８
１０によって示すように、ＴＷＴＡのみの場合には飽和
点の約１５ｄＢ下から徐々に開始する圧縮状態に入り、
飽和状態より約８ｄＢ下において約１ｄＢの圧縮状態に
達する。歪み補正曲線８１２はこの電力レベルにおい
て、まだ殆ど線形であり、ＴＷＴＡのみとの比較によ
り、線形動作レベルの約７ｄＢの利得を示している。

【００２４】図９は周波数をパラメータとした場合のＴ
ＷＴＡの単一搬送波飽和からの電力バックオフ又は信号
レベルに対する二搬送波の搬送波対相互変調（Ｃ／Ｉ）
比の曲線を示している。図９において、曲線９１０は１
２ＧＨｚにおけるＴＷＴＡの性能を示し、曲線９１２
０、９１２５及び９１３０は、ＴＷＴＡが図４による歪
み等化器に縦続接続された場合の１２ＧＨｚ、１２．５
ＧＨｚ及び１３．０ＧＨｚにおけるＣ／Ｉ比をそれぞれ
示している。Ｃ／Ｉ比が大きいほど、性能は良好であ
る。図９に示すように、４ｄＢの電力バックオフは、Ｔ
ＷＴＡのみのＣ／Ｉ比を２０ｄＢ低減し、先行歪ませに
より補償されたＴＷＴＡは、３２ｄＢより大きなＣ／Ｉ
比を有している。これは歪み補償器による１６ＧＨｚの
範囲にわたる１２ｄＢのＣ／Ｉ比の改良である。Ｃ／Ｉ
比の数ｄＢの改良が１０ｄＢまでのバックオフのすべて
の値において、１２ＧＨｚから１３ＧＨｚまでの範囲の
すべての周波数範囲において先行歪ませ補償器によって
得られる。

【００２５】振幅及び位相変化の独立した制御が達成さ
れることが発見された。図３のブリッジインピーダンス
３１０が抵抗に直列なインダクタンスを含んでいる場
合、その抵抗の大きさにより、位相シフトにおける変化
の大きさ及び方向を制御することができる。図１０(A)
は図４の歪み発生器と同様の歪み発生器を示しており、
この歪み発生器において、ブリッジインピーダンス３１
０は抵抗１０１２に直列に接続されたインダクタ４１０
を含んでいる。モデル化及び計算（図示せず）されるよ
うに、電力レベルの関数としての位相変化は、抵抗１０
１２の値が約３００オームの場合にゼロに達する。この
抵抗の値が信号レベルの関数として利得の変化に及ぼす
影響は、無視し得るものである。

【００２６】図４のブリッジインピーダンス３１０がイ
ンダクタンスである場合、信号レベルの関数としての利
得又は圧縮における変化は、位相における変化にあまり
影響を及ぼすことなく調整できることが発見された。ブ
リッジインダクタンス、即ち分路インダクタンス４１０
の値が非常に小さい場合、この分路インダクタンスは非
線形ＦＥＴ伝導路２６をバイパスする短絡回路として本
質的に作用する。この結果、非常に小さな値のインダク
タンスの場合、信号レベルの関数としての利得の変化、
即ち歪み発生器の非線形性は、全体として小さい。ブリ
ッジインダクタンスが大きい場合には、比較的大きな値
の信号が線形インダクタを通るよりもむしろ非線形ＦＥ
Ｔ経路を通って流れ、この結果、歪み発生器の非線形性
は全体として大きくなる傾向がある。インダクタンスの
値を適切に選択することにより、種々の値の非線形性を
確立することができる。

【００２７】図１１は一方が主に振幅歪みの量を制御
し、他方が位相歪みの量を制御する縦続接続された歪み
発生器の構成及びブロック図である。図１１において、
内部インピーダンス１６を有している信号発生器１０は
位相制御非線形、即ち歪み発生器１１９４を駆動する。
発生器１１９４の位相を歪ませられた出力は、歪み発生
器１１９４の損失を補償すべく中間増幅器１１９６を介
して供給され、回復された振幅信号が振幅歪み補償発生
器１１９８に供給される。歪み発生器１１９８の出力に
おける位相及び振幅の歪ませられた信号は、負荷抵抗４
２として示される利用装置に供給される。通常、この負
荷は電力増幅器である。

【００２８】位相歪ませ発生器１１９４は図４の構成と
同様であり、参照番号は１１００番台であることを除い
て図４の参照番号と同じである。ブリッジインダクタは
信号振幅の関数として、利得における変化を最小にする
ように調整される。上述したように、これはまだ信号振
幅の変化に伴う位相の変化を許容している。図１１のＦ
ＥＴ１１１８のゲートは、信号振幅の関数として位相変
化を最適化するように選択されるゲート電圧ＶG1を発生
する第１の制御可能電圧源（図示せず）からバイアスさ
れている。

【００２９】振幅歪ませ発生器１１９８は図１０(A) の
発生器と同様のものである。発生器１１９８において、
ＦＥＴ１１５８はソース電極１１６０からドレイン電極
１１６２へ延出している制御電流路１１６６を有してい
ると共に、又、ゲート電極１１６８を有している。イン
ピーダンス１１７０がゲート１１６８からアースに延び
ている。ゲート電極１１６８は端子１１８０及び分離イ
ンピーダンス１１８１を介して、信号源（図示せず）か
らバイアスされている。直列接続されたインダクタ４１
０及び抵抗１０１２は、制御電流路１１６６の向こう側
でブリッジ接続されている。抵抗１０１２は信号振幅の
関数として、位相における変化を最小にするように調整
され、インダクタ４１０、ゲートインピーダンスＺg 及
び電圧ＶG2は、振幅歪みを最適化するように調整され
る。図１２(A) はブリッジインピーダンス３１０の構成
を示している。ブリッジインピーダンス３１０は、図４
におけるようにインダクタ４１０を含んでいると共に、
更にインダクタの両端に接続された可変コンデンサ１２
１０の形の容量を含んでおり、これにより、ＦＥＴ（図
示せず）をバイパスする並列共振回路を形成している。
図１２(B) は図１２(A) の回路の周波数に対するインピ
ーダンスＺの曲線を示している。図１２(B) において、
点線の曲線１２１２はインダクタ４１０のみのインピー
ダンスを示している。より大きな実効インダクタンスが
動作周波数範囲ｆ1 からｆ2 までにわたって必要である
場合には、インダクタ４１０が周波数ｆ2 よりいくらか
上の周波数で並列共振し、図１２(B) の曲線１２１４と
して示されている端子間のインピーダンスを有するよう
に、図１２(A) の可変コンデンサ１２１０が調整され
る。動作周波数帯域ｆ1 からｆ2 までを含んでいる共振
周波数以下の周波数においては、インダクタ４１０のイ
ンダクタンスはコンデンサ１２１０の容量によるものよ
りも低いインピーダンスを有しているので、ブリッジイ
ンピーダンス３１０を通る電流は、主にインダクタ４１
０を通って流れ、従って、並列共振回路の正味のインピ
ーダンスは誘導性である。こうして、ブリッジインダク
タの実効インダクタンスは、対象の周波数帯域より上の
周波数において並列共振を行うことにより増大する。も
ちろん、本質的に単一インダクタンスであるこのような
並列共振回路は、上述した目的のために、抵抗に直列に
設けられていてもよい。コンデンサ１２１０の代わり
に、電圧可変コンデンサを用いてもよい。

【００３０】図１３は反射モードで用いられる本発明に
よる歪み発生器の簡略ブロック図である。図１３におい
て、３ｄＢ、９０゜方向性結合器１３１０は入力ポート
１３１２を含んでおり、この入力ポートは出力ポート１
３１４及び１３１６に接続されている。参照番号１３２
０で示す本発明による第１の歪み発生器はポート１３１
４に接続されており、参照番号１３２２で示す第２の歪
み発生器はポート１３１６に接続されている。各発生器
１３２０及び１３２２の第２の、即ち出力ＲＦポートは
アースに短絡されている。本発明による歪み発生器のソ
ース及びドレイン電極の一方は、方向性結合器１３１０
の出力ポート１３１４及び１３１６に接続されており、
他方の電極はアースに接続されている。所望の歪ませら
れた信号出力は、方向性結合器１３１０のポート１３１
８から得られる。

【００３１】図１４は衛星多チャンネル通信システムの
簡略総合ブロック図である。図１４において、衛星本体
１４０６はその上に、偏波グリッド装置１４０８と、垂
直偏波受信アンテナ１４１２Ｖと、水平偏波受信アンテ
ナ１４１２Ｈとを有している。受信アンテナ１４１２Ｖ
及び１４１２Ｈは、本体１４０６内に設けられている垂
直及び水平信号処理装置１４１０Ｖ及び１４１０Ｈにそ
れぞれ接続されている。信号処理装置１４１０Ｖ及び１
４１０Ｈは受信信号を処理して、再送信される信号を出
力する。この再送信信号はアンテナ１４３２Ｖ及び１４
３２Ｈによってそれぞれブロードキャストされる。信号
処理回路１４１０Ｈは垂直処理ユニット１４１０Ｖと同
様のものであるので、処理ユニット１４１０Ｖのみにつ
いて説明する。

【００３２】偏波グリッド１４０８を介してアンテナ１
４１２Ｖに到着した垂直偏波信号は、１９９１年１０月
７日に出願されたボルクスタイン（Wolkstein ）の名義
の米国特許出願番号第０７／７７２２０７号に更に詳細
に記載されているように、異なる周波数に中心がある複
数の信号を含んでいる。典型的な衛星システムにおいて
は、１０以上の多くの垂直（Ｖ）チャンネル及び１０以
上の多くの水平（Ｈ）チャンネルがあり、それらの動作
周波数は交互に設けられている。受信信号の帯域幅はテ
レビジョンチャンネルを伝播するのに十分以上である。
従って、信号の帯域幅は６ＭＨｚ以上である。この結
果、図１４の垂直処理チャンネル１４１０Ｖは１０以上
の信号を受信し、その信号の各々は６ＭＨｚ以上の幅を
有しており、互いに同じ値ずつ分離されている。こうし
て、垂直信号によって占められる全体の周波数帯域幅
は、｛１０（Ｖ）＋１０（Ｈ）｝×６として計算され
て、１２０ＭＨｚ以上である。１２０ＭＨｚ帯域の中心
周波数は、例えば１４ＧＨｚである。

【００３３】図１４のアンテナ１４１２Ｖによって受信
される１０以上の垂直信号は、雑音を低減し、干渉を防
止するために、チャンネル１４１０Ｖの入力フィルタ１
４１４に供給される。フィルタ１４１４はバンドパスフ
ィルタであり、帯域幅は垂直信号の全帯域幅にほぼ等し
い。フィルタされた信号は入力フィルタ１４１４から、
必要により低雑音増幅器（図示せず）に供給され、それ
から混合器１４１６及びローカル発振器（Ｌ．Ｏ．）１
４１８を含んでいるブロックコンバータに供給される。
ローカル発振器１４１８の周波数は、１４ＧＨｚの中心
周波数を１２ＧＨｚのような他の中心周波数に変換する
ように選択される。変換された１２ＧＨｚの信号は伝送
経路１４２０を介して、マルチプレクス（ＭＵＸ）フィ
ルタ１４２２に供給される。マルチプレクスフィルタ１
４２２は周波数に従って、各信号を互いに分離する。マ
ルチプレクスフィルタ１４２２は参照番号１、２、…
３、４として全体的に示されている複数の別々のチャン
ネルの開始点である。１０個の垂直信号がある場合に
は、信号プロセッサ１０Ｖのチャンネルの数も１０個で
ある。本質的に、フィルタ１４２２は複数の異なる周波
数における信号源であり、同じ数の複数の別々のチャン
ネルを駆動する。

【００３４】一般に、図１４におけるチャンネル１、
２、…３、４上の信号は増幅され、増幅により発生する
歪みは補償される。そして、増幅され歪みを補正された
信号は結合器１４３０に供給される。この結合器は反対
に動作するフィルタ１４２２と同様のフィルタである
か、又は周波数に基づいて弁別しないハイブリッド結合
器群であってもよい。結合器１４３０の出力における結
合された信号は、地上局又は場合によっては他の衛星に
送信するための送信アンテナ１４３２Ｖに供給される。

【００３５】衛星において有効な信号の信号強度、地上
局に達成するのに必要な受信アンテナ利得、送信アンテ
ナ利得及び電界強度のようなシステムの要件は、受信ア
ンテナ１４１２Ｖと送信アンテナ１４３２Ｖとの間の各
チャンネル毎に設けられなければならない全電力利得を
設定する。図１４のチャンネル１、２、…３、４内にお
いては、信号は縦続接続された駆動増幅器（ＤＡ）１４
３４、先行歪ませ等化器（ＰＤＬ）１４３６のような歪
み線形化器、及び電力増幅器又は最終増幅器（ＦＡ）１
４３８によって処理される。例えば、図１４に示すよう
に、縦続接続されたＤＡ１４３４¹ 、ＰＤＬ１４３６¹
及びＦＡ１４３８¹ はチャンネル１の信号を処理し、Ｄ
Ａ１４３４² 、ＰＤＬ１４３６² 及びＦＡ１４３８² は
チャンネル２の信号を増幅する。図１４に示すように、
他の縦続接続されたＤＡ１４３４⁵ 、ＰＤＬ１４３６⁵
及びＦＡ１４３８⁵ は縦続接続されており、参照番号５
で示す補助「チャンネル」を定めている。チャンネル５
は信号を処理するように接続されておらず、代わりに縦
続接続部に欠陥が発生した場合に他のチャンネルのいず
れかに置き代わる予備縦続接続部の役割を果たす。この
ために、入力フィルタ１４２２と、各チャンネル縦続接
続部１４３４、１４３６及び１４３８の入力との間の接
続は、参照番号１４２４で示す入力スイッチ装置を介し
て行われており、最終増幅器１４３８の出力と結合器１
４３０との間の接続は、参照番号１４２８で示す出力ス
イッチ装置によって行われている。参照番号１４２６と
して示すスイッチ制御装置は、入力及び出力スイッチを
同時に動作させ、現場で発生した不良の形跡に応じて、
又は宇宙船自身側の制御回路によって自律的に信号に応
答する。こうして、ＤＡ１４３４¹、ＰＤＬ１４３６¹
及びＦＡ１４３８¹ の縦続接続部が完全に不良になった
り、又は劣化した場合には、ＤＡ１４３４⁵ 、ＰＤＬ１
４３６⁵ 及びＦＡ１４３８⁵を含んでいる予備縦続接続
部がその代わりに置き換えられ、ＤＡ１４３４¹ 、ＰＤ
Ｌ１４３６¹ 及びＦＡ１４３８¹ の縦続接続部は、オン
ラインの使用から取り除かれる。もちろん、他の冗長ユ
ニットが設けられていてもよいし、不良の数が冗長ユニ
ットの数を越えた場合には、スイッチ装置１４２４、１
４２６及び１４２８は、動作可能な縦続接続部を優先度
の低い使用から優先度の高い使用に移動する。この信頼
性のレベルを得るべくスイッチ可能であるために、各縦
続接続部は垂直信号の累積又は全帯域幅をカバーする瞬
時周波数帯域幅を有している。こうして、本発明のよう
な広帯域線形化器がＰＤＬ１４３６用に優先的に用いら
れる。

【００３６】本発明の他の実施例は、本技術分野に専門
知識を有する者にとって明らかであろう。例えば、他の
形態の伝送ラインを用いて、信号を歪み発生器に対して
又は信号発生器から供給することができる。複数のＦＥ
Ｔは同時動作用に同じ電極を連結することによって、高
電力レベルにおける動作用に並列接続された制御可能な
電流経路を有していてもよい。伝送モードにおける動作
について説明したが、図３又は図１０の構成は、出力を
アースに短絡することにより反射モードで動作すること
ができる。又、ＦＥＴのソース及びドレイン接続は、必
要により反対にしてもよい。歪み発生器の動作特性の遠
隔制御用に、図１２(A) の可変コンデンサ１２１０は、
電圧可変キャパシタンスダイオードとして実施されても
よい。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来の基本的なＦＥＴ歪み発生器を示す図であ
る。

【図２】特定の動作モードにおける図１のＦＥＴ歪み発
生器の周波数の関数としてのコンピュータで発生した振
幅及び位相の応答特性を示すプロット図であって、信号
レベルの増大の関数として１つの周波数範囲における相
対的位相遅れ及び他の周波数範囲における位相進みを示
すプロット図である。

【図３】本発明による歪み発生器の簡略構成図であっ
て、ＦＥＴのソース−ドレイン経路がインピーダンスで
ブリッジされている図である。

【図４】図３の装置の簡略ブロック図であって、ブリッ
ジインピーダンスがインダクタで構成されている図であ
る。

【図５】コンピュータで発生した図４のＦＥＴ歪み発生
器の振幅及び位相の応答特性を信号の振幅の関数として
８ＧＨｚから１４ＧＨｚまでの周波数範囲にわたって示
すプロット図である。

【図６】図４におけるような歪み発生器で測定された位
相及び振幅の応答特性を２ＧＨｚから１８ＧＨｚまでの
範囲にわたって示すプロット図であって、図６(A) は位
相の応答特性を示すプロット図及び図６(B) は振幅の応
答特性を示すプロット図である。

【図７】周波数範囲１１ＧＨｚから１３ＧＨｚまでにわ
たって測定されたプロット図であって、図７(A) 及び図
７(B) は図６(A) 及び図６(B) にそれぞれ対応するプロ
ット図である。

【図８】図８(A) は進行波管増幅器と縦続接続された図
４の歪み等化器の簡略ブロック図であり、図８(B) 及び
図８(C) は先行歪ませ等化器を有している図８(A) の進
行波管増幅器の縦続接続に類似した縦続接続の位相及び
振幅の応答特性の測定値をそれぞれ示すプロット図であ
る。

【図９】図８(A) の線形化されたＴＷＴＡのバックアッ
プに対する搬送対相互変調（Ｃ／Ｉ）比を示すプロット
図である。

【図１０】図１０(A) は本発明による歪み発生器の簡略
構成図であって、抵抗がインダクタに直列に接続されて
直列結合を形成していると共に、この直列組合せがＦＥ
Ｔの制御電流経路を横切ってブリッジされている図であ
り、図１０(B) はインダクタとＦＥＴとの直列結合の簡
略構成図であって、ＦＥＴが制御可能な抵抗を構成して
いる図である。

【図１１】一方が主に信号レベルの関数として位相制御
用に構成されており、他方が圧縮又は振幅制御用に構成
されている縦続接続された２つの歪み発生器の簡略構成
図である。

【図１２】図１２(A) は図３のインピーダンスの代わり
に用いられる代わりのインピーダンスの簡略構成図であ
り、図１２(B) は図１２(A) の電流のインピーダンスを
示す図である。

【図１３】本発明による歪み発生器を用いた反射歪み発
生システムの簡略ブロック図である。

【図１４】本発明による先行歪ませ発生器を用いた多チ
ャンネル通信システムを有している衛星の総合ブロック
図である。

【符号の説明】

１０ 信号源 １２ 伝送線 １４ 歪み発生器 １６ 信号源インピーダンス １８ ＦＥＴ ２０ ソース電極 ２２ ドレイン電極 ２４ 出力伝送線 ２６ ソース−ドレイン伝導路 ３０ インピーダンス ４０ バイアス電圧源 ４２ 負荷インピーダンス ３１０ ブリッジインピーダンス ４１０ インダクタ １０１２ 抵抗

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 シャビア・サレブハイ・ムーチャラ アメリカ合衆国、ニュージャージ州、ケン ダル・パーク、バージニア・ストリート、 28番

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 歪ませられるべき信号の振幅及び位相の
   少なくとも一方を前記歪ませられるべき信号の振幅に応
   じて特定の周波数範囲内において歪ませる回路であっ
   て、 ゲート電極と、ソース電極と、ドレイン電極と、前記ソ
   ース電極と前記ドレイン電極との間の信号の流れを制御
   可能な経路とを含んでいるＦＥＴと、 前記ゲート電極に接続されていると共に前記ソース電極
   及び前記ドレイン電極の少なくとも一方に接続されてお
   り、前記制御可能な経路を通る信号の歪みに対して前記
   ＦＥＴを制御するように前記ゲート電極にバイアス電圧
   を印加するバイアス手段と、 前記ゲート電極と基準電位点との間に接続されており、
   前記制御可能な経路を通る前記信号の歪みに対して前記
   ＦＥＴを制御する前記バイアスと協働するべく前記周波
   数範囲内においてある範囲の値を有するように選択され
   ているリアクタンス手段と、 前記ソース電極に接続されている第１の端部と、前記ド
   レイン電極に接続されている第２の端部とを含んでお
   り、前記ソース電極と前記ドレイン電極との間の前記信
   号の流れに対する代わりの経路を形成しているインピー
   ダンス手段と、 前記歪ませられるべき信号を前記ソース電極及び前記ド
   レイン電極の一方に供給しており、歪ませられた信号を
   発生すべく前記歪ませられるべき信号を前記制御可能な
   経路及び前記代わりの経路に通すと共に前記歪ませられ
   た信号を利用手段に供給する供給手段とを備えた回路。
2. 【請求項２】 前記インピーダンス手段はインダクタン
   ス手段を含んでいる請求項１に記載の回路。
3. 【請求項３】 前記インピーダンス手段は線形である請
   求項１に記載の回路。
4. 【請求項４】 前記インダクタンス手段はインダクタに
   並列接続されたコンデンサを含んでいる請求項２に記載
   の回路。
5. 【請求項５】 前記インピーダンス手段は抵抗手段に直
   列接続されたインダクタンス手段を含んでいる請求項１
   に記載の回路。
6. 【請求項６】 前記抵抗手段は当該回路を通る信号の電
   力レベルに応じて位相シフトにおける変化を最小にする
   よう選択された値を有している請求項５に記載の回路。
7. 【請求項７】 本体と、 該本体に取り付けられており、受信信号を発生すべく信
   号を受信すると共に送信されるべき信号を送信するアン
   テナ手段と、 該アンテナ手段に接続されており、第１の複数の独立チ
   ャンネルに別々の信号を発生すべく前記受信信号を分割
   する信号処理及びマルチプレクス手段と、 第２の複数の増幅手段と、 前記信号処理及びマルチプレクス手段に接続されてお
   り、増幅された信号を発生すべく前記増幅手段の１つを
   前記チャンネルの各々に関連させるスイッチ手段と、 該スイッチ手段に接続されており、送信されるべき結合
   された信号を発生すべく前記増幅された信号を結合する
   と共に、前記アンテナ手段に接続されており、前記結合
   された信号を送信する信号結合手段と、 それぞれが前記増幅手段の１つに関連しており、前記ス
   イッチ手段の少なくとも１つの位置において前記チャン
   ネルの１つの線形化信号に対して接続されている複数の
   歪み線形化器とを備えており、 該歪み線形化器の各々は、 （ａ）ゲート電極と、ソース電極と、ドレイン電極と、
   前記ソース電極と前記ドレイン電極との間の信号の流れ
   を制御可能な経路とを含んでいるＦＥＴと、 （ｂ）前記ゲート電極に接続されていると共に前記ソー
   ス電極及び前記ドレイン電極の少なくとも一方に接続さ
   れており、前記制御可能な経路を通る信号の歪みに対し
   て前記ＦＥＴを制御するように前記ゲート電極にバイア
   ス電圧を印加するバイアス手段と、 （ｃ）前記ゲート電極と基準電位点との間に接続されて
   おり、前記制御可能な経路を通る前記信号の歪みに対し
   て前記ＦＥＴを制御する前記バイアスと協働するべく所
   定の周波数範囲内においてある範囲の値を有するように
   選択されているリアクタンス手段と、 （ｄ）第１及び第２の端部を含んでいるインダクタンス
   手段と、 （ｅ）該インダクタンス手段及び前記ＦＥＴに接続され
   ており、前記インダクタンス手段の前記第１の端部を前
   記ソース電極に接続していると共に前記第２の端部を前
   記ドレイン電極に接続しており、前記制御可能な経路に
   並列な前記信号の流れに対する経路を形成している第１
   の接続手段と、 （ｆ）歪ませられるべき前記信号を前記ソース電極及び
   前記ドレイン電極の一方に供給しており、前記信号を少
   なくとも１回前記制御可能な経路に通すと共にその結果
   の歪ませられた信号を利用手段に供給する第２の接続手
   段とを含んでいる衛星。
8. 【請求項８】 前記第１の複数は、前記第２の複数より
   も少ない請求項７に記載の衛星。
9. 【請求項９】 前記歪み線形化器の各々はそれ自身のチ
   ャンネルにおいて、前記信号処理及びマルチプレクサ手
   段と、前記自身のチャンネルに関連する前記増幅手段と
   の間に接続されている請求項７に記載の衛星。
10. 【請求項１０】 前記歪み線形化器の各々は、前記スイ
    ッチ手段のすべての位置において前記増幅手段の対応す
    るものに独自に関連している請求項７に記載の衛星。