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Empfangsanlage mit einer aktiven Empfangsantenne Die Erfindung bezieht
sich auf eine Empfangsanlage mit einer oder mehreren aktiven Empfangsantennen, wobei
jede aktive Empfangsantenne aus einem passiven Antennenteil und einem direkt angeschlossenen
Verstärker besteht und der passive Antennenteil zwei Ausgangsanschlüsse besitzt,
die direkt mit den Steueranschlüssen zweier Dreipole mit Transistorcharakter verbunden
sind. Der Verstärker besitzt zwei Ausgangsanschlüsse, an die über eine oder mehrere
Leitungen ein oder mehrere Empfänger angeschlossen sind.
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Fig. 1 zeigt schematisch die hochfrequenten Bestandteile der Anlage.
A ist der passive Anten,nenteil. 1 und 2 sind die Ausgangsanschlüsse des passiven
Antenneflteilsund gleichzeitig die Eingangsanschlüsse des Verstärkers. V ist der
Verstärker mit den Ausgangsanschlüssen 3'und 4. T1 und T2 sind die Dreipole mit-Transistorcharakter,
deren Steueranschlüsse an die Punkte 1 und 2 angeschlossen sind. Die an die Ausgangsanschlüsse
3 und 4 angeschlossene Impedanz stellt die Eingangsimpedanz der angeschlossenen
Leitungbzw. Leitungen dar.
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Der passive Antennenteil A kann neben den die elektromagnetische Strahlung
aufnehmenden Teilen auch passive Schaltelemente enthalten, die eine Impedanzanpassung
und / oder Frequenz selektion oder eine Symmetrierung mit bekannten Mitteln bewirken.
Der passive Antennenteil ist also allgemein ein passives Gebilde, das zwischen den
Punkten 1 und 2 eine durch die empfangene Welle erzeugte Spannung verursacht.
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Der Dreipol mit Transistorcharakter kann ein einzelner Transistor
sein. Er kann auch eine an sich bekannte Kombination mehrerer Transistoren sein,
soweit diese Kombination als Ganzes wie ein Transistor wirkt Der Dreipol mit Transistorcharakter
besitzt daher drei Anschlüsse: einen Steueranschluß, der der Steuerelektrode eines
Transistors (z.B. Basis oder Gate) entspricht, ferner einen,Quellanschluß der der
Quellelektrode eines Transistors (z.B. Emitter oder Source) entspricht, ferner einen
Ausgangsanschluß, der der Ausgangselektrode eines Transistors (z.B. Kollektor
oder
Drain) entspricht. Der Strom, der in den Quellanschluß eintritt, wird als Quellstrom
bezeichnet, der Strom, der aus dem Steueranschluß austritt, als Steuerstrom und
der Strom, der aus dem Ausgangsanschluß austritt, als Ausgangsstrom. Der Quellstrom
ist die Summe des Steuerstroms und des Ausgangsstroms. Der Transistorcharakter des
Dreipols beinhaltet ebenfalls die für Transistoren charakteristische Eigenschaft,
daß eine zwischen Steueranschluß und Ausgangsanschluß bestehende Wechselspannung
auf Grund der Transistorkennlinien keine merkliche Steuerwirkung auf Steuerstrom
und Quellstrom ausübt. Es fließt dann also zwischen Steuerelektrode und Ausgangselektrode
kein merklicher Strom, der von der genannten Spannung gesteuert wird. Diese Forderung
wird von Transistoren heutiger Bauart erfüllt, sobald Transistqren gewählt werden,
die auch eine hinreichend kleine Kapazität zwischen Steueranschluß und Ausgangsanschluß
besitzen derart, daß bei den Betriebsfrequenzen über diese Kapazität keine merklichen
Blindströme fließen.
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Ein bekanntes Beispiel eines Dreipols mit Transistorcharakter, der
aus zwei Transistoren besteht, ist die Darlington-Schaltung, die.in Fig. 2 gezeichnet
ist. T1 besteht aus den Transistoren T3 und T4, T2 aus den Transistoren T5 und T6
in Emitterfolgeschaltung. Eine der Ausgangselektroden jedes Transistorpaares dient
der Zuführung der Gleichspannung, eines als Ausgangsanschluß.
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Ein zweites Beispiel eines Dreipols mit Transistorcharakter, der aus
zwei Transistoren besteht, zeigt die Korriplementärschaltung der Fig. 3. T1 besteht
aus den homplementären Transistoren T3 und T4, T2 aus den Komplementären Transistoren
T5 und T6. Je ein Ausgangsanschluß des komplementären Paares, 9 oder 10, dient der
Gleichstromzuführung, der jeweils zweite Ausgangsanschluß des Paares, 3 oder 4;
als Ausgangsanschluß des Verstärkers.
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An die Ausgangsklemmen 3 und 4 des Verstärkers sind über eine oder
mehrere Leitungen ein oder mehrere Empfänger angeschlossen. Der Empfänger kann ein
Empfänger üblicher Bauart sein, an dessen Ausgang das übertragene Signal entnommen
wird. Der Empfänger kann aber auch ein Auswertenetzwerk allgemeiner Art sein, in
dem ankommende Signale verarbeitet werden, beispielsweise in der Form,daß in einem
Richtantennensystem die Ausgangssignale mehrerer Einzelantennen in einem Verzweigungspunkt
addiert und die Summe der Signale einem. Empfänger zugeführt wird, oder in der Form,
daß die Ausgangssignale mehrerer Einzelantennen zur Bestimmung der Einfallsrichtung
der empfangenen Welle einer bekannten Peilanordnung zugeführt werden.
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Ferner kann das Ausgangssignal oder Teile des Ausgangssignals über
mehrere Leitungen mehreren Empfängern oder Auswertenetzwerken zugeführt werden und
dort gegebenenfalls-in der bereits beschriebenen Weise mit den Ausgangssignalen
anderer Einzelantennen kombiniert werden.
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In der US - Patentschrift 2 578 973 ist eine Richtantenne für Empfangszwecke
aus mehreren symmetrisch aufgebauten Einzelantennen mit Dipolcharakter beschrieben.
Bei einer Ausführungsform dieser Erfindung ist an die Ausgangsanschlüsse jeder passiven
Einzelantenne ein symmetrisch aufgebauter Verstärker in Kathodenfolgeschaltung angeschlossen,
der in Fig. 3 der genannten Patentschrift gezeichnet ist. Hierbei sind.an die Ausgangsanschlüsse
der passiven Antenne die Steuergitter 34 zweier Trioden (30, 31). direkt angeschlossen.
In Spalte .3, Zeile 70 und folgende wird erläutert, daß in dieser Anordnung die
Ströme in der Einzelantenne so klein sind,-daß der Effekt der Kopplung zwischen
den Einzelantennen nahezu verschwunden, aber durch die Verstärkung trotzdem ein
ausreichendes Signal entsteht. Der Ausgang des Verstärkers ist über zwei gleiche
Kapazitäten 39 mit der symmetrischen Leitung 20, die zum Empfänger 12 führt, verbunden.
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Der Fachmann weiß, daß Anordnungen nach der genannten US-Patentschrift
als Ganzes exakt symmetrisch betrieben werden müssen und daß fehlende Symmetrie
zur Verfälschung der Amplitude
und / oder Phase des im Empfänger
verarbeiteten Signals führt.
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Derartige Fehler sind besonders wirksam, wenn mehrere Einzelantennen
zur Erzeugung von Richtwirkung oder zum Zwecke der Peilung im Empfänger oder Auswertenetzwerk
zusammenwirken. Dies gilt insbesondere bei der Erzeugung von Nullstellen des Empfangs
aus bestimmten Raumrichtungen, z.B. bei der Minimumpeilung.
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Unsymmetrien in symmetrischen Anordnungen entstehen beispielsweise
durch unsymmetrisch aufgebaute oder unsymmetrisch in einer vorgegebenen Umgebung
angebrachte passive AntennenteileSdurch ungleiche Dreipole mit Transistorcharakter,
durch Unsymmetrie der Ausgangsleitungen und des Empfängereingangs. Symmetrisch aufgebaute
Ausgangsleitungen werden bekanntlich schon dann unsymmetrisch, wenn sie nicht exakt
geradlinig verlegt werden. Erfahrungsgemäß entsteht jedoch die entscheidende unsymmetrische
Komponente im passiven Antennenteil beim Empfang der Welle. Bereits beim einfachen
elektrischen Dipol, dessen Stäbe eine gewisse Länge besitzen, entsteht auch bei
symmetrischem Aufbau eine Unsymmetrie seinerAusgangsspannung, wenn die empfangene
Welle schräg einfällt oder die Welle inhomogen ist. Eine schrägeiallende Welle,
die die eine Hälfte des Dipols früher erreicht als die andere Hälfte, erzeugt Unsymmetrie
der Ausgangsspannung. Ebenso wird bei Antennen, die ja immer in der Nähe anderer
Gegenstände z.B. Erdboden, aufgebaut sind, nicht vorausgesetzt werden können, daß
die Welle eine ebene Wellenfront mit überall gleichen Amplituden und Phasen hat,
sondern die Wellenteile, die die beiden Hälften der Antenne treffen, werden verschieden
sein und dann eine Unsymmetrie der Ausgangsspannung der symmetrischen Antenne hervorrufen.
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Die Wirkung dieser Unsymmetrie erläutert Fig. 4 in einem vereinfachten
Schema. Man kann die in der Anordnung entstehenden Spannungen aus zwei Quellen entstanden
denken. Eine Gegentaktquelle Q1 liegt in einem Stromkreis R1 der zwischen den Punkten
1 und 2 verläuft, und eine Spannung zwischen den Punkten 1 und 2 erzeugt. Die von
der Quelle Q1 erzeugte Spannung ist diejenige
Spannung, die der
Verstärker ausschließlich verarbeitet, wenn die Anlage fehlerfrei arbeitet. Eine
Gleichtaktquelle Q2 liegt im einfachsten Fall in einem Stromkreis K2, der einerseits
an einem Punkt 11 des Kreises K1 angeschlossen ist, andererseits an einem, Punkt
14 des Verbrauchers Z' Die Möglichkeit eines solchen zusätzlichen Kreises K2 ist
immer gegeben, da weder die Antenne noch der Empfänger im freien Raum schweben,
sondern zwangsweise mit der Umgebung verkoppelt sind. Die entscheidende Folge einer
solchen G'leichtaktanregung ist, daß die Signalspannung zwischen den Punkten 1 und
3 und die Signalspannung zwischen den Punkten 2 und 4 der Dreipole mit Transistorcharakter
nennenswert verschieden sein können. Wenn dann, wie in der genannten US-Patentschrift
die Punkte 1 und 3, bzw. 2 und 4 die Steuerstrecken der Dreipole mit Transistorcharakter
sind, sind dementsprechend die Ausgangswechselströme I3 und 1 des Verstärkers verschieden
und die Symmetrie der Spannung am Ausgang des Verstärkers, d.h. an der Impedanz
Zist gestört. In der Praxis.
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gibt es zahlreiche solcher zusätzlicher Gleichtaktkreise, die an verschiedene
Punkte der Empfangsanlage angeschlossen sind, insbesondere in komplizierteren Empfangsanlagen.
Es fließen dann in den Gleichtaktkreisen Ausgleichsströme, z.B. I1 - 12 im Punkt
11 und 13 - 14 im Punkt 14.
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Es gibt aber auch technisch interessante Fälle, bei denen eine unsymmetrische
Belastung der Ausgangsklemmen des Verstärkers absichtlich erfolgt, weil es für das
Auswerteverfahren vorteilhaft ist. Ebenso gibt es Fälle, bei denen nur eine unsymmetrische
Antenne für das Empfangsverfahren verfügbar ist, aber trotzdem ein Verstärker mit
2 Dreipolen mit Transistorcharakter vorteilhaft ist. Beispiele werden später angegeben.
In diesen Fällen ist ein Gegentaktverstärker nach der genannten uS-Patentschrift
grundsätzlich nicht verwendbar.
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In allen Empfangsanlagen hoher Genauigkeit müssen die Ausgangsleitungen
nach außen abgeschirmt sein, um keine Strahlungsleistung aus den ankommenden Wellen
aufzunehmen. Die abgeschirmte
symmetrische Zweidrahtleitung kann
man nur in den seltenen Fällen vollkommener Symmetrie verwenden. In allen anderen
Fällen vergrößert sie erfahrungsgemäß noch die Effekte der Unsymmetrie. Der Fachmann
fordert daher zumeist abgeschirmte Leitungen vom Charakter eines Koaxialkabels.
Es rist bekannt, daß koaxiale Kabel am Ausgang on unsymmetrischen Verstärkern mit
nur einem Transistor verwendet werden; beispielsweise in der bereits genannten US-Patentschrift
in Spalte 7, Zeile 60 ff. Jedoch ist dann die Spannungslage am Verstärkerausgang
nicht mehr frei wählbar, sondern durch den Außenleiter des Koaxialkabels festgelegt.
Dies verhindert oft die Verwendung eines Koaxialkabels oder erschwert die Verwendung.
Bekannt ist, daß man Sperrschaltungen oder Symmetrierschaltungen am Verstärkerausgang
anbringt, um die Spannungssituation am Verstärkerausgang so zu verändern, daß man
koaxiale Kabel verwenden kann.
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Jedoch sind solche Maßnahmen frequenzabhängig oder oft zu unvollkommen
in ihrer Wirkung, um sie in Empfangsanlage hoher Genauigkeit verwenden zu können.
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Aufgabe der Erfindung ist es, einen Verstärker zu schaffen, der auch
bei Unsymmetrie der Antenne und der D.reipole mit Transistorcharakter und bei Vorhandensein
einer zusätzlichen Gleichtakterregung an den Ausgangsanschlüssen 3 und 4 zwei gleiche
Ströme I3 = 14 liefert, die nur von der zwischen den Punkten 1 und 2 im Gegentaktkreis
S1 bestehenden Spannung gesteuert und weitgehend unabhängig sind von den Spannungen,
die zwischen den Punkten 1 und 3 bzw. 2 und 4 bestehen, sodaß der Ausgang des Verstärkers
den Anschluß von einem oder mehreren Ausgangsleitungen in weitgehend frei wählbaren
Spannungszuständen gestattet, vorzugsweise die Verwendung von Ausgangsleitungen
vom Charakter eines Koaxialkabels gestattet.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Quellelektroden
der beiden Dreipole mit Transistorcharakter nur durch einen Wechseistromzweipol
verbunden sind und die an den
Ausgang des Verstärkers angeschlossene
Leitung bzw. angeschlossenen Leitungen, die nach außen abgeschirmte Leitungen vom
Charakter eines Koaxialkabels sind, ohne Sperrschaltung oder Symmetrierschaltung,
an die Ausgangsanschlüsse der beiden Dreipole mit Transistorcharakter angeschlossen
sind, wobei im Fall mehrerer Leitungen die Eingänge dieser Leitungen in Parallelschaltung
oder Serienschaltung angeschlossen sind.
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Eine nach außen abgeschirmte Leitung vom Charakter einer Koaxialleitung
ist eine Leitung, bei der der eine Leiter als Innenleiter von dem zweiten Leiter
als Außenleiter vollständig oder praktisch vollständig umschlossen ist.
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Eine Sperrschaltung ist beispielsweise der bekannte2/ 4-Sperrtopf,
der in der Arbeit von Copeland.u.a., Antennafier arras' IEEE-Transactions on antennas
and propagation, BandAP 12, 1964, S. 227 - 233, in Fig. 1 für ein Koaxialkabel am
Ausgang eines Antennenverstärkers dargestellt' und auf S. 229 oben rechts als notwendig
zur Verhinderung von Mantelwellen beschrieben ist.
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Weitere Sperrschaltungen sind Drosseln, wie sie in der deutschen Offenlegungsschrift
P 1943890.5 - 35 am Ausgang eines Antennenverstärkers als übergang zu einem Koaxialkabel
beschrieben sind.
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Ssmmetrierschaltungen sind beschrieben im Meinke - Gundlach, Taschenbuch
der'I'ochfrequenztechnik, 3. Aufl., Berlin 1968, in den Abschn. E 17 bis 19.
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Den einfachsten Fall eines direkten Anschlusses einer einzelnen Leitung
K mit dem Charakter einer Koaxialleitung an den Verstärker nach der Erfindung zeigt
Fig. 5a, wobei einer der beiden Ausgangsanschlüsse mit dem Außenleiter der Leitung
verbunden ist.
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Am Ausgang des Kabels liegt der Empfänger oder allgemein das Auswertenetzwerk
N. Ebenso kann man mehrere Kabel parallel an die gleichen Ausgangsanschlüsse anschließen,
wobei die Außenleiter alle am gleichen Ausgangsanschluß des Verstärkers liegen.
Fig. 6 zeigt den Anschluß von zwei mit ihren Eingängen in Serie liegenden Leitungen.K1
und K2 mit dem Charakter einer Koaxialleitung, wobei die beiden Außenleiter am Punkt
15-verbunden sind und die beiden Innenleiter an die Ausgangsanschlüsse 3 und 4 des
Verstärkers
direkt angeschlossen sind. Am Ausgang der Leitungen
liegt ein Netzwerk N, das aus einem oder mehreren Empfängern oder einem oder mehreren
Auswertenetzwerken besteht.
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Wie in Fig. 5b kann zwischen dem Ausgangsanschluß des Verstärkers
und dem Innenleiter des Kabels eine Impedanz Z'liegen, oder wie in Fig. 5c zwischen
dem Ausgangsanschluß des Verstärkers und dem Aussenleiter des Kabels, oder wie in
Fig. 5d parallel zum Eingang des Kabels. Eine derartige zusätzliche Impedanz Z'
beeinflußt die Amplitude undZoder Phase der auf dem Kabel laufenden Welle. Dies
kann vorteilhaft verwendet werden, beispielsweise in Peilanlagen, in denen die Ausgänge
mehrerer Verstärker in vorgeschriebenen Phasenlagen in einem Auswertefletzwerk zusammengeführt
werden. Die zusätzliche Impedanz kann auch vorteilhaft zur Entkopplung zwischen
Verstärker und Ausgangskabel verwendet werden, wenn beispielsweise der am Kabelausgang
angeschlossene Verbraucherwiderstand stark schwankt und die Belastung des Verbraucherausgangs
weitgehend konstant sein soll. Als zusätzliche Impedanz Z' verwendet man in manchen
Fällen vorteilhaft einen Blindwiderstand, weil dieser keine Wirkleistung verbraucht.
Die zusätzliche Impedanz kann selektive Eigenschaften besitzen, um Störfrequenzen
auszublenden.
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Der Wechselstrom-Zweipol G ist ein Gebilde, das nur zwei Wechselstromanschlüsse
5 und 6 besitzt. Die Punkte 5 und 6 sind an die Quellelektroden der beiden Dreipcnemit
Transistorcharakter T1 und TR angeschlossen. Der Wechselstromzweipol, der keine
weiteren Anschlüsse von Wechselströmen besitzt, erzwingt dadurch die Gleichheit
15 = 16 der Wechselstrom-Quellvtröme der beiden Dreipole mit Transistorcharakter.
Dies schließt nicht aus, daß der Wechselstromzweipol erforderlichenfalls zusätzliche
Gleichstromanschlüsse besitzen kann, um beispielsweise, wie in Fig. 2 von einem
Gleichstromanschluß 8 über eine für Wechselstrom hinreichend hochohmige Schaltung
II dem Wechselstrom-Zweipol G an einem Anschluß 7 den für den Betrieb der Dreipole
mit Eransi6torcharakternotwendigen Gleichstrom
zuzuführen. Der
Wechselstrom-Zweipol G kann ein einfacher Draht sein, aber auch eine Schaltung,
die zur Einstellung der Verstärkunde, zur Einstellung von Phasenbeziehungen undXoder
zur Gegenkopplung dient.
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Der durch die Erfindung erzielte'Fortschrit't beruht darauf, daß die
zwischen den Punkten 1 und 3, bzw. 2 und4anzutreffenden Signalspannungen zwischen
Steuerelektrode und Ausgangselektrode eines Dreipols mit Transistorcharakter liegen.
Dies hat zur Folge, daß diegenannten Spannungen den Strom in den Dreipolen mit Transistorcharakter
nicht mehr merklich steuern und insbesondere zwischen den Anschlüssen 1 und 3, bzw.
2 und 4 keine merklichen, von den genannten Spannungen gesteuerten Ströme fließen.
iSennerfindungsgemäßkein Strom merklicher Größe vom Anschluß 1 zum Anschluß 3 durch
den Dreipol-T1 und auch kein Strom merklicher Größe vom Anschluß 2 zum Anschluß
4 durch den Dreipol T2 fließt und die Schaltung G ein Wechselstrom-Zweipol mit I5
= 16 ist, dann verzweigt sich der Quelistrom in jedem Transistor so, daß in Fig.
1 der am Punkt 1 austretende Steuerstrom I1 gleich dem am Punkt 2 eintretenden Steuerstrom
I2 ist, ebenso der am Punkt 3 austretende-Ausgangsstrom 13 gleich den am Punkt 4
eintretenden Ausgangsstrom I4. Dieser Zustand ist unabhängig davon, ob die Dreipole
Tl und T2 gleich oder ungleich sind, unabhängigvom Aufbau der Antenne und des Verbrauchers
Z.
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Es gibt dann zwei voneinander unabhängige Stromkreise, einen Eingangsstromkreis,
der den Steuerstrom Ii = I2 führt, und einen Ausgangsstromkreis, der den Ausgangsstrom
13 = I4 führt. Der Steuerstrom tritt als I2 in den Verstärker ein, läuft durch T2
und als Teil dos Quellstroms durch die Schaltung G und tritt durch Tl als I1 = I2
am Punkt 1 wieder aus. Der Ausgangsstrom tritt im Punkt 4 in den Verstärker ein,
läuft durch T2, dann als Teil des Quellstroms durch die Schaltung G, dann durch
T1 und als Strom 13= 14 zum Anschluß 3 und durch den zwischen den Anschlüssen 3
und 4 angeschalteten Verbraucher Z.
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Der Ausgangsstrom wird nur noch gesteuert von der Spannung zwischen
den-Anschlüssen 1 und 2, die aus dem Antennenkreis mit der Quelle Q 1 aus Fig. 4
stammt. Da I1 = 12 ist ist der Strom I - 1 den die Quelle Q 2 im Verzweigungspunkt
11
in den Verstärkereingang liefern konnte, gleich Null. Ebenso
ist wegen I3 = 14 der Strom I3 - I4, den die Quelle Q2 äm Punkt 14 aus dem Verbraucher
Z herausziehen konnte, gleich Null. Der Kreis der Quelle Q2 ist also ohne Strom.
Dies gilt auch bei Anwesenheit mehrerer Gleichtaktkreise.
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Dadurch entfällt beispielsweise bei Verwendung magnetischer Dipole
auch die bereits beschriebene, störende Einwirkung elektrischer Felder, die nur
über den Gleichtaktkreis zustandekommen könnte. Die Spannung zwischen den Punkten
1 und 2 ist dann die durch die magnetischen Felder in der Leiterschleife des magnetischen
Dipols induzierte Spannung/und am Ausgang des Verstärkers erscheinen nur Wirkungen
des magnetischen Feldes. Dies ist besonders wichtig für Peilanlagen hoher Genauigkeit,
die mit magnetischen Dipolen, z.B. Rahmenantennen, arbeiten.
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Ein Antennenverstärker mit den beiden genannten Stromkreisen ergibt
eine Entkopplung zwischen dem passiven Antennenteil und den Verbraucher Z, was beivielen
Anwendungsfällen manche vorteilhaften Anordnungen überhaupt erst ermöglicht und
bei Peilanlagen die Genauigkeit verbessert. Beispielsweise ist keine Symmetrie des
passiven Antenneneils erfo,rderlich, sondern beliebig unsymmetrische, auch einseitig
geerdete, passive Antennenteile können für die Empfangsanlage nach der Erfindung
verwendet werden. Durch die Erfindung wird es auch möglich, die Steuerung des Ausgangsstrom
durch die zwischen den Punkt 1 und 2 liegende Spannung unabhängig davon vorzunehmen,
wie die Spannungssituation an den Ausgangsanschlüssen 3 und 4 ist.
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Beispielsweise kann eine Ausgangsleitung mit dem Charakter eines Koaxialkabels
wie in Fig. 54mit seinem Außenleiter direkt an einen der Ausgangsanschlüsse angeschlossen
werden, ohne daß sich dadurch die Aus steuerung der Transistorströmemeßbar ändert.
Hierbei gibt es zwei Möglichkeiten, den Anschluß des Außenleiters an den Punkt 3
und den Anschluß des Außen leiters an den Punkt 4. Beide Fälle unterscheiden sic
dadurch, daß die Spannung zwischen Innenleiter und Außenleiter in einen
Fall
eine Phasendifferenz von1800 gegenüber dem anderen Fall hat. Durch den Anschluß
des Außenleiters an einen geeigneten Ausgangsanschluß des Verstärkers hat man also
die Wahl zwischen 2 Phasenzuständen der Kabelspannung. Dies kann beispielsweise
für eine Minimumpeilung vorteilhafte -und sehr einfache Auswerteschaltungen ergeben,
weil bei Minimumpeilung eine Differenz der Ausgangsspannungen der Verstärker von
zwei Einzelantennen gebildet wird und diese Differenzbildung nach Vorzeichenumkehr
der einen Spannung, d.h. Wahl geeigneter Anschlüsse des Außenleiters der Leitungen'eine
technisch einfachere und zuverlässiger durchführbare Summenbildung wird.
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Es können auch mehrere Empfänger an- den Ausgang des gleichen Verstärkers
über eine entsprechende Zahl von Ausgangsleitungen vom Charakter eines Koaxialkabels
angeschlossen werden. Soweit keine besonderen Phasenbeziehungen zwischen den verschiedenen
Empfängern bestehen, können die Eingänge dieser Leitungen parallelgeschaltet werden
und zwar derart, daß alle Außenleiter am gleichen Ausgangsanschluß des Verstärkers
liegen. Es können auch zwei Ausgangsleitungen an ihrem Eingang wie in Fig. 6 in
Serie geschaltet werden, wobei die beiden Außenleiter am Punkt 15 verbunden sind
und die Innenleiter an die Ausgangsklemmen 3 und 4 des Verstärkers angeschlossen
sind. Die in Fig5b und d erstellte Möglichkeit einer zusätzlichen Impedanz kann
auch bei mehreren Ausgangsleitungen sinngemäß angewendet werden.
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Die Serienschaltung nach Fig. 6-enthält vorteilhafte Möglichkeiten.
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An Hand von Fig. 7 wird diese Serienschaltung näher betrachtet.
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Z1 und Z2 sind die in Serie liegenden Impedanzen, die die Ausgangsbelastung
des Verstärkers darstellen. Z1 und Z2 sind im Fall der Fig. 6 die Eingangsimpedanzen
der Kabel K1 und K2. Wenn, wie in Fig. 5b oder d zusätzliche Impedanzen Ztan den
Kabeleingängen vorhanden sind, sind diese zusätzlichen Impedanzen in den Impedanzen
Z1 und Z2 enthalten. Die Ströme durch beide Eingangsimpedanzen sind, der Erfindung
entsprechend, gleich groß und der gemeinsame Strom ist I3 14. Die Spannungen an
Z1 und Z2 sind dann ihrer Amplitude nach proportional den Scheinwiderständen
von
Z1 und Z. Die Amplitudenverhältnisse an den Kabel eingängen hängen also lediglich
von den Scheinwiderständen /Z1/ und /Z2/ ab und können durch Wahl dieser Scheinwiderstände
eingestellt werden. Die Phasen der beiden Spannungen an den Kabeleingängen sind
wegen der Gleichheit der Ströme durch die Phase der Z1 und Z2 festgelegt und durch
Wahl der Phasen beider Impedanzen weitgehend frei einstellbar.
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Für die Anwendung besonders bedeutsam ist der Fall zweier gleicher
Eingangsimpedanzen Z1 = Z2 Dann liegt an beiden Impedanzen eine Spannung gleicher
Größe, wobei die Spannung zwischen den Punkten 3 und 15 und die Spannung zwischen
den Punkten 4 und 15 gegenphasig sind. Bei Verwendung von Leitungen besteht eine
bevorzugte Anordnung nach der Erfindung darin, daß jede Leitung mit ihrem Wellenwiderstand
z,L abgeschlossen ist. Bei Empfangsanordnung für größere Frequenzbereiche mit breitbandigen
Antennenverstärkern ohne Selektion der Nutzfrequenz laufen auf den Ausgangskabeln
der Verstärker viele empfangene Frequenzen gleichzeitig. Es ist daher vorteilhaft,
die Eingangsimpedanz so zu gestalten, daß die Anpassung es Auswertenetzwerks N an
den Wellenwiderstand der Kabel im ganzen Frequenzbereich der empfangenen Frequenzen
breitbandig erfolgt.
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Dies macht es einerseits möglich, bei Wechsel der Peilfrequenz ohne
jede Abstimm-Maßnahme im Auswertenetzwerk zu arbeiten.
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Aber auch bei gleichbleibender Peilfrequenz tritt dann für keine der
auf der Leitung laufenden zusätzlich vorhandenen Empfangsfrequenz eine Reflexion
am Leitungsende auf, so daß der Verstärkerausgang für alle gleichzeitig auftretenden
Frequenzen einen günstigen Abschlußwiderstand hat. Reflexionen auf dem Kabel können
an den Kabel enden zu resonanzartigen Spannungsüberhöhungen für irgendeine der empfangenen
Frequenzen führen, also zur Ubersteuerung und nichtlinearem Verhalten der Transistoren,
die an den beiden Kabelenden, d.h. in den Verstärkern und möglicherweise auch im
Empfänger N vorhanden sind.
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In einer vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung sind die Abschlußwiderstände
Z L der Kabel jeweils- eine Kombination eines frequenzunabhängigen ohmschen Widerstandes
RK und einer Anordnung, die die für den Empfang erforderliche Signalleistung entnimmt.
Da der Vorverstärker ausreichende Signalleistung zur Verfügung stellt und verlusterzeugende
Maßnahmen auf der Ausgangsseite des Verstärkers das Signal -Rauschverhältnis kaum
noch beeinflussen, gestattet die Erfindung, die im Auswertenetzwerk für die ei'gentliche
Auswertung erforderliche Leistung so klein zu halten, daß sie wesentlich kleiner
ist als die vom Kabel gelieferte Leistung. Die für das Auswertenetzwerk erforderliche
Leistung wird daher erfindungsgemäß durch lose Ankopplung aus dem Kabelende derart
entnommen, daß die am Kabelausgang verfügbare Leistung zum überwiegenden Teil von
dem Widerstand RK verbraucht wird, der dementsprechend nahezu gleich dem Wellenwiderstand
Z L des Kabels ist. Dadurch wird erreicht, daß die Wellenwiderstandsanpassung am
Kabelende breitbandig wird und relativ große Freiheit in der Gestaltung des Empfängers
besteht.
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Das für die Auswertungentnorene Signal kann als Spannung am Ende des
Innenleiters des Kabels am Punkt 16 entnommen werden, wobei in Fig. 8 der Widerstand
L aus der Parallelschaltung des Widerstandes RK und eines- die Spannung verarbeitenden
Verbrauchers ZV besteht, wobei der Scheinwiderstand dieses Verbrauchers vorzugsweise
wesentlich größer als RK ist.
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Dieser die Spannung verarbeitende Verbraucher kann die hochohmige
Steuerstrecke, z.B. gate - source - Strecke eines Feldeffekttransistors, eines Transistors
sein, in dessen Ausgangskreis die Auswertung vorgenommen wird.
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Das für die Auswertung entnommene Signal kann der Ausgangsstrom des
Kabels sein. Hierbei wird die zur Auswertung erforderliche Leistung wie in Fig.
g einer Impedanz ZV entnommen, die in Serie zum Widerstand RK liegt und deren Scheinwiderstand
vorzugsweise wesentli-ch kleiner als RK ist. Der den Strom verarbeitende Verbraucher
ZV kann vorteilhaft wie in Fig. 10 die Steuerstrecke eines Transistors T7 sen, in
dessen
Ausgangsimpedanz ZT die Auswertung erfolgt. Der Transistor wird hierbei in einer
Schaltung verwendet, bei der er zwischen den genannten Anschlüssen den geforderten
niedrigen Widerstand besitzt. Im Beispiel eines bipolaren Transistors liegt der
Emitter am Punkt 17, d.h. an dem dem Kabel abgewandten Ende des Widerstandes RK
und die Basis am Außenleiter des Ausgangskabels. Die zwischen diesen Anschlüssen
liegende Spannung ist die Steuerspannung des Transistors. Der dritte Transistoranschluß
als Ausgangselektrode hat einen hohen Innenwiderstand, sodaß der gesteuerte Transistorstrom
des T7 an einer relativ hohen Impedanz ZT eine entsprechend verstärktezur Auswertung
geeignete Spannung liefert. Setzt man voraus, daß der über die Basis des T7 abfließende
Strom 1B sehr klein gegenüber dem ankommenden Strom I ist, so fließt praktisch der
ankommende Strom I auch über die Impedanz ZT, wobei die am Punkt 18 entstehende
Spannung keine merkliche Wirkung auf die Ströme des Transistors T7 hat. Die Impedanz
ZT kann ein reeller frequenz unabhängiger Widerstand RT sein, wodurch die an ZT
entstehende Auswertespannung dem Strom I phasengleich und ihm frequenzunabhängig
proportional ist.
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ZT kann aber auch eine komplexe, frequenzabhängige Impedanz sein,
wodurch eine Phasendrehung der an ZT entstehenden Auswertespannung gegenüber dem
ankommenden Strom I und eine frequenzabhängige Verstärkung entsteht. Wenn beispielsweise
ZT eine'Kapazität ist, tritt gegenüber dem Strom I eine nacheilende Phasendrehung
von 900 auf, und die Verstärkung ist umgekehrt proportional zur Frequenz. Formal
kann man diesen Vorgang in komplexer Darstellung so beschreiben, daß das Signal
durch diese Schaltung mit dem Faktor 1/jZ multipliziert wird.
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Wenn ZT eine InduXtivität ist, tritt gegenüber dem Strom 1 eine voreilende
Phasendrehung von 90° auf und die Verstärkung ist proportional zur Frequenz. Formal
kann man diesen Vorgang in komplexer Schreibweise so ausdrücken, daß das Signal
in dieser Schaltung mit dem Faktor jWmultipliziert wird.
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Es gibt Anwendungsfälle, bei denen mehrere Empfangsantennen mitwirken
und dementsprechend mehrere Verstärkerausgänge
dem gleichen Empfänger
zugeführt werden. Dann verwendet man vorteilhaft eine Anordnung nach Fig. 11, in
der die Impedanz ZV des Empfängers zwei Kabelausgängen gemeinsam ist. V1 und V2
sind die Verstärker zweier Antennen, K3 und K4 die beiden Ausgangskabel, deren Außenleiter
miteinander leitend verbunden sind. Jeder Kabelausgang führt zu getrennten Widerständen
RK, deren dem Kabelausgang abgewandte Enden im Punkt 19, dem einem Ende der Impedanz
ZV' verbunden sind. Im ZV addieren sich die Ausgangsströme der beiden Verstärker,
wobei die getrennt vorgeschalteten Widerstände RK die beiden Verstärkerausgänge
voneinander weitgehend entkoppeln. Sinngemäß kann man die Impedanz Z wie in Fig.
10 aus der Serienschaltung eines Transistors T7 und einer Impedanz ZT aufbauen und
so die bereits beschriebenen Vorteile dieser Schaltung auch hier herbeiführen. Der
Schaltungsteil, der in Fig. 11 aus den beiden Widerständen RK und der ImpedanzZv
mit Transistor T7 besteht, wird im Folgenden als Addierschaltung bezeichnet.
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In manchen Fällen fordert die Empfangsanordnung, daß in Fig. 11 die
dem gemeinsamen Empfänger Zv-zugeführten Ströme mit bestimmter Phasendifferenz zugeführt
werden. Beispielsweise wird bei Minimumpeilung die Differenz der an den Verstärkereingängen
erscheinenden Ausgangssignale zweier passiver Antennen gebildet. Da in der Schaltung
von Fig. 11 lediglich eine Addition der Ströme möglich ist, kann bei Verwendung
einer solchen Schaltung die Phasenumkehr des einen Signals bereits am Ausgang des
Verstärkers nach bereits- beschriebenem Verfahren stattfinden.
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Die für die Empfangsanordnung gegebenenfålls erforderlichen Phasendifferenzen
zwischen den Ausgängen der Kabel können auch dadurch eingestellt werden, daß die
Längen der Kabel verschieden gewählt werden. Bei Kabeln, die mit ihrem Wellenwiderstand
abgeschlossen sind, ist die Phasendrehung im Kabel proportional zur Kabellänge.
Die erzielte Phasendrehung ist frequenzabhängig, im,Anpassungsfall proportional
zur Frequenz.
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Die Einstellung der Phasendifferenzen der Kabelausgänge durch
die
verschiedene Kabellänge eignet sich daher für Empfangssysteme, die eine frequenzproportionale
Phasendifferenz erfordern. Frequenzproportionale Phasendrehung ist identisch mit
frequenzunabhänaiger Phasenlaufzeit. Die Verwendung von Ausgangskabeln verschiedener
Länge erfolgt also erfindungsgemäß vorteilhafterweise dann, wenn das Empfangssystem
den Ausgleich von Laufzeitunterschieden erfordert.
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Es gibt Anwendungsfälle, bei denen das Ausgangssignal eines Kabels
bei der Auswertung mehrfach verwendet wird, sodaß mehrere Empfänger an den gleichen
Kabelausgang angekoppelt sind. In diesem Fall besteht eine vorteilhafte Lösung darin,
daß der Abschlußwiderstand Z, ZL aus mehreren parallelen Widerständen besteht. Im
Fall gleicher Empfänger, die einen gleichen Signalanteil erhalten sollen, sind die
parallelen Widerstände gleich groß. Daher hat jeder Empfänger bei Anpassung, am
Kabelende und bei n Empfängern den Eingangswiderstand n ZL. Fig. 12 zeigt das Beispiel
zweier paralleler Widerstände RK1 und RK2t wobei jedem Widerstand das Signal durch
einen in Serie geschalteten Empfängcreinoang wie in Fig. 9 entnommen wird. ZV1 und
ZV2 sind die Eingangsimpedanzen der beiden Empfänger.
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Fig.- 13 zeigt das Beispiel von 2 Ausgangskabeln K3 und K4 mit geteilten
Abschlußwiderständen RK1 und RK2, bzw. RK3 und Ru,4, wobei die Widerstände RK2 und
RK3 verschiedener Kabel an ihren den Kabeln abgewandten Enden miteinander im Punkt
19 verbunden sind und zwischen diesem Verbindungspunkt und den miteinander verbundenen
Außenleitern der Kabel der Eingang des Empfängers mit der Impedanz ZV3 liegt. Hierbei
steht für jeden Kabelausgang die Signal spannung an einem weiteren Entnahmepunkt
20 bzw. 21 zur Verfügung. Die Vorgänge in den Punkten 19, 20 und 21 sind bei der
gezeichneten Schaltung durch die vorgeschalteten Widerstände RK weitgehend voneinander
entkoppelt.
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Die vorteilhafte Anwendung solcher Anordnungen nach der Erfindung
zur Herstellung von Nullstellen des Empfangs, insbesondere zur Minimumpeilung, wird
im Folgenden an Hand einiger
charakteristischer Beispiele beschrieben.
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Fig. 14 zeigt in Erweiterung von Fig. 1 das Prinzip eines Empfangs
systems mit zwei passiven, Antennenteilen Al und A2 und zwei Verstärkern V1 und
V2. Die beiden Verstärker, die schematisch vereinfacht als Dreieck gezeichnet sind,
werden an der Spitze des Dreiecks durch den jeweiligen passiven Antennenteil erfindungsgemäß
gespeist und haben jeder zwei Ausgangsleitungen entsprechend Fig. 6, die mit + und
- bezeichnet sind und aus denen das Signal der betreffenden Einzelantenne in gleicher
Größe mit entgegengesetztem Vorzeichen herauskommt. K1 bis K4 sind die Ausgangskabel
der 4 Ausgänge der zwei Verstärker. D1 und D2 sind Addierschaltungen nach Fig. 11.
In jeder Addierschaltung wird das Signal eines Ausgangs des Verstärkers V1 zu dem
Signal des jeweils entgegengesetzten Vorzeichens des Verstärkers V2 addiert.
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Wenn in der Schaltung der Fig. 14 die-beiden passiven Antennenteile
Al und A2 gleich sind, z.B. elektrische Dipole gleicher Länge, und beide Verstärker
gleiche Verstärkung besitzen und die Kabel zwischen Verstärkerausgang und Addierschaltung
gleiche Länge haben, so ergibt sich am Ausgang der Addierschaltung eineNullstelle
des Empfangs aus allen denjenigen Raumrichtungen, für die die empfangene Welle in
beiden Einzelantennen mit gleicher Phase eintritt, also in der Symmetrieebene der
beiden Strahler. Die Richtcharakteristik hat dann die bekannte Form einer Acht.
An den Ausgängen der Addierschaltungen D1 und D2 ergibt sich die gleiche Acht, jedoch
mit der Phasendifferenz 180?.
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Das folgende Beispiel betrifft die Anwendung von Ausgangsleitungen
verschiedener Länge zum Zwecke der Minimumpeilung.
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Wenn in der Schaltung der Fig. 14 das Kabel K3 länger ist als das
Kabel K1, wobei die elektrisch wirksame Länge der Längendifferenz der Kabel gleich
dem geometrischen Abstand der beiden Einzelstrahler ist, dann ist die Richtcharakteristik
am Ausgang des Addierers D1 eine Kardioide, deren Nullstelle zur Antenne A2 hin
gerichtet ist, also zu derjenigen
Antenne hin, die das längere
Kabel besitzt. Wenn das Kabel K4 entsprechend länger ist als das Kabel K2, erhält
man im Addierer D2 eine Richtcharakteristik in Form einer Kardioide, deren Nullstelle
zur Antenne 1 hin gerichtet ist.
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Diese Nullstellen entstehen dadurch, daß beispielsweise eine in Fig.
14 von rechts kommende Welle an der Antenne A2 früher eintritt als an der Antenne
Al und diese Zeitdifferenz durch das längere Kabel K3 kompensiert wird. Unter Berücksichtigung
des negativen Vorzeichens im Kabel K3 treffen daher das von der Antenne Al aufgenommene
Signal und das von der Antenne A2 aufgenommene Signal an der Additionsschaltung
D1 gleichzeitig mit entgegengesetzten Vorzeichen ein und löschen sich aus.
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Das folgende Beispiel betrifft die Anwendung einer Phasendrehung am
Ausgang der Addierschaltung.
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Da durch die Verstärker V1 und V2 die Ausgangssignale von den Einzelstrahlern
entkoppelt sind und wie in Fig. 13 die Ausgänge mehrfach verwendet werden können,
wird es durch die Erfindung möglich, mit Hilfe der Ausgangs signale der Verstärker
unter vorzugsweiser Verwendung von Addierschaltungen und Unterteilungen nach Fig.
13 auch kompliziertere Auswerteschaltungen aufzubauen. Ein Beispiel zeigt Fig. 15.
Zwei elektrische Dipole als Einzelstrahler Al und A2 speisen zwei Verstärker Vi
und V2. Die Verstrrkerausgänge, die ein der jeweiligen elektrischen Feldstärke E1
bzw. E2 proportionales Signal in der Schaltung von Fig. 6 mit beiden Vorzeichen
anbieten, werden 3 Addierschaltungen D1 bis D3 über Kabel gleicher Länge in der
gezeichneten Weise zugeführt. Am Ausgang der Addierschaltungen bilden sich Signale,
die den Größen E1 + E2' E1 - E 2 und E2 -'E1 proportional sind. Im Folgenden wird
vorausgesetzt, daß der räumliche Abstand zwischen den Einzelantennen Al und A2 kleiner
als eine Wellenläng ist. Am Ausgang der Addierschaltung D3, die ein Signal proportional
zur Summe Ei + E2 enthält, kann man bei kleinen Abstand der Einzel antennen am Ausgang
24 ein Signal mit annähernd Rundcharakteristik entnehmen, was aus allen Richtungen
etwa gleichen Empfang ergibt. Am Ausgang der Addierschaltungen D1
und
D3, wo man Differenzgrößen proportional zu E2 - E1 bzw.
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E1 - E2 erhält, ist das Signal frequenzabhängig und zwar annähernd
proportional zur Frequenz. Es werden daher die Addierschaltungen -D1 und D3 an ihrem
Ausgang nach Fig. 10 mit Hilfe eines Transistors T7 und einer Kapazität CT als Impedanz
ZT so ausgebildet, daß die beiden Signale den Faktor 1/jM erhalten, , also eine
Phasendrehung um 900 und einen Faktor der die Frequenzabhängigkeit weitgehend aufhebt.
Führt man das mit 1/jA3 multiplizierte Signal der Addierschaltung Di mit dem Ausgang
der Addierschaltung D3 in einer'Addierschaltung D4 so zusammen, daß diese beiden
Signale gleiche Amplitude haben, so entsteht am Ausgang 22 der Addierschaltung D4
eine Richtcharakteristik in Form einer Kardioide. Führt man das mit 1/jw multiplizierte
Signal der Addierschaltung D2 mit dem Ausgang der Addierschaltung D3 in einer Addierschaltung
D5 in einem Addierer A5 so zusammen, daß diese beiden Signale gleiche Amplitude
haben, so entsteht am Ausgang 23 der Addierschaltung D5 eine Richtcharakteristik
in Form einer Kardioide, deren Nullrichtung entgegengesetzt zur Nullrichtung der
Kardioide der Addierschaltung D4 liegt. Man kann die gleiche Aufgabe mit größerem
Aufwand natürlich auch dadurch lösen, daß man Addierschaltungen D1 und D2 ohne Phasendrehunaverwendet
und am Ausgang jeder Addierschaltung eine an sich bekannte Schaltung folgen läßt,
die eine Phasendrehung von 960 erzeugt und das Signal mit einem Faktor multipliziert,
der umgekehrt proportional zur Frequenz ist.